JP2637090B2 - 音響信号処理回路 - Google Patents
音響信号処理回路Info
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- JP2637090B2 JP2637090B2 JP62013942A JP1394287A JP2637090B2 JP 2637090 B2 JP2637090 B2 JP 2637090B2 JP 62013942 A JP62013942 A JP 62013942A JP 1394287 A JP1394287 A JP 1394287A JP 2637090 B2 JP2637090 B2 JP 2637090B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、音楽信号などのオーデイオ（音響）信号を
デイジタル化して記録、伝送、再生を行なうデイジタル
オーデイオ（音響）信号処理回路に係り、特に、２チヤ
ンネル以上のステレオ音楽信号を記録、伝送するための
情報量を低減するのに好適な情報圧縮技術を用いた音響
信号処理回路に関する。
デイジタル化して記録、伝送、再生を行なうデイジタル
オーデイオ（音響）信号処理回路に係り、特に、２チヤ
ンネル以上のステレオ音楽信号を記録、伝送するための
情報量を低減するのに好適な情報圧縮技術を用いた音響
信号処理回路に関する。
現在、デイジタルオーデイオの分野においては、音声
通信の分野と異なり、オーデイオ信号をデイジタル化す
る場合には、線形PCM（パルスコードモジユレーシヨ
ン）を用いるのが主流となつている。たとえば、コンパ
クトデイスク（CD）では、44.1KHz標本化、16ビツト線
形量子化を用いている。このため、オーデイオ信号の伝
送ビツトレートは約1.4Mbit/sとなり、さらに、同期信
号、制御信号、誤り検出訂正符号を付加すると、伝送ビ
ツトレートは、約2Mbit/sとなり、１時間再生するのに
必要な記録容量は約7.2Gbitに達する。このため、再生
時間を長時間化したり、又は、例えば、特開昭59−9248
2号公報に示されたような、半導体メモリを用いたICレ
コード等を実現するため、記憶・伝送媒体の容量を減少
させるためには、オーデイオ信号の品質を著しく劣化さ
せることなしに、情報圧縮を行なうことが必要である。
通信の分野と異なり、オーデイオ信号をデイジタル化す
る場合には、線形PCM（パルスコードモジユレーシヨ
ン）を用いるのが主流となつている。たとえば、コンパ
クトデイスク（CD）では、44.1KHz標本化、16ビツト線
形量子化を用いている。このため、オーデイオ信号の伝
送ビツトレートは約1.4Mbit/sとなり、さらに、同期信
号、制御信号、誤り検出訂正符号を付加すると、伝送ビ
ツトレートは、約2Mbit/sとなり、１時間再生するのに
必要な記録容量は約7.2Gbitに達する。このため、再生
時間を長時間化したり、又は、例えば、特開昭59−9248
2号公報に示されたような、半導体メモリを用いたICレ
コード等を実現するため、記憶・伝送媒体の容量を減少
させるためには、オーデイオ信号の品質を著しく劣化さ
せることなしに、情報圧縮を行なうことが必要である。
高能率音声符号化方式の分野においては、音声信号の
スペクトラム構造を表わす係数を量子化して伝送する適
応変換符号化方式が知られている。この方式の代表的な
ものは、特開昭55−57900号公報や、特開昭57−161795
号公報に詳しく述べられているように、短時間音声系列
の離散的コサイン変換（DCT）係数を求め、DCT係数を量
子化伝送する方式である。
スペクトラム構造を表わす係数を量子化して伝送する適
応変換符号化方式が知られている。この方式の代表的な
ものは、特開昭55−57900号公報や、特開昭57−161795
号公報に詳しく述べられているように、短時間音声系列
の離散的コサイン変換（DCT）係数を求め、DCT係数を量
子化伝送する方式である。
上記従来技術においては、高能率音声符号化を行なう
場合に、音声の特徴を利用して適応的に符号化を行なう
方式であり、２チヤンネルのステレオ音楽信号等の、音
声とは統計的性質の異なつた信号に対する高能率符号化
に対しては、配慮されていなかつた。
場合に、音声の特徴を利用して適応的に符号化を行なう
方式であり、２チヤンネルのステレオ音楽信号等の、音
声とは統計的性質の異なつた信号に対する高能率符号化
に対しては、配慮されていなかつた。
本発明は、２チヤンネル又はそれ以上のステレオ音楽
信号等を高能率に符号化して伝送し、これを復号化する
音響信号処理回路を提供することを目的とする。
信号等を高能率に符号化して伝送し、これを復号化する
音響信号処理回路を提供することを目的とする。
上記目的は、２チヤンネル又はそれ以上のステレオ音
声信号等の、チヤンネル間の相関性を利用して、符号化
に用いるビツト数の配分を決定することにより実現でき
る。例えば、チヤンネル間の差信号を発生させ、基準信
号と、差信号をスペクトラムに変換して符号化し、符号
化に際し、各信号の総パワーに応じて、各信号の符号化
に割り当てる総ビツト数を決め、さらに、各スペクトラ
ムを符号化する際、その割り当てられたビツト数の中で
適応的に量子化ステツプ、符号化割り当てビツト数を変
化させることにより達成される。
声信号等の、チヤンネル間の相関性を利用して、符号化
に用いるビツト数の配分を決定することにより実現でき
る。例えば、チヤンネル間の差信号を発生させ、基準信
号と、差信号をスペクトラムに変換して符号化し、符号
化に際し、各信号の総パワーに応じて、各信号の符号化
に割り当てる総ビツト数を決め、さらに、各スペクトラ
ムを符号化する際、その割り当てられたビツト数の中で
適応的に量子化ステツプ、符号化割り当てビツト数を変
化させることにより達成される。
ステレオ音楽信号等の音響信号のチヤンネル間には、
相関性がある為に、符号化に用いる総ビツト数を低減す
ることがでる。例えば、チヤンネル間の差信号のパワー
は、各チヤンネル信号のパワーに比べて、統計的に低く
なるので、差信号と１チヤンネルの基準信号をスペクト
ラムに変換して伝送することにより、各チヤンネルを、
各々スペクトラムに変換して伝送する場合に比べて、伝
送容量を低減できる。しかし、信号の短時間スペクトラ
ムは、瞬時的には、差信号のパワーが大きくなる場合が
あるので、基準信号のスペクトラムの適応量子化符号化
に用いる総ビツト数と、差信号のスペクトラムの適応量
子化符号化に用いる総ビツト数を、基準信号と、差信号
の短時間総パワーに応じて割り当てを行なつてから、各
々のスペクトラムを適応量子化符号化することにより、
差信号パワーの瞬時的な変化があつても、音楽信号の明
瞭性を失うことなく、高能率な符号化，復号化を行うこ
とができる。
相関性がある為に、符号化に用いる総ビツト数を低減す
ることがでる。例えば、チヤンネル間の差信号のパワー
は、各チヤンネル信号のパワーに比べて、統計的に低く
なるので、差信号と１チヤンネルの基準信号をスペクト
ラムに変換して伝送することにより、各チヤンネルを、
各々スペクトラムに変換して伝送する場合に比べて、伝
送容量を低減できる。しかし、信号の短時間スペクトラ
ムは、瞬時的には、差信号のパワーが大きくなる場合が
あるので、基準信号のスペクトラムの適応量子化符号化
に用いる総ビツト数と、差信号のスペクトラムの適応量
子化符号化に用いる総ビツト数を、基準信号と、差信号
の短時間総パワーに応じて割り当てを行なつてから、各
々のスペクトラムを適応量子化符号化することにより、
差信号パワーの瞬時的な変化があつても、音楽信号の明
瞭性を失うことなく、高能率な符号化，復号化を行うこ
とができる。
以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。
第１図は本発明による音響信号処理回路の第一実施例
を示すブロツク図であつて、この実施例は、簡単の為、
Ｌチヤンネル（Ｌ−ch）、Ｒチヤンネル（Ｒ−ch）の２
チヤンネルステレオ音楽信号に適用した例である。
を示すブロツク図であつて、この実施例は、簡単の為、
Ｌチヤンネル（Ｌ−ch）、Ｒチヤンネル（Ｒ−ch）の２
チヤンネルステレオ音楽信号に適用した例である。
同図において、LIはＬ−ch入力信号,RIはＲ−ch入力
信号,1はＬ−chとＲ−chを交互に切り換えるマルチプレ
クサ、２はアナログデイジタル（A/D）変換器である。
3,4はラツチ、５はＲ−chとＬ−chの差信号を発生する
減算器で差信号と基準信号の発生部24を構成する。6,7
はデイジタル信号を記憶するバツフアメモリ、8,9は離
散的フーリエ変換（DFT）回路、10,11は適応型量子化符
号化器、12はビツト割当計算回路、13は伝送路、14,15
は適応型復号器、16,17は離散的逆フーリエ変換（IDF
T）回路、18,19はバツフアメモリ、20はビツト割り当て
計算回路、25はＬ−ch信号、Ｒ−ch信号再生部で、21は
Ｌ−ch信号と（Ｒ−Ｌ）信号を加算する加算器、22,23
はデイジタルアナログ（DIA）変換器、ＬはＬ−ch出
力信号、ＲはＲ−ch出力信号である。
信号,1はＬ−chとＲ−chを交互に切り換えるマルチプレ
クサ、２はアナログデイジタル（A/D）変換器である。
3,4はラツチ、５はＲ−chとＬ−chの差信号を発生する
減算器で差信号と基準信号の発生部24を構成する。6,7
はデイジタル信号を記憶するバツフアメモリ、8,9は離
散的フーリエ変換（DFT）回路、10,11は適応型量子化符
号化器、12はビツト割当計算回路、13は伝送路、14,15
は適応型復号器、16,17は離散的逆フーリエ変換（IDF
T）回路、18,19はバツフアメモリ、20はビツト割り当て
計算回路、25はＬ−ch信号、Ｒ−ch信号再生部で、21は
Ｌ−ch信号と（Ｒ−Ｌ）信号を加算する加算器、22,23
はデイジタルアナログ（DIA）変換器、ＬはＬ−ch出
力信号、ＲはＲ−ch出力信号である。
LI,RIはマルチプレクサ１により、交互に切り換えら
れ、AID変換器２によりデイジタル信号に変換される。A
ID変換器出力のＬ−ch信号はラツチ３により一時記憶さ
れ、Ｒ−ch信号はラツチ４により記憶される。Ｌ−ch信
号は順次バツフアメモリ６に記憶され、Ｒ−ch信号は減
算器５により（Ｒ−Ｌ）が演算された後バツフアメモリ
７に記憶される。バツフアメモリ6,7は所定の個数のデ
ータが蓄積すると、DFT回路8,9によりDFT係数に変換さ
れる。DFT係数はビツト割り当て計算回路12に入力し、
ビツト割り当て計算回路12では、まず最初にＬ−ch信号
と（Ｒ−Ｌ）信号の各々の総パワーを計算し、そのパワ
ーに応じてＬ−chのDFT係数を量子化符号化するための
総ビツト数と、（Ｒ−Ｌ）信号のDFT係数を量子化符号
化するための総ビツト数の割り当てを行なう。次にその
割り当てられた総ビツト数で、Ｌ−ch信号及び（Ｒ−
Ｌ）信号のDFT係数を各々適応的に符号化するための、
ビツト割り当ての計算を行なう。この、ビツト割り当て
計算回路12で計算したビツト数により、適応型符号化器
10,11で各スペクトラムを符号化し、適応型符号化器10,
11出力のDFT係数の符号化データ及びビツト割り当て計
算回路12の割り当てビツト数を伝送路13に時分割で送り
出す。再生側では、前記符号化側とは逆に、ビツト割り
当て計算回路20で復号した割り当てビツト数をもとにし
て適応型複合器14,15によりＬ−ch信号DFT係数及び（Ｒ
−Ｌ）信号DFT係数の再生を行ない、IDFT回路16,17によ
り、Ｌ−ch信号，（Ｒ−Ｌ）信号の再生を行なう。Ｌ−
ch信号，（Ｒ−Ｌ）信号は、バツフアメモリ18,19に記
憶された後、Ｌ−ch信号はDIA変換器22によりアナログ
信号Ｒに復調される。又、（Ｒ−Ｌ）信号は加算器21
によりＬ−ch信号が加算されてＲ−ch信号が再生され、
DIA変換器23によりアナログ信号Ｒに復調される。
れ、AID変換器２によりデイジタル信号に変換される。A
ID変換器出力のＬ−ch信号はラツチ３により一時記憶さ
れ、Ｒ−ch信号はラツチ４により記憶される。Ｌ−ch信
号は順次バツフアメモリ６に記憶され、Ｒ−ch信号は減
算器５により（Ｒ−Ｌ）が演算された後バツフアメモリ
７に記憶される。バツフアメモリ6,7は所定の個数のデ
ータが蓄積すると、DFT回路8,9によりDFT係数に変換さ
れる。DFT係数はビツト割り当て計算回路12に入力し、
ビツト割り当て計算回路12では、まず最初にＬ−ch信号
と（Ｒ−Ｌ）信号の各々の総パワーを計算し、そのパワ
ーに応じてＬ−chのDFT係数を量子化符号化するための
総ビツト数と、（Ｒ−Ｌ）信号のDFT係数を量子化符号
化するための総ビツト数の割り当てを行なう。次にその
割り当てられた総ビツト数で、Ｌ−ch信号及び（Ｒ−
Ｌ）信号のDFT係数を各々適応的に符号化するための、
ビツト割り当ての計算を行なう。この、ビツト割り当て
計算回路12で計算したビツト数により、適応型符号化器
10,11で各スペクトラムを符号化し、適応型符号化器10,
11出力のDFT係数の符号化データ及びビツト割り当て計
算回路12の割り当てビツト数を伝送路13に時分割で送り
出す。再生側では、前記符号化側とは逆に、ビツト割り
当て計算回路20で復号した割り当てビツト数をもとにし
て適応型複合器14,15によりＬ−ch信号DFT係数及び（Ｒ
−Ｌ）信号DFT係数の再生を行ない、IDFT回路16,17によ
り、Ｌ−ch信号，（Ｒ−Ｌ）信号の再生を行なう。Ｌ−
ch信号，（Ｒ−Ｌ）信号は、バツフアメモリ18,19に記
憶された後、Ｌ−ch信号はDIA変換器22によりアナログ
信号Ｒに復調される。又、（Ｒ−Ｌ）信号は加算器21
によりＬ−ch信号が加算されてＲ−ch信号が再生され、
DIA変換器23によりアナログ信号Ｒに復調される。
以上、本実施例によれば、Ｌ−ch信号と（Ｒ−Ｌ）信
号のパワーに応じて、各信号のDFT係数の符号化に用い
るビツト数を適応的に変化させて、（Ｒ−Ｌ）信号のパ
ワーが瞬時的に増減しても、その変化に追随して、符号
化に用いるビツト数を変化させることができ、（Ｒ−
Ｌ）信号の分解能が一時的に落ちて音楽信号の明瞭性が
劣化するということがない。
号のパワーに応じて、各信号のDFT係数の符号化に用い
るビツト数を適応的に変化させて、（Ｒ−Ｌ）信号のパ
ワーが瞬時的に増減しても、その変化に追随して、符号
化に用いるビツト数を変化させることができ、（Ｒ−
Ｌ）信号の分解能が一時的に落ちて音楽信号の明瞭性が
劣化するということがない。
第２図は第１図におけるビツト割当計算回路の詳細を
示すブロツク図であつて、26はチヤンネル伝送量計算回
路、27,28はビツト割り当て・量子化ステツプ計算回路
である。また、第３図はＬ−ch,R−ch信号及び（Ｒ−
Ｌ）信号のパワースペクトラムを示すスペクトル図であ
る。
示すブロツク図であつて、26はチヤンネル伝送量計算回
路、27,28はビツト割り当て・量子化ステツプ計算回路
である。また、第３図はＬ−ch,R−ch信号及び（Ｒ−
Ｌ）信号のパワースペクトラムを示すスペクトル図であ
る。
音楽信号では、Ｒ−chとＬ−chに相関がある為、（Ｒ
−Ｌ）信号のパワーは、Ｒ−ch,L−ch信号よりも長時間
的には、低くなる。しかし、瞬時的に、（Ｒ−Ｌ）信号
のパワーが大きくなる場合がある。この時、Ｌ−ch信号
のスペクトラムと（Ｒ−Ｌ）信号のスペクトラムの量子
化に用いるビツト数を常に固定した値で行なうと、（Ｒ
−Ｌ）信号を再生した時の分解能が足らず、音楽信号再
生特性が劣化する。よつて、第２図チヤンネル伝送量計
算回路26により、Ｌ−chDFT係数と（Ｒ−Ｌ）信号DFT係
数より、Ｌ−ch信号と（Ｒ−Ｌ）信号の短時間総パワー
を計算し、その総パワーに応じてＬ−ch信号のDFT係数
と、（Ｒ−Ｌ）信号のDFT係数の符号化に割り当てる伝
送量を配分する。その配分した伝送量によつて決まる総
ビツト数で、ビツト割当・量子化ステツプ計算回路27,2
8は各１個１個のDFT係数を符号化するビツト数を計算す
る。
−Ｌ）信号のパワーは、Ｒ−ch,L−ch信号よりも長時間
的には、低くなる。しかし、瞬時的に、（Ｒ−Ｌ）信号
のパワーが大きくなる場合がある。この時、Ｌ−ch信号
のスペクトラムと（Ｒ−Ｌ）信号のスペクトラムの量子
化に用いるビツト数を常に固定した値で行なうと、（Ｒ
−Ｌ）信号を再生した時の分解能が足らず、音楽信号再
生特性が劣化する。よつて、第２図チヤンネル伝送量計
算回路26により、Ｌ−chDFT係数と（Ｒ−Ｌ）信号DFT係
数より、Ｌ−ch信号と（Ｒ−Ｌ）信号の短時間総パワー
を計算し、その総パワーに応じてＬ−ch信号のDFT係数
と、（Ｒ−Ｌ）信号のDFT係数の符号化に割り当てる伝
送量を配分する。その配分した伝送量によつて決まる総
ビツト数で、ビツト割当・量子化ステツプ計算回路27,2
8は各１個１個のDFT係数を符号化するビツト数を計算す
る。
以上の実施例によれば、Ｌ−ch信号の短時間総パワー
と（Ｒ−Ｌ）信号の短時間総パワーに応じて、Ｌ−ch信
号と（Ｒ−Ｌ）信号とのDFT係数の符号化に用いるビツ
ト数を適応的に変化させることができる。
と（Ｒ−Ｌ）信号の短時間総パワーに応じて、Ｌ−ch信
号と（Ｒ−Ｌ）信号とのDFT係数の符号化に用いるビツ
ト数を適応的に変化させることができる。
第４図は第２図におけるチヤンネル伝送量計算回路の
詳細を示すブロツク図であつて、29,30はDFT係数から信
号の自己相関を計算する自己相関計算回路である。ま
た、ＡはＬ−ch信号のパワーであり、Ｂは（Ｒ−Ｌ）信
号のパワーである。チヤンネル伝送量割当回路31は、A,
Bを入力とし、伝送系により決まる伝送量Ｎを、関数ｆ
（A,B,N）によつて割当る。関数ｆは、例えばA,Bの比に
よつてＮを分割する。即ち、 とする。これによりＬ−ch信号の伝送量と、（Ｒ−Ｌ）
信号の伝送量を、パワーに応じて、適応的に変化させる
ことができる。
詳細を示すブロツク図であつて、29,30はDFT係数から信
号の自己相関を計算する自己相関計算回路である。ま
た、ＡはＬ−ch信号のパワーであり、Ｂは（Ｒ−Ｌ）信
号のパワーである。チヤンネル伝送量割当回路31は、A,
Bを入力とし、伝送系により決まる伝送量Ｎを、関数ｆ
（A,B,N）によつて割当る。関数ｆは、例えばA,Bの比に
よつてＮを分割する。即ち、 とする。これによりＬ−ch信号の伝送量と、（Ｒ−Ｌ）
信号の伝送量を、パワーに応じて、適応的に変化させる
ことができる。
又、ｆの関数形は、システムに適合した任意の関数形
を用いることができる。
を用いることができる。
以上説明した実施例においては、基準信号としてＬ−
ch信号を用いた場合について述べたが、Ｌ−ch信号のか
わりに、（Ｌ＋Ｒ）信号を基準信号としても良い。
ch信号を用いた場合について述べたが、Ｌ−ch信号のか
わりに、（Ｌ＋Ｒ）信号を基準信号としても良い。
第５図は（Ｌ＋Ｒ）信号を基準信号とした場合の第１
図における差信号と基準信号の発生部の具体例を示すブ
ロツク図で、32は加算器、33は減算器である。同図にお
いて、加算器32により（Ｌ＋Ｒ）信号を発生し、減算器
33により（Ｒ−Ｌ）信号を発生する。
図における差信号と基準信号の発生部の具体例を示すブ
ロツク図で、32は加算器、33は減算器である。同図にお
いて、加算器32により（Ｌ＋Ｒ）信号を発生し、減算器
33により（Ｒ−Ｌ）信号を発生する。
第６図は（Ｒ＋Ｌ）信号を用いた場合の、第１図にお
けるＬ−ch信号とＲ−ch信号の再生部の具体例であつ
て、34は加算器、35は減算器、36,37は乗算器である。
同図において、加算器34により２倍のＬ−ch信号を再生
し、乗算器36により1/2倍してＬ−ch信号を再生する。
同様に、減算器35で２倍のＲ−ch信号を再生し、乗算器
37により1/2倍してＲ−ch信号を再生する。
けるＬ−ch信号とＲ−ch信号の再生部の具体例であつ
て、34は加算器、35は減算器、36,37は乗算器である。
同図において、加算器34により２倍のＬ−ch信号を再生
し、乗算器36により1/2倍してＬ−ch信号を再生する。
同様に、減算器35で２倍のＲ−ch信号を再生し、乗算器
37により1/2倍してＲ−ch信号を再生する。
第７図は本発明をｎチヤンネルの信号に適用した場合
の基準信号と差信号の発生部を主として示したブロツク
図であつて、38−１〜38−ｎはラツチ、39−１〜39−
（ｎ−１）は減算器である。
の基準信号と差信号の発生部を主として示したブロツク
図であつて、38−１〜38−ｎはラツチ、39−１〜39−
（ｎ−１）は減算器である。
また、第８図は本発明をｎチヤンネルの信号に適用し
た場合のｎチヤンネル信号再生部を主として示したブロ
ツク図であつて、41−１〜40−ｎはバツフアメモリ、41
−１〜41−（ｎ−１）は加算器である。６チヤンネル
（ｎ＞２）信号については、第７図，第８図に示したよ
うに、該ｎチヤンネル信号から基準信号と差信号を発生
させ、その後の処理は、上記に述べた２チヤンネルの場
合と同様の処理を行なうことにより実現することができ
る。
た場合のｎチヤンネル信号再生部を主として示したブロ
ツク図であつて、41−１〜40−ｎはバツフアメモリ、41
−１〜41−（ｎ−１）は加算器である。６チヤンネル
（ｎ＞２）信号については、第７図，第８図に示したよ
うに、該ｎチヤンネル信号から基準信号と差信号を発生
させ、その後の処理は、上記に述べた２チヤンネルの場
合と同様の処理を行なうことにより実現することができ
る。
以上説明したように、本発明によれば、ステレオ音楽
信号等の音響信号の明瞭性を失うことなく、該音響信号
に対し高能率な符号化を行なうことができ、音響信号の
情報圧縮を行なうことができ、上記従来技術の欠点を除
いて、優れた機能の音響信号処理回路を提供することが
できる。
信号等の音響信号の明瞭性を失うことなく、該音響信号
に対し高能率な符号化を行なうことができ、音響信号の
情報圧縮を行なうことができ、上記従来技術の欠点を除
いて、優れた機能の音響信号処理回路を提供することが
できる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図、第２図は
第１図のビツト割当計算回路の詳細ブロツク図、第３図
は信号の短時間パワーを示すスペクトル図、第４図は第
２図におけるチヤンネル伝送量計算回路の詳細ブロツク
図、第５図は第１図における差信号と基準信号の発生部
の具体例を示すブロツク図、第６図は第１図における再
生部の具体例を示すブロツク図、第７図は本発明をｎチ
ヤンネルの信号に適用した場合の基準信号と差信号の発
生部を主として示したブロツク図、第８図は本発明をｎ
チヤンネルの信号に適用した場合の再生部を主として示
したブロツク図である。 １……マルチプレクサ、２……A/D変換器、3,4……ラツ
チ、５……減算器、6,7,18,19……バツフアメモリ、8,9
……DFT回路、10,11……適応型符号化器、12,20……ビ
ツト割当計算回路、13……伝送路、14,15……適応型復
合器、16,17……IDFT回路、24……差信号と基準信号の
発生部、25……Ｌ−ch信号とＲ−ch信号の再生部、26…
…チヤンネル伝送量計算回路。
第１図のビツト割当計算回路の詳細ブロツク図、第３図
は信号の短時間パワーを示すスペクトル図、第４図は第
２図におけるチヤンネル伝送量計算回路の詳細ブロツク
図、第５図は第１図における差信号と基準信号の発生部
の具体例を示すブロツク図、第６図は第１図における再
生部の具体例を示すブロツク図、第７図は本発明をｎチ
ヤンネルの信号に適用した場合の基準信号と差信号の発
生部を主として示したブロツク図、第８図は本発明をｎ
チヤンネルの信号に適用した場合の再生部を主として示
したブロツク図である。 １……マルチプレクサ、２……A/D変換器、3,4……ラツ
チ、５……減算器、6,7,18,19……バツフアメモリ、8,9
……DFT回路、10,11……適応型符号化器、12,20……ビ
ツト割当計算回路、13……伝送路、14,15……適応型復
合器、16,17……IDFT回路、24……差信号と基準信号の
発生部、25……Ｌ−ch信号とＲ−ch信号の再生部、26…
…チヤンネル伝送量計算回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭54−124604（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−161795（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−53026（ＪＰ，Ａ) 特公 昭56−32638（ＪＰ，Ｂ２)
Claims (3)
- 【請求項１】符号化部でｎチャンネル（但し、ｎは２以
上の整数）の音響信号に応じた統計的に性質が異なるｎ
個の直交変換系列を符号化して伝送し、これを復号化部
で復号化する適応直交変換符号化・復号化方式を用いた
音響信号処理回路において、 該符号化部は、ｎ個の該直交変換系列の符号化のビット
配分を該直交変換系列の統計的性質に応じて適応的に決
定する制御手段を有し、 該復号化部は、符号化された該直交変換系列毎のビット
配分を再生する制御手段を有し、該再生されたビット配
分を用いて該符号化された直交変換系列を復号し、 統計的性質の異なるｎ個の直交変換系列に対する高能率
符号化・復号化を可能とするように構成したことを特徴
とする音響信号処理回路。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項記載の音響信号処理
回路において、 前記符号化部は、 前記ｎチャンネルの音響信号の１つを基準信号とし、前
記ｎチャンネルの音響信号相互間のｎ個の差信号を生成
する信号生成部と、 該基準信号と該差信号夫々とを直交変換して前記ｎ個の
直交変換系列を生成する直交変換系列生成部と、 該基準信号の直交変換系列の符号化のための総ビット数
と該差信号の直交変換系列毎のその符号化のための（ｎ
−１）個の総ビット数とを、該基準信号と該差信号夫々
との直交変換系列の統計的な性質に応じて適応的に決定
する第１のビット割当計算回路と、 該直交変換系列生成部からの該基準信号と該差信号夫々
との該直交変換系列を、該第１のビット割当計算回路で
決定された夫々の総ビット数で適応的に符号化する適応
符号化部と、 から成り、 前記復号化部は、 該基準信号の直交変換系列の符号化に割り当てられた該
総ビット数と、該差信号夫々の直交変換系列の符号化に
割り当てられた該総ビット数とを再生する第２のビット
割当計算回路と、 該第２のビット割当計算回路で再生された対応する総ビ
ット数で該基準信号の直交変換系列と該差信号の直交変
換系列とを復号する適応復号化部と、 該適応復号化部で復号された該直交変換系列から該基準
記号と該差信号とを再生する逆直交変換部と、 再生された該基準信号と該差信号とからｎチャンネルの
該音響信号を再生する信号再生部と から成ることを特徴とする音響信号処理回路。 - 【請求項３】２チャンネルの音響信号を直交変換し、そ
の直交変換系列を適応的に量子化して伝送し、これを復
号する適応直交変換符号化・復号化方式を用いた音響信
号処理回路において、 該２チャンネルの音響信号の一方を基準信号とし、該２
チャンネルの音響信号の差信号を発生する信号発生部
と、 該基準信号と該差信号を各々直交変換して直交変換系列
を生成する直交変換系列生成部と、 該基準信号と該差信号夫々の該直交変換系列を適応的に
符号化する適応符号化部と、 該基準信号の該直交変換系列を符号化するための第１の
総ビット数と、該差信号の該直交変換系列を符号化する
ための第２の総ビット数とを、該基準信号と該差信号と
の統計的な性質に応じて適応的に決定する第１のビット
割当計算回路と とから成る符号化部と、 該第１の総ビット数と該第２の総ビット数とを再生する
第２のビット割当計算回路と、 該第１の総ビット数で該基準信号の直交変換系列を、該
第２の総ビット数で該差信号の直交変換系列を夫々復号
する復号化部と、 該復号化部で復号された該直交変換系列から該基準信号
と該差信号とを再生する逆直交変換部と、 再生された該基準信号と該差信号とから２チャンネルの
音響信号を再生する信号再生部と から成る復号部と を備えたことを特徴とする音響信号処理回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62013942A JP2637090B2 (ja) | 1987-01-26 | 1987-01-26 | 音響信号処理回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62013942A JP2637090B2 (ja) | 1987-01-26 | 1987-01-26 | 音響信号処理回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63182700A JPS63182700A (ja) | 1988-07-27 |
| JP2637090B2 true JP2637090B2 (ja) | 1997-08-06 |
Family
ID=11847261
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62013942A Expired - Lifetime JP2637090B2 (ja) | 1987-01-26 | 1987-01-26 | 音響信号処理回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2637090B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02124597A (ja) * | 1988-11-02 | 1990-05-11 | Yamaha Corp | 複数チャンネルの信号圧縮方法 |
| JP3175446B2 (ja) * | 1993-11-29 | 2001-06-11 | ソニー株式会社 | 情報圧縮方法及び装置、圧縮情報伸張方法及び装置、圧縮情報記録／伝送装置、圧縮情報再生装置、圧縮情報受信装置、並びに記録媒体 |
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| TWI505262B (zh) * | 2012-05-15 | 2015-10-21 | Dolby Int Ab | 具多重子流之多通道音頻信號的有效編碼與解碼 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2468990A1 (fr) * | 1979-08-16 | 1981-05-08 | France Etat | Commutateur a plusieurs couches de points de croisement |
| JPS6253026A (ja) * | 1985-09-02 | 1987-03-07 | Nec Corp | 適応直交変換符号化方式とその装置 |
-
1987
- 1987-01-26 JP JP62013942A patent/JP2637090B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63182700A (ja) | 1988-07-27 |
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