JP2575500B2 - ３相変換装置 - Google Patents
３相変換装置Info
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、３相変換装置に係わり、特に交流電源と
並列に運転されて負荷母線電圧を常に正弦波の所望値に
保持できる３相変換装置に関するものである。
並列に運転されて負荷母線電圧を常に正弦波の所望値に
保持できる３相変換装置に関するものである。
［従来の技術］ 従来から上述したような構成の変換装置、例えば無停
電電源装置や力率改善装置は、その代表であるインバー
タについてなされていたが、インバータの制御が難し
く、十分な解明がなされておらず、実用化されていない
のが現状である。
電電源装置や力率改善装置は、その代表であるインバー
タについてなされていたが、インバータの制御が難し
く、十分な解明がなされておらず、実用化されていない
のが現状である。
第10図は昭和52年電気学会全国大会講演論文集、第86
4〜865ページに掲載された、川畑隆夫および清宮忠昭共
著の論文“無停電電源装置の一方式”に示された従来の
変換装置を示すブロック図であり、図において（１）は
直流を交流に変換するインバータ、（２）はこのインバ
ータ（１）と並列運転されて正弦波の交流電源電圧VBを
供給する交流電源、（３）は負荷、（４）は直流電源電
圧VDを供給する直流電源例えば蓄電池、（５）と（６）
はインバータ（１）の出力を低域ろ波する、それぞれイ
ンダクタンス（LS）とコンデンサ（CP）、（７）は交流
電源（２）と負荷（３）の間に挿入され、15％の誘導成
分を含むインダクタンス（LB）、（８）は交流電源
（２）と負荷（３）およびインバータ（１）と負荷
（３）を接続し、負荷（３）に母線電圧VCを供給する負
荷母線であり、以上はこの従来例の主回路を構成する。
以下は制御回路を構成し、（103）はインバータ（１）
から蓄電池（４）に供給する充電電流を検出する電流検
出回路（CS4）、（104）は負荷母線（８）の母線電圧VC
を検出する電圧検出回路（VS1）、（106）は蓄電池
（４）の電圧VDを検出する電圧検出回路（VS3）、（20
4）は交流電源電圧VBとインバータ（１）の出力との位
相差Δψを検出する位相差検出回路（PC）、（205）
は、後述する発振器（OSC）（600）と共に位相同期ルー
プ（PLL）回路を構成し、位相差検出回路（204）により
検出されてフィードバックされた位相差Δψが入力され
ると、これを増幅するPLLアンプ（PLL）であって、その
出力を発振器（600）に与え、その値に従って発振出力
周波数を変化させてインバータ（１）に制御信号を送出
させ、このインバータ（１）をフィードバック制御する
ものである。（304）は後述するようにインバータ
（１）の電圧を制御する基準値を与える電圧設定回路
（VCREF）、（310）は、電流検出回路（103）の検出値
と後述する電圧制御アンプから蓄電池（４）の充電電流
を指示する電流指令値とが入力されると、その差の値に
よりPLLアンプ（205）に位相差指令値ψREFを与える電
流制御アンプ（CC2）、（311）は電圧検出回路（106）
で検出された蓄電池電圧VDと次に説明する電圧設定値が
入力され、蓄電池（４）の充電電流を指示する電流指令
値を与える電圧制御アンプ（VC2）、（312）はこの電圧
制御アンプ（311）に上述した電圧設定値を与える電圧
設定回路（VDREF）である。（402），（404），（40
5），（406）は、それぞれ、電圧検出回路（104）およ
び電圧設定回路（304）と電圧制御アンプ（601）との
間、位相差検出回路（204）および電流制御アンプ（31
0）とPLLアンプ（205）との間、電流検出回路（103）お
よび電圧制御アンプ（311）と電流制御アンプ（310）と
の間、電圧検出回路（106）および電圧設定回路（312）
と電圧制御アンプ（311）との間に挿入された加減算
器、（600）は上述した発振器（OSC）、そして（601）
は、電圧設定回路（304）からの電圧設定値と電圧検出
回路（104）で検出した母線電圧（VC）との差に従って
インバータ（１）の電圧を制御する、上述した電圧制御
アンプである。
4〜865ページに掲載された、川畑隆夫および清宮忠昭共
著の論文“無停電電源装置の一方式”に示された従来の
変換装置を示すブロック図であり、図において（１）は
直流を交流に変換するインバータ、（２）はこのインバ
ータ（１）と並列運転されて正弦波の交流電源電圧VBを
供給する交流電源、（３）は負荷、（４）は直流電源電
圧VDを供給する直流電源例えば蓄電池、（５）と（６）
はインバータ（１）の出力を低域ろ波する、それぞれイ
ンダクタンス（LS）とコンデンサ（CP）、（７）は交流
電源（２）と負荷（３）の間に挿入され、15％の誘導成
分を含むインダクタンス（LB）、（８）は交流電源
（２）と負荷（３）およびインバータ（１）と負荷
（３）を接続し、負荷（３）に母線電圧VCを供給する負
荷母線であり、以上はこの従来例の主回路を構成する。
以下は制御回路を構成し、（103）はインバータ（１）
から蓄電池（４）に供給する充電電流を検出する電流検
出回路（CS4）、（104）は負荷母線（８）の母線電圧VC
を検出する電圧検出回路（VS1）、（106）は蓄電池
（４）の電圧VDを検出する電圧検出回路（VS3）、（20
4）は交流電源電圧VBとインバータ（１）の出力との位
相差Δψを検出する位相差検出回路（PC）、（205）
は、後述する発振器（OSC）（600）と共に位相同期ルー
プ（PLL）回路を構成し、位相差検出回路（204）により
検出されてフィードバックされた位相差Δψが入力され
ると、これを増幅するPLLアンプ（PLL）であって、その
出力を発振器（600）に与え、その値に従って発振出力
周波数を変化させてインバータ（１）に制御信号を送出
させ、このインバータ（１）をフィードバック制御する
ものである。（304）は後述するようにインバータ
（１）の電圧を制御する基準値を与える電圧設定回路
（VCREF）、（310）は、電流検出回路（103）の検出値
と後述する電圧制御アンプから蓄電池（４）の充電電流
を指示する電流指令値とが入力されると、その差の値に
よりPLLアンプ（205）に位相差指令値ψREFを与える電
流制御アンプ（CC2）、（311）は電圧検出回路（106）
で検出された蓄電池電圧VDと次に説明する電圧設定値が
入力され、蓄電池（４）の充電電流を指示する電流指令
値を与える電圧制御アンプ（VC2）、（312）はこの電圧
制御アンプ（311）に上述した電圧設定値を与える電圧
設定回路（VDREF）である。（402），（404），（40
5），（406）は、それぞれ、電圧検出回路（104）およ
び電圧設定回路（304）と電圧制御アンプ（601）との
間、位相差検出回路（204）および電流制御アンプ（31
0）とPLLアンプ（205）との間、電流検出回路（103）お
よび電圧制御アンプ（311）と電流制御アンプ（310）と
の間、電圧検出回路（106）および電圧設定回路（312）
と電圧制御アンプ（311）との間に挿入された加減算
器、（600）は上述した発振器（OSC）、そして（601）
は、電圧設定回路（304）からの電圧設定値と電圧検出
回路（104）で検出した母線電圧（VC）との差に従って
インバータ（１）の電圧を制御する、上述した電圧制御
アンプである。
従来の変換装置は上述したように構成され、その動作
は次のようになる。まず、主回路についてみると、蓄電
池（４）からの直流電圧VDはインバータ（１）で交流に
変換され、その出力はインダクタンス（５）とコンデン
サ（６）により高調波が除去され、負荷（３）の接続さ
れた負荷母線（８）に正弦波電圧VCを供給する。一方、
交流電源（２）はインダクタンス（７）を介して負荷母
線（８）に接続され、交流電源電圧VBと母線電圧VCの位
相差をΔψとしてsinΔψに比例する有効電力が負荷母
線（８）に流入している。この有効電力は負荷（３）の
要求する有効電力と蓄電池（４）への充電電力、および
インバータ（１）の損失の和に等しい。
は次のようになる。まず、主回路についてみると、蓄電
池（４）からの直流電圧VDはインバータ（１）で交流に
変換され、その出力はインダクタンス（５）とコンデン
サ（６）により高調波が除去され、負荷（３）の接続さ
れた負荷母線（８）に正弦波電圧VCを供給する。一方、
交流電源（２）はインダクタンス（７）を介して負荷母
線（８）に接続され、交流電源電圧VBと母線電圧VCの位
相差をΔψとしてsinΔψに比例する有効電力が負荷母
線（８）に流入している。この有効電力は負荷（３）の
要求する有効電力と蓄電池（４）への充電電力、および
インバータ（１）の損失の和に等しい。
次に制御回路は次のように動作する。位相差検出回路
（204）は交流電源（２）の電源電圧VBとインバータ
（１）の出力電圧との位相差Δψを検出し、これはPLL
アンプ（205）と発振器（600）で構成されたPLL回路に
フィードバックされる。電圧制御アンプ（311）は蓄電
池（４）の電圧VDの、電圧検出回路（106）による検出
値と電圧設定回路（312）の電圧設定値との差に従って
蓄電池（４）を充電する充電電流の指令値を出力する。
電流制御アンプ（310）は、この電流指令値と電流検出
回路（103）による、蓄電池（４）からの直流電流の検
出値との差に応じPLLアンプ（205）に位相差の指令値ψ
REFを与える。
（204）は交流電源（２）の電源電圧VBとインバータ
（１）の出力電圧との位相差Δψを検出し、これはPLL
アンプ（205）と発振器（600）で構成されたPLL回路に
フィードバックされる。電圧制御アンプ（311）は蓄電
池（４）の電圧VDの、電圧検出回路（106）による検出
値と電圧設定回路（312）の電圧設定値との差に従って
蓄電池（４）を充電する充電電流の指令値を出力する。
電流制御アンプ（310）は、この電流指令値と電流検出
回路（103）による、蓄電池（４）からの直流電流の検
出値との差に応じPLLアンプ（205）に位相差の指令値ψ
REFを与える。
このようにして、インバータ（１）の運転位相は、交
流電源電圧VBより適当に遅延され、一方常に蓄電池
（４）を電圧設定回路（312）が指令する設定電圧で充
電しながら、負荷（３）の要求する有効電力を交流電源
（２）から取るような値として与えられる。
流電源電圧VBより適当に遅延され、一方常に蓄電池
（４）を電圧設定回路（312）が指令する設定電圧で充
電しながら、負荷（３）の要求する有効電力を交流電源
（２）から取るような値として与えられる。
なお、ここでは位相差検出回路（204）にフィードバ
ックされるインバータ（１）側の位相をインバータ
（１）の出力から取るようにしているが、図の点線で示
したようにコンデンサ（６）の端子電圧を与えるように
してもよい。これはこの端子電圧とインバータ（１）の
出力がほぼ同じ傾向の挙動を示すことによる。
ックされるインバータ（１）側の位相をインバータ
（１）の出力から取るようにしているが、図の点線で示
したようにコンデンサ（６）の端子電圧を与えるように
してもよい。これはこの端子電圧とインバータ（１）の
出力がほぼ同じ傾向の挙動を示すことによる。
次に電圧制御アンプ（601）は電圧設定回路（304）の
設定電圧と電圧検出回路（104）で検出された、負荷母
線（８）の母線電圧の検出値との差に応じてインバータ
（１）の出力電圧を制御する。但し、この制御は電圧の
平均値に基づく制御である。
設定電圧と電圧検出回路（104）で検出された、負荷母
線（８）の母線電圧の検出値との差に応じてインバータ
（１）の出力電圧を制御する。但し、この制御は電圧の
平均値に基づく制御である。
［発明が解決しょうとする課題］ 上述したような従来の変換装置では次のような問題点
があつた。
があつた。
１）従来の変換装置では出力電圧の平均値を制御するも
のであるため負荷電力の急変に応じてインバータの出力
電圧位相を速やかに変化することが困難であり、数サイ
クル以上の時間を必要とし、その間蓄電池の充電または
放電が生じ、蓄電池の蓄電量の変動が生じた。
のであるため負荷電力の急変に応じてインバータの出力
電圧位相を速やかに変化することが困難であり、数サイ
クル以上の時間を必要とし、その間蓄電池の充電または
放電が生じ、蓄電池の蓄電量の変動が生じた。
２）母線電圧はその平均値に基づいて制御されるので、
整流器などの高調波の多い負荷の場合は母線電圧に歪み
を生じた。
整流器などの高調波の多い負荷の場合は母線電圧に歪み
を生じた。
３）インバータは通常の電圧形インバータにフィルタを
設け、正弦波電圧を得るように構成されているので、過
電流に弱く、交流電源電圧が急変したときなどに過大な
横流が生じ、インバータが転流に失敗する恐れが大きか
った。
設け、正弦波電圧を得るように構成されているので、過
電流に弱く、交流電源電圧が急変したときなどに過大な
横流が生じ、インバータが転流に失敗する恐れが大きか
った。
４）従来技術では３相の場合に各相の電源電圧と負荷の
間に不平衡があるとき、各相の負荷母線電圧を平衡した
３相に確保する方法について全く解明されていなかっ
た。即ち、全ての相を同様に制御するだけであった。
間に不平衡があるとき、各相の負荷母線電圧を平衡した
３相に確保する方法について全く解明されていなかっ
た。即ち、全ての相を同様に制御するだけであった。
この発明は、このような問題点を解決するためになさ
れたもので、母線電圧に歪みを生じることなく、負荷が
急変したときもインバータが正常に動作できる３相変換
装置を得ることを目的とする。
れたもので、母線電圧に歪みを生じることなく、負荷が
急変したときもインバータが正常に動作できる３相変換
装置を得ることを目的とする。
更に、この発明は、インバータに限定されることな
く、インバータとサイクロコンバータとを組み合わせた
方式など他の方式にも適用できるようにした３相変換装
置を得ることを他の目的とする。
く、インバータとサイクロコンバータとを組み合わせた
方式など他の方式にも適用できるようにした３相変換装
置を得ることを他の目的とする。
［課題を解決するための手段］ この発明に係る３相変換装置は、３相の交流電源にリ
アクタンスを介して接続された負荷と、この負荷の各相
に対して直列接続されたリアクタンスと並列接続された
コンデンサからなるフィルタを介して接続された３相の
変換器とが並列運転し、負荷電力を分担して供給する３
相変換装置において、前記変換器はPWM制御される半導
体スイッチで構成されると共に、前記３相の交流電源が
供給されているとき前記３相の交流電源に同期する位相
同期手段と前記３相の交流電源が供給されないとき自走
する手段とを有し、前記変換器の出力電圧の瞬時値指令
を発生する出力電圧指令発生手段と、前記変換器の出力
電圧の瞬時値を検出する電圧検出手段と、前記瞬時値指
令と前記電圧検出手段の検出値との差を演算する第１の
演算回路を有し、この第１の演算回路の出力により前記
変換器の出力電圧の瞬時値を制御する瞬時値電圧制御手
段とを備えたものである。
アクタンスを介して接続された負荷と、この負荷の各相
に対して直列接続されたリアクタンスと並列接続された
コンデンサからなるフィルタを介して接続された３相の
変換器とが並列運転し、負荷電力を分担して供給する３
相変換装置において、前記変換器はPWM制御される半導
体スイッチで構成されると共に、前記３相の交流電源が
供給されているとき前記３相の交流電源に同期する位相
同期手段と前記３相の交流電源が供給されないとき自走
する手段とを有し、前記変換器の出力電圧の瞬時値指令
を発生する出力電圧指令発生手段と、前記変換器の出力
電圧の瞬時値を検出する電圧検出手段と、前記瞬時値指
令と前記電圧検出手段の検出値との差を演算する第１の
演算回路を有し、この第１の演算回路の出力により前記
変換器の出力電圧の瞬時値を制御する瞬時値電圧制御手
段とを備えたものである。
［作用］ この発明においては、変換器に高速のスイッチング素
子を内蔵して半サイクルの間に複数回のスイッチングを
行い、変換器の交流出力電流波形を指令値に追従させ、
負荷母線電圧が常に所定の正弦波になるように制御す
る。また瞬時電圧制御手段を介して変換器に、その出力
電流指令値を与えると共に、その前段にリミッタを設
け、これにより交流電源電圧の急変などにより生ずる出
力過電流を変換器の基本特性により本質的に防止する。
更に、変換器は、（ａ）負荷に流れる３相の各相電流と
インダクタンスに流れる３相交流電源からの各相電流と
の差の電流値と、（ｂ）負荷母線の３相の各相電圧とこ
の負荷母線電圧の所望の３相指令値との偏差を補正する
瞬時電圧制御手段からの電流指令値との和を出力電流指
令値として入力される。このうち（ａ）項は、電流マイ
ナーループを構成する瞬時電圧制御手段に関係するが、
負荷電流の情報を含んでいるので、これを変換器が瞬時
追従制御することにより、高調波を含んだ負荷電流を変
換器が瞬時に追従し、負荷母線電圧の歪みが制御され
る。また、交流電源電圧が変動した結果、（ａ）項に含
まれた交流電源電流が変化しても直ちに反映されるの
で、負荷母線電圧は影響を受けず、定電圧を維持するこ
とができる。これら以外の原因による全ての電圧偏差は
（ｂ）項の瞬時電圧制御手段の出力である電流指令値に
より修正され、負荷母線電圧が正弦波に保持される。
子を内蔵して半サイクルの間に複数回のスイッチングを
行い、変換器の交流出力電流波形を指令値に追従させ、
負荷母線電圧が常に所定の正弦波になるように制御す
る。また瞬時電圧制御手段を介して変換器に、その出力
電流指令値を与えると共に、その前段にリミッタを設
け、これにより交流電源電圧の急変などにより生ずる出
力過電流を変換器の基本特性により本質的に防止する。
更に、変換器は、（ａ）負荷に流れる３相の各相電流と
インダクタンスに流れる３相交流電源からの各相電流と
の差の電流値と、（ｂ）負荷母線の３相の各相電圧とこ
の負荷母線電圧の所望の３相指令値との偏差を補正する
瞬時電圧制御手段からの電流指令値との和を出力電流指
令値として入力される。このうち（ａ）項は、電流マイ
ナーループを構成する瞬時電圧制御手段に関係するが、
負荷電流の情報を含んでいるので、これを変換器が瞬時
追従制御することにより、高調波を含んだ負荷電流を変
換器が瞬時に追従し、負荷母線電圧の歪みが制御され
る。また、交流電源電圧が変動した結果、（ａ）項に含
まれた交流電源電流が変化しても直ちに反映されるの
で、負荷母線電圧は影響を受けず、定電圧を維持するこ
とができる。これら以外の原因による全ての電圧偏差は
（ｂ）項の瞬時電圧制御手段の出力である電流指令値に
より修正され、負荷母線電圧が正弦波に保持される。
更に、本発明による制御は、変換器の各相の電流電圧
を瞬時値制御したものなので、３相の電源電圧や負荷電
流の不平衡に対して、負荷母線電圧を３相平衡に維持す
ることができる。
を瞬時値制御したものなので、３相の電源電圧や負荷電
流の不平衡に対して、負荷母線電圧を３相平衡に維持す
ることができる。
［実施例］ 第１図はこの発明による３相変換装置の一実施例を示
す全体回路構成図であり、図において（１）は、例えば
高周波スイッチング素子のフルブリッジ構成から成り、
直流を任意の電圧と周波数の３相交流 に変換する変換器としての高周波PWM（パルス幅変調）
方式インバータ、（2A）は３相交流 を与える３相交流電源、（３）は負荷、（４）はインバ
ータ（１）に直流VDを供給し、３相交流電源（2A）の停
電時に負荷（３）に電力を供給するエネルギー蓄積手段
としての蓄電池、（５）と（６）はインバータ（１）に
対してそれぞれ直列と並列に接続され、インバータ
（１）の出力 から高調波を除去する交流フィルタを構成するインダク
タンス（LS）とコンデンサ（CP）、（７）は３相交流電
源（2A）と負荷（３）の間に直列に接続されたインダク
タンス（LB）、（８）は３相交流電源（2A）およびイン
バータ（１）からの電力を負荷（３）に供給する負荷母
線、（９）は３相交流電源（2A）とインダクタンス
（７）の間に挿入され、３相交流電源（2A）の停電時に
これをしゃ断する強制しゃ断形の静止形スイッチであ
る。以上はこの実施例の主回路を構成する。また、第１
図においては３相をまとめて単結線図として示したが、
この発明は３相を対象とするものであり、電圧、電流に
はベクトル表示を用いることにし、その表記については
以下で適宜説明する。まず以上の説明で使用された記号
は次のようになる。
す全体回路構成図であり、図において（１）は、例えば
高周波スイッチング素子のフルブリッジ構成から成り、
直流を任意の電圧と周波数の３相交流 に変換する変換器としての高周波PWM（パルス幅変調）
方式インバータ、（2A）は３相交流 を与える３相交流電源、（３）は負荷、（４）はインバ
ータ（１）に直流VDを供給し、３相交流電源（2A）の停
電時に負荷（３）に電力を供給するエネルギー蓄積手段
としての蓄電池、（５）と（６）はインバータ（１）に
対してそれぞれ直列と並列に接続され、インバータ
（１）の出力 から高調波を除去する交流フィルタを構成するインダク
タンス（LS）とコンデンサ（CP）、（７）は３相交流電
源（2A）と負荷（３）の間に直列に接続されたインダク
タンス（LB）、（８）は３相交流電源（2A）およびイン
バータ（１）からの電力を負荷（３）に供給する負荷母
線、（９）は３相交流電源（2A）とインダクタンス
（７）の間に挿入され、３相交流電源（2A）の停電時に
これをしゃ断する強制しゃ断形の静止形スイッチであ
る。以上はこの実施例の主回路を構成する。また、第１
図においては３相をまとめて単結線図として示したが、
この発明は３相を対象とするものであり、電圧、電流に
はベクトル表示を用いることにし、その表記については
以下で適宜説明する。まず以上の説明で使用された記号
は次のようになる。
VD ：蓄電池電圧 ID ：蓄電池充電電流 但し、添字U,V,Wはそれぞれ３相交流の成分を表わす。
更に、制御回路の構成は次のようになる。
第１図において、（100）〜（102）は、それぞれ、イ
ンバータ（１）の出力側に設けられた交流フィルタに、
負荷母線（８）に、および負荷（３）の入力側に結合さ
れ、インバータ（１）からのインバータ出力電流IIA、
３相交流電源（2A）からの交流電源電流IIB、および負
荷（３）に流入する負荷電流IILの瞬時値を検出する３
相電流検出回路（CS1），（CS2），（CS3）である。（1
03）は蓄電池（４）の出力側に結合され、蓄電池充電電
流IDを検出する蓄電池充電電流検出回路（CS4），（10
4），（105）は、それぞれ負荷母線（８）および３相交
流電源（2A）と静止形スイッチ（９）の間に接続され、
それぞれ負荷母線電圧 および３相交流電源電圧 の瞬時値を検出する電圧検出手段としての３相電圧検出
回路（VS1），（VS2）である。
ンバータ（１）の出力側に設けられた交流フィルタに、
負荷母線（８）に、および負荷（３）の入力側に結合さ
れ、インバータ（１）からのインバータ出力電流IIA、
３相交流電源（2A）からの交流電源電流IIB、および負
荷（３）に流入する負荷電流IILの瞬時値を検出する３
相電流検出回路（CS1），（CS2），（CS3）である。（1
03）は蓄電池（４）の出力側に結合され、蓄電池充電電
流IDを検出する蓄電池充電電流検出回路（CS4），（10
4），（105）は、それぞれ負荷母線（８）および３相交
流電源（2A）と静止形スイッチ（９）の間に接続され、
それぞれ負荷母線電圧 および３相交流電源電圧 の瞬時値を検出する電圧検出手段としての３相電圧検出
回路（VS1），（VS2）である。
（106）は、蓄電池（４）の出力側に接続され、蓄電
池電圧VDを検出する蓄電池電圧検出回路（VS3）、（20
0）は、３相変換装置の上述した主回路で検出された電
圧、電流が３相交流であるが、制御回路での演算の都合
から、後述するように一旦３相から２相に（このときの
座標系をｄ−q2軸座標と呼び、その成分をd,qで表わす
ものとする。）変換し、後述のように係数演算などを施
した後、再び３相に変換するようにしており、そのとき
の２相から３相への座標変換を行う２相/3相変換回路で
ある。（201）〜（203）は、それぞれ、３相電流検出回
路（101）、３相電圧検出回路（104）、３相電流検出回
路（102）にそれぞれ接続され、２相/3相変換回路（20
0）とは逆に、３相から２相への座標変換を行う３相/2
相変換回路である。
池電圧VDを検出する蓄電池電圧検出回路（VS3）、（20
0）は、３相変換装置の上述した主回路で検出された電
圧、電流が３相交流であるが、制御回路での演算の都合
から、後述するように一旦３相から２相に（このときの
座標系をｄ−q2軸座標と呼び、その成分をd,qで表わす
ものとする。）変換し、後述のように係数演算などを施
した後、再び３相に変換するようにしており、そのとき
の２相から３相への座標変換を行う２相/3相変換回路で
ある。（201）〜（203）は、それぞれ、３相電流検出回
路（101）、３相電圧検出回路（104）、３相電流検出回
路（102）にそれぞれ接続され、２相/3相変換回路（20
0）とは逆に、３相から２相への座標変換を行う３相/2
相変換回路である。
（204）〜（207）は位相同期回路を構成し、（204）
は、３相電圧検出回路（105）に接続され、これから交
流電源電圧 が入力されると共に後段で発生された同期信号であるカ
ウンタ計数値θが入力され、それらの位相差Δφを検出
する位相差検出回路（PC）、（205）は、主として比例
積分型などの増幅回路で構成され、位相差検出回路（20
4）に接続されて位相差Δφが入力され、これを増幅
し、もって増幅信号を出力する位相同期回路（PLL）で
ある。（206）は、この位相同期回路（205）に接続され
て増幅信号が入力され、その大きさに依存した周波数の
信号を出力する電圧／周波数変換回路（V/F）、（207）
はこの電圧／周波数変換回路（206）に接続され、入力
された信号の周波数を分周した信号をカウンタ計数値θ
として出力するカウンタ（COUNT）である。位相同期回
路（205）はこのカウンタ計数値θと３相交流電源（2
A）の位相が同期するように動作し、従ってカウンタ（2
07）の計数値θは３相交流電源（2A）の位相に応じた値
を持ち、このカウンタ計数値θで３相/2相変換回路（20
1）〜（203）、２相/3相変換回路（200）の時間ベース
を定めることにより、制御回路の時間軸、従って位相関
係が３相交流電源（2A）のものに固定されることにな
る。
は、３相電圧検出回路（105）に接続され、これから交
流電源電圧 が入力されると共に後段で発生された同期信号であるカ
ウンタ計数値θが入力され、それらの位相差Δφを検出
する位相差検出回路（PC）、（205）は、主として比例
積分型などの増幅回路で構成され、位相差検出回路（20
4）に接続されて位相差Δφが入力され、これを増幅
し、もって増幅信号を出力する位相同期回路（PLL）で
ある。（206）は、この位相同期回路（205）に接続され
て増幅信号が入力され、その大きさに依存した周波数の
信号を出力する電圧／周波数変換回路（V/F）、（207）
はこの電圧／周波数変換回路（206）に接続され、入力
された信号の周波数を分周した信号をカウンタ計数値θ
として出力するカウンタ（COUNT）である。位相同期回
路（205）はこのカウンタ計数値θと３相交流電源（2
A）の位相が同期するように動作し、従ってカウンタ（2
07）の計数値θは３相交流電源（2A）の位相に応じた値
を持ち、このカウンタ計数値θで３相/2相変換回路（20
1）〜（203）、２相/3相変換回路（200）の時間ベース
を定めることにより、制御回路の時間軸、従って位相関
係が３相交流電源（2A）のものに固定されることにな
る。
なお、制御回路で使用される記号は次の通りである。
VC * ：負荷母線電圧の振幅指令値 VB ：交流電源電圧の振幅 PL ：負荷電力 PD ：充電に必要な電力 Ｐ ：交流電源から供給されるべき電力 ▲V* D▼ ：蓄電池電圧指令値 ▲I* D▼ ：充電電流指令値 ω ：出力角周波数 但し、＊は指令値を、∧はｄ−q2軸座標系での値を示
す。
す。
制御回路は更に次のものから構成される。第１図にお
いて、（300）は、インバータ（１）に接続され、前段
からインバータ出力電圧指令値 が入力されると、これをパルス幅変調（PWM）してイン
バータ（１）に送出するPWM回路、（301）は、その出力
側がこのPWM回路（300）に接続され、３相電流検出回路
（100）からインバータ出力電流IIAを加減算器（400）
を介して受けると共に前段からインバータ出力電流指令
値▲II* A▼を受け、インバータ出力電圧指令 をPWM回路（300）に送出する瞬時電圧制御手段としての
電流コントローラ（CC1）である。
いて、（300）は、インバータ（１）に接続され、前段
からインバータ出力電圧指令値 が入力されると、これをパルス幅変調（PWM）してイン
バータ（１）に送出するPWM回路、（301）は、その出力
側がこのPWM回路（300）に接続され、３相電流検出回路
（100）からインバータ出力電流IIAを加減算器（400）
を介して受けると共に前段からインバータ出力電流指令
値▲II* A▼を受け、インバータ出力電圧指令 をPWM回路（300）に送出する瞬時電圧制御手段としての
電流コントローラ（CC1）である。
（302）は、その出力側が加減算器（400）を介して電
流コントローラ（301）に接続され、かつその入力側が
加減算器（401）を介して３相電流検出回路（101）に接
続されてこれから交流電源電流IIBの反転した信号を受
け、同様に３相電流検出回路（102）に接続されてこれ
から負荷電流IILを受け、更に前段から加減算器（401）
を介して２相/3相変換回路（200）の出力信号を受け、
これらの信号の大きさを制限するリミツタである。（30
3）は、その出力側が２相/3相変換回路（200）に接続さ
れ、その入力側が加減算器（402）を介して、３相/2相
変換回路（202）に接続されてこれから負荷母船電圧 の極性反転信号を受けると共に、前段から負荷母線電圧
指令値 を受け、２相/3相変換回路（200）、加減算器（401）、
リミツタ（302）をしてインバータ出力電流指令値▲II*
A▼を電流コントローラ（301）に送出する瞬時電圧制御
手段を構成する第１の演算回路としての電圧コントロー
ラである。なお、電流コントローラ（301）、PWM回路
（300）、インバータ（１）、３相電流検出回路（100）
を含む系はマイナーループを形成している。
流コントローラ（301）に接続され、かつその入力側が
加減算器（401）を介して３相電流検出回路（101）に接
続されてこれから交流電源電流IIBの反転した信号を受
け、同様に３相電流検出回路（102）に接続されてこれ
から負荷電流IILを受け、更に前段から加減算器（401）
を介して２相/3相変換回路（200）の出力信号を受け、
これらの信号の大きさを制限するリミツタである。（30
3）は、その出力側が２相/3相変換回路（200）に接続さ
れ、その入力側が加減算器（402）を介して、３相/2相
変換回路（202）に接続されてこれから負荷母船電圧 の極性反転信号を受けると共に、前段から負荷母線電圧
指令値 を受け、２相/3相変換回路（200）、加減算器（401）、
リミツタ（302）をしてインバータ出力電流指令値▲II*
A▼を電流コントローラ（301）に送出する瞬時電圧制御
手段を構成する第１の演算回路としての電圧コントロー
ラである。なお、電流コントローラ（301）、PWM回路
（300）、インバータ（１）、３相電流検出回路（100）
を含む系はマイナーループを形成している。
更に、（304）は負荷母線電圧振幅指令値 を発生する負荷母船電圧振幅指令回路（VCREF）であっ
て、この と後段からの負荷母船電圧位相指令値 との積を後述する乗算器（503）により取った後、後述
する加減算器を通して電圧コントローラ（303）に負荷
母線電圧指令値 を送出する。（305）は、出力電圧指令発生手段を構成
し、単位ベクトルで与えられる負荷母船電圧位相指令値 の２成分▲V** cq▼と▲V** cd▼のうち、３相電流検出回
路（101）、３相/2相変換回路（201）、後述する除算回
路とIB振動抑制回路からの交流電源電流に係わる信号の
反転信号と、後述する負荷電力PLと蓄電池（４）の充電
に必要な電力PDとの和を後述する計数器（308）を介し
て得られた負荷電力PLに係わる信号とから得られる上記
▲V** cq▼が入力され、 を演算して▲V** cd▼を出力する 演算器である。
て、この と後段からの負荷母船電圧位相指令値 との積を後述する乗算器（503）により取った後、後述
する加減算器を通して電圧コントローラ（303）に負荷
母線電圧指令値 を送出する。（305）は、出力電圧指令発生手段を構成
し、単位ベクトルで与えられる負荷母船電圧位相指令値 の２成分▲V** cq▼と▲V** cd▼のうち、３相電流検出回
路（101）、３相/2相変換回路（201）、後述する除算回
路とIB振動抑制回路からの交流電源電流に係わる信号の
反転信号と、後述する負荷電力PLと蓄電池（４）の充電
に必要な電力PDとの和を後述する計数器（308）を介し
て得られた負荷電力PLに係わる信号とから得られる上記
▲V** cq▼が入力され、 を演算して▲V** cd▼を出力する 演算器である。
（306）は上述したように、３相電流検出回路（10
1）、３相/2相変換回路（201）を介して与えられる交流
電源電流IIBの成分IBqが入力されると共に、負荷母線電
圧振幅指令値発生回路（304）からの負荷母線電圧振幅
指令値 が入力され、商 を与える、後述する除算器の出力に含まれる交流電源電
流IIBの振動を、後述のように伝達関数Ｇ（ｓ）を通し
て、▲V** cq▼の成分である を出力するIB振動抑制回路である。（307）は３相電圧
検出回路（VS2）（105）に接続されてこれから得られた
交流電源電圧 を整流し、係数器（308）および後述す停電検出回路に
その実効値VBを供給する整流回路、（308）は出力電圧
指令発生手段を構成し、利得 の係数器、（309）は後述する乗算器により演算された
負荷電力 と後述する蓄電池充電電流コントローラを介して送出さ
れた蓄電池（４）の充電に必要な電力PDとを入力されて
不要な周波数成分を除去して上記係数器（308）に交流
電源から供給されるべき電力Ｐを送出するフィルタであ
る。
1）、３相/2相変換回路（201）を介して与えられる交流
電源電流IIBの成分IBqが入力されると共に、負荷母線電
圧振幅指令値発生回路（304）からの負荷母線電圧振幅
指令値 が入力され、商 を与える、後述する除算器の出力に含まれる交流電源電
流IIBの振動を、後述のように伝達関数Ｇ（ｓ）を通し
て、▲V** cq▼の成分である を出力するIB振動抑制回路である。（307）は３相電圧
検出回路（VS2）（105）に接続されてこれから得られた
交流電源電圧 を整流し、係数器（308）および後述す停電検出回路に
その実効値VBを供給する整流回路、（308）は出力電圧
指令発生手段を構成し、利得 の係数器、（309）は後述する乗算器により演算された
負荷電力 と後述する蓄電池充電電流コントローラを介して送出さ
れた蓄電池（４）の充電に必要な電力PDとを入力されて
不要な周波数成分を除去して上記係数器（308）に交流
電源から供給されるべき電力Ｐを送出するフィルタであ
る。
（310）は後述する加減算器を介して蓄電池充電電流
検出回路（103）からの蓄電池充電電流IDの反転信号と
次に述べる蓄電池電圧コントローラからの充電電流指令
値▲I* D▼とを入力されて上記充電に必要な力PDを後述
する加算器を介して上記フィルタに送出する蓄電池充電
電流コントローラ（CC2）、（311）は後述する加減算器
を介して、蓄電池電圧検出回路（VS3）（106）からの蓄
電池電圧VDの反転信号と次に述べる蓄電池電圧指令値発
生回路（VDREF）（312）からの蓄電池電圧▲V* D▼とを
入力され、これらが一致するように蓄電池充電電流指令
値▲I* D▼を出力する蓄電池電圧コントローラである。
（313）は出力電圧指令発生手段を構成し、負荷母線電
圧振幅指令値発生回路（VCREF）（304）に接続され、こ
れから出力された負荷母線電圧振幅指令値 倍して後述する除算器に送出する利得 の係数器、（314）は上記の停電検出回路で、上記整流
回路（307）の出力である交流電源電圧Bの実効値VBを入
力され、交流電源（2A）が正常のときは次に述べるスイ
ッチ（315）をＡ側に、停電のときはＢ側に倒し、Ｂ側
のときは、上記フィルタ（309）への入力が０になるこ
とにより、フィルタ（309）の出力Ｐがその固有の時定
数でゆるやかに０になるようにするものである。
検出回路（103）からの蓄電池充電電流IDの反転信号と
次に述べる蓄電池電圧コントローラからの充電電流指令
値▲I* D▼とを入力されて上記充電に必要な力PDを後述
する加算器を介して上記フィルタに送出する蓄電池充電
電流コントローラ（CC2）、（311）は後述する加減算器
を介して、蓄電池電圧検出回路（VS3）（106）からの蓄
電池電圧VDの反転信号と次に述べる蓄電池電圧指令値発
生回路（VDREF）（312）からの蓄電池電圧▲V* D▼とを
入力され、これらが一致するように蓄電池充電電流指令
値▲I* D▼を出力する蓄電池電圧コントローラである。
（313）は出力電圧指令発生手段を構成し、負荷母線電
圧振幅指令値発生回路（VCREF）（304）に接続され、こ
れから出力された負荷母線電圧振幅指令値 倍して後述する除算器に送出する利得 の係数器、（314）は上記の停電検出回路で、上記整流
回路（307）の出力である交流電源電圧Bの実効値VBを入
力され、交流電源（2A）が正常のときは次に述べるスイ
ッチ（315）をＡ側に、停電のときはＢ側に倒し、Ｂ側
のときは、上記フィルタ（309）への入力が０になるこ
とにより、フィルタ（309）の出力Ｐがその固有の時定
数でゆるやかに０になるようにするものである。
上記出力Ｐがゆるやかに０になることから既に述べた
た負荷母線電圧位相指令値 の成分▲V** cq▼もゆるやかに０になり、インバータ
（１）は単独運転に滑らかに移行するようになされる。
この停電検出回路（314）は更に、既に述べた強制しゃ
段形の静止形スイッチ（９）を駆動する次に述べるスイ
ッチ（９）の駆動回路に制御信号を送出し、スイッチ
（９）をオン・オフ制御する。（315）は上記スイッ
チ、（316）は上記スイッチ（９）のドライブ回路、更
に、（400）〜（406）は既に述べた加減算器で、（40
0）は電流コントローラ（CC1）（301）とリミッタ（30
2）の間に挿入され、（401）はリミッタ（302）と２相/
3相変換回路（200）の間に、（402）は電圧コントロー
ラ（VC1）（303）と乗算器（503）と３相/2相変換器（2
02）との間に、（403）は演算器（305），除算器（50
1）およびIB振動抑制回路（306）の間に、（404）は既
に述べた３相/2相変換器（203）の出力側の第２の演算
回路としての乗算器（504）と蓄電池充電電流コントロ
ーラ（310）とスイッチ（315）との間に、（405）は既
に述べた、蓄電池電圧コントローラ（VC2）（311）の出
力側に、（406）はその入力側に、それぞれ介在されて
いる。なお、加減算器403と401はそれぞれ第5,第７の演
算回路として機能する。
た負荷母線電圧位相指令値 の成分▲V** cq▼もゆるやかに０になり、インバータ
（１）は単独運転に滑らかに移行するようになされる。
この停電検出回路（314）は更に、既に述べた強制しゃ
段形の静止形スイッチ（９）を駆動する次に述べるスイ
ッチ（９）の駆動回路に制御信号を送出し、スイッチ
（９）をオン・オフ制御する。（315）は上記スイッ
チ、（316）は上記スイッチ（９）のドライブ回路、更
に、（400）〜（406）は既に述べた加減算器で、（40
0）は電流コントローラ（CC1）（301）とリミッタ（30
2）の間に挿入され、（401）はリミッタ（302）と２相/
3相変換回路（200）の間に、（402）は電圧コントロー
ラ（VC1）（303）と乗算器（503）と３相/2相変換器（2
02）との間に、（403）は演算器（305），除算器（50
1）およびIB振動抑制回路（306）の間に、（404）は既
に述べた３相/2相変換器（203）の出力側の第２の演算
回路としての乗算器（504）と蓄電池充電電流コントロ
ーラ（310）とスイッチ（315）との間に、（405）は既
に述べた、蓄電池電圧コントローラ（VC2）（311）の出
力側に、（406）はその入力側に、それぞれ介在されて
いる。なお、加減算器403と401はそれぞれ第5,第７の演
算回路として機能する。
更に、（500），（501）は上述の出力電圧指令発生手
段を構成する除算器で負荷母線電圧の位相指令値 の成分▲V** cq▼の導出に使用され、（502）は同様に、
既に述べた除算器で、IB振動抑制回路（306）の入力側
に挿入され、▲V** cq▼の導出に使用される。（503），
（504）は既に述べた乗算器で、（503）は演算器（30
5）と加減算器（402）の間に、（504）は３相/2相変換
器（203）と加減算器（404）の間に、それぞれ挿入され
たものである。
段を構成する除算器で負荷母線電圧の位相指令値 の成分▲V** cq▼の導出に使用され、（502）は同様に、
既に述べた除算器で、IB振動抑制回路（306）の入力側
に挿入され、▲V** cq▼の導出に使用される。（503），
（504）は既に述べた乗算器で、（503）は演算器（30
5）と加減算器（402）の間に、（504）は３相/2相変換
器（203）と加減算器（404）の間に、それぞれ挿入され
たものである。
ここで、第１図に示した当該装置の主回路部分、即ち
インバータ（１）から強制しゃ段形の静止スイッチ
（９）までの部分、および制御回路のPWM回路（300）を
詳細に示すと第２図に示したようになる。図中の結線は
３相で示してある。図示のように、インバータ（１）は
直列接続のトランジスタQ1，Q2；Q3，Q4；Q5，Q6を並列
に接続し、それぞれのトランジスタ対に並列にダイオー
ドD1，D2；D3，D4；D5，D6を接続し、それぞれの対の接
続点から、PWM回路（300）の指令パルスに基づいて３相
出力電圧VAU，VAV，VAWを出力する３相ブリッジインバ
ータを形成している。これらのトランジスタとダイオー
ドは数KHz以上の高速スイッチが可能なものとし、これ
により当該装置は従来のような平均値制御でなく、瞬時
値制御を実現している。上記のように構成された３相変
換装置は次のように動作する。
インバータ（１）から強制しゃ段形の静止スイッチ
（９）までの部分、および制御回路のPWM回路（300）を
詳細に示すと第２図に示したようになる。図中の結線は
３相で示してある。図示のように、インバータ（１）は
直列接続のトランジスタQ1，Q2；Q3，Q4；Q5，Q6を並列
に接続し、それぞれのトランジスタ対に並列にダイオー
ドD1，D2；D3，D4；D5，D6を接続し、それぞれの対の接
続点から、PWM回路（300）の指令パルスに基づいて３相
出力電圧VAU，VAV，VAWを出力する３相ブリッジインバ
ータを形成している。これらのトランジスタとダイオー
ドは数KHz以上の高速スイッチが可能なものとし、これ
により当該装置は従来のような平均値制御でなく、瞬時
値制御を実現している。上記のように構成された３相変
換装置は次のように動作する。
まず動作の概要について説明すると、常時、即ち３相
交流電源（２）が正常なときは、強制しゃ断形の静止形
スイッチ（９）がオンになされ、リアクタンス回路（イ
ンダクタンスLB）（７）を介して、３相交流電源（2A）
から負荷（３）に電力が供給される。インバータ（１）
は３相交流電源（2A）の交流電源電圧 の変動および負荷（３）の変動に応じて無効電力を制御
することによりインダクタンスLB（７）の電圧降下を制
御して負荷母線電圧 を一定にする。また、インバータ（１）は、負荷（３）
の高調波電流と逆位相の電流を発生し、負荷（３）の高
調波による電圧歪を抑制する。更に、インバータ（１）
は、その直流側（蓄電池（４））への電力（充電電力）
を制御回路により制御され、蓄電池（４）の充電電流と
電圧を所定の値に制御する。異常時、例えば３相交流電
源（2A）が停電のときは、インバータ（１）はこれを、
制御回路を介して瞬時に検出し、強制しや断形の静止ス
イッチ（９）をオフにし、これにより蓄電池（４）の電
力を用いて単独運転する。３相交流電源が復電したとき
は、制御回路により、これを検出し、インバータ（１）
を３相交流電源（2A）に同期させ、強制しゃ断形の静止
形スイッチ（９）をオンにすることにより、３相交流電
源（2A）を常時運転に移行させる。
交流電源（２）が正常なときは、強制しゃ断形の静止形
スイッチ（９）がオンになされ、リアクタンス回路（イ
ンダクタンスLB）（７）を介して、３相交流電源（2A）
から負荷（３）に電力が供給される。インバータ（１）
は３相交流電源（2A）の交流電源電圧 の変動および負荷（３）の変動に応じて無効電力を制御
することによりインダクタンスLB（７）の電圧降下を制
御して負荷母線電圧 を一定にする。また、インバータ（１）は、負荷（３）
の高調波電流と逆位相の電流を発生し、負荷（３）の高
調波による電圧歪を抑制する。更に、インバータ（１）
は、その直流側（蓄電池（４））への電力（充電電力）
を制御回路により制御され、蓄電池（４）の充電電流と
電圧を所定の値に制御する。異常時、例えば３相交流電
源（2A）が停電のときは、インバータ（１）はこれを、
制御回路を介して瞬時に検出し、強制しや断形の静止ス
イッチ（９）をオフにし、これにより蓄電池（４）の電
力を用いて単独運転する。３相交流電源が復電したとき
は、制御回路により、これを検出し、インバータ（１）
を３相交流電源（2A）に同期させ、強制しゃ断形の静止
形スイッチ（９）をオンにすることにより、３相交流電
源（2A）を常時運転に移行させる。
次に、動作の詳細は以下のようになる。
先ず、電流制御系としての電流コントローラ（301）
について説明する。第３図は電流コントローラ（301）
の詳細回路図であり、図において（301c），（400a），
（400b）は加減算器、（301a），（301b）は増幅回路で
ある。インバータ（１）の出力電流IIAの瞬時値制御は
３相座標上で行われる。第２図に示したように、インバ
ータ出力電流IIAの３相成分IAU，IAV，IAWはIAU＋IAV＝
−IAWを満たすので、いずれか２相、例えばIAU，IAVを
制御すれば全ての成分を制御したことになる。このた
め、第３図ではIAWの制御を省略してある。Ｕ相のイン
バータ出力電流指令の▲I* AU▼と上記IAUの差を加減算
器（400a）で求め、その差を比例積分型などの増幅回路
（301a）で増幅し、これをPWM回路（300）の指令値とす
ることによりIAUは▲I* AU▼に追従するように制御され
る。Ｖ相も同様に制御される。Ｗ相のPWM回路（300）へ
の指令値は、Ｕ相、Ｖ相のPWM指令値▲V* AU▼，▲V* AV
▼を加減算器（301c）に与えることにより▲V* AW▼＝−
▲V* AU▼−▲V* AU▼として与えられる。
について説明する。第３図は電流コントローラ（301）
の詳細回路図であり、図において（301c），（400a），
（400b）は加減算器、（301a），（301b）は増幅回路で
ある。インバータ（１）の出力電流IIAの瞬時値制御は
３相座標上で行われる。第２図に示したように、インバ
ータ出力電流IIAの３相成分IAU，IAV，IAWはIAU＋IAV＝
−IAWを満たすので、いずれか２相、例えばIAU，IAVを
制御すれば全ての成分を制御したことになる。このた
め、第３図ではIAWの制御を省略してある。Ｕ相のイン
バータ出力電流指令の▲I* AU▼と上記IAUの差を加減算
器（400a）で求め、その差を比例積分型などの増幅回路
（301a）で増幅し、これをPWM回路（300）の指令値とす
ることによりIAUは▲I* AU▼に追従するように制御され
る。Ｖ相も同様に制御される。Ｗ相のPWM回路（300）へ
の指令値は、Ｕ相、Ｖ相のPWM指令値▲V* AU▼，▲V* AV
▼を加減算器（301c）に与えることにより▲V* AW▼＝−
▲V* AU▼−▲V* AU▼として与えられる。
次に、上記電流制御系に対してメジャーループをなす
電圧制御系について詳細に説明する。この電圧制御系は
第４図に示したように、主として電圧コントローラ（30
3）からなり、これに負荷母線（８）側からの３相/2相
変換回路（202）が接続され、またインバータ（１）側
に２相/3相変換回路（200）とリミッタ（302）が接続さ
れている。この電圧コントローラ（303）では負荷母線
電圧 の瞬時値制御はｄ−q2軸座標上で行っている。即ち、３
相座標上の負荷母線電圧 を３相/2相変換回路（202）によりｄ−q2軸座標上の信
号 に変換している。逆に、電圧コントローラ（303）から
の出力は２相/3相変換回路（200）により再び３相座標
上に変換される。この３相/2相変換回路（202）は、位
相同期手段（204）〜（207）からの出力であるカウンタ
（207）の計数値θから を発生する正弦波発生回路（202a）と乗算器（202b）〜
（202g）と加算器（202h），（202i）から構成され、次
に示す演算を行う。
電圧制御系について詳細に説明する。この電圧制御系は
第４図に示したように、主として電圧コントローラ（30
3）からなり、これに負荷母線（８）側からの３相/2相
変換回路（202）が接続され、またインバータ（１）側
に２相/3相変換回路（200）とリミッタ（302）が接続さ
れている。この電圧コントローラ（303）では負荷母線
電圧 の瞬時値制御はｄ−q2軸座標上で行っている。即ち、３
相座標上の負荷母線電圧 を３相/2相変換回路（202）によりｄ−q2軸座標上の信
号 に変換している。逆に、電圧コントローラ（303）から
の出力は２相/3相変換回路（200）により再び３相座標
上に変換される。この３相/2相変換回路（202）は、位
相同期手段（204）〜（207）からの出力であるカウンタ
（207）の計数値θから を発生する正弦波発生回路（202a）と乗算器（202b）〜
（202g）と加算器（202h），（202i）から構成され、次
に示す演算を行う。
但し、 次に、この３相/2相変換回路（202）からの負荷母線
電圧の２相成分VCq，VCdと負荷母線電圧指令値▲V
* Cq▼，▲V* Cd▼の差が電圧コントローラ（303）の入力
側の加減算器（402a），（402b）で求められ、その差が
電圧コントローラ（303）の比例積分形などの増幅回路
（303a），（303b）で増幅される。これらの増幅信号J
Cq，JCdが２相/3相変換回路（200）で３相座標上の信号
JCu，JCvに変換される。この２相/3相変換回路（200）
は、上記カウンタ（207）の計数値θから を発生する正弦波発生回路（200a）と乗算器（200b）〜
（200e）と加算器（200h），（200i）から構成され、次
の演算を行う。
電圧の２相成分VCq，VCdと負荷母線電圧指令値▲V
* Cq▼，▲V* Cd▼の差が電圧コントローラ（303）の入力
側の加減算器（402a），（402b）で求められ、その差が
電圧コントローラ（303）の比例積分形などの増幅回路
（303a），（303b）で増幅される。これらの増幅信号J
Cq，JCdが２相/3相変換回路（200）で３相座標上の信号
JCu，JCvに変換される。この２相/3相変換回路（200）
は、上記カウンタ（207）の計数値θから を発生する正弦波発生回路（200a）と乗算器（200b）〜
（200e）と加算器（200h），（200i）から構成され、次
の演算を行う。
演算結果のJCuは加減算器（401a）にて（JCu＋ILu−
IBu）を作成し、これに電流指令値リミッタ回路（302
a）で制限を加え電流指令値▲I* Au▼を作成し、電流コ
ントローラ（301）側に出力する。Ｖ相に関しても同様
に処理される。この電圧制御系では、増幅回路（303
a），（303b）は比例積分型などで構成され、負荷母線
電圧指令値▲V* Cq▼，▲V* Cd▼とフィードバックされた
負荷母線電圧VCq，VCdがそれぞれ一致するようにインバ
ータ出力電流指令値▲II* A▼を調整する。この出力電流
指令値 を受けた電流マイナーループとしての電流制御系では電
流を指令値、即ちIIAに瞬時追従させているので が一致するように制御される。
IBu）を作成し、これに電流指令値リミッタ回路（302
a）で制限を加え電流指令値▲I* Au▼を作成し、電流コ
ントローラ（301）側に出力する。Ｖ相に関しても同様
に処理される。この電圧制御系では、増幅回路（303
a），（303b）は比例積分型などで構成され、負荷母線
電圧指令値▲V* Cq▼，▲V* Cd▼とフィードバックされた
負荷母線電圧VCq，VCdがそれぞれ一致するようにインバ
ータ出力電流指令値▲II* A▼を調整する。この出力電流
指令値 を受けた電流マイナーループとしての電流制御系では電
流を指令値、即ちIIAに瞬時追従させているので が一致するように制御される。
次に、３相交流電源（2A）が正常のとき、即ちスイッ
チ（315）がＡ側の場合の電圧指令値の作成方法につい
て説明する。この電圧指令値は３相交流電源（2A）から
供給される電力Ｐから求められる。
チ（315）がＡ側の場合の電圧指令値の作成方法につい
て説明する。この電圧指令値は３相交流電源（2A）から
供給される電力Ｐから求められる。
今、３相交流電源（２）のＵ相電圧が sinωｔ、負荷母線（８）のＵ相電圧が、 で与えられるとすると、３相交流電源（2A）からインダ
クタンス（LB）（７）を介して負荷母線（８）に流入す
るＵ相電流IBUおよびＵ相電力PUは次のようになる。
クタンス（LB）（７）を介して負荷母線（８）に流入す
るＵ相電流IBUおよびＵ相電力PUは次のようになる。
従って、３相交流電源（2A）からインダクタンス（LB）
（７）を介して負荷母線（８）に流入する電力Ｐは となる。かくして、所要電力Ｐと負荷母線電圧振幅指令
値▲V* C▼が与えられれば、次の式から、交流電源電圧V
Bに対する負荷母線電圧VCの遅れ角φが求められる。
（７）を介して負荷母線（８）に流入する電力Ｐは となる。かくして、所要電力Ｐと負荷母線電圧振幅指令
値▲V* C▼が与えられれば、次の式から、交流電源電圧V
Bに対する負荷母線電圧VCの遅れ角φが求められる。
この実施例においては電圧指令値は交流電源電圧IBと同
期したｄ−q2軸上で与えられるので、負荷母線電圧指令
値 は次のようになる。
期したｄ−q2軸上で与えられるので、負荷母線電圧指令
値 は次のようになる。
この演算が係数器（308），（313）、除算器（500），
（501）、負荷母線電圧振幅指令値発生回路（304）、演
算器（305）、および乗算器（503）により実行される。
なお、これらの構成要素は第３の演算回路を構成する。
所要電力Ｐは負荷電力PLと蓄電池（４）の充電電力PDの
和で与えられる。負荷電力PLは次の演算を乗算器（50
4）で行うことにより得られる。
（501）、負荷母線電圧振幅指令値発生回路（304）、演
算器（305）、および乗算器（503）により実行される。
なお、これらの構成要素は第３の演算回路を構成する。
所要電力Ｐは負荷電力PLと蓄電池（４）の充電電力PDの
和で与えられる。負荷電力PLは次の演算を乗算器（50
4）で行うことにより得られる。
このときの蓄電池（４）の充電電力PDは蓄電池充電電流
コントローラ（310）から求められるが、これについて
は既に説明してあるのでここでは省略する。蓄電池
（４）の不要な放電をできる限り回避するため、蓄電池
電圧に変化が生じてから制御するのではなく、上記の位
相遅れφを負荷電力PLと交流電源電圧VBに応じて速やか
にフィードフォワード制御がなされる。但し、この制御
をあまり速くすると、負荷母線電圧 の位相が急変することになるので、0.1秒程度のフィル
タ（309）により位相の変化率を抑えるようになされ
る。
コントローラ（310）から求められるが、これについて
は既に説明してあるのでここでは省略する。蓄電池
（４）の不要な放電をできる限り回避するため、蓄電池
電圧に変化が生じてから制御するのではなく、上記の位
相遅れφを負荷電力PLと交流電源電圧VBに応じて速やか
にフィードフォワード制御がなされる。但し、この制御
をあまり速くすると、負荷母線電圧 の位相が急変することになるので、0.1秒程度のフィル
タ（309）により位相の変化率を抑えるようになされ
る。
次に当該制御回路で特に重要となる交流電源電流IIB
の第４の演算回路として振動抑制回路（306）について
説明する。第５図は交流電源電流 と交流電源電圧 および負荷母線電圧 の関係を示す回路図である。図においてRBはインダクタ
ンスLB（７）が持つ抵抗値で、非常に小さく一般に と考えられる。ここで、インダクタンスLB（７）への印
加電圧を としてVBCqから への伝達関数を求めると次のようになる。
の第４の演算回路として振動抑制回路（306）について
説明する。第５図は交流電源電流 と交流電源電圧 および負荷母線電圧 の関係を示す回路図である。図においてRBはインダクタ
ンスLB（７）が持つ抵抗値で、非常に小さく一般に と考えられる。ここで、インダクタンスLB（７）への印
加電圧を としてVBCqから への伝達関数を求めると次のようになる。
このときの固有周波数ωnと減衰係数ζは、３相交流電
源（２）の周波数を60Hzとすると、 となる。RBは小さいので、このブロックは振動回路を形
成する。従って、このIBqの振動を抑制するには、第６
図に示したような制御による仮想的な抵抗Ｒを設ければ
よい。例えば、LBが20％のときにζ＝0.7とするには、
Ｒ＝19.4％，ωn＝1.4ωとなる。
源（２）の周波数を60Hzとすると、 となる。RBは小さいので、このブロックは振動回路を形
成する。従って、このIBqの振動を抑制するには、第６
図に示したような制御による仮想的な抵抗Ｒを設ければ
よい。例えば、LBが20％のときにζ＝0.7とするには、
Ｒ＝19.4％，ωn＝1.4ωとなる。
しかし、負荷母線電圧 の作成においては第５図に示した構成を想定しているの
で、上記の抵抗Ｒによる電圧降下が３相交流電源（2A）
との電力分担制御にとり外乱として作用する。そこで60
Hzの振動周波数近傍に対してのみ抵抗特性を示し、それ
以外では抵抗特性を示さない伝達関数Ｇ（ｓ）を与える
ようにする。第７図はそのような構成を示す回路図で、
これによれば３相交流電源（2A）との電力分担制御を妨
げずにIBqの振動を抑制することができる。また第８図
はこのＧ（ｓ）のゲイン特性を示す特性図である。な
お、この第８図の特性を得るのに慣用のフィルタを用い
てもよい。第１図においては、IBaを除算器（502）によ
り で除算しその後IB振動抑制回路（306）にこれを入力し
ているが、それは、この信号が除算器（503）で 倍されるため、予め で除算しておかなければならないことになる。IB振動抑
制のため仮想的な抵抗Ｒをｑ軸にのみ設けるようにした
が、これは次の２つの理由による。
で、上記の抵抗Ｒによる電圧降下が３相交流電源（2A）
との電力分担制御にとり外乱として作用する。そこで60
Hzの振動周波数近傍に対してのみ抵抗特性を示し、それ
以外では抵抗特性を示さない伝達関数Ｇ（ｓ）を与える
ようにする。第７図はそのような構成を示す回路図で、
これによれば３相交流電源（2A）との電力分担制御を妨
げずにIBqの振動を抑制することができる。また第８図
はこのＧ（ｓ）のゲイン特性を示す特性図である。な
お、この第８図の特性を得るのに慣用のフィルタを用い
てもよい。第１図においては、IBaを除算器（502）によ
り で除算しその後IB振動抑制回路（306）にこれを入力し
ているが、それは、この信号が除算器（503）で 倍されるため、予め で除算しておかなければならないことになる。IB振動抑
制のため仮想的な抵抗Ｒをｑ軸にのみ設けるようにした
が、これは次の２つの理由による。
（ａ）第５図の主回路モデルに示したように、IBdはωL
BIBq，VBd，VCdの成分を加え合わせて積分することによ
り得られる。従って、IBqの振動が抑制されれば、VBdは
交流電源で安定していること、またVCdは制御されてい
るので振動成分を持たないことから、IBdの振動は抑制
される。
BIBq，VBd，VCdの成分を加え合わせて積分することによ
り得られる。従って、IBqの振動が抑制されれば、VBdは
交流電源で安定していること、またVCdは制御されてい
るので振動成分を持たないことから、IBdの振動は抑制
される。
（ｂ）IBd，IBq共に振動抑制のために仮想的な抵抗を設
けると、 が成立しなくなり、負荷母線電圧指令値が一定にならな
い。
けると、 が成立しなくなり、負荷母線電圧指令値が一定にならな
い。
さて次に、３相交流電源（2A）が異常状態、例えば停
電になった場合について説明する。この場合は、停電検
出回路（314）がそれを瞬時に検出し、ドライブ回路（3
16）を通して強制しゃ断形の静止形スイッチ（９）をオ
フにすると共にスイッチ（315）をＢ側に切り替える。
このため、フィルタ（309）の入力は０となり、▲** Cq
▼はフィルタ（309）の時定数に従ってゆるやかに０に
なる。また、位相同期手段（204）〜（207）は３相交流
電源（２）がしや断されても自走可能に構成されたもの
が使用される。これにより、３相交流電源（2A）が停電
したときも負荷母線電圧に急激な変化を与えることなし
に、蓄電池（４）から負荷（３）に安定な電力が供給さ
れる。３相交流電源（2A）が停電したときは、停電検出
回路（314）がこれを検出し、位相同期手段（204）〜
（207）が３相交流電源（2A）の位相と同期した後に、
強制しゃ断形の静止形スイッチ（９）がオンにされ、ス
イッチ（315）がＡ側になされる。かくして、３相交流
電源（2A）の停電時には、負荷母線電圧の大きな急変な
しに３相交流電源（2A）がフィルタ（309）の時定数に
従ってゆるやかに有効電力を供給する。
電になった場合について説明する。この場合は、停電検
出回路（314）がそれを瞬時に検出し、ドライブ回路（3
16）を通して強制しゃ断形の静止形スイッチ（９）をオ
フにすると共にスイッチ（315）をＢ側に切り替える。
このため、フィルタ（309）の入力は０となり、▲** Cq
▼はフィルタ（309）の時定数に従ってゆるやかに０に
なる。また、位相同期手段（204）〜（207）は３相交流
電源（２）がしや断されても自走可能に構成されたもの
が使用される。これにより、３相交流電源（2A）が停電
したときも負荷母線電圧に急激な変化を与えることなし
に、蓄電池（４）から負荷（３）に安定な電力が供給さ
れる。３相交流電源（2A）が停電したときは、停電検出
回路（314）がこれを検出し、位相同期手段（204）〜
（207）が３相交流電源（2A）の位相と同期した後に、
強制しゃ断形の静止形スイッチ（９）がオンにされ、ス
イッチ（315）がＡ側になされる。かくして、３相交流
電源（2A）の停電時には、負荷母線電圧の大きな急変な
しに３相交流電源（2A）がフィルタ（309）の時定数に
従ってゆるやかに有効電力を供給する。
なお、上記実施例では３相変換手段としてインバータ
（１）を使用する例について説明したが、第９（ａ）図
に示したような高周波中間リング形３相変換器でも同様
の動作を期待できる。この方式は、インバータ（705）
で発生された高周波の単相電源を第９（ｂ）図に示した
ような自己消孤形素子による３台のサイクロコンバータ
（701），（702），（703）を使用して低周波電力に変
換し、インダクタンス（706），（707），（708）およ
びコンデンサ（709），（710），（711）によるフィル
タを通して低周波の正弦波を得るものである。この場合
は、第１図に示したインバータ（１）の制御回路と同じ
ものを構成し、そのPWM回路の各相出力、例えばＵ相出
力の後に振分け回路を設け、インバータ出力の極性に応
じて同期させ、第９（ｂ）図のQ1,Q2にPWM回路の出力を
振り分けることで、Ｕ相出力として第１図のインバータ
（１）の場合と同じ波形を与えることができる。
（１）を使用する例について説明したが、第９（ａ）図
に示したような高周波中間リング形３相変換器でも同様
の動作を期待できる。この方式は、インバータ（705）
で発生された高周波の単相電源を第９（ｂ）図に示した
ような自己消孤形素子による３台のサイクロコンバータ
（701），（702），（703）を使用して低周波電力に変
換し、インダクタンス（706），（707），（708）およ
びコンデンサ（709），（710），（711）によるフィル
タを通して低周波の正弦波を得るものである。この場合
は、第１図に示したインバータ（１）の制御回路と同じ
ものを構成し、そのPWM回路の各相出力、例えばＵ相出
力の後に振分け回路を設け、インバータ出力の極性に応
じて同期させ、第９（ｂ）図のQ1,Q2にPWM回路の出力を
振り分けることで、Ｕ相出力として第１図のインバータ
（１）の場合と同じ波形を与えることができる。
このように、この発明は電圧形インバータに限定され
ることなく、電流指令値に追従できるものであれば、種
々の３相変換器に適用することができる。
ることなく、電流指令値に追従できるものであれば、種
々の３相変換器に適用することができる。
更に、上記実施例においては、電流マイナループの制
御と電圧コントローラとは共にアナログ制御に従うもの
として説明したが、これ以外にディジタル制御あるいは
ヒステリシスコンパレータ方式など種々の制御方式によ
っても同様の動作を期待できる。
御と電圧コントローラとは共にアナログ制御に従うもの
として説明したが、これ以外にディジタル制御あるいは
ヒステリシスコンパレータ方式など種々の制御方式によ
っても同様の動作を期待できる。
また上記実施例では、３相変換器の出力電流コントロ
ーラは３相座標上で、負荷母線電圧コントローラはｄ−
q2軸座標上で動作するように構成されたが、各コントロ
ーラはいずれの座標上でも動作するように構成する、つ
まり、例えば３相の交流電源の出力電流値を座標変換
し、得られた成分に第４の演算回路と同様に電源周波数
近傍の周波数において抵抗成分のみを示す周波数を乗じ
て出力する第６の演算回路（図示せず）を構成すること
ができる。
ーラは３相座標上で、負荷母線電圧コントローラはｄ−
q2軸座標上で動作するように構成されたが、各コントロ
ーラはいずれの座標上でも動作するように構成する、つ
まり、例えば３相の交流電源の出力電流値を座標変換
し、得られた成分に第４の演算回路と同様に電源周波数
近傍の周波数において抵抗成分のみを示す周波数を乗じ
て出力する第６の演算回路（図示せず）を構成すること
ができる。
電圧コントローラを３相座標上で構成する場合では、
上記振動抑制に使用する電源電流は３相電流のうちの少
なくとも１相、例えばＵ相の電流を検出し、それに電源
周波数近傍の周波数において抵抗特性の伝達函数を掛け
た信号をＵ相電圧指令値から引くようにすればよい。
上記振動抑制に使用する電源電流は３相電流のうちの少
なくとも１相、例えばＵ相の電流を検出し、それに電源
周波数近傍の周波数において抵抗特性の伝達函数を掛け
た信号をＵ相電圧指令値から引くようにすればよい。
更に上記実施例では、３相交流電源がインダクタンス
LBを介して負荷母線に接続されたが、インダクタンスの
代りにコンデンサを用いても同様の効果を期待できる。
即ち、インダクタンスの場合は、３相交流電源の位相よ
り負荷母線電圧の位相が適当に遅れることにより、交流
電源から所望の電力を得ていたが、コンデンサを使用し
た場合は、交流電源の位相より負荷母線電圧の位相が適
当に進むことにより、所望の電力を交流電源から得るこ
とができる。
LBを介して負荷母線に接続されたが、インダクタンスの
代りにコンデンサを用いても同様の効果を期待できる。
即ち、インダクタンスの場合は、３相交流電源の位相よ
り負荷母線電圧の位相が適当に遅れることにより、交流
電源から所望の電力を得ていたが、コンデンサを使用し
た場合は、交流電源の位相より負荷母線電圧の位相が適
当に進むことにより、所望の電力を交流電源から得るこ
とができる。
また、リアクタンス回路を設けずに、電源と負荷母線
間の線路インピーダンスを利用することができる。
間の線路インピーダンスを利用することができる。
また、上記実施例では、蓄電池を使用したUPS（無停
電電源装置）について説明したが、蓄電池の代りに太陽
電池を使用してもよく、この場合は光発電システムに応
用することができる。その場合、第１図に示した直流電
力の指令値PDを太陽電池の発生電力に応じて変化させる
ようにすればよい。これは燃料電池発電システムにも同
様に適用できる。更に、蓄電池を除去し、直流回路には
コンデンサのみを設け、インバータが、無効電力と高調
波の制御を行ない、交流電源の瞬断を補償するアクティ
ブフィルタとして動作させても、上記実施例の原理、構
成をそのまま適用することができる。
電電源装置）について説明したが、蓄電池の代りに太陽
電池を使用してもよく、この場合は光発電システムに応
用することができる。その場合、第１図に示した直流電
力の指令値PDを太陽電池の発生電力に応じて変化させる
ようにすればよい。これは燃料電池発電システムにも同
様に適用できる。更に、蓄電池を除去し、直流回路には
コンデンサのみを設け、インバータが、無効電力と高調
波の制御を行ない、交流電源の瞬断を補償するアクティ
ブフィルタとして動作させても、上記実施例の原理、構
成をそのまま適用することができる。
この場合、第１図の直流電圧抑制アンプとしても機能
する第８の演算回路としての蓄電地電圧コントローラ
（311）の応答を速め、コンデンサ電圧の変動を速やか
に抑制するように高速の直流電圧制御系を構成すればよ
い。この変換装置は送配電系統の安定化にも利用するこ
とができると云うまでもない。
する第８の演算回路としての蓄電地電圧コントローラ
（311）の応答を速め、コンデンサ電圧の変動を速やか
に抑制するように高速の直流電圧制御系を構成すればよ
い。この変換装置は送配電系統の安定化にも利用するこ
とができると云うまでもない。
また上記実施例では、エネルギー源を蓄電池、変換器
をインバータとして説明したが、エネルギー源を他の交
流電源とし、変換器をサイクロコンバータとしても同様
の効果を期待できる。
をインバータとして説明したが、エネルギー源を他の交
流電源とし、変換器をサイクロコンバータとしても同様
の効果を期待できる。
更に上記実施例では、交流電源電流 の振動を抑制するために、 のｑ軸成分を検出して負荷母線電圧指令値を得る例につ
いて説明したが、ｑ軸成分の代わりにｄ軸成分による構
成を使用しても同様の効果を期待できる。また、負荷母
線電圧の定電圧発生機能よりも、 の振動抑制機能をを重視するようなシステムにおいて
は、 のｄ、ｑ軸の両成分をフィードバックし、振動抑制回路
を２つ設けるようにすればよい。
いて説明したが、ｑ軸成分の代わりにｄ軸成分による構
成を使用しても同様の効果を期待できる。また、負荷母
線電圧の定電圧発生機能よりも、 の振動抑制機能をを重視するようなシステムにおいて
は、 のｄ、ｑ軸の両成分をフィードバックし、振動抑制回路
を２つ設けるようにすればよい。
［発明の効果］ この発明は以上説明したとおり、３相の交流電源にリ
アクタンスを介して接続された負荷と、この負荷の各相
に対して直列接続されたリアクタンスと並列接続された
コンデンサからなるフィルタを介して接続された３相の
変換器とが並列運転し、負荷電力を分担して供給する３
相変換装置において、前記変換器はPWM制御される半導
体スイッチで構成されると共に、前記３相の交流電源が
供給されているとき前記３相の交流電源に同期する位相
同期手段と前記３相の交流電源が供給されないとき自走
する手段とを有し、前記変換器の出力電圧の瞬時値指令
を発生する出力電圧指令発生手段と、前記変換器の出力
電圧の瞬時値を検出する電圧検出手段と、前記瞬時値指
令と前記電圧検出手段の検出値との差を演算する第１の
演算回路を有し、この第１の演算回路の出力により前記
変換器の出力電圧の瞬時値を制御する瞬時値電圧制御手
段とを備えた構成することにより、負荷電力や交流電源
電圧等の急変に対し負荷母線電圧の位相を速やかに制御
できるため交流電源から供給される電力と負荷の電力を
速やかに一致させることができ、蓄電池等のエネルギー
蓄積手段のエネルギーの出し入れを最小限にとどめるこ
とができる。また、負荷の高調波による母線電圧の歪み
を除去し、過電流による３相変換手段の故障を回避で
き、電源電圧が変動しても速やかに補償を行い負荷母線
への影響を十分低減させることができ、更に電源電圧と
負荷電流の３相不平衡に対しても瞬時に効果的に対応制
御することができる効果があり、従来方式の問題点を根
本的に解消できる効果がある。
アクタンスを介して接続された負荷と、この負荷の各相
に対して直列接続されたリアクタンスと並列接続された
コンデンサからなるフィルタを介して接続された３相の
変換器とが並列運転し、負荷電力を分担して供給する３
相変換装置において、前記変換器はPWM制御される半導
体スイッチで構成されると共に、前記３相の交流電源が
供給されているとき前記３相の交流電源に同期する位相
同期手段と前記３相の交流電源が供給されないとき自走
する手段とを有し、前記変換器の出力電圧の瞬時値指令
を発生する出力電圧指令発生手段と、前記変換器の出力
電圧の瞬時値を検出する電圧検出手段と、前記瞬時値指
令と前記電圧検出手段の検出値との差を演算する第１の
演算回路を有し、この第１の演算回路の出力により前記
変換器の出力電圧の瞬時値を制御する瞬時値電圧制御手
段とを備えた構成することにより、負荷電力や交流電源
電圧等の急変に対し負荷母線電圧の位相を速やかに制御
できるため交流電源から供給される電力と負荷の電力を
速やかに一致させることができ、蓄電池等のエネルギー
蓄積手段のエネルギーの出し入れを最小限にとどめるこ
とができる。また、負荷の高調波による母線電圧の歪み
を除去し、過電流による３相変換手段の故障を回避で
き、電源電圧が変動しても速やかに補償を行い負荷母線
への影響を十分低減させることができ、更に電源電圧と
負荷電流の３相不平衡に対しても瞬時に効果的に対応制
御することができる効果があり、従来方式の問題点を根
本的に解消できる効果がある。
第１図は、この発明の一実施例を示す全体回路構成図、
第２図は第１図の実施例の主要回路部を示す回路図、第
３図は第１図の実施例の電流コントローラの原理を示す
概略回路図、第４図は、同様に第１図の実施例の電圧コ
ントローラの原理を示す概略回路図、第５図，第６図，
第７図は第１図の実施例の交流電源電流の振動を抑制す
る原理を示した回路図、第８図は振動抑制に際して使用
される伝達関数のゲインを示す特性図、第９図は第１図
の実施例の３相変換手段の実施例を示す回路図、第10図
は従来の変換装置を示すプロック図である。 図において、（１）はインバータ、（2A）は３相交流電
源、（３）は負荷、（４）は蓄電池、（８）は負荷母
線、（301）は電流コントローラ、（303）は電圧コント
ローラ、（305）は演算器、（308），（313）は係数
器、（500），（501）は除算器である。 なお、各図中同一符号は同一または相当部分を示す。
第２図は第１図の実施例の主要回路部を示す回路図、第
３図は第１図の実施例の電流コントローラの原理を示す
概略回路図、第４図は、同様に第１図の実施例の電圧コ
ントローラの原理を示す概略回路図、第５図，第６図，
第７図は第１図の実施例の交流電源電流の振動を抑制す
る原理を示した回路図、第８図は振動抑制に際して使用
される伝達関数のゲインを示す特性図、第９図は第１図
の実施例の３相変換手段の実施例を示す回路図、第10図
は従来の変換装置を示すプロック図である。 図において、（１）はインバータ、（2A）は３相交流電
源、（３）は負荷、（４）は蓄電池、（８）は負荷母
線、（301）は電流コントローラ、（303）は電圧コント
ローラ、（305）は演算器、（308），（313）は係数
器、（500），（501）は除算器である。 なお、各図中同一符号は同一または相当部分を示す。
Claims (8)
- 【請求項１】３相の交流電源にリアクタンスを介して接
続された負荷と、この負荷の各相に対して直列接続され
たリアクタンスと並列接続されたコンデンサからなるフ
ィルタを介して接続された３相の変換器とが並列運転
し、負荷電力を分担して供給する３相変換装置におい
て、 前記変換器はPWM制御される半導体スイッチで構成され
ると共に、 前記３相の交流電源が供給されているとき前記３相の交
流電源に同期する位相同期手段と前記３相の交流電源が
供給されないとき自走する手段とを有し、 前記変換器の出力電圧の瞬時値指令を発生する出力電圧
指令発生手段と、 前記変換器の出力電圧の瞬時値を検出する電圧検出手段
と、 前記瞬時値指令と前記電圧検出手段の検出値との差を演
算する第１の演算回路を有し、この第１の演算回路の出
力により前記変換器の出力電圧の瞬時値を制御する瞬時
値電圧制御手段と を備えたことを特徴とする３相変換装置。 - 【請求項２】前記出力電圧指令発生手段は、さらに前記
負荷の端子電圧と有効電流とから負荷の有効電力を算出
する第２の演算回路と、この第２の演算回路によって算
出された負荷の有効電力と前記３相の交流電源と前記負
荷との間に接続された前記リアクタンスの値とから前記
３相の交流電源の電圧波形の位相に対する前記負荷の電
力波形の位相を算出する第３の演算回路とを有すること
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の３相変換装
置。 - 【請求項３】前記出力電圧指令発生手段は、さらに前記
３相の交流電源の少なくとも１相の電流値が入力され、
この入力された電流値の電源周波数近傍の周波数におい
て抵抗成分のみを示す関数を乗じる第４の演算回路と、
この第４の演算回路の出力を前記出力電圧指令値の前記
１相に相当する相の信号から減じる第５の演算回路とを
有し、交流出力電流の振動を抑制することを特徴とする
特許請求の範囲第１項または第２項に記載の３相変換装
置。 - 【請求項４】前記３相の交流電源の出力電流値を座標変
換し、該座標変換して得られた成分に電源周波数近傍の
周波数において抵抗成分のみを示す関数を乗じて出力す
る第６の演算回路を有することを特徴とする特許請求の
範囲第３項記載の３相変換装置。 - 【請求項５】前記瞬時電圧制御手段は、マイナーループ
として前記変換器の出力電流を指令値に追従制御させる
電流制御ループと、この電流制御ループに対する電流指
令値として、前記負荷の各相の電流と前記交流電源の各
相電流との差を得る第７の演算回路とを有し、この第７
の演算回路の出力の少なくとも２相成分と前記瞬時電圧
制御手段の前記第１の演算回路の出力の少なくとも２相
の成分とを電流指令値として前記電流制御ループへ出力
することを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の３相
変換装置。 - 【請求項６】第７の演算回路の出力の少なくとも２相の
成分と前記第１の演算回路の出力の少なくとも２相の成
分とをそれぞれ座標変換して得られる２組の２つの独立
成分を電流指令値として前記電流制御ループに出力する
ことを特徴とする特許請求の範囲第５項記載の３相変換
装置。 - 【請求項７】前記変換器の入力側にエネルギー蓄積手段
としてのコンデンサーと、このコンデンサーの電圧を所
望の値に保つように前記出力電圧指令発生手段の出力電
圧位相を決定する第８の演算回路とを有することを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載の３相変換装置。 - 【請求項８】前記変換器の入力側にエネルギー蓄積手段
としての蓄電池と、この蓄電池の電圧を所望の値に保つ
ように前記出力電圧指令発生手段の出力電圧位相を決定
する第８の演算回路とを有し、前記交流電源の異常時に
は前記変換器から前記蓄電池のエネルギーを前記負荷に
供給することを特徴とする特許請求の範囲第１項の３相
変換装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1165399A JP2575500B2 (ja) | 1989-06-29 | 1989-06-29 | ３相変換装置 |
| US07/543,478 US5182463A (en) | 1989-06-29 | 1990-06-26 | 3-Phase converter apparatus |
| KR1019900009783A KR920010407B1 (ko) | 1989-06-29 | 1990-06-29 | 3상변환장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1165399A JP2575500B2 (ja) | 1989-06-29 | 1989-06-29 | ３相変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0336930A JPH0336930A (ja) | 1991-02-18 |
| JP2575500B2 true JP2575500B2 (ja) | 1997-01-22 |
Family
ID=15811671
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1165399A Expired - Lifetime JP2575500B2 (ja) | 1989-06-29 | 1989-06-29 | ３相変換装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5182463A (ja) |
| JP (1) | JP2575500B2 (ja) |
| KR (1) | KR920010407B1 (ja) |
Families Citing this family (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5321598A (en) * | 1992-09-18 | 1994-06-14 | Westinghouse Electric Corp. | Three-phase active filter utilizing rotating axis transformation |
| JP2739027B2 (ja) * | 1993-08-19 | 1998-04-08 | 三菱電機株式会社 | 電力変換器の制御装置 |
| JP3229520B2 (ja) * | 1995-06-16 | 2001-11-19 | 三菱電機株式会社 | 相回転異常検出装置 |
| FR2748160B1 (fr) * | 1996-04-24 | 1998-06-12 | Leroy Somer Moteurs | Systeme de chargement et dechargement d'une batterie |
| KR100240953B1 (ko) * | 1996-10-02 | 2000-01-15 | 이종수 | 전력변환장치의 펄스폭 변조 방법 |
| JP3372436B2 (ja) * | 1996-11-28 | 2003-02-04 | オークマ株式会社 | インバータの制御装置 |
| JP3637876B2 (ja) * | 2001-04-05 | 2005-04-13 | トヨタ自動車株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御装置 |
| AT502460B1 (de) * | 2004-02-19 | 2009-01-15 | Siemens Ag Oesterreich | Einrichtung zur spitzenlast-abdeckung |
| JP4805186B2 (ja) * | 2007-02-26 | 2011-11-02 | 財団法人電力中央研究所 | 電力変換システムの制御方法並びにその制御方法を用いた電力変換システム |
| WO2009149518A1 (en) * | 2008-06-13 | 2009-12-17 | Ceramic Fuel Cells Limited | Fuel cell stabilisation system and method |
| FR2951330B1 (fr) * | 2009-10-13 | 2013-03-08 | Messier Bugatti | Reseau de pilotage pour actionneurs mono ou multimoteurs, particulierement adapte a des applications aeronautiques telles que l'alimentation de moteurs de boitiers d'accrochage |
| AT510765B1 (de) | 2010-12-15 | 2012-09-15 | Wolfgang Dipl Ing Vogl | Vorrichtung zur photometrischen bzw. spektrometrischen untersuchung einer flüssigen probe |
| WO2012094306A1 (en) | 2011-01-04 | 2012-07-12 | Enphase Energy, Inc. | Method and apparatus for resonant power conversion |
| EP2477298B1 (en) * | 2011-01-15 | 2021-04-21 | GE Energy Power Conversion Technology Limited | Controllers for static energy supply units |
| KR101361574B1 (ko) * | 2012-09-13 | 2014-02-12 | 울산대학교 산학협력단 | 계통연계 전력 공급시스템 및 그 운전 제어방법 |
| JP6196525B2 (ja) * | 2013-10-25 | 2017-09-13 | 株式会社ダイヘン | インバータ回路を制御する制御回路、当該制御回路を備えたインバータ装置、当該インバータ装置を備えた電力システム、および、制御方法 |
| JP6185436B2 (ja) * | 2014-07-16 | 2017-08-23 | 株式会社神戸製鋼所 | 不平衡補償装置 |
| CN104300574B (zh) * | 2014-08-31 | 2017-04-05 | 新疆金风科技股份有限公司 | 风力发电机组的变流器控制方法及装置 |
| JP6540896B2 (ja) * | 2016-06-02 | 2019-07-10 | 株式会社村田製作所 | バッテリモジュール電圧制御装置、バッテリモジュールおよび電源システム |
| CN107340420B (zh) * | 2017-07-19 | 2023-11-28 | 广东美的暖通设备有限公司 | 三相电压检测电路和空调器 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4510400A (en) * | 1982-08-12 | 1985-04-09 | Zenith Electronics Corporation | Switching regulator power supply |
| JPS61173636A (ja) * | 1984-12-18 | 1986-08-05 | 三菱電機株式会社 | 電源装置 |
| EP0208088B1 (de) * | 1985-05-13 | 1989-08-09 | Siemens Aktiengesellschaft | Vorrichtung zur Erzeugung eines symmetrischen dreiphasigen Spannungssystems mit belastbarem Null-Leiter |
| JPH0746917B2 (ja) * | 1987-07-28 | 1995-05-17 | 三菱電機株式会社 | ３相変換器の制御装置 |
| JPH0191671A (ja) * | 1987-09-30 | 1989-04-11 | Toshiba Corp | 系統連系用インバータ装置 |
-
1989
- 1989-06-29 JP JP1165399A patent/JP2575500B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1990
- 1990-06-26 US US07/543,478 patent/US5182463A/en not_active Expired - Fee Related
- 1990-06-29 KR KR1019900009783A patent/KR920010407B1/ko not_active Expired
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| US5182463A (en) | 1993-01-26 |
| KR920010407B1 (ko) | 1992-11-27 |
| JPH0336930A (ja) | 1991-02-18 |
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