JP2591760B2 - 増幅回路 - Google Patents
増幅回路Info
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- JP2591760B2 JP2591760B2 JP62288594A JP28859487A JP2591760B2 JP 2591760 B2 JP2591760 B2 JP 2591760B2 JP 62288594 A JP62288594 A JP 62288594A JP 28859487 A JP28859487 A JP 28859487A JP 2591760 B2 JP2591760 B2 JP 2591760B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/04—Modifications of control circuit to reduce distortion caused by control
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明は、入力段が利得制御機能を有すると共に、そ
の前置増幅信号出力を負荷抵抗の能動端子に供給する増
幅回路であって、前記能動端子の直流電圧レベルを安定
化するために前記入力段の平均出力電流と反対に変化す
る直流電流発生器を含む手段を用い、その直流電流発生
器の電流も前記負荷抵抗に供給してこの負荷抵抗を流れ
る直流電流の和が一定になるようにした増幅回路に関す
るものである。
の前置増幅信号出力を負荷抵抗の能動端子に供給する増
幅回路であって、前記能動端子の直流電圧レベルを安定
化するために前記入力段の平均出力電流と反対に変化す
る直流電流発生器を含む手段を用い、その直流電流発生
器の電流も前記負荷抵抗に供給してこの負荷抵抗を流れ
る直流電流の和が一定になるようにした増幅回路に関す
るものである。
平均動作点（零入力電流）を変化させてバイポーラト
ランジスタの利得を変化させる方法は公知であり、広く
使われている。この方法は簡単である点で有利である
が、負荷抵抗の能動端子に極めて大きな直流電圧変化を
発生し、後段での信号の使用が極めて困難になり、特に
直流結合広帯域増幅器の使用が困難になる。
ランジスタの利得を変化させる方法は公知であり、広く
使われている。この方法は簡単である点で有利である
が、負荷抵抗の能動端子に極めて大きな直流電圧変化を
発生し、後段での信号の使用が極めて困難になり、特に
直流結合広帯域増幅器の使用が困難になる。
このため、入力段の直流出力レベルを関連手段で安定
化させることが提案されており、これらの手段は特に増
幅トランジスタの平均電流と反対に変化する直流電流発
生器を用い、その電流も同様に増幅トランジスタの負荷
抵抗に供給してこれを流れる直流電流の和が一定になる
ようにしている。
化させることが提案されており、これらの手段は特に増
幅トランジスタの平均電流と反対に変化する直流電流発
生器を用い、その電流も同様に増幅トランジスタの負荷
抵抗に供給してこれを流れる直流電流の和が一定になる
ようにしている。
このタイプの増幅回路は米国特許第3678406号明細書
から既知である。これは、同一のバイポーラトランジス
タの特性の類似性に基づいており、特に電流ミラー回路
を用いている。
から既知である。これは、同一のバイポーラトランジス
タの特性の類似性に基づいており、特に電流ミラー回路
を用いている。
この類似性が完全でない限り、この既知の増幅器の直
流出力レベルの安定度も完全でなくなり、これに関連し
て最早次段の信号増幅率を極めて高い利得レベルにする
ことができなくなる。更に、入力段をバイポーラトラン
ジスタとする場合にのみ適用し得るこの既知の技術では
達成し得る利得変化の範囲が所望の範囲より狭くなる。
流出力レベルの安定度も完全でなくなり、これに関連し
て最早次段の信号増幅率を極めて高い利得レベルにする
ことができなくなる。更に、入力段をバイポーラトラン
ジスタとする場合にのみ適用し得るこの既知の技術では
達成し得る利得変化の範囲が所望の範囲より狭くなる。
本発明の目的は、これらの欠点を持たず、また入力段
にバイポーラトランジスタを使用する制限７ない可変利
得増幅回路を提供することにある。
にバイポーラトランジスタを使用する制限７ない可変利
得増幅回路を提供することにある。
本発明は自動利得制御装置内にこの増幅回路を使用す
ることにも関するものである。
ることにも関するものである。
本発明は頭書に記載した増幅回路において、前記直流
電圧レベルを安定化する手段に、更に、第１入力端子を
前記負荷抵抗の能動端子に、第２入力端子を連続基準電
圧にそれぞれ接続した高利得差動増幅器と、入力端子に
前記差動増幅器の出力端子からの信号を受信すると共に
出力端子に前記直流電流発生器を制御する信号を出力す
る低域フィルタとを設け、前記直流電流発生器により供
給される電流が前記差動増幅器の第１入力端子に負帰還
電流として供給されるようにしたことを特徴とする。
電圧レベルを安定化する手段に、更に、第１入力端子を
前記負荷抵抗の能動端子に、第２入力端子を連続基準電
圧にそれぞれ接続した高利得差動増幅器と、入力端子に
前記差動増幅器の出力端子からの信号を受信すると共に
出力端子に前記直流電流発生器を制御する信号を出力す
る低域フィルタとを設け、前記直流電流発生器により供
給される電流が前記差動増幅器の第１入力端子に負帰還
電流として供給されるようにしたことを特徴とする。
斯る増幅回路はその入力段がバイポーラトランジスタ
であるか電界効果トランジスタであるかとは無関係に使
用することができる。また、この増幅回路によれば差動
増幅器の利得が高くなるにつれて直流出力電圧の安定度
が一層良くなる。
であるか電界効果トランジスタであるかとは無関係に使
用することができる。また、この増幅回路によれば差動
増幅器の利得が高くなるにつれて直流出力電圧の安定度
が一層良くなる。
低域フィルタの特性は、伝送周波数帯域の下限値と、
入力段の利得制御において利得の急激な変化が生じた際
の直流出力レベルの安定化の所望の時定数とを考慮して
容易に決定することができる。
入力段の利得制御において利得の急激な変化が生じた際
の直流出力レベルの安定化の所望の時定数とを考慮して
容易に決定することができる。
本発明回路を利得制御が時間的にゆっくりな変動によ
って生ずる場合（例えば略々静的な制御又は経時変化の
補償制御）に使用する場合には、低域フィルタは伝送周
波数帯域の下限値と比べて大きい時定数を有する単一の
Ｒ−Ｃ回路にするのが有利である。
って生ずる場合（例えば略々静的な制御又は経時変化の
補償制御）に使用する場合には、低域フィルタは伝送周
波数帯域の下限値と比べて大きい時定数を有する単一の
Ｒ−Ｃ回路にするのが有利である。
本発明増幅回路は２個のゲートを有する電界効果トラ
ンジスタで構成された入力段と組み合わせて極めて弱い
ディジタル信号の増幅に用いるのに特に好適である。こ
の場合にはこのタイプのトランジスタの極めて弱い雑音
及び極めて広い利得変化範囲に関連して優れた性能が得
られる。
ンジスタで構成された入力段と組み合わせて極めて弱い
ディジタル信号の増幅に用いるのに特に好適である。こ
の場合にはこのタイプのトランジスタの極めて弱い雑音
及び極めて広い利得変化範囲に関連して優れた性能が得
られる。
増幅された交流信号は負荷抵抗の能動端子から差動増
幅器の出力端子に至る増幅段のチェーン内の任意の点か
ら取り出すことができる。
幅器の出力端子に至る増幅段のチェーン内の任意の点か
ら取り出すことができる。
実際上の観点からは、差動増幅器の中間増幅段から増
幅された交流信号の一部分を取り出し、この信号を必要
に応じ低域フィルタに至る増幅チヤネルの別の増幅段で
再び増幅するのが最適であることが確かめられた。
幅された交流信号の一部分を取り出し、この信号を必要
に応じ低域フィルタに至る増幅チヤネルの別の増幅段で
再び増幅するのが最適であることが確かめられた。
本発明は上述の増幅回路を用いる自動利得制御装置に
も関するものであり、この装置においては前記差動増幅
器の出力端子をレベル制御され且つ増幅された信号の出
力端子とし、この信号をピーク検出器と比較器と低域フ
ィルタをこの順に具える直列接続の入力端子に供給し、
入力段の利得制御をこの直列接続の出力で行なうように
する。
も関するものであり、この装置においては前記差動増幅
器の出力端子をレベル制御され且つ増幅された信号の出
力端子とし、この信号をピーク検出器と比較器と低域フ
ィルタをこの順に具える直列接続の入力端子に供給し、
入力段の利得制御をこの直列接続の出力で行なうように
する。
図面につき本発明を説明する。
第１図の増幅回路は前置増幅信号を負荷抵抗Rcの能動
端子11に供給する入力段１を具えている。この入力段は
２個の電源電圧端子V0及びV1により給電される。１個又
は複数個のトランジスタを含み得るこの入力段１は信号
入力端子12と、この入力段の少くとも１個のトランジス
タの動作点を変化させてこの入力段の利得を変化させ得
る利得制御端子13とを有している。この入力段は、この
利得制御に伴って負荷抵抗Rcに供給されるこの入力段の
平均出力電流に大きな変化を生じて負荷抵抗Rcの能動端
子11の電圧の直流レベルが何の補償手段も講じない場合
に大きく変化するタイプのものである。負荷抵抗Rcの能
動端子11の平均直流レベルを安定化するためには、電流
発生器Ｓをこの回路に接続し、この電流発生器をその電
流が入力段の平均出力電流と反対に変化するように制御
し、この電流も負荷抵抗Rcに供給して入力段１を流れる
電流I1と電流発生器Ｓにより供給される電流I2との和I0
が一定になるようにすることができる。
端子11に供給する入力段１を具えている。この入力段は
２個の電源電圧端子V0及びV1により給電される。１個又
は複数個のトランジスタを含み得るこの入力段１は信号
入力端子12と、この入力段の少くとも１個のトランジス
タの動作点を変化させてこの入力段の利得を変化させ得
る利得制御端子13とを有している。この入力段は、この
利得制御に伴って負荷抵抗Rcに供給されるこの入力段の
平均出力電流に大きな変化を生じて負荷抵抗Rcの能動端
子11の電圧の直流レベルが何の補償手段も講じない場合
に大きく変化するタイプのものである。負荷抵抗Rcの能
動端子11の平均直流レベルを安定化するためには、電流
発生器Ｓをこの回路に接続し、この電流発生器をその電
流が入力段の平均出力電流と反対に変化するように制御
し、この電流も負荷抵抗Rcに供給して入力段１を流れる
電流I1と電流発生器Ｓにより供給される電流I2との和I0
が一定になるようにすることができる。
本発明においては、入力段１の直流出力レベルを安定
化するこの安定化手段に、更に高利得差動増幅器Ａを設
け、その第１入力端子15を負荷抵抗Rcの能動端子11に、
その第２入力端子16を直流基準電圧VR1にそれぞれ接続
する。更に低域フィルタＦを設け、その入力端子に差動
増幅器Ａの出力信号を受信させ、その出力端子に電流発
生器Ｓの制御信号を得る。差動増幅器Ａの入力端子15又
は16は、電流発生器Ｓにより供給される電流が差動増幅
器Ａの第１入力端子15に不帰還電流として供給されるよ
うに非反転入力端子又は反転入力端子に選択する。この
ようにすると負荷抵抗Rcの能動端子11の電圧は差動増幅
器Ａの利得が高くなるにつれて一層安定化された直流レ
ベルを有するようになる。必要とあれば、差動増幅器
を、低域フィルタＦと電流発生器Ｓとの間に挿入して能
動端子11の安定度を増幅された交流信号により妨害され
ることなく改善することもできる。
化するこの安定化手段に、更に高利得差動増幅器Ａを設
け、その第１入力端子15を負荷抵抗Rcの能動端子11に、
その第２入力端子16を直流基準電圧VR1にそれぞれ接続
する。更に低域フィルタＦを設け、その入力端子に差動
増幅器Ａの出力信号を受信させ、その出力端子に電流発
生器Ｓの制御信号を得る。差動増幅器Ａの入力端子15又
は16は、電流発生器Ｓにより供給される電流が差動増幅
器Ａの第１入力端子15に不帰還電流として供給されるよ
うに非反転入力端子又は反転入力端子に選択する。この
ようにすると負荷抵抗Rcの能動端子11の電圧は差動増幅
器Ａの利得が高くなるにつれて一層安定化された直流レ
ベルを有するようになる。必要とあれば、差動増幅器
を、低域フィルタＦと電流発生器Ｓとの間に挿入して能
動端子11の安定度を増幅された交流信号により妨害され
ることなく改善することもできる。
電流発生器Ｓはバイポーラトランジスタとすることが
できる。バイポーラトランジスタのコレクタインピーダ
ンスは負荷抵抗Rcに対し大きくなり、増幅された信号を
妨害しない。
できる。バイポーラトランジスタのコレクタインピーダ
ンスは負荷抵抗Rcに対し大きくなり、増幅された信号を
妨害しない。
低域フィルタＦの遮断周波数は能動端子11の直流レベ
ルを安定化する所望の応答時間と伝送周波数帯域の下限
値とを考慮して選択する。増幅された信号は負荷抵抗Rc
の能動端子11から及び差動増幅器Ａの出力端子18から、
また差動増幅器Ａが複数の増幅段を具えているときは差
動増幅器Ａ内の任意の中間増幅点からも取り出すことが
できる。
ルを安定化する所望の応答時間と伝送周波数帯域の下限
値とを考慮して選択する。増幅された信号は負荷抵抗Rc
の能動端子11から及び差動増幅器Ａの出力端子18から、
また差動増幅器Ａが複数の増幅段を具えているときは差
動増幅器Ａ内の任意の中間増幅点からも取り出すことが
できる。
第２図は自動利得制御装置に第１図の増幅回路を用い
た例の回路図を示す。第１図と同一の符号を同一の機能
を有する同一の素子に用いている。
た例の回路図を示す。第１図と同一の符号を同一の機能
を有する同一の素子に用いている。
この増幅回路の入力段はここでは２個のゲートG1,G2
を有する電界効果トランジスタT1で構成し、ゲートG1を
信号入力端子12に、ゲートG2を利得制御端子13に接続し
てある。トランジスタT1のドレインを負荷抵抗Rcを経て
電源電圧V0に接続する。既に知られているように、トラ
ンジスタT1の利得はゲートG2を制御することにより大き
く変化することができるが、これによりこのトランジス
タの零入力電流（直流電流）も大きく変化する。この変
化を補償するために、トランジスタT2を電流発生器内に
配置し、そのコレクタを負荷抵抗Rcの能動端子11に接続
すると共に差動増幅器Ａの非反転入力端子にも接続す
る。差動増幅器Ａは、後述する理由のために、入力部A1
と出力部A2の２部分に分割し、出力部A2側に本例ではト
ランジスタT2のベースと直列に接続された抵抗20と、ト
ランジスタT2のベースと電源電圧V1との間に並列に接続
されたコンデンサ21とで低域フィルタを構成する。一般
に抵抗20は実際には差動増幅器Ａの出力部A2の出力抵抗
で構成することができる。この回路図において、トラン
ジスタT2のエミッタと直列に接続された抵抗22は回路動
作の直線性を改善するものであるが、この抵抗は必ずし
も不可欠のものではなく、差動増幅器Ａは、信号入力端
子が第１及び第２の部分A1及びA2間の中間増幅点に接続
され、出力端子25に増幅回路で増幅された交流信号を供
給する第３の部分A3も具えている。
を有する電界効果トランジスタT1で構成し、ゲートG1を
信号入力端子12に、ゲートG2を利得制御端子13に接続し
てある。トランジスタT1のドレインを負荷抵抗Rcを経て
電源電圧V0に接続する。既に知られているように、トラ
ンジスタT1の利得はゲートG2を制御することにより大き
く変化することができるが、これによりこのトランジス
タの零入力電流（直流電流）も大きく変化する。この変
化を補償するために、トランジスタT2を電流発生器内に
配置し、そのコレクタを負荷抵抗Rcの能動端子11に接続
すると共に差動増幅器Ａの非反転入力端子にも接続す
る。差動増幅器Ａは、後述する理由のために、入力部A1
と出力部A2の２部分に分割し、出力部A2側に本例ではト
ランジスタT2のベースと直列に接続された抵抗20と、ト
ランジスタT2のベースと電源電圧V1との間に並列に接続
されたコンデンサ21とで低域フィルタを構成する。一般
に抵抗20は実際には差動増幅器Ａの出力部A2の出力抵抗
で構成することができる。この回路図において、トラン
ジスタT2のエミッタと直列に接続された抵抗22は回路動
作の直線性を改善するものであるが、この抵抗は必ずし
も不可欠のものではなく、差動増幅器Ａは、信号入力端
子が第１及び第２の部分A1及びA2間の中間増幅点に接続
され、出力端子25に増幅回路で増幅された交流信号を供
給する第３の部分A3も具えている。
交流信号は、特にＲ−Ｃ形の低域フィルタの抵抗20を
増幅器Ａの出力部A2の出力インピーダンスで構成する場
合には中間増幅段から取り出す必要がある。この自動利
得制御装置は差動増幅器Ａの第３部分A3の出力端子に接
続されたピーク検出器26とその後段に接続された比較器
27とで完成される。ピーク検出器26の出力信号レベル
が、しきい値電圧VTだけ増大させた基準電圧VR2と比較
される。比較器27の出力信号はこの比較器の入力の差に
比例する電流である。この電流が電源電圧V0に接続され
た電流ミラー回路CMを制御し、その反射電流が電源電圧
V2（都合により電源電圧V1と相違させることができる）
に接続されたバイアス抵抗30に供給される。
増幅器Ａの出力部A2の出力インピーダンスで構成する場
合には中間増幅段から取り出す必要がある。この自動利
得制御装置は差動増幅器Ａの第３部分A3の出力端子に接
続されたピーク検出器26とその後段に接続された比較器
27とで完成される。ピーク検出器26の出力信号レベル
が、しきい値電圧VTだけ増大させた基準電圧VR2と比較
される。比較器27の出力信号はこの比較器の入力の差に
比例する電流である。この電流が電源電圧V0に接続され
た電流ミラー回路CMを制御し、その反射電流が電源電圧
V2（都合により電源電圧V1と相違させることができる）
に接続されたバイアス抵抗30に供給される。
コンデンサ31をバイアス抵抗31と並列に接続し、この
並列接続をもってＲ−Ｃ形のフィルタを構成し、このフ
ィルタの出力電圧をトランジスタT1の利得制御用ゲート
G2に供給する。自動利得制御の時定数は抵抗20及びコン
デンサ21で構成される閉ループフィルタの時定数より小
さい値にするのが好ましい。電流ミラー回路により利得
制御は、電源電圧V2を電源電圧V1に対し調整し得る可能
性とともに制御電圧の極めて大きな変化を得ることがで
きる利点がある。
並列接続をもってＲ−Ｃ形のフィルタを構成し、このフ
ィルタの出力電圧をトランジスタT1の利得制御用ゲート
G2に供給する。自動利得制御の時定数は抵抗20及びコン
デンサ21で構成される閉ループフィルタの時定数より小
さい値にするのが好ましい。電流ミラー回路により利得
制御は、電源電圧V2を電源電圧V1に対し調整し得る可能
性とともに制御電圧の極めて大きな変化を得ることがで
きる利点がある。
第２図に示す本発明の実施例では、利得制御に必要と
される低域フィルタを比較器27の出力側に設けている。
しかし、このフィルタはピーク検出器26と比較器27との
間に挿入することもできること明らかである。
される低域フィルタを比較器27の出力側に設けている。
しかし、このフィルタはピーク検出器26と比較器27との
間に挿入することもできること明らかである。
第２図の装置はその大部分がモノリシック集積回路の
形態に有利に実現され、その集積部分を破線35のボック
ス内に示す。トランジスタT1は雑音及び遮断周波数に関
し優れた特性を示す砒化ガリウム電界効果トランジスタ
とするのが好ましい。この理由のためにこのトランジス
タはECLロジックに関する技術に従ってシリコンから成
るボックス35内の集積部分の外部に設ける。集積部分の
外部素子として示されているバイアス抵抗30は必要なら
集積することもできる。
形態に有利に実現され、その集積部分を破線35のボック
ス内に示す。トランジスタT1は雑音及び遮断周波数に関
し優れた特性を示す砒化ガリウム電界効果トランジスタ
とするのが好ましい。この理由のためにこのトランジス
タはECLロジックに関する技術に従ってシリコンから成
るボックス35内の集積部分の外部に設ける。集積部分の
外部素子として示されているバイアス抵抗30は必要なら
集積することもできる。
第２図に示す装置はディジタル信号を増幅してこれら
信号をディジタル通信用光ファイバ検出器の出力端子に
140Mビット／秒のレートで発生させるのに特に好適であ
る。
信号をディジタル通信用光ファイバ検出器の出力端子に
140Mビット／秒のレートで発生させるのに特に好適であ
る。
第１図は本発明増幅回路の基本回路図、 第２図は第１図の増幅回路を用いる自動利得制御装置の
実施例の回路図である。 １…入力段、Rc…負荷抵抗 11…能動端子、12…信号入力端子 13…利得制御端子、Ｓ…電流発生器 Ａ…差動増幅器、Ｆ…低域フィルタ T1…入力段（１）を構成する電界効果トランジスタ T2…電流発生器（Ｓ）を構成するトランジスタ 20,21…低域フィルタ（Ｆ） 25…出力端子、26…ピーク検出器 27…比較器、CM…電流ミラー回路 30,31…低域フィルタ
実施例の回路図である。 １…入力段、Rc…負荷抵抗 11…能動端子、12…信号入力端子 13…利得制御端子、Ｓ…電流発生器 Ａ…差動増幅器、Ｆ…低域フィルタ T1…入力段（１）を構成する電界効果トランジスタ T2…電流発生器（Ｓ）を構成するトランジスタ 20,21…低域フィルタ（Ｆ） 25…出力端子、26…ピーク検出器 27…比較器、CM…電流ミラー回路 30,31…低域フィルタ
Claims (5)
- 【請求項１】入力段が利得制御機能を有すると共に、そ
の前置増幅信号出力を負荷抵抗の能動端子に供給する増
幅回路であって、前記能動端子の直流電圧レベルを安定
化するために前記入力段の平均出力電流と反対に変化す
る直流電流発生器を含む手段を用い、その直流電流発生
器の電流も前記負荷抵抗に供給してこの負荷抵抗を流れ
る直流電流の和が一定になるようにした増幅回路におい
て、前記直流電圧レベルを安定化する手段に、更に、第
１入力端子を前記負荷抵抗の能動端子に、第２入力端子
を連続基準電圧にそれぞれ接続した高利得差動増幅器
と、入力端子に前記差動増幅器の出力端子からの信号を
受信すると共に出力端子に前記直流電流発生器を制御す
る信号を出力する低域フィルタとを設け、前記直流電流
発生器により供給される電流が前記差動増幅器の第１入
力端子に負帰還電流として供給されるようにしたことを
特徴とする増幅回路。 - 【請求項２】前記低域フィルタはＲ−Ｃ形であることを
特徴とする特許請求の範囲第１項記載の増幅回路。 - 【請求項３】前記入力段は２個のゲートを有する電界効
果トランジスタで構成したことを特徴とする特許請求の
範囲第１又は２項記載の増幅回路。 - 【請求項４】入力段が利得制御機能を有すると共に、そ
の前置増幅信号出力を負荷抵抗の能動端子に供給する増
幅回路であって、前記能動端子の直流電圧レベルを安定
化するために前記入力段の平均出力電流と反対に変化す
る直流電流発生器を含む手段を用い、その直流電流発生
器の電流も前記負荷抵抗に供給してこの負荷抵抗を流れ
る直流電流の和が一定になるようにした増幅回路におい
て、前記直流電圧レベルを安定化する手段に、更に、第
１入力端子を前記負荷抵抗の能動端子に、第２入力端子
を連続基準電圧にそれぞれ接続した高利得差動増幅器
と、入力端子に前記差動増幅器の出力端子からの信号を
受信すると共に出力端子に前記直流電流発生器を制御す
る信号を出力する低域フィルタとを設け、前記直流電流
発生器により供給される電流が前記差動増幅器の第１入
力端子に負帰還電流として供給されるようにしたことを
特徴とする増幅回路を用い、前記差動増幅器の出力端子
をレベル制御され且つ増幅された信号の出力端子とし、
この信号をピーク検出器と比較器と低域フィルタをこの
順序で具える直列接続に供給し、この直列接続の出力に
より前記入力段の利得制御を行なうようにしたことを特
徴とする自動利得制御装置。 - 【請求項５】前記入力段が２個のゲートを有する電界効
果トランジスタで構成されている特許請求の範囲第４項
記載の自動利得制御装置において、前記比較器の出力電
流をバイアス抵抗を給電する電流ミラー回路により前記
電界効果トランジスタの第２ゲートの制御電圧に変換
し、且つ前記直列接続内の低域フィルタを前記バイアス
抵抗とこれに並列に接続されたコンデンサとで構成した
ことを特徴とする自動利得制御装置。
Applications Claiming Priority (2)
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|---|---|---|---|
| FR8615994A FR2606953A1 (fr) | 1986-11-18 | 1986-11-18 | Circuit d'amplification a gain variable et son application a un dispositif de controle automatique de gain |
| FR8615994 | 1986-11-18 |
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|---|---|
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| FR (1) | FR2606953A1 (ja) |
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