JP2564000B2 - 給電回路 - Google Patents
給電回路Info
- Publication number
- JP2564000B2 JP2564000B2 JP1067235A JP6723589A JP2564000B2 JP 2564000 B2 JP2564000 B2 JP 2564000B2 JP 1067235 A JP1067235 A JP 1067235A JP 6723589 A JP6723589 A JP 6723589A JP 2564000 B2 JP2564000 B2 JP 2564000B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- operational amplifier
- power supply
- circuit
- potential
- impedance
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Devices For Supply Of Signal Current (AREA)
- Interface Circuits In Exchanges (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［概要］ 電子交換機の加入者回路において、加入者電話機に電
流を供給するための給電回路に関し、 構成の簡単な給電回路を提供することを目的とし、 基準電圧をその入力に受ける演算増幅器と、該演算増
幅器の出力と接続される電流増幅用トランジスタと、そ
の入出力間に接続された帰還抵抗を含む複数の抵抗より
なる２個のトランスコンダクタンスアンプと、これら２
個のトランスコンダクタンスアンプの負入力端子間を接
続する第１のコンデンサと、これらトランスコンダクタ
ンスアンプに基準電圧を与える抵抗分圧部と、該抵抗分
圧部間を接続する第２のコンデンサと、各トランスコン
ダクタンスアンプの出力部より取り出される給電線とに
より構成される。
流を供給するための給電回路に関し、 構成の簡単な給電回路を提供することを目的とし、 基準電圧をその入力に受ける演算増幅器と、該演算増
幅器の出力と接続される電流増幅用トランジスタと、そ
の入出力間に接続された帰還抵抗を含む複数の抵抗より
なる２個のトランスコンダクタンスアンプと、これら２
個のトランスコンダクタンスアンプの負入力端子間を接
続する第１のコンデンサと、これらトランスコンダクタ
ンスアンプに基準電圧を与える抵抗分圧部と、該抵抗分
圧部間を接続する第２のコンデンサと、各トランスコン
ダクタンスアンプの出力部より取り出される給電線とに
より構成される。
［産業上の利用分野］ 本発明は電子交換機の加入者回路において、加入者電
話機に電流を供給するための給電回路に関する。
話機に電流を供給するための給電回路に関する。
電子交換機の加入者回路（SLC）には、BORSCHT機能が
必要とされる。ここで、Ｂ機能とは加入者電話機に電流
を供給する機能を、Ｏ機能は過電圧保護機能を、Ｒ機能
はリンギング機能を、Ｓ機能は電話機の監視機能を、Ｃ
機能はコーデック機能を、Ｈ機能は電話機と交換機との
２線/4線変換機能を、Ｔ機能は各種のテスト機能をそれ
ぞれ示す。本発明はこれら機能のうちのＢ機能（給電機
能）に関するものである。
必要とされる。ここで、Ｂ機能とは加入者電話機に電流
を供給する機能を、Ｏ機能は過電圧保護機能を、Ｒ機能
はリンギング機能を、Ｓ機能は電話機の監視機能を、Ｃ
機能はコーデック機能を、Ｈ機能は電話機と交換機との
２線/4線変換機能を、Ｔ機能は各種のテスト機能をそれ
ぞれ示す。本発明はこれら機能のうちのＢ機能（給電機
能）に関するものである。
［従来の技術］ 第８図は従来回路の構成例を示す図である。接地電位
とVBB電位（−24V）との間には抵抗R4,R5,R11,R10が直
列接続されており、R4とR5の接続点Ｃの電位,R11とR10
の接続点Ｄの電位が基準電圧としてそれぞれオペアンプ
OP0,OP1の正入力端子に入っている。オペアンプOP0の出
力は抵抗R2を介して電流ブースト用のPNPトランジスタQ
0のベースに接続され、オペアンプOP1の出力は抵抗R8を
介して電流ブースト用のNPNトランジスタQ1のベースに
接続されている。
とVBB電位（−24V）との間には抵抗R4,R5,R11,R10が直
列接続されており、R4とR5の接続点Ｃの電位,R11とR10
の接続点Ｄの電位が基準電圧としてそれぞれオペアンプ
OP0,OP1の正入力端子に入っている。オペアンプOP0の出
力は抵抗R2を介して電流ブースト用のPNPトランジスタQ
0のベースに接続され、オペアンプOP1の出力は抵抗R8を
介して電流ブースト用のNPNトランジスタQ1のベースに
接続されている。
トランジスタQ0のエミッタは抵抗R0を介して接地さ
れ、トランジスタQ1のエミッタは抵抗R6を介してVBB電
位に接続されている。トランジスタQ0のエミッタとオペ
アンプOP0の負入力間にはフィードバック抵抗R1が接続
され、トランジスタQ1のエミッタとオペアンプOP1の負
入力間にはフィードバック抵抗R7が接続されている。ト
ランジスタQ0のコレクタは共通電位線L1と接続され、ト
ランジスタQ1のコレクタは共通電位線L2に接続されてい
る。
れ、トランジスタQ1のエミッタは抵抗R6を介してVBB電
位に接続されている。トランジスタQ0のエミッタとオペ
アンプOP0の負入力間にはフィードバック抵抗R1が接続
され、トランジスタQ1のエミッタとオペアンプOP1の負
入力間にはフィードバック抵抗R7が接続されている。ト
ランジスタQ0のコレクタは共通電位線L1と接続され、ト
ランジスタQ1のコレクタは共通電位線L2に接続されてい
る。
これら共通電位線L1,L2の一端B,Aから電話機に電流が
供給されるようになっている。共通電位線L1,L2の他端
間には抵抗R12,R13が直列接続されている。抵抗R12,R13
の接続点Ｅの電位はオペアンプOP2の正入力に入ってい
る。オペアンプOP2の負入力と出力間は接続され、該オ
ペアンプOP2はバッファアンプとして動作している。該
オペアンプOP2の出力は前記抵抗R5とR11の間に接続さ
れ、該中点Ｆの電位を一定に保つように動作する。ここ
で、電話機に供給される電流値Ｉは、ォペアンプOP0の
正入力に入る電位をVC、基準抵抗R0の値としてその記号
をそのまま用いるものとすると、次式で表される。
供給されるようになっている。共通電位線L1,L2の他端
間には抵抗R12,R13が直列接続されている。抵抗R12,R13
の接続点Ｅの電位はオペアンプOP2の正入力に入ってい
る。オペアンプOP2の負入力と出力間は接続され、該オ
ペアンプOP2はバッファアンプとして動作している。該
オペアンプOP2の出力は前記抵抗R5とR11の間に接続さ
れ、該中点Ｆの電位を一定に保つように動作する。ここ
で、電話機に供給される電流値Ｉは、ォペアンプOP0の
正入力に入る電位をVC、基準抵抗R0の値としてその記号
をそのまま用いるものとすると、次式で表される。
Ｉ＝VC/R0 （１） この電流はオペアンプOP1側に流れ込むから、オペア
ンプOP1側のＤ点の電位VDと基準抵抗R6の値もVD/R6が上
記電流値Ｉに等しくなるように選ぶ必要がある。なお、
オペアンプOP0の負入力とオペアンプOP1の負入力間に抵
抗R3,コンデンサC0,抵抗R9の直列回路が接続されている
が、この回路はオペアンプOP0の負入力とオペアンプOP1
の負入力間を交流的に同電位にするためのものである。
ンプOP1側のＤ点の電位VDと基準抵抗R6の値もVD/R6が上
記電流値Ｉに等しくなるように選ぶ必要がある。なお、
オペアンプOP0の負入力とオペアンプOP1の負入力間に抵
抗R3,コンデンサC0,抵抗R9の直列回路が接続されている
が、この回路はオペアンプOP0の負入力とオペアンプOP1
の負入力間を交流的に同電位にするためのものである。
［発明が解決しようとする課題］ 前述した従来回路は、給電回路に必要な諸特性を満足
させるために、回路構成部品が多く、複雑な回路となっ
ており、コスト的にも問題があった。
させるために、回路構成部品が多く、複雑な回路となっ
ており、コスト的にも問題があった。
本発明はこのような課題に鑑みてなされたものであっ
て、構成の簡単な給電回路を提供することを目的として
いる。
て、構成の簡単な給電回路を提供することを目的として
いる。
［課題を解決するための手段］ 第１図は本発明の原理ブロック図である。図におい
て、1,2はトランスコンダクタンスアンプ、C1は２個の
トランスコンダクタンスアンプ1,2間に接続された第１
のコンデンサ、3,4はそれぞれこれらトランスコンダク
タンスアンプ1,2に基準電圧を与える抵抗分圧部、C2は
これら抵抗分圧部3,4間に接続された第２のコンデン
サ、5,6はそれぞれのトランスコンダクタンスアンプ1,2
の共通電位線である。これら共通電位線5,6の一端B,Aか
ら電話機７にパワー（電流）Ｉが供給される。
て、1,2はトランスコンダクタンスアンプ、C1は２個の
トランスコンダクタンスアンプ1,2間に接続された第１
のコンデンサ、3,4はそれぞれこれらトランスコンダク
タンスアンプ1,2に基準電圧を与える抵抗分圧部、C2は
これら抵抗分圧部3,4間に接続された第２のコンデン
サ、5,6はそれぞれのトランスコンダクタンスアンプ1,2
の共通電位線である。これら共通電位線5,6の一端B,Aか
ら電話機７にパワー（電流）Ｉが供給される。
［作用］ 差動入力信号に対しては第１のコンデンサC1が信号を
仮想アースに接続するために高インピーダンスとなり、
同相入力信号に対しては第１のコンデンサC1が無いに等
しくなり、直流インピーダンスと同様に定インピーダン
スとなる。また、電源周りのノイズに対しては第２のコ
ンデンサC2により端子B,Aに同相信号として現れるよう
にして音声に重畳されるものを除去する。本発明によれ
ばトランスコンダクタンスアンプを２個用いて実現して
いるので、回路構成が簡単になる。
仮想アースに接続するために高インピーダンスとなり、
同相入力信号に対しては第１のコンデンサC1が無いに等
しくなり、直流インピーダンスと同様に定インピーダン
スとなる。また、電源周りのノイズに対しては第２のコ
ンデンサC2により端子B,Aに同相信号として現れるよう
にして音声に重畳されるものを除去する。本発明によれ
ばトランスコンダクタンスアンプを２個用いて実現して
いるので、回路構成が簡単になる。
［実施例］ 以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明す
る。
る。
第２図は本発明に用いるトランスコンダクタンスアン
プの構成例を示す図である。オペアンプOPの正入力には
抵抗R12が接続され、負入力には抵抗R12が接続されてい
る。ここで、抵抗の番号が同一になっているのは、抵抗
値が同一であることを示している。正入力に接続された
抵抗R12の他端は信号入力になっており、負入力に接続
された抵抗R12の他端は接地されている。オペアンプの
正，負それぞれの入力と出力間にはフィードバック抵抗
R11が接続されている。オペアンプOPの出力は抵抗RFを
介して負荷抵抗RLに接続されている。
プの構成例を示す図である。オペアンプOPの正入力には
抵抗R12が接続され、負入力には抵抗R12が接続されてい
る。ここで、抵抗の番号が同一になっているのは、抵抗
値が同一であることを示している。正入力に接続された
抵抗R12の他端は信号入力になっており、負入力に接続
された抵抗R12の他端は接地されている。オペアンプの
正，負それぞれの入力と出力間にはフィードバック抵抗
R11が接続されている。オペアンプOPの出力は抵抗RFを
介して負荷抵抗RLに接続されている。
第３図は本発明の一実施例を示す回路図である。第１
図と同一のものには同一の符号を付して示す。第１のト
ランスコンダクタンスアンプ１は、オペアンプOP11,NPN
トランジスタQ11,抵抗R27,R29,R31より構成されてい
る。第２のトランスコンダクタンスアンプ２は、オペア
ンプOP12,PNPトランジスタQ12,抵抗R28,R30,R32より構
成されている。抵抗分圧部３は抵抗R21〜R23より構成さ
れており、抵抗分圧部４は抵抗R24〜R26より構成されて
いる。そして、トランスコンダクタンスアンプ１と２間
は第１のコンデンサC1で接続され、抵抗分圧部３と４間
は第２のコンデンサC2で接続されている。このように構
成された回路の動作を説明すれば、以下のとおりであ
る。
図と同一のものには同一の符号を付して示す。第１のト
ランスコンダクタンスアンプ１は、オペアンプOP11,NPN
トランジスタQ11,抵抗R27,R29,R31より構成されてい
る。第２のトランスコンダクタンスアンプ２は、オペア
ンプOP12,PNPトランジスタQ12,抵抗R28,R30,R32より構
成されている。抵抗分圧部３は抵抗R21〜R23より構成さ
れており、抵抗分圧部４は抵抗R24〜R26より構成されて
いる。そして、トランスコンダクタンスアンプ１と２間
は第１のコンデンサC1で接続され、抵抗分圧部３と４間
は第２のコンデンサC2で接続されている。このように構
成された回路の動作を説明すれば、以下のとおりであ
る。
端子Ｂから電話機（図示せず）を通って端子Ａに流れ
込む電流の値Ｉは、Ｆ点の電位をVFとすると、抵抗R31
の抵抗値としてR31をそのまま用いるとして Ｉ＝VF/R31 （２） で表される。第２のトランスコンダクタンスアンプ２に
ついても、Ｇ点の電位VG、抵抗R32の値としてR32をその
まま用いるものとしてVG/R32が（２）に式に示すＩと等
しくなるように設定してバランスをとる必要がある。
込む電流の値Ｉは、Ｆ点の電位をVFとすると、抵抗R31
の抵抗値としてR31をそのまま用いるとして Ｉ＝VF/R31 （２） で表される。第２のトランスコンダクタンスアンプ２に
ついても、Ｇ点の電位VG、抵抗R32の値としてR32をその
まま用いるものとしてVG/R32が（２）に式に示すＩと等
しくなるように設定してバランスをとる必要がある。
第３図に示す回路によれば、直流的には一定のインピ
ダンスを持ち、交流的にはほぼ無限大のインピーダンス
を持つ理想的な回路を実現することができる。
ダンスを持ち、交流的にはほぼ無限大のインピーダンス
を持つ理想的な回路を実現することができる。
第４図は直流インピーダンスを求めるための説明図で
ある。Ｂ点の電位をVB、抵抗R31を流れる電流値をI1、
抵抗R23を流れる電流値をI2とすると、直流インピーダ
ンスZDCは次式で表される。
ある。Ｂ点の電位をVB、抵抗R31を流れる電流値をI1、
抵抗R23を流れる電流値をI2とすると、直流インピーダ
ンスZDCは次式で表される。
ZDC＝VB/（I1＋I2） （３） また、抵抗R22とR23との接地点の電位（オペアンプOP
11の正入力の電位）をVB1とすると、オペアンプOP11の
正負の入力間には電位差は発生しないので、トランジス
タQ11のエミッタ部の電位もVB1になる。従って、I1,I2
の値は各抵抗の値としてその識別番号を用いるものとし
てそれぞれ次式のように表される。
11の正入力の電位）をVB1とすると、オペアンプOP11の
正負の入力間には電位差は発生しないので、トランジス
タQ11のエミッタ部の電位もVB1になる。従って、I1,I2
の値は各抵抗の値としてその識別番号を用いるものとし
てそれぞれ次式のように表される。
I1＝（VB−VB1）/R31 （４） I2＝（VB−VB1）/R23 （５） また、電位VB1はVBを抵抗R21,R22,R23で分圧したもの
であるから、 VB1＝（R21＋R22）・VB×1/（R21＋R22＋R23） （６） （４），（５）式を（３）式に代入して、VB1として
（６）式を代入すると、直流インピーダンスZDCは次式
のように表される。
であるから、 VB1＝（R21＋R22）・VB×1/（R21＋R22＋R23） （６） （４），（５）式を（３）式に代入して、VB1として
（６）式を代入すると、直流インピーダンスZDCは次式
のように表される。
ZDC＝R31（R21＋R22＋R23）×1/（R31＋R23） （７） （７）式より直流インピーダンスZDCは一定となるこ
とがわかる。以上、第１のトランスコンダクタンスアン
プについて説明したが、第２のトランスコンダクタンス
アンプについても同様である。
とがわかる。以上、第１のトランスコンダクタンスアン
プについて説明したが、第２のトランスコンダクタンス
アンプについても同様である。
第５図は交流インピーダンスを求めるための説明図で
ある。端子B,Aに図に示すような差動の交流波形が発生
している場合に、抵抗R31を流れる電流をI0とすると、
交流インピーダンスZACは次式で表される。
ある。端子B,Aに図に示すような差動の交流波形が発生
している場合に、抵抗R31を流れる電流をI0とすると、
交流インピーダンスZACは次式で表される。
ZAC＝（VB4−VB1）/IO （８） ここで、VB4はトランジスタQ11のエミッタの電位、VB
1はＢ点の電位である。今、R27＝R23＝R28＝R24,R29＝R
22＝R30＝R25,R21＝R26とすると、分圧点H,Kの電位は等
しくなる。また、コンデンサC2と漂遊容量との分圧比よ
り点M,Nの電圧はほぼ接地電位（0V）に等しくなる。こ
れに前記抵抗分圧条件を加味すると、オペアンプOP11の
正入力電圧VB2とオペアンプOP12の正入力電圧VA2とが等
しくなり、またＨ点,K点の電圧VB3,VA3も等しくなる。
1はＢ点の電位である。今、R27＝R23＝R28＝R24,R29＝R
22＝R30＝R25,R21＝R26とすると、分圧点H,Kの電位は等
しくなる。また、コンデンサC2と漂遊容量との分圧比よ
り点M,Nの電圧はほぼ接地電位（0V）に等しくなる。こ
れに前記抵抗分圧条件を加味すると、オペアンプOP11の
正入力電圧VB2とオペアンプOP12の正入力電圧VA2とが等
しくなり、またＨ点,K点の電圧VB3,VA3も等しくなる。
この結果、コンデンサC1の両端には電位差が発生しな
い。つまり、0Vとなる。抵抗R27,R29による分圧比と抵
抗R23,R22による分圧比は同一なので、Ｈ点の電位とオ
ペアンプOP11の正入力の電位は等しくなる。ということ
は、トランジスタQ11エミッタの電位VB4とＢ点の電位VB
とが等しいということになる。つまり、 VB＝VB4 （９） となる。これにより、抵抗31の両端の電位は等しくな
り、電流I0は流れない。従ってI0＝０。（８）式にIO＝
０を代入すると、交流インピーダンスZACはほぼ∞とな
り、定電流源として理想的な特性となる。
い。つまり、0Vとなる。抵抗R27,R29による分圧比と抵
抗R23,R22による分圧比は同一なので、Ｈ点の電位とオ
ペアンプOP11の正入力の電位は等しくなる。ということ
は、トランジスタQ11エミッタの電位VB4とＢ点の電位VB
とが等しいということになる。つまり、 VB＝VB4 （９） となる。これにより、抵抗31の両端の電位は等しくな
り、電流I0は流れない。従ってI0＝０。（８）式にIO＝
０を代入すると、交流インピーダンスZACはほぼ∞とな
り、定電流源として理想的な特性となる。
次に交流信号の同相成分に対するインピーダンスを求
める。第６図は交流インピーダンス（同相）を求めるた
めの説明図である。端子B,Aに図に示すような同相の交
流信号が乗ったものとする。同相信号に対しては、コン
デンサC1の両端に電位差が発生しないため、コンデンサ
C1は無いに等しくなる。この結果、交流イピーダンス
は、第４図に示す直流インピーダンスを求めるのと同じ
条件になり、直流インピーダンスと同様にある一定値を
とる。従って、同相分については、回路インピーダンス
との分圧により信号が減衰し、特性向上させることがで
きる。
める。第６図は交流インピーダンス（同相）を求めるた
めの説明図である。端子B,Aに図に示すような同相の交
流信号が乗ったものとする。同相信号に対しては、コン
デンサC1の両端に電位差が発生しないため、コンデンサ
C1は無いに等しくなる。この結果、交流イピーダンス
は、第４図に示す直流インピーダンスを求めるのと同じ
条件になり、直流インピーダンスと同様にある一定値を
とる。従って、同相分については、回路インピーダンス
との分圧により信号が減衰し、特性向上させることがで
きる。
次に、電源まわりのノイズが回路に与える影響につい
て考える。電源まわりのノイズは当然に回路内には同相
ノイズとして入り込んでくる。ここで、第７図に示すよ
うに電源VBBにノイズが発生したものとする。ここで、
コンデンサC2の容量を大きくとると、Ｍ点とＮ点の電圧
がほぼ等しくなる。このため、端子A,B間には同一レベ
ルの同相信号が現れる。同一レベルの信号のため、加入
者線に差動分としては影響を与えない。このため、電話
機にノイズとして現れることはない。
て考える。電源まわりのノイズは当然に回路内には同相
ノイズとして入り込んでくる。ここで、第７図に示すよ
うに電源VBBにノイズが発生したものとする。ここで、
コンデンサC2の容量を大きくとると、Ｍ点とＮ点の電圧
がほぼ等しくなる。このため、端子A,B間には同一レベ
ルの同相信号が現れる。同一レベルの信号のため、加入
者線に差動分としては影響を与えない。このため、電話
機にノイズとして現れることはない。
［発明の効果］ 以上、詳細に説明したように、本発明によれば２個の
トランスコンダクタンスアンプをコンデンサにより接続
する構成とすることにより、給電回路に要求される各種
の条件を満足することができる回路を簡単な構成で実現
することができる。
トランスコンダクタンスアンプをコンデンサにより接続
する構成とすることにより、給電回路に要求される各種
の条件を満足することができる回路を簡単な構成で実現
することができる。
第１図は本発明の原理ブロック図、 第２図はトランスコンダクタンスアンプの構成例を示す
図、 第３図は本発明の一実施例を示す回路図、 第４図は直流インピーダンスを求めるための説明図、 第５図は交流インピーダンスを求めるための説明図、 第６図は交流インピーダンス（同相）を求めるための説
明図、 第７図は電源まわりのノイズの影響を説明するための
図、 第８図は従来回路の構成例を示す図である。 第１図において、 1,2はトランスコンダクタンスアンプ、 3,4は抵抗分圧部、 5,6は共通電位線、 C1,C2はコンデンサである。
図、 第３図は本発明の一実施例を示す回路図、 第４図は直流インピーダンスを求めるための説明図、 第５図は交流インピーダンスを求めるための説明図、 第６図は交流インピーダンス（同相）を求めるための説
明図、 第７図は電源まわりのノイズの影響を説明するための
図、 第８図は従来回路の構成例を示す図である。 第１図において、 1,2はトランスコンダクタンスアンプ、 3,4は抵抗分圧部、 5,6は共通電位線、 C1,C2はコンデンサである。
Claims (1)
- 【請求項１】電子交換機の加入者回路において、加入者
電話機に電流を供給するための給電回路であって、 基準電圧をその入力に受ける演算増幅器と、該演算増幅
器の出力と接続される電流増幅用トランジスタと、その
入出力間に接続された帰還抵抗を含む複数の抵抗よりな
る２個のトランスコンダクタンスアンプと、 これら２個のトランスコンダクタンスアンプの負入力端
子間を接続する第１のコンデンサと、 これらトランスコンダクタンスアンプに基準電圧を与え
る抵抗分圧部と、 該抵抗分圧部間を接続する第２のコンデンサと、 各トランスコンダクタンスアンプの出力部より取り出さ
れる給電線 とにより構成されてなる給電回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1067235A JP2564000B2 (ja) | 1989-03-17 | 1989-03-17 | 給電回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1067235A JP2564000B2 (ja) | 1989-03-17 | 1989-03-17 | 給電回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02246468A JPH02246468A (ja) | 1990-10-02 |
| JP2564000B2 true JP2564000B2 (ja) | 1996-12-18 |
Family
ID=13339052
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1067235A Expired - Fee Related JP2564000B2 (ja) | 1989-03-17 | 1989-03-17 | 給電回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2564000B2 (ja) |
-
1989
- 1989-03-17 JP JP1067235A patent/JP2564000B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02246468A (ja) | 1990-10-02 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5796301A (en) | Offset cancellation circuit | |
| JPH02301308A (ja) | ゲイン可変回路 | |
| GB2024564A (en) | Connecting circuit for a telephone line | |
| CA1320605C (en) | Terminating circuit in a battery feed circuit of an electronic exchange system | |
| JPH08162903A (ja) | ジャイレータ回路を用いた接地インダクタンス回路 | |
| JP2564000B2 (ja) | 給電回路 | |
| JPH1141064A (ja) | バランス／シングル変換回路 | |
| US4727574A (en) | Subscriber line interface circuit with improved d.c. balance | |
| US3993968A (en) | Single amplifier network for simulating an inductor | |
| KR100201037B1 (ko) | 액티브밴드패스필터 | |
| JPS6378612A (ja) | レベルシフト回路 | |
| US5293421A (en) | Summing amplifier with a complex weighting factor and interface including such a summing amplifier | |
| GB2205210A (en) | Amplifier circuit including single capacitor for dc differential-input balance | |
| CA1233283A (en) | Subscriber line interface circuit with longitudinal current suppression | |
| CA1063193A (en) | Single amplifier network for simulating a super-inductor circuit | |
| US4302636A (en) | Subscriber's electronic line equipment comprising a two-wire-four-wire conversion circuit for a telephone exchange | |
| JPH11513228A (ja) | フィルタ及び発振器用の相補トランスコンダクタを具えている電子回路 | |
| JP2004518349A (ja) | フィードバックループを有する電子フィルタ回路 | |
| JPS61140210A (ja) | 信号処理回路 | |
| JPS6242662A (ja) | 給電回路 | |
| KR940009396B1 (ko) | 저역 통과 필터 | |
| JPH10322163A (ja) | 基準電流発生回路 | |
| JPH06103813B2 (ja) | 電圧制御増幅回路 | |
| JPH04172004A (ja) | 差動回路 | |
| JPS6310615B2 (ja) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |