JP2614512B2 - マルチ走査型ｃｒｔ表示装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （イ）産業上の利用分野 本発明は、通常のテレビジョン放送の水平同期信号に
比べ、高い周波数の水平同期信号を発生するコンピュー
タ等からの映像信号を受像することが出来るマルチ走査
型CRT表示装置に関する。

（ロ）従来の技術 NTSC式方式のTV放送では水平周波数（水平同期信号周
波数）が15.75KHz程度に定められているが、高解像度の
コンピュータの出力映像信号では水平周波数が20KHz以
上のものがある。そのような水平周波数の異なる種々の
映像信号を単一の受像機で受像出来るマルチ走査型TV受
像機が特開昭61−242172号公報に記載されている。前記
公報に記載されたマルチ走査型TV受像機によれば、水平
周波数を周波数−電圧変換回路によって20KHz以下、20
〜30KHz、30KHz以上というように判別し、その判別出力
に応じて水平発振回路の時定数回路の時定数を切換えて
いる。前記時定数回路の各時定数は、各周波数の範囲の
フリーラン周波数に対応する値となっているので、水平
発振回路はそれぞれの周波数範囲の中心となるフリーラ
ン周波数で発振することが出来る。その為、前記水平発
振回路は、高い周波数の水平同期信号にも十分にロック
することが出来、種々の映像信号を受信することが出来
る。

（ハ）発明が解決しようとする課題 しかしながら、前記公報に記載された方法を用いる
と、時定数を切換えなければならないので、切換えの瞬
間に発振出力信号が不連続になってしまうという問題が
ある。又、前記水平発振回路の発振周波数を切換えて
も、入力される水平同期信号の位相やパルス幅がそのま
までは、画像の中心をCRT面の中心に正確に設定するこ
とが出来ず、画像が左側に偏ってしまうという問題があ
る。更に、前記方法を用いると、容量の異なるコンデン
サを準備し、それらをスイッチで切換えなければなら
ず、素子数が増加してしまう。特に前記時定数回路を構
成するコンデンサはIC（集積回路）の外付けとなるの
で、IC化に際しても問題である。

（ニ）課題を解決するための手段 本発明は、上述の点に鑑み成されたもので、入力端子
から得られる水平同期信号の位相をシフトする位相シフ
ト回路と、前記入力端子から得られる水平同期信号の周
波数に応じた直流電圧を発生する周波数−電圧変換回路
とを備え、前記周波数−電圧変換回路の出力電圧に応じ
て前記位相シフト回路の位相シフト量を調整するように
したことを特徴とする。

（ホ）作用 本発明に依れば、入力される水平同期信号の周波数を
周波数−電圧変換回路で電圧に変換し、該電圧を用いて
前記水平同期信号の位相シフトを行なう位相シフト回路
のシフト量を調整しているので、自動的に画像のCRT面
に対する中心位置の設定を行なうことが出来る。

（ヘ）実施例 第１図は、本発明の一実施例を示す回路図で、（１）
は水平同期信号が印加される入力端子、（２）は前記入
力端子（１）からの水平同期信号が印加される第1M・Ｍ
（単安定マルチバイブレータ）（３）と、該第1M・Ｍ
（３）の出力信号が印加される第2M・Ｍ（４）とから成
る位相シフト回路、（５）は水平偏向コイル（図示せ
ず）からのフライバックパルスが印加される端子、
（６）は前記位相シフト回路（２）の出力水平同期信号
と前記端子（５）から得られるフライバックパルスとの
位相比較を行なう位相比較回路、（７）は前記位相比較
回路（６）の比較出力を平滑する平滑回路、（８）は前
記平滑回路（７）の出力電圧に応じて発振周波数が制御
される水平発振回路、及び（９）は入力端子（１）から
得られる水平同期信号の周波数を直流電圧に変換し、該
直流電圧に応じて前記位相シフト回路（２）の移相量、
及び前記水平発振回路（８）の中心周波数を制御するｆ
−Ｖ（周波数対電圧）変換回路である。

次に動作を説明する。入力端子（１）から第２図
（イ）の水平同期信号が、第1M・Ｍ（３）に印加される
と、その立ち上がりに応じて第2M・Ｍ（４）に第２図
（ロ）の如き信号が加わる。そして、第２図（ロ）の信
号の立ち上がりに応じて前記第2M・Ｍ（４）の出力端に
第２図（ハ）の如き移相された水平同期信号が得られ
る。ここで、第２図から明らかな様に第1M・Ｍ（３）は
移相量を定め、第2M・Ｍ（４）は水平同期信号のパルス
幅を定めている。

位相シフト回路（２）から得られる水平同期信号は、
位相比較回路（６）で端子（５）から得られるフライバ
ックパルスと位相比較され、その差が平滑回路（７）で
平滑され水平発振回路（８）に印加される。その為、水
平発振回路（８）は、入力された水平同期信号に同期し
て発振し、発振出力信号が出力端子（10）に得られる。

今、入力される水平同期信号の周波数を高くしたとす
る。すると、ｆ−Ｖ変換回路（９）の出力電圧が上昇
し、制御電圧として第１及び第2M・Ｍ（３）及び（４）
に印加される。前記第1M・Ｍ（３）は、入力信号の立ち
上がりに応じて、第２図（ロ）の如く立ち下がり、所定
のパルス幅を有する出力信号を発生し、第2M・Ｍ（４）
も同様の動作を行なう。前記制御電圧が第１及び第2M・
Ｍ（３）及び（４）に印加されると、移相量が小さく、
パルス幅が短くなった水平同期信号が、位相シフト回路
（２）の出力端より発生する。

又、前記ｆ−Ｖ変換回路（９）から得られる前記制御
電圧は、水平発振回路（８）にも印加され、水平発振回
路（８）の中心周波数が入力水平同期信号の周波数に応
じて最適な値に制御される。

従って、第１図の回路に依れば、水平同期信号の位
相、該水平同期信号のパルス幅、及び水平発振回路の中
心周波数を入力される水平同期信号の周波数に応じて同
時に最適な値に設定出来る。

ところで、第１図の説明においては第2M・Ｍ（４）を
制御し水平同期信号のパルス幅を調整したが、これは必
らずしも必要はない。即ち、入力される水平同期信号の
周波数の増加量が例えば２倍程度ある場合には、前記パ
ルス幅も1/2程度にする必要がある。しかしながら、前
記増加量がわずかなものしか到来しない場合には、前記
パルス幅の影響は少ないので調整しなくても良い。

第３図は、第１図の第1M・Ｍ（３）及び第2M・Ｍ
（４）の具体回路例を示す回路図で、今、RS−FF（RS型
フリップフロップ）（11）がリセット状態であるとす
る。すると、RS−FF（11）のＱ出力が「Ｌ」レベルであ
り、トランジスタ（12）がオフする。すると、制御トラ
ンジスタ（13）がオンし充放電コンデンサ（14）の充電
が行なわれ、前記充放電コンデンサ（14）は電圧V_Sまで
充電される。一方、比較回路（15）を構成する第２トラ
ンジスタ（16）のベースには基準電圧V_Rが印加され、該
基準電圧V_Rは前記電圧V_Sに比べ第４図の如く低く設定さ
れるので、第１トランジスタ（17）がオン、第２トラン
ジスタ（16）がオフする。この状態から、セット端子に
水平同期信号が、印加されると、RS−FF（11）がセット
されそのＱ出力が「Ｈ」レベルとなり、トランジスタ
（12）がオンする。すると、制御トランジスタ（13）が
オフし、充放電コンデンサ（14）の放電が始まり、電圧
V_Sは第４図の如く低下する。そして、前記電圧V_Sが基準
電圧V_Rにほぼ近くなると、第１トランジスタ（17）がオ
フ、第２トランジスタ（16）がオンし、トランジスタ
（18）がオンする。前記トランジスタ（18）がオンする
と、RS−FF（11）がリセットされ、それに応じて充放電
コンデンサ（14）の充電が急速に行なわれ、該充放電コ
ンデンサ（14）の端子電圧は電圧V_Sに復帰し、その状態
を続ける。

その為、出力端子（19）に第４図の如きパルス幅Ｔを
有する出力信号を得ることが出来る。

ここで、ｆ−Ｖ変換回路（９）の出力制御電圧に応じ
て、基準電圧V_Rの値が第４図の如くV_R′に増加したとす
る。すると、比較回路（15）の反転タイミングが早くな
りパルス幅Ｔ′で示した出力信号が発生する。

従って、第３図の回路に依れば、制御電圧に応じてパ
ルス幅を自由に設定出来る単安定マルチバイブレータが
構成される。

第５図は、第１図の水平発振回路（８）の具体回路例
を示すものである。第５図において、電源が投入される
と、抵抗（５）を介してコンデンサ（６）が充電され、
第２トランジスタ（８）のベース電圧は徐々に上昇す
る。第３トランジスタ（９）のベース（点Ａ）の電圧V_H
は、周波数−電圧変換回路（９）の出力端（点Ｂ）の電
圧V_Lに比べ十分高くなるように第１抵抗乃至第３抵抗
（15）乃至（17）の抵抗値が設定されている。

その為、電源投入直後は第１及び第２トランジスタ
（４）及び（８）がオフし、第３トランジスタ（９）が
オンしている。前記第２トランジスタ（８）がオフであ
ると、トランジスタ（18）がオフとなり、充放電回路
（７）の充放電を切換える第１切換回路として動作する
トランジスタ（19）がオフ、又基準電圧発生回路（10）
の出力電圧を切換える第２切換回路として動作するトラ
ンジスタ（20）がオフとなる。

そして、前記コンデンサ（６）への充電が進み、第２
トランジスタ（８）のベース電圧が点Ａの電圧V_Hを超え
るようになると、第２トランジスタ（８）がオンし第１
及び第３トランジスタ（４）及び（９）がオフする。前
記第２トランジスタ（８）がオンすると、トランジスタ
（18）がオンし、トランジスタ（19）及び（20）がオン
する。トランジスタ（19）がオンすると、コンデンサ
（６）は抵抗（21）及び前記トランジスタ（19）のコレ
クタ・エミッタ路を介して放電を開始するので、第２ト
ランジスタ（８）のベース電圧は徐々に低下する。

一方、トランジスタ（20）がオンすると点Ａには第１
及び第２抵抗（15）及び（16）の抵抗値に応じた電圧
V_H′が発生する。該電圧V_H′の値は点Ｂの電圧V_Lに比べ
ても小さい値（V_H′＜V_H）に設定されている。その為、
第２トランジスタ（８）のベース電圧が放電によって電
圧V_H以下になっても第３トランジスタ（９）はオフして
いる。そして、放電が更に進み第２トランジスタ（８）
のベース電圧が点Ｂの電圧V_L以下まで達すると、第１ト
ランジスタ（４）がオンし、第２及び第３トランジスタ
（８）及び（９）がオフする。すると、トランジスタ
（18）がオフしトランジスタ（19）及び（20）がオフす
る。前記トランジスタ（20）がオフすると点Ａの電圧は
初期状態と同じ電圧V_Hに復帰する。又、前記トランジス
タ（19）がオフすると、コンデンサ（６）の放電が停止
する。その結果、初期状態と同じ状態になり、コンデン
サ（６）は再び抵抗（５）からの電流によって充電さ
れ、以降この動作を繰り返えす。

従って、水平発振回路（３）の端子（22）には第６図
の実線の如く上限値が電圧V_Hに又下限値が電圧V_Lに規定
された発振のこぎり波形を得ることが出来る。

第６図の前記発振出力信号の下限値は、点Ｂの電圧V_L
によって定まっている。ここで、前記電圧V_Lの値を大き
くしV_L′（V_L′＞V_L）とすれば発振のこぎり波形の下限
値が高くなり、その発振周波数は第６図の点線ａに示さ
れる如く高くなる。又前記電圧V_Lの値を小さくしV_L″
（V_L″＜V_L）とすれば発振のこぎり波形の下限値が低く
なり、その発振周波数は点線ｂに示される如く低くな
る。従って、水平発振回路（３）のフリーラン周波数を
周波数−電圧変換回路（９）の出力電圧によって任意に
定めることが出来る。

（ト）発明の効果 以上述べた如く、本発明に依れば入力される水平同期
信号の周波数を電圧に変換し、該電圧に応じて位相シフ
ト回路の移相量を調整しているので、画像の中心をCRT
面上の中心に正確に設定することが出来る。又、本発明
に依れば水平同期信号の移相調整と同時に水平発振回路
の中心周波数も調整しているので、画像の中心をCRT面
上に素早く設定出来る。

更に、本発明に依れば、前述の調整を自動的に行なう
ことが出来るので、調整の手間が省け、IC化に際しては
外付部品が少なくて済む、という利点も有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例を示す回路図、第２図
（イ）乃至（ハ）は第１図の説明に供する為の波形図、
第３図は第１図の単安定マルチバイブレータの具体例を
示す回路図、第４図は、第３図の説明に供する為の波形
図、第５図は第１図の水平発振回路（８）の具体例を示
す回路図、及び第６図は第５図の説明に供する為の波形
図である。 （１）……入力端子、（２）……位相シフト回路、
（３）……第1M・Ｍ、（４）……第2M・Ｍ、（８）……
水平発振回路、（９）……ｆ−Ｖ変換回路。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】入力信号に応じて反転するフリップフロッ
   プと、充放電コンデンサと、前記フリップフロップの出
   力信号に応じて前記充放電コンデンサの充放電を制御す
   る制御トランジスタと、前記充放電コンデンサの端子電
   圧と基準電圧とを比較し、その比較出力に応じて前記フ
   リップフロップを反転させる比較回路とを有する単安定
   マルチバイブレータを２個備え、入力端子から得られる
   水平同期信号の位相をシフトする位相シフト回路と、 前記入力端子から得られる水平同期信号の周波数に応じ
   た直流電圧を発生する周波数−電圧変換回路とを備え、
   該周波数−電圧変換回路の出力電圧を前記位相シフト回
   路内の前記比較回路の基準電圧として使用し、前記位相
   シフト回路の位相シフト量を調整するようにしたことを
   特徴とするマルチ走査型CRT表示装置。