JP2502781C - - Google Patents
Info
- Publication number
- JP2502781C JP2502781C JP2502781C JP 2502781 C JP2502781 C JP 2502781C JP 2502781 C JP2502781 C JP 2502781C
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- pulse
- counting
- count value
- clock
- motor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 53
- 230000003111 delayed Effects 0.000 claims description 14
- 230000001934 delay Effects 0.000 claims description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 26
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 17
- 230000001264 neutralization Effects 0.000 description 5
- 230000000630 rising Effects 0.000 description 5
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000003534 oscillatory Effects 0.000 description 2
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 2
- 241000283690 Bos taurus Species 0.000 description 1
- 230000001133 acceleration Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 230000000875 corresponding Effects 0.000 description 1
- 238000003384 imaging method Methods 0.000 description 1
- 238000005065 mining Methods 0.000 description 1
- 230000002035 prolonged Effects 0.000 description 1
- 239000004576 sand Substances 0.000 description 1
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 1
- 230000000007 visual effect Effects 0.000 description 1
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は無整流子直流電動機に関する。さらに詳しくは永久磁石回転子の回転
位置を検出するために、ホール素子の如き回転子位置検出素子を不要とした無整
流子直流電動機に関するもので、特に起動特性の改良に関するものである。
従来の技術
無整流子直流電動機はブラシ付の直流電動機に比べ、機械的接点を持たないた
め長寿命であると同時に電気的雑音も少なく、近年、高信頼性が要求される産業
用機器や映像・音響機器に広く応用されている。
従来、この種の無整流子直流電動機はそのほとんどが固定子巻線の通電相切換
えのために、ブラシに相当する回転子位置検出素子、例えばホール素子等を使用
している。しかしながら、回転子位置検出素子自体決して安価なものではなく、
さらに素子の取付け位置調整の煩雑さ、配線数の増加により無整流子直流電動機
はブラシ付直流電動機に比べて大幅にコストが上昇する欠点がある。
また、電動機内部に回転子位置検出素子を取り付けなければならないため、構
造上の制約が起こることがしばしばある。近年、機器の小型化に伴い使用される
電動機も小型かつ薄型化され、ホール素子等の位置検出素子を取り付ける場所的
な余裕がなくなってきている。
そこで、ホール素子の如き回転子位置検出素子の全くない無整流子直流電動機
が従来よりいくつか提案されている。
その1つは、例えば特開昭55−160980号公報に示されるような、固定
子巻線に電流を一方向だけに供給する、いわゆる半波駆動方式の無整流子直流電
動機がある。これは起動寺に自起動回路で特定の固定子巻線相のみを付勢して回
転子の位置決めを予め行い、次に3相の固定子巻線のうち休止中の2つの固定子
巻線に誘起される逆起電力を検出することによって、次の通電相を決定し固定子
巻線に電流を一方向だけに順次供給するものである。
さらには、例えば特開昭62−260586号公報に示されるような、固定子
巻線に電流を両方向に供給する、いわゆる全波駆動方式の無整流子直流電動機が
ある。これは電動機の起動時には、起動パルス発生回路の出力する起動パルスで
固定子巻線に流れる電流を強制的に順次切換えて駆動し、回転子の回転が上昇し
て固定子巻線に逆起電力が誘起されたときに、逆起電力のゼロクロス点を検出し
、その出力信号をモノマルチで一定時間だけ遅延させることによって通電のタイ
ミングを決定するものである。
発明が解決しようとする課題
これら回転子位置検出素子のない無整流子直流電動機は、基本的には固定子巻
線に誘起される逆起電力を利用して固定子巻線の相切換えに必要な位置信号を作
成している。したがって、起動時においては、各固定子巻線に逆起電力が発生し
ていないので、固定子巻線の初期通電相が定まらない。そこで上述した先行技術
に示される無整流子直流電動機にあっては、起動用に特別な起動回路を設けてい
る。特開昭55−160980号公報に示される技術では、特定の固定子巻線の
みを付勢して予め回転子の初期位置を決定している。ところが初期位置を決定す
るために、固定子巻線の1相のみを付勢しても回転子の位置は振動的となってな
かなか静止せず、その結果起動時間が長くなる。また、特開昭62−26058
6号公報に示される技術では、起動回路の出力する出力パルスにより固定子巻線
を強制的に順次切換えている。しかしながら、固定子巻線を強制的に順次切換え
ても回転子の回転は振動的となる。したがって、検出回路で逆起電力のゼロクロ
ス点をうまく検出できても、固定子巻線を強制的に順次切換えて駆動する起動モ
ードから逆起電力のゼロクロス点を検出して行う正規の位置検出モードにはうま
く切換えることが困難である。すなわち、起動モードから正規の位置検出モード
への切換えのタイミングが難しく、電動機の起動時間が長くなる。
一般に、これら回転子位置検出素子のない無整流子直流電動機は、起動時おい
ては回転子が静止しているため各固定子巻線には逆起電力を発生していない。そ
のため初期の通電相が定まらず位置検出素子付の電動機に比べると起動性が著し
く劣るという問題点がある。
さらに特開昭55−160980号公報に示される無整流子直流電動機にあっ
ては、固定子巻線の一方向だけに電流を供給する半波駆動方式であるため、その
駆動装置を簡単に構成できる反面、固定子巻線に流れる電流を両方向に流れるよ
うに構成した全波駆動方式の電動機に比べると固定子巻線の利用率が低くて効率
が悪く、発生トルクも小さいという問題点がある。
また、特開昭62−260586号公報に示される無整流子直流電動機にあっ
ては、固定子巻線に誘起される逆起電流のゼロクロス点で発生されたパルスをモ
ノマルチで一定時間だけ遅延させることにより通電相を決定する方式であり、そ
の遅延時間が電動機の回転数と無関係に一定であるため回転数を変える必要があ
る用途には向かず適用性に乏しいという問題点がある。
本発明は、回転子位置検出素子の不要な無整流子直流電動機でありながら特別
な起動回路が設けることなく、良好な起動特性の得られる無整流子直流電動機を
提供することを目的としている。
さらに本発明は、回転子位置検出素子の不要な、しかも固定子巻線に流れる電
流を両方向に流れるように構成した全波駆動方式の無整流子直流電動機を提供す
ることを目的としている。さらに本発明は、電動機の回転数を任意に変えること
が可能な無整流子直流電動機を提供することを目的としている。
課題を解決するための手段
本発明は上記目的を達成するために、複数相の固定子巻線のそれぞれに発生す
る逆起電力をパルス整形してパルス信号列を得る逆起電力検出手段と、パルス信
号列が入力されその信号列の周期を計数しその周期が所定の範囲内にあるときは
計数した周期の2分の1の時間だけ遅延した遅延パルスを出力し信号列の周期が
所定の範囲を超えたときは計数した周期の2分の1より短い時間だけ遅延させた
遅延パルスを出力するパルス遅延手段と、パルス遅延手段の出力信号に応動して
逆起電極と同じ周波数の複数相の相切換えパルスを発生する論理パルス発生手段
と、論理パルス発生手段の出力信号を回転子の回転位置信号となし、この信号に
より順次固定子巻線を付勢する固定子巻線電力供給手段とを含んで構成される。
作用
本発明は上記した構成により、それぞれの固定子巻線に誘起される逆起電力の
ゼロクロス点間の時間を常に計数し、その計数値をもとに次に通電すべき固定子
巻線の通電位相を決定しているので、電動機の回転数を変化させても次に通電す
べき固定子巻線の通電位相が変化することはなく、常に安定した駆動が得られる
。
したがって、回転数を変える必要がある用途にも容易に応用することが可能とな
り、従来例の回転子位置検出素子不要の無整流子直流電動機に見られるような、
回転数を変化させた場合に駆動が不安定になるということはない。
さらに加えて、本発明は起動用に特別な起動回路を設けることなく、起動時に
おいては疑似出力パルスにより固定子巻線を強制的に順次切換えている。そして
逆起電力検出手段で、逆起電力のゼロクロス点を検出したとき固定子巻線を強制
的に順次切換えて、駆動する起動モードから逆起電力のゼロクロス点を検出して
行う正規の位置検出モードに速やかに切換えることができ、従来の位置検出素子
付の電動機と比べても遜色のない起動特性が得られる。
さらに加えて、固定子巻線に誘起される逆起電力のゼロクロス点のみを検出し
ているので、駆動電流による電圧の影響を受けることもなく、固定子巻線に流れ
る電流を両方向に流せる全波駆動方式の電動機の構成をとることができる。した
がって、半波駆動方式の電動機に比べて高効率、高トルクの無整流子直流電動機
が提供できる。
実施例
以下、本発明の一実施例について、図面を参照しながら説明する。
第1図は本発明の一実施例における無整流子直流電動機の構成を示すブロック
図である。第1図において、1は逆起電力検出手段で、3相の固定子巻線11,
12,13に誘起される逆起電力が入力される。逆起電力検出手段1は3相の逆
起電力のゼロクロス点を検出してパルス列nに変換する。このパルス列nは3相
の逆起電力のゼロクロス点を示す。逆起電力検出手段1の出力するパルス列nは
パルス遅延手段2に入力される。パルス遅延手段2はまず入力されたパルス列の
周期nを計数する。そして計数した周期の概略1/2の時間だけ入力パルスを遅
延させる。3は論理パルス発生手段で、パルス遅延手段2の出力するパルスzを
分周して固定子巻線11,12,13に誘起される逆起電力と同じ周波数の6相
のパルスを出力する。論理パルス発生手段3で発生された6相のパルス信号は回
転子の位置信号となり、固定子巻線電力供給手段4に入力される。固定子巻線電
力供給手段4は、論理パルス発生手段3の出力する回転子位置信号に応じて各固
定子巻線11,12,13に順次駆動電流を両方向に供給する。
以上のように構成された本発明の無整流子直流電動機の動作について詳しく説
明する。
第2図は本発明の一実施例における電動機とそれを構成する固定子巻線電力供
給手段4の一実施例を示す回路構成図、第3図はその各部信号波形図である。
第2図において、27は永久磁石回転子、11,12,13は固定子巻線、2
1,22,23,24,25,26は駆動用トランジスタでこれらのトランジス
タをオン,オフすることにより固定子巻線11,12,13に電流を供給する。
そのうち21,22,23はPNPトランジスタ、24,25,26はNPNト
ランジスタで構成されている。20は電源である。一般に無整流子直流電動機の
駆動は、回転子27の回転位置に応じて得られる6相のパルス信号を、駆動用ト
ランジスタ21,26,22,24,23,25の各ベースに印加して行われる
。その6相のパルス信号波形を第3図d,e,f,g,h,iに示す。ただし各
トランジスタのベースに加えられる信号の方向はPNPトランジスタ21,22
,23には電流が流出する方向に、NPNトランジスタ24,25,26には電
流が流入する方向に加えられる。まずトランジスタ21,25が導通して固定子
巻線11,12に電流が流れる。次にトランジスタ21,26が導通して固定子
巻線11,13に電流が流れる。このように相切換え動作を順次行い、永久磁石
回転子27を回転させる。そのときの固定子巻線11,12,13には第3図j
,k,lに示す電流が両方向に通電される。また回転子27が回転している状態
では、固定子巻線11,12,13の各端子には第3図a,b,cに示す電圧(
逆起電力)が誘起される。第3図d,e,f,g,h,iで示される6相のパル
ス信号は回転子27の位置信号であり、逆起電力a,b,cの波形とは第3図に
示すような位相関係にあり、電気角で30度だけ位相が異なることに注意すべき
である。したがって、本発明のようにホール素子の如き回転子位置検出素子を設
けずに回転駆動させるためには、固定子巻線に誘起される逆起電力a,b,cの
ゼロクロス点を検出して、電気角で30度だけ出力パルスを遅延するような信号
処理を行う必要がある。
このような信号処理を行う本発明の一実施例の各部の動作についてさらに図面
を用いて説明する。
第1図は第1図に示す本発明の一実施例における逆起電力検出手段1の回路構
成図である。
第4図において、14,15,16は抵抗で片方は固定子巻線11,12,1
3の各端子に接続され、他方はそれぞれ共通接続されている。31,32,33
は比較回路で、その入力端子(+)には固定子巻線11,12,13の各端子に
接触され、入力端子(−)には抵抗14,15,16の共通接続点が接続されて
いる。34,35,36はアンド回路で、それぞれ比較器31,32と、比較器
32,33と、比較器33,31との各出力が接続されている。30は3入力の
オア回路で、アンド回路34,35,36の各出力が入力されている。39はイ
クスクルーシブオア回路で、片方の入力にはオア回路30の出力がそのまま入力
され他方の入力にはオア回路30の出力信号を抵抗37とコンデンサ38で定ま
る時定数だけ遅延した信号が入力される。
第4図に示す逆起電力検出手段1の動作について第5図を用いて説明する。
第4図の抵抗14,15,16はそれぞれ固定子巻線11,12,13と接続
されているので、抵抗14,15,16の共通接続点には固定子巻線11,12
,13の中性点oと同一の電位が得られる。したがって、電動機としては特別に
固定子巻線の中性点から信号線を引き出しておく必要がない。固定子巻線11,
12,13に誘起される逆起電力a,b,cは第4図の比較器31,32,33
の入力端子(+)に入力され、入力端子(−)には抵抗14,15,16の共通
接続点に得られる固定子巻線の中性点電位が入力されている。したがって、比較
器31,32,33の各出力端子には、第5図u,v,wに示すような逆起電力
a,b,cを波形整形し、逆起電力a,b,cのゼロクロス点とパルスエッジの
一致するパルス波形が得られる。第5図に示すmは逆起電力検出手段1を構成す
るオア回路30の出力波形であり、3相の逆起電力a,b,cのゼロクロス点と
パルスの立ち上がり,立ち下がりエッジの位相が一致したパルス列が出力される
。第5図nはオア回路30の出力信号mを両エッジ微分した波形である。すなわ
ち、イクスクルーシブオア回路39と抵抗37とコンデンサ38でパルスの両エ
ッジ微分回路を構成しており、イクスクルーシブオア回路39からは3相の各逆
起電力a,b,cのゼロクロス点ごとにパルスが出力され、逆起電力a,b,c
の1
周期につき6回(電気角で60度ごと)のパルス列が出力される。第5図zはパ
ルス遅延手段2の出力で、その立ち上がりエッジが、nの立ち上がりエッジのタ
イミングを検出してから電気角で30度だけ遅延したパルス信号波形を示す。
次に本発明の一実施例におけるパルス遅延手段2の動作について詳しく説明す
る。
第6図は第1図に示す本発明の一実施例におけるパルス遅延手段2の回路構成
図、第7図(a)は電動機の定常回転におけるその各部信号波形図、第7図(b
)は電動機の起動時におけるその各部信号波形図である。
第6図において、41は第1のカウント手段、42は第2のカウント手段、4
4はクロックパルス発生手段である。第1のカウント手段41はその計数値が所
定の値を越えたときにキャリーフラグtを出力し、第2のカウント手段42はそ
の計数値が零になったときにゼロフラグzを出力する。クロックパルス発生手段
44は2種類のクロックパルスck,ck2を発生しており、クロックパルスc
kは第1のカウント手段41に、ククロックパルスck2(クロック周波数はc
kの2倍)は第2のカウント手段42に入力されている。43は転送手段で、逆
起電力検出手段1の出力するパルス列nと第1のカウント手段41の出力するキ
ャリーフラグtが入力され、第1のカウント手段41にはその計数値をリセット
するリセットパルスrを、第2のカウント手段42には第1のカウント手段41
の計数値をロードするロードパルスsを出力する。
第6図に示すパルス遅延回路2の動作について、まず永久磁石回転子27が定
常回転しているときについて第7図(a)を用いて説明する。第1のカウント手
段41は転送手段43の出力するリセットパルスrが入力されるまでクロックパ
ルスckをアップカウントする。リセットパルスrは逆起電力発生手段1が出力
するパルス列nと同じ周期であるので、第1のカウント手段41の計数値は逆起
電力検出手段1の出力するパルス列nの周期を計数したことになる。その様子を
第7図(a)のpに計数値をアナログ的に示している。第2のカウント手段42
には、転送手段43の出力するロードパルスsのタイミングで第1のカウント手
段41のカウント値pが初期値として転送される。第2のカウント手段42はパ
ルス列nの周期を計数した計数値pをck2のクロックでダウンカウントされる
ので、ロードパルスs(またはn)のパルス列の中間点で計数値が零になる。そ
の様子を第7図(a)のqaにアナログ的に示している。第2のカウント手段4
2は計数値が零のときゼロフラグが出力されるように構成されているので、第2
のカウント手段42は第7図(a)のzに示すような遅延パルスzを出力する。
パルス列nは逆起電力検出手段1の出力するパルスで、3相の固定子巻線11,
12,13に誘起される逆起電力a,b,cのゼロクロス点を示すものであるか
ら、パルス列nおよびsの間隔は電気角で60度に相当する。したがって、第7
図(a)に示すzの立ち上がりエッジは逆起電力a,b,cのゼロクロス点から
電気角で30度だけ遅延されたことになる。なお、ロードパルスsとリセットパ
ルスrの位相関係は第7図(a)の如く、リセットパルスrがロードパルスsよ
り遅れているが、それは第1のカウント手段41のカウント値を第2のカウント
手段42に確実に転送させるためである。また第7図(a)ではパルスs,rの
パルス幅を便宜上大きく記してあるが、パルス周期に比べて十分に狭いものとす
る。
次に電動機の起動時における動作について第7図(b)を用いて説明する。第
1のカウント手段41は、転送手段43の出力するリセットパルスrが入力され
るまでクロックパルスckをアップカウントする。ところが、回転子27は静止
しているので逆起電力発生手段1はパルス列nを出力しない。したがって、第1
のカウント手段41の計数値は第7図(b)のpに示すように単調に増加しその
計数値が所定の値に達したとき、第1のカウント手段41からキャリーフラグt
を転送手段43に出力する。転送手段43はその信号tを受けてリセットパルス
rとロードパルスsを出力する。第2のカウント手段42はロードパルスsで初
期値がロードされた後、ダウンカウントされる。そして第2のカウント手段42
の計数値が、零になったときゼロフラグzが論理パルス発生手段3に出力する。
電動機の起動時においてゼロフラグzは固定子巻線の相切換え動作を順次行うた
めの疑似信号となり、この疑似信号により永久磁石回転子27は回転を開始する
。ところで今、第7図(b)のqaに点線で示すように、転送手段43が信号t
を受けたとき第1のカウント手段41の計数値をそのまま第2のカウント手段4
2に初期値として転送されるものとする。このように構成したときは、第7図(
b)
のqaに示す点線の波形より明らかなように、第2のカウント手段42がダウン
カウントされてその計数値が零に達しないうちに、第1のカウント手段41の計
数値がさらに転送される場合が発生する。その場合は第2のカウント手段42の
計数値は零にならず遅延パルスzが出力されない。したがって、第7図(b)の
zに示すようなパルスxが発生しない。その結果、固定子巻線の相切換えがうま
く行われず、電動機の加速がうまく行われない。
そこで第7図(b)のqaに示す実線波形のように、転送手段43が信号tを
受けたときは、第1のカウント手段41の計数値をそのまま第2のカウント手段
42に転送するのではなく、第1のカウント手段41の計数値より小さい所定値
を第2のカウント手段42に転送する。すると前述したような第2のカウント手
段42の計数値が零に達しないうちに第1のカウント手段41の計数値がさらに
転送されることはなく、第2のカウント手段42の計数値は必ず零になり遅延パ
ルスzが出力される。以下、定常時と同様な動作で第2のカウント手段42から
は第7図(b)のzに示すような遅延パルスzが出力され、遅延パルスzは論理
パルス発生手段3に加えられ、電力供給手段1により3相の固定子巻線11,1
2,13の通電相の切換えが順次行われる。そして電動機は加速され、良好な起
動特性が得られる。
第8図は第1図に示す本発明の一実施例におけるパルス遅延手段2の他の実施
例の要部回路構成図、第9図(a)は電動機の定常回転におけるその各部信号波
形図、第9図(b)は電動機の起動時におけるその各部信号波形図である。
なお、第6図と同一の機能を有するものについては同一の番号を付して重複し
た説明は省略する。
第8図において41は8ビットカウンタで構成される第1のカウント手段、4
2は5ビットカウンタで構成される第2のカウント手段でディジタルカウンタで
構成されている。第1のカウント手段41、第2のカウント手段42にはそれぞ
れ同一のクロックckが入力されている。第1のカウント手段41はクロックc
kをアップカウントし、第2のカウント手段42はクロックckをダウンカウン
トする。45は5つのスイッチで構成されたスイッチ転送回路で、転送手段43
のロードパルスsにより短時間左側の接点に接続され、第1のカウント手段41
の計数値の最下位ビットを除く5ビットが第2のカウント手段42に転送される
。また、第1のカウント手段41の計数値がオーバーフローして第1のカウント
手段41からキャリーフラグtが出力されたときは、短時間スイッチ転送回路4
5は右側の接点に接続され第2カウント手段42のすべてのビットが“1”にセ
ットされる。
第8図に示すパルス遅延回路の動作についてまず永久磁石回転子27が定常回
転しているときについて第9図(a)を用いて説明する。なお、定常回転時には
第1のカウント手段41の上位2ビット分は“0”であるものとする。
第2のカウント手段42には転送手段43の出力するロードパルスsのタイミ
ングで第1のカウント手段41の計数値pが転送される。ただし、第2のカウン
ト手段42には第1のカウント手段41の最下位ビットだけが捨てられて転送さ
れるので、第9図(a)のpbに示すように、第2のカウント手段42の初期値
は第1のカウント手段41の計数値pの1/2の値が初期値として与えられるこ
とになる。第2のカウント手段42は、パルス列nの周期を計数した計数値の半
分に相当するp/2をクロックckでダウンカウントすることになるので、パル
ス列nの中間点で計数値が零になる。したがって、第2のカウント手段42は第
9図(a)に示すような遅延パルスzを出力する。したがって、第9図(a)に
示す遅延パルスzの立ち上がりエッジは逆起電力a,b,cのゼロクロス点から
ちょうど電気角で30度だけ遅延されたことになる。
次に電動機の起動時における動作について第9図(b)を用いて説明する。起
動時には逆起電力検出手段1はパルス列nを出力しないので、第1のカウント手
段41はクロックパルスckをアップカウントし続ける。したがって、第1のカ
ウント手段41の計数値は第9図(b)のpに示すように単調に増加し、その計
数値がオーバーフローしたとき第1のカウント手段41からキャリーラフグtが
出力され、転送手段43とスイッチ転送回路45に入力される。転送手段43は
その信号tを受けてリセットパルスrとロードパルスsを出力する。第2のカウ
ント手段42はロードパルスsで初期値がロードされるが、今、第9図(b)の
qbに点線で示すように、第2のカウント手段として7ビットのカウンタを用意
して転送手段43が信号tを受けたとき、第1のカウント手段41の計数値の半
分であるp/2の値(上位7ビット分)をそのまま第2のカウント手段42に初
期値として転送されるものとする。このように構成されたときは、第9図(b)
のqbに示す点線の波形より明らかなように、起動時において第2のカウント手
段42がダウンカウントされてその計数値が零に達しないうちに第1のカウント
手段41の計数値がさらに転送される場合が発生する。その場合は第2のカウン
ト手段42の計数値が零にならず遅延パルスzが出力されない。したがって、第
9図(b)のzに示すようなパルスxが発生しない。その結果、固定子巻線の相
切換えがうまく行われず電動機の加速がうまく行われない。
そこで、第9図(b)のqbに示す実線波形のように、起動時に転送手段43
が信号tを受けたときは、第1のカウント手段41の計数値の半分であるp/2
の値を、この場合は最下位1ビットを除く上位7ビットをそのまま第2のカウン
ト手段42に転送するのではなく、転送時にはスイッチ転送回路45を短時間右
側の接点に接続することにより、第1のカウント手段41の計数値の半分である
p/2の値よりさらに小さい所定値、この場合はすべてのビットが“1”の5ビ
ット分を第2のカウント手段42に転送する。すると前述したような、第2のカ
ウント手段42の計数値が零に達しないうちに第1のカウント手段41の計数値
がさらに転送されることなく、第2のカウント手段42の計数値は必ず零になり
遅延パルスzが出力される。以下、定常時と同様な動作で第2のカウント手段4
2からは第9図(b)のzに示すような遅延パルスzが出力され、遅延パルスz
は論理パルス発生手段3に加えられ、固定子巻線電力供給手段4により3相の固
定子巻線11,12,13の通電相の切換えが順次行われる。そして電動機は加
速され、良好な起動性が得られる。
第6図に示すパルス遅延手段では第一、第2のカウント手段に供給するクロッ
クの周波数は異なるが、第8図に示すパルス遅延手段では1種類のクロックでよ
いという利点がある。
第10図は第1図に示す本発明のパルス遅延手段2の他の実施例の回路構成図
、第11図(a)は回転子の定常回転におけるその各部信号波形図、第11図(
b)は電動機の起動時におけるその各部信号波形図である。
なお第6図、第8図と同一の機能を有するものについては同一の番号を付して
重複した説明は省略する。
第10図において、61は第1のアップダウンカウント手段、62は第2のア
ップダウンカウント手段である。第1のアップダウンカウント手段61、第2の
アップダウンカウント手段62にはそれぞれアップカウント入力CUとダウンカ
ウント入力CDがある。また、第1のアップダウンカウント手段61、第2のア
ップダウンカウント手段62はアップカウントして計数値がオーバーフローした
ときにはそれぞれキャリーフラグta,tbを出力し、ダウンカウントして計数
値が零になったときはそれぞれゼロフラグza,zbを出力する。6はオア回路
でキャリーフラグta,tbの2つの信号が入力され、信号tを出力する。63
はクロック切換え回路で、クロック発性手段44の発生する2種類のクロックパ
ルスck,ck2(クロック周波数はckの2倍)をアップカウント入力CUに
供給するか、ダウンカウント入力CDに供給するかを逆起電力検出手段1の出力
するパルスnとオア回路6の出力する信号tに応じて交互に切換える。64はオ
ア回路で、第1,第2のアップダウンカウント手段61,62のそれぞれが出力
するゼロフラグza,zbが入力されて遅延パルスzを出力する。
第10図に示すパルス遅延回路の動作についてまず永久磁石回転子27が定常
回転しているときについて第11図(a)を用いて説明する。
まず、クロック切換え回路63のスイッチは第10図に示す位置にあったとす
る。すると第1のアップダウンカウント手段61のアップカウント入力CUには
クロックckが供給され、パルスnがクロック切換え回路63に入力されるまで
第1のアップダウンカウント手段61はアップカウント動作を行う。次にパルス
nがクロック切換え回路63に入力されたとき第1のアップダウンカウント手段
61はダウンカウント動作に切換わる。しかもクロック切換え回路63によりダ
ウンカウント入力に供給されるクロックはck2であり、クロック周波数はCK
の2倍のクロックが入力される。したがって、パルス列nの周期をアップカウン
トした計数値をck2のクロックでダウンカウントするので、パルス列nの中間
点で計数値が零になる。その様子を第11図(a)のpaに示す。その結果、第
1のアップダウンカウント手段61は第11図(a)に示すようなゼロフラグz
aを出力する。同様に第2のアップダウンカウント手段62も第11図(a)の
pbに示すようなアップダウンカウント動作を繰り返し、第11図(a)のzに
示すようなゼロフラグを出力する。za,zbは交互に発生するのでオア回路6
4からは第11図(a)に示すような信号zが出力され、第10図のパルス遅延
手段は立ち上がりエッジが逆起電力a,b,cのゼロクロス点からちょうど電気
角で30度だけ遅延された遅延信号zを出力することになる。
次に電動機の起動時における動作について第11図(b)を用いて説明する。
まず、クロック切換え回路の63のスイッチは第10図に示す位置にあったと
する。第1のアップダウンカウント手段61は逆起電力発生手段1が出力するパ
ルスnが入力されるまでクロックパルスckをアップカウントする。ところが回
転子は静止しているので逆起電力発生手段1はパルス列nを出力しない。したが
って、第1のアップダウンカウント手段61の計数値は第11図(b)のpaに
示すように単調に増加し、その計数値がオーバーフローしたとき第1のアップダ
ウンカウント手段61からはキャリーフラグtaがクロック切換え回路63に出
力される。するとクロック切換え回路63は、電動機の定常回転時と同様に第1
のアップダウンカウント手段61をアップダウンカウント動作からダウンカウン
ト動作に切換える。しかもダウンカウント入力に供給されるクロックはCK2で
あり、クロック周波数はckの2倍であるので、アップカウントした計数値をC
K2のクロックでダウンカウントし、やがて計数値が零になる。その様子を第1
1図(b)のpaに示す。その結果、第1のアップダウンカウント手段61は第
11図(b)に示すようなゼロフラグzaを出力する。同様に第2のアップダウ
ンカウント手段62も第11図(b)のpbに示すようなアップダウンカウント
動作を繰り返し、第11図(b)のzbに示すようなゼロフラグを出力する。z
a,zbは交互に発生するのでオア回路64からは第11図(b)に示すような
信号zが出力される。第11図(b)に示すパルス信号zが、起動時における疑
似信号を相当する。以下、パルス信号zは倫理パルス発生手段3に加えられ、電
力供給手段4により3相の固定子巻線11,12,13の通電相の切換えが順次
行われる。そのて電動機は加速され、良好な起動特性が得られる。
第6図、第8図に示すパルス遅延手段においては、第1のカウント手段の計数
値を第2のカウント手段に転送する転送手段が必要であるが、第10図に示すパ
ルス遅延手段においては転送手段が不要でクロック切換え回路でアップカウント
、ダウンカウント動作の切換えだけを行えばよいという利点がある。
第12図は第1図に示す本発明の論理パルス発生手段3の回路構成図、第13
図はその各部信号波形図である。
第12図において、80は6相のリングカウンタで第13図に示すt1,t2
,t3,t4,t5,t6の6相パルス信号を出力する。これらパルス信号のパ
ルス幅は電気角で60度である。81,82,83,84,85,86はオア回
路で、リングカウンタ80の6相パルス信号t1,t2,t3,t4,t5,t
6の各出力が入力され、第5図,第13図に示すd,e,f,g,h,iの6相
の位置信号が出力される。これらの信号のパルス幅は電気角で120度である。
第1図に示す固定子巻線電力供給手段4に入力される。
以上の説明で明かなように、本発明の無整流子電動機では、まず、逆起電力検
出手段1は固定子巻線11,12,13に誘起される逆起電力a,b,cのゼロ
クロス点を検出して変換パルスnに変換する。その変換パルスnはパルス遅延手
段2で電気角で30度だけ遅延されて遅延パルスzに変換される。論理パルス発
生手段3は、この遅延パルスzを受けて6相の回転位置信号d,e,f,g,h
,iを作成する。そして最後に電力供給手段4はこの回転子位置信号d,e,f
,g,h,iに応じて固定子巻線11,12,13に第3図j,k,lに示すよ
うな駆動電流を順次両方向に供給し、その結果永久磁石回転子27は回転される
。
したがって、本発明の無整流子電動機は、ホール素子の如き回転子位置検出素
子を設けずに固定子巻線に流れる電流を両方向に流せる全波駆動方式の電動機を
構成することができる。
また、本発明に係わる逆起電力検出手段1では第4図に示すように、固定子巻
線の中性点電位0を検出するために共通接続した3本の抵抗を使用して行ってい
るが、直接電動機の固定子巻線の中性点から信号線を引き出して使用しても可能
であることは言うまでもない。また、本発明の実施例では固定子巻線がY結線で
ある3相の電動機に限ったが、相数は3相に限らず何相であってもよい。また本
発明の無整流子電動機は固定子巻線がΔ結線された電動機に適用することも可能
である。
発明の効果
本発明は、以上説明したように構成されているので、以下に記載されるような
効果を奏する。
本発明の無整流子直流電動機は逆起電力検出手段で固定子巻線に誘起される逆
起電力のゼロクロス点のみを検出しているので、ホール素子の如き回転子位置検
出素子が不要でありながら、固定子巻線に流れる電流を両方向に供給する全波駆
動方式の電動機が容易に構成できる。したがって、固定子巻線の一方だけに電流
を供給する半波駆動方式に比べて固定子巻線の利用率が高く、高効率で高発生ト
ルクの電動機を提供することができる。
さらには従来の無整流子電動機のような回転子位置検出素子が不要のため、素
子の取付け位置調整の煩雑さや配線数が削減されるため大幅にコストが低減され
る。
さらに電動機内部に回転子位置検出素子を取り付ける必要がないため、電動機
は構造上の制約を受けず超小型化、超薄型化が可能となる。
また、本発明の無整流子直流電動機は起動時においては遅延パルス発生手段の
出力する疑似パルスにより固定子巻線の通電相を順次切換えているので、特別な
起動回路を設けることなく良好な起動特性が得られる。
さらに、本発明の無整流子直流電動機は各固定子巻線に誘起される逆起電力の
ゼロクロス点間の時間を常に計数し、その計数値をもとに次に通電すべき固定子
巻線の通電位相を決定しているので、電動機の回転数を変化させた場合にも次に
通電すべき固定子巻線の通電位相が変化することはなく常に安定した駆動が得ら
れるという優れた効果も併せて備えている。したがって、電動機の回転数を任意
に変える必要がある用途にも適用することが可能となる。Description: TECHNICAL FIELD The present invention relates to a commutatorless DC motor. More specifically, the rotation of the permanent magnet rotor
Irregularity that eliminates the need for a rotor position detection element such as a Hall element to detect the position
The present invention relates to a shunt DC motor, and more particularly to improvement of starting characteristics. 2. Description of the Related Art A commutatorless DC motor has no mechanical contacts compared to a brushed DC motor.
In recent years, industries that require high reliability have long life and low electrical noise.
Widely applied to audio and visual equipment. Conventionally, most of this type of commutator-less DC motors have a stator winding energized phase switch.
Use a rotor position detecting element equivalent to a brush, for example, a Hall element
doing. However, the rotor position detection element itself is by no means inexpensive,
In addition, due to the complexity of adjusting the mounting position of the element and the increase in the number of wires, a non-commutator DC motor
However, there is a disadvantage that the cost is greatly increased as compared with the brushed DC motor. Also, since the rotor position detecting element must be installed inside the motor,
Often construction constraints occur. In recent years, it is used with the miniaturization of equipment
The motor is also small and thin, and is suitable for mounting position detection elements such as Hall elements.
I can't afford it. Therefore, a commutatorless DC motor without a rotor position detecting element such as a Hall element at all.
There have been several proposals. One of them is fixed as disclosed in, for example, JP-A-55-160980.
A so-called half-wave drive type non-rectifier DC power supply that supplies current to the
There is a motive. This is done by energizing only the specific stator winding phase with the self-starting circuit to the starting temple.
The positioning of the trochanters is performed in advance, and then the two stationary stator windings of the three-phase stator windings.
By detecting the back electromotive force induced in the winding, the next energized phase is determined and the stator
The current is sequentially supplied to the winding only in one direction. Further, for example, a stator as disclosed in JP-A-62-260586 is disclosed.
There is a so-called full-wave drive type non-commutator DC motor that supplies a current to a winding in both directions. This is the starting pulse output from the starting pulse generation circuit when starting the motor.
The current flowing through the stator winding is forcibly switched and driven, and the rotation of the rotor rises.
When a back electromotive force is induced in the stator winding, the zero cross point of the back electromotive force is detected.
, The output signal is delayed by a certain time in a mono-multi
It is to decide the mining. Problems to be Solved by the Invention These commutatorless DC motors without a rotor position detecting element basically have a stator winding.
The back EMF induced in the wire is used to generate the position signal necessary for stator winding phase switching.
Has formed. Therefore, at start-up, a back electromotive force is generated in each stator winding.
The initial energized phase of the stator winding is not determined. The prior art described above
In the commutatorless DC motor shown in (1), a special starting circuit is provided for starting.
You. In the technique disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 55-160980, a specific stator winding
The initial position of the rotor is determined in advance by energizing only the rotor. However, determine the initial position
Therefore, even if only one phase of the stator winding is energized, the position of the rotor becomes oscillatory.
It does not stand still, resulting in longer startup times. Also, Japanese Patent Application Laid-Open No. 62-26058
In the technique disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 6-206, a stator winding is generated by an output pulse output from a starting circuit.
Are forcibly switched sequentially. However, the stator windings are forcibly switched sequentially
Even so, the rotation of the rotor becomes oscillatory. Therefore, the zero-cross
Start-up mode in which the stator windings are forcibly switched in sequence and driven even if the
In the normal position detection mode, where the zero cross point of the back electromotive force is detected from the
It is difficult to switch. That is, from the start mode to the regular position detection mode
Is difficult to switch to, and the starting time of the electric motor is prolonged. In general, these commutatorless DC motors without the rotor position detecting element have a
Since the rotor is stationary, no back electromotive force is generated in each stator winding. So
Because the initial energized phase is not determined, the startability is significantly higher than that of a motor with a position detection element.
There is a problem that it is inferior. In addition, a commutatorless DC motor disclosed in JP-A-55-160980 is disclosed.
However, since it is a half-wave drive system that supplies current only in one direction
Although the drive unit can be easily configured, the stator winding utilization is lower and the efficiency is lower than that of a full-wave drive type motor configured so that the current flowing through the stator winding flows in both directions.
And the generated torque is small. In addition, there is no need for a commutatorless DC motor disclosed in JP-A-62-260586.
The pulse generated at the zero-cross point of the back electromotive current induced in the stator winding.
This is a method to determine the current-carrying phase by delaying the current for a certain time.
It is necessary to change the rotation speed because the delay time is constant regardless of the rotation speed of the motor.
However, there is a problem that the method is not suitable for the intended use and has poor applicability. The present invention is a commutatorless DC motor that does not require a rotor
A commutatorless DC motor with good start-up characteristics
It is intended to provide. Furthermore, the present invention does not require a rotor position detecting element, and furthermore, an electric current flowing through the stator winding.
To provide a full-wave drive type non-commutator DC motor configured to flow current in both directions.
It is intended to be. Furthermore, the present invention provides a method of arbitrarily changing the number of revolutions of a motor.
It is an object of the present invention to provide a commutatorless DC motor capable of performing the following. Means for Solving the Problems In order to achieve the above object, the present invention provides a method in which each of a plurality of phases of a stator winding is generated.
Back electromotive force detecting means for pulse shaping the back electromotive force to obtain a pulse signal train;
When a signal sequence is input and the period of the signal sequence is counted and the period is within a predetermined range,
A delayed pulse delayed by one half of the counted cycle is output, and the cycle of the signal train is
When it exceeds a predetermined range, it is delayed by a time shorter than one half of the counted cycle.
Pulse delay means for outputting a delay pulse, and in response to an output signal of the pulse delay means
Logic pulse generating means for generating multiple phase switching pulses having the same frequency as the back electromotive electrode
And the output signal of the logic pulse generation means as the rotation position signal of the rotor,
And a stator winding power supply unit for sequentially energizing the stator winding. Operation The present invention has the above-described configuration, in which the back electromotive force induced in each stator winding is reduced.
The time between zero-cross points is always counted, and the next stator to be energized based on the count value
Since the winding phase is determined, the next phase will be applied even if the motor speed is changed.
The current-carrying phase of the power stator winding does not change, and stable driving is always obtained.
. Therefore, it can be easily applied to applications where the number of rotations needs to be changed.
As seen in conventional non-commutator DC motors that do not require a rotor position detection element,
When the rotational speed is changed, the driving does not become unstable. In addition, the present invention does not require a special start-up circuit for start-up.
In this case, the stator windings are forcibly switched sequentially by a pseudo output pulse. And
When the back electromotive force detection means detects the zero cross point of the back electromotive force, the stator winding is forced
Switch sequentially and detect the zero-cross point of the back electromotive force from the drive start mode.
Can be quickly switched to the normal position detection mode.
A starting characteristic comparable to that of a motor with a motor can be obtained. In addition, only the zero cross point of the back EMF induced in the stator winding is detected.
Flow through the stator windings without being affected by the voltage due to the drive current.
Of a full-wave drive type motor capable of flowing electric current in both directions. did
Therefore, compared to a half-wave drive type motor, a high efficiency, high torque non-commutator DC motor
Can be provided. Embodiment Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a commutatorless DC motor according to an embodiment of the present invention.
FIG. In FIG. 1, reference numeral 1 denotes a back electromotive force detecting means, and three-phase stator windings 11,
The back electromotive force induced in 12, 13 is input. The back electromotive force detecting means 1 has three phases
The zero cross point of the electromotive force is detected and converted into a pulse train n. This pulse train n has three phases
2 shows the zero cross point of the back electromotive force. The pulse train n output from the back electromotive force detecting means 1 is
It is input to the pulse delay means 2. First, the pulse delay means 2
The cycle n is counted. Then, the input pulse is delayed by about half of the counted cycle.
Extend. Numeral 3 denotes a logic pulse generating means for generating a pulse z output from the pulse delaying means 2.
Six phases with the same frequency as the counter electromotive force induced in stator windings 11, 12, and 13 by frequency division
Output pulse. The six-phase pulse signal generated by the logic pulse generating means 3 is
It becomes a trochanter position signal and is input to the stator winding power supply means 4. Stator winding
The force supply means 4 is adapted to output each fixed position according to the rotor position signal output from the logic pulse generation means 3.
A drive current is sequentially supplied to the armature windings 11, 12, and 13 in both directions. The operation of the commutatorless DC motor of the present invention configured as described above will be described in detail.
I will tell. FIG. 2 shows an electric motor according to an embodiment of the present invention and a stator winding power supply constituting the electric motor.
FIG. 3 is a circuit configuration diagram showing an embodiment of the supply means 4, and FIG. 3 is a signal waveform diagram of each part thereof. In FIG. 2, 27 is a permanent magnet rotor, 11, 12, and 13 are stator windings,
1, 22, 23, 24, 25 and 26 are driving transistors and these transistors
The current is supplied to the stator windings 11, 12, and 13 by turning on and off the stator.
Among them, 21, 22, and 23 are PNP transistors, and 24, 25, and 26 are NPN transistors.
It is composed of a transistor. Reference numeral 20 denotes a power supply. Generally, a commutatorless DC motor
For driving, a six-phase pulse signal obtained according to the rotational position of the rotor 27 is used for driving.
This is performed by applying voltage to each base of the transistors 21, 26, 22, 22, 24, 23, and 25.
. The three-phase pulse signal waveforms are shown in FIGS. 3d, e, f, g, h and i. However, each
The directions of the signals applied to the bases of the transistors are PNP transistors 21 and 22.
, 23 in the direction in which current flows, and NPN transistors 24, 25, 26
The flow is added in the direction of inflow. First, the transistors 21 and 25 are turned on and the stator
A current flows through the windings 11 and 12. Next, the transistors 21 and 26 are turned on and the stator
A current flows through the windings 11 and 13. In this way, the phase switching operation is performed sequentially and the permanent magnet
The rotator 27 is rotated. At this time, the stator windings 11, 12, and 13 are shown in FIG.
, K, l are conducted in both directions. The state where the rotor 27 is rotating
Then, each terminal of the stator windings 11, 12, and 13 has a voltage (shown in FIGS. 3A, 3B, and 3C).
Back electromotive force) is induced. Fig. 3 Six-phase pallets indicated by d, e, f, g, h, and i
3 is a position signal of the rotor 27, and the waveforms of the back electromotive forces a, b, and c are shown in FIG.
Note that the phases are as shown, and the phases differ by 30 degrees in electrical angle
It is. Therefore, a rotor position detecting element such as a Hall element is provided as in the present invention.
In order to drive the motor without rotation, back electromotive forces a, b and c induced in the stator winding
A signal that detects the zero-cross point and delays the output pulse by 30 electrical degrees
Processing needs to be performed. The operation of each part of the embodiment of the present invention for performing such signal processing will be described further with reference to the drawings.
This will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a circuit diagram of a back electromotive force detecting means 1 according to one embodiment of the present invention shown in FIG.
FIG. In FIG. 4, reference numerals 14, 15, and 16 denote resistors, one of which is a stator winding 11, 12, and 1.
3 are connected to each other, and the other is connected to each other. 31, 32, 33
Is a comparison circuit, whose input terminal (+) is connected to each terminal of the stator windings 11, 12, and 13.
And the common connection point of the resistors 14, 15, 16 is connected to the input terminal (-).
I have. Reference numerals 34, 35 and 36 denote AND circuits, which are comparators 31 and 32 and comparators, respectively.
The outputs of the comparators 32 and 33 and the comparators 33 and 31 are connected. 30 has 3 inputs
The outputs of the AND circuits 34, 35 and 36 are input to the OR circuit. 39 is a
Exclusive OR circuit, the output of OR circuit 30 is directly input to one input
The output signal of the OR circuit 30 is determined by the resistor 37 and the capacitor 38 at the other input.
A signal delayed by a certain time constant is input. The operation of the back electromotive force detecting means 1 shown in FIG. 4 will be described with reference to FIG. 4 are connected to the stator windings 11, 12, and 13, respectively.
Therefore, the stator windings 11, 12 are connected to the common connection point of the resistors 14, 15, 16.
, 13 have the same potential as the neutral point o. Therefore, specially for electric motors
There is no need to draw signal lines from the neutral point of the stator winding. Stator winding 11,
The back electromotive forces a, b, and c induced by the counters 12, 13 are calculated by the comparators 31, 32, 33 shown in FIG.
Is input to the input terminal (+), and the input terminal (-) is shared by the resistors 14, 15, and 16.
The neutral point potential of the stator winding obtained at the connection point is input. Therefore, compare
Back electromotive force as shown in FIG. 5 u, v, w
a, b, and c are waveform-shaped, and the zero-cross point of the back electromotive force a, b, and c and the pulse edge
A matching pulse waveform is obtained. M shown in FIG. 5 constitutes the back electromotive force detecting means 1.
The output waveform of the OR circuit 30 which is a zero-cross point of the three-phase back electromotive force a, b, c.
Outputs a pulse train in which the phases of the rising and falling edges of the pulse match
. FIG. 5 (n) is a waveform obtained by differentiating both edges of the output signal m of the OR circuit 30. Sand
The exclusive OR circuit 39, the resistor 37, and the capacitor 38 both generate pulses.
The exclusive OR circuit 39 has a three-phase differential circuit.
A pulse is output at each zero-cross point of the electromotive force a, b, c, and the back electromotive force a, b, c
A pulse train is output six times (every 60 electrical degrees) in one cycle. FIG.
The rising edge of the output of the pulse delay means 2
7 shows a pulse signal waveform delayed by 30 degrees in electrical angle after the detection of the imaging. Next, the operation of the pulse delay means 2 in one embodiment of the present invention will be described in detail.
You. FIG. 6 is a circuit configuration of the pulse delay means 2 in one embodiment of the present invention shown in FIG.
FIG. 7 (a) is a signal waveform diagram of each part of the electric motor during steady rotation, and FIG. 7 (b)
() Is a signal waveform diagram of each part when the motor is started. In FIG. 6, 41 is a first counting means, 42 is a second counting means,
Reference numeral 4 denotes a clock pulse generator. The first counting means 41 stores the count value.
When the predetermined value is exceeded, the carry flag t is output, and the second counting means 42 outputs the carry flag t.
Outputs a zero flag z when the count value of the zero becomes zero. Clock pulse generation means
44 generates two types of clock pulses ck and ck2, and generates a clock pulse c
k is the clock pulse ck2 (the clock frequency is c
(2 times k) is input to the second counting means 42. 43 is a transfer means,
The pulse train n output from the electromotive force detecting means 1 and the key output from the first counting means 41
And the first counting means 41 resets the counted value.
The reset pulse r to the second counting means 42 is supplied to the first counting means 41.
And outputs a load pulse s for loading the count value. Regarding the operation of the pulse delay circuit 2 shown in FIG.
The case of normal rotation will be described with reference to FIG. 1st counting hand
The stage 41 keeps the clock pulse until the reset pulse r output from the transfer means 43 is input.
Count up Rusck. The reset pulse r is output by the back electromotive force generating means 1.
Since the period is the same as that of the pulse train n, the count value of the first counting means 41
This means that the cycle of the pulse train n output from the power detection means 1 has been counted. How it looks
The count value is analogously indicated by p in FIG. 7 (a). Second counting means 42
The first counting operation is performed at the timing of the load pulse s output from the transfer means 43.
The count value p of the stage 41 is transferred as an initial value. The second counting means 42
Since the count value p obtained by counting the cycle of the loose train n is down-counted by the clock of ck2, the count value becomes zero at the middle point of the pulse train of the load pulse s (or n). So
Is analogously indicated by qa in FIG. 7 (a). Second counting means 4
2 is configured to output a zero flag when the count value is zero.
7 outputs a delay pulse z as shown by z in FIG. 7 (a).
The pulse train n is a pulse output from the back electromotive force detecting means 1 and is a three-phase stator winding 11,
Indicates the zero cross point of the back electromotive force a, b, c induced in 12, 13
Thus, the interval between the pulse trains n and s is equivalent to 60 electrical degrees. Therefore, the seventh
The rising edge of z shown in FIG. 7A is from the zero cross point of the back electromotive forces a, b, and c.
This is a delay of 30 degrees in electrical angle. Note that the load pulse s and the reset pulse
As shown in FIG. 7 (a), the reset pulse r is equal to the load pulse s.
But the count value of the first counting means 41 is changed to the second count value.
This is to ensure that the means 42 is transferred. In FIG. 7 (a), the pulses s and r
Although the pulse width is shown large for convenience, it is assumed that it is sufficiently narrower than the pulse period.
You. Next, the operation at the time of starting the motor will be described with reference to FIG. 7 (b). No.
The 1-counting means 41 receives the reset pulse r output from the transfer means 43.
The clock pulse ck is counted up until the clock pulse ck. However, the rotor 27 is stationary
Therefore, the back electromotive force generating means 1 does not output the pulse train n. Therefore, the first
The count value of the counting means 41 monotonically increases as indicated by p in FIG.
When the count value reaches a predetermined value, the carry flag t
Is output to the transfer means 43. The transfer means 43 receives the signal t and receives a reset pulse.
r and load pulse s are output. The second counting means 42 starts with a load pulse s.
After the period value is loaded, it is counted down. And the second counting means 42
Is zero, the zero flag z is output to the logic pulse generating means 3.
When the motor is started, the zero flag z is used to sequentially perform the phase switching operation of the stator winding.
And the permanent magnet rotor 27 starts rotating by the pseudo signal.
. Now, as shown by a dotted line in qa of FIG.
When the count value of the first counting means 41 is received, the second counting means 4
2 as an initial value. In such a configuration, FIG.
b) As is evident from the waveform of the dotted line indicated by qa in FIG.
Before the counted value reaches zero, the count of the first counting means 41 is counted.
Occasionally a number is transferred. In that case, the second counting means 42
The count value does not become zero and the delay pulse z is not output. Therefore, FIG.
No pulse x as shown in z is generated. As a result, the phase switching of the stator winding
The motor is not accelerated properly. Then, as shown by the solid line waveform indicated by qa in FIG.
When received, the count value of the first counting means 41 is used as it is by the second counting means.
42, a predetermined value smaller than the count value of the first counting means 41
Is transferred to the second counting means 42. Then the second counting hand as described above
Before the count value of the stage 42 reaches zero, the count value of the first counting means 41 further increases.
It is not transferred, and the count value of the second counting means 42 is always zero and the delay
Lus z is output. Hereinafter, the second counting means 42 performs the same operation as in the steady state.
Outputs a delay pulse z as shown by z in FIG. 7 (b),
In addition to the pulse generating means 3, the three-phase stator windings 11, 1
Switching of the energized phases 2 and 13 is performed sequentially. The motor is then accelerated and a good start
Dynamic characteristics are obtained. FIG. 8 shows another embodiment of the pulse delay means 2 in the embodiment of the present invention shown in FIG.
FIG. 9 (a) is a main part circuit configuration diagram of the example, and FIG.
FIG. 9 (b) is a signal waveform diagram of each part when the motor is started. 6 having the same functions as those in FIG.
Description is omitted. In FIG. 8, reference numeral 41 denotes a first counting means constituted by an 8-bit counter;
2 is a digital counter which is a second counting means composed of a 5-bit counter.
It is configured. The first counting means 41 and the second counting means 42 respectively
And the same clock ck is input. The first counting means 41 outputs the clock c
k, and the second counting means 42 counts down the clock ck.
To Reference numeral 45 denotes a switch transfer circuit composed of five switches.
Is connected to the left contact for a short time by the load pulse s, and 5 bits excluding the least significant bit of the counted value of the first counting means 41 are transferred to the second counting means 42.
. Also, the count value of the first counting means 41 overflows and the first count
When the carry flag t is output from the means 41, the short-time switch transfer circuit 4
5 is connected to the right contact and all bits of the second counting means 42 are set to "1".
Is set. The operation of the pulse delay circuit shown in FIG.
The case of turning will be described with reference to FIG. 9 (a). During steady rotation
It is assumed that the upper two bits of the first counting means 41 are "0". The second count means 42 has a timing of the load pulse s output from the transfer means 43.
The counting value p of the first counting means 41 is transferred by the counting. However, the second count
Only the least significant bit of the first counting means 41 is discarded and transferred to the
Therefore, as shown by pb in FIG. 9A, the initial value of the second counting
Is that the value of 1/2 of the count value p of the first counting means 41 is given as an initial value.
And The second counting means 42 calculates a half of the count value obtained by counting the period of the pulse train n.
Since p / 2 corresponding to the minute is counted down by the clock ck,
The count value becomes zero at the middle point of the row n. Therefore, the second counting means 42
9 outputs a delay pulse z as shown in FIG. Therefore, FIG.
The rising edge of the delay pulse z shown is from the zero cross point of the back electromotive forces a, b, and c.
That is, it is delayed by 30 degrees in electrical angle. Next, the operation at the time of starting the motor will be described with reference to FIG. 9 (b). Ki
During operation, the back electromotive force detection means 1 does not output the pulse train n.
Stage 41 continues to count up clock pulse ck. Therefore, the first power
The count value of the counting means 41 monotonically increases as shown by p in FIG.
When the numerical value overflows, the carry count t is output from the first counting means 41.
It is output and input to the transfer means 43 and the switch transfer circuit 45. The transfer means 43
Upon receiving the signal t, a reset pulse r and a load pulse s are output. Second cow
The loading means 42 is loaded with the initial value by the load pulse s.
As shown by a dotted line in qb, a 7-bit counter is prepared as the second counting means.
When the transfer means 43 receives the signal t, the value of p / 2 (upper 7 bits) which is half of the count value of the first count means 41 is initially sent to the second count means 42 as it is.
It shall be transferred as the term value. When configured as described above, FIG. 9 (b)
As can be seen from the waveform of the dotted line indicated by qb in FIG.
Stage 42 counts down to a first count before its count reaches zero.
A case occurs where the count value of the means 41 is further transferred. In that case, the second counsel
The count value of the reset means 42 does not become zero and the delay pulse z is not output. Therefore,
9 A pulse x as shown by z in FIG. 9B is not generated. As a result, the stator winding phase
Switching is not performed well, and acceleration of the motor is not performed well. Therefore, as shown by the solid line waveform indicated by qb in FIG.
Receives a signal t, p / 2 which is half of the count value of the first counting means 41
In this case, the upper 7 bits excluding the least significant 1 bit are used in the second counter.
Instead of transferring to the switch means 42, the switch transfer circuit 45
Is half of the count value of the first counting means 41 by connecting to the side contact.
A predetermined value smaller than the value of p / 2, in this case, 5 bits in which all bits are “1”
The data is transferred to the second counting means 42. Then, as described above, the second camera
Before the count value of the counting means 42 reaches zero, the count value of the first counting means 41
Is not transferred further, the count value of the second counting means 42 is always zero.
The delay pulse z is output. Hereinafter, the second counting means 4 operates in the same manner as in the steady state.
2 outputs a delay pulse z as shown by z in FIG.
Is applied to the logic pulse generating means 3 and the three-phase fixed
The energization phases of the stator windings 11, 12, and 13 are sequentially switched. And the motor is
Speed and good start-up performance. In the pulse delay means shown in FIG. 6, a clock supplied to the first and second count means is used.
Although the frequency of the clock is different, the pulse delay means shown in FIG.
There is an advantage that. FIG. 10 is a circuit diagram of another embodiment of the pulse delay means 2 of the present invention shown in FIG.
FIG. 11 (a) is a signal waveform diagram of each part of the rotor during steady rotation of the rotor, and FIG. 11 (
FIG. 4B is a signal waveform diagram of each part when the motor is started. Components having the same functions as those in FIGS. 6 and 8 are denoted by the same reference numerals, and duplicate description will be omitted. In FIG. 10, 61 is a first up / down counting means, and 62 is a second
It is a means for counting down. The first up / down counting means 61, the second
The up / down count means 62 has an up count input CU and a down count, respectively.
There is a unt input CD. The first up / down counting means 61 and the second
The up / down counting means 62 counts up and the counted value overflows.
In some cases, carry flags ta and tb are output, respectively, and counted down.
When the value becomes zero, zero flags za and zb are output, respectively. 6 is an OR circuit
, Two signals of carry flags ta and tb are input, and a signal t is output. 63
Is a clock switching circuit, which outputs two types of clock signals generated by the clock generating means 44.
Lus ck, ck2 (clock frequency is twice ck) as up-count input CU
Output from the back electromotive force detecting means 1
The switching is alternately performed according to the pulse n to be performed and the signal t output from the OR circuit 6. 64 is Oh
In the circuit, each of the first and second up / down counting means 61 and 62 outputs
And outputs a delayed pulse z. Regarding the operation of the pulse delay circuit shown in FIG.
The case of rotation will be described with reference to FIG. First, assume that the switch of the clock switching circuit 63 is at the position shown in FIG.
You. Then, the up count input CU of the first up / down count means 61 is
Until the clock ck is supplied and the pulse n is input to the clock switching circuit 63
The first up / down counting means 61 performs an up counting operation. Next pulse
first up / down counting means when n is input to the clock switching circuit 63
Reference numeral 61 switches to a down-count operation. In addition, the clock switching circuit 63
The clock supplied to the count input is ck2, and the clock frequency is CK.
Is input. Therefore, the period of the pulse train n is counted up.
The counted value is counted down by the clock of ck2.
The count value becomes zero at the point. This is shown in pa of FIG. 11 (a). As a result,
The up / down counting means 61 of 1 is a zero flag z as shown in FIG.
a is output. Similarly, the second up / down counting means 62 repeats the up / down counting operation as shown by pb in FIG.
Output a zero flag as shown. Since za and zb occur alternately, the OR circuit 6
4 outputs a signal z as shown in FIG. 11 (a) and the pulse delay shown in FIG.
The means is that the rising edge is just electric from the zero cross point of the back electromotive force a, b, c.
The delay signal z delayed by 30 degrees in the angle will be output. Next, the operation at the time of starting the motor will be described with reference to FIG. First, it is assumed that the switch 63 of the clock switching circuit was at the position shown in FIG.
I do. The first up / down counting means 61 outputs the power output from the back electromotive force generating means 1.
The clock pulse ck is counted up until the pulse n is input. But times
Since the trochanter is stationary, the back electromotive force generating means 1 does not output the pulse train n. But
Therefore, the count value of the first up / down counting means 61 is represented by pa in FIG. 11 (b).
As shown in the figure, the value increases monotonically, and when the count value overflows, the first upload is performed.
The carry flag ta is output from the count counter 61 to the clock switching circuit 63.
Is forced. Then, the clock switching circuit 63 performs the first
Of the up / down counting means 61 from the up / down counting operation.
Switch to the default operation. Moreover, the clock supplied to the down count input is CK2.
Since the clock frequency is twice as high as that of ck, the counted value counted up
The count is down-counted by the clock of K2, and the count value eventually becomes zero. The situation is the first
1 This is indicated by pa in FIG. As a result, the first up / down counting means 61
11 Outputs a zero flag za as shown in FIG. Similarly the second updow
The counting means 62 also counts up and down as indicated by pb in FIG. 11 (b).
The operation is repeated to output a zero flag as indicated by zb in FIG. 11 (b). z
Since a and zb are generated alternately, the OR circuit 64 outputs a signal as shown in FIG.
The signal z is output. The pulse signal z shown in FIG.
It corresponds to a similar signal. Hereinafter, the pulse signal z is applied to the ethical pulse generating means 3,
The current supply phases of the three-phase stator windings 11, 12, and 13 are sequentially switched by the power supply means 4.
Done. The motor is then accelerated and good starting characteristics are obtained. In the pulse delay means shown in FIG. 6 and FIG.
A transfer means for transferring the value to the second counting means is required, but the pulse delay means shown in FIG.
There is an advantage that only the switching of the down-counting operation needs to be performed. FIG. 12 is a circuit diagram of the logic pulse generating means 3 of the present invention shown in FIG.
The figure is a signal waveform diagram of each part. In FIG. 12, reference numeral 80 denotes a six-phase ring counter, t1, t2 shown in FIG.
, T3, t4, t5, and t6. The pulse signal
The loose width is 60 electrical degrees. 81, 82, 83, 84, 85 and 86 are OR times
On the road, the six-phase pulse signals t1, t2, t3, t4, t5, t of the ring counter 80
6 are input, and the six phases d, e, f, g, h, and i shown in FIGS.
Is output. The pulse width of these signals is 120 electrical degrees.
It is input to the stator winding power supply means 4 shown in FIG. As is clear from the above description, in the non-commutator motor of the present invention, first, the back electromotive force detection is performed.
The output means 1 is configured to reduce the back electromotive forces a, b, and c induced in the stator windings 11, 12, and 13 to zero.
A cross point is detected and converted to a conversion pulse n. The converted pulse n is a pulse delay
In stage 2, the signal is delayed by 30 degrees in electrical angle and converted into a delayed pulse z. Logic pulse emission
The generating means 3 receives the delay pulse z, and receives the six-phase rotational position signals d, e, f, g, and h.
, I. And finally, the power supply means 4 outputs the rotor position signals d, e, f
, G, h, i, the stator windings 11, 12, 13 are shown in FIGS.
Such a driving current is sequentially supplied in both directions, so that the permanent magnet rotor 27 is rotated.
. Therefore, the commutatorless motor of the present invention is a rotor position detecting element such as a Hall element.
A full-wave drive type motor that allows the current flowing through the stator windings to flow in both directions without providing
Can be configured. In the back electromotive force detecting means 1 according to the present invention, as shown in FIG.
In order to detect the neutral point potential 0 of the line, it is performed using three resistors connected in common.
However, it is also possible to use by directly drawing out the signal line from the neutral point of the stator winding of the motor
Needless to say, Further, in the embodiment of the present invention, the stator winding is Y-connected.
Although limited to a certain three-phase motor, the number of phases is not limited to three, and may be any number. Also book
The commutatorless motor of the present invention can also be applied to a motor in which the stator windings are connected by Δ.
It is. Advantageous Effects of the Invention The present invention is configured as described above.
It works. The commutatorless DC motor of the present invention has a counter electromotive force induced in the stator winding by the back electromotive force detecting means.
Since only the zero-cross point of the electromotive force is detected, rotor position detection such as a Hall element is detected.
Full-wave drive that supplies current flowing in the stator winding in both directions without the need for an output element
An electric motor of a dynamic system can be easily configured. Therefore, only one of the stator windings
The stator winding utilization rate is higher than that of the half-wave drive system that supplies
Luke's electric motor can be provided. Furthermore, since a rotor position detecting element such as a conventional non-commutator motor is unnecessary,
The cost is greatly reduced because the complexity of adjusting the mounting position of the
You. Furthermore, since there is no need to mount a rotor position detection element inside the motor, the motor
Can be made ultra-small and ultra-thin without any structural restrictions. Further, the commutatorless DC motor of the present invention has
Since the energized phases of the stator winding are sequentially switched by the output pseudo pulse, special
Good starting characteristics can be obtained without providing a starting circuit. Further, the commutatorless DC motor of the present invention has a counter electromotive force induced in each stator winding.
The time between zero-cross points is always counted, and the next stator to be energized based on the count value
Since the current-carrying phase of the windings is determined, even if the motor speed is changed,
The current phase of the stator winding to be energized does not change and stable drive is always obtained.
It also has the excellent effect of being Therefore, the rotation speed of the motor
It can be applied to applications that need to be changed.
【図面の簡単な説明】
第1図は本発明の無整流子直流電動機の一実施例の構成を示すブロック図、第
2図は本発明の一実施例における電動機とそれを構成する固定子巻線電力供給手
段の一実施例を示す回路構成図、第3図はその各部信号波形図、第4図は本発明
の一実施例を構成する逆起電力検出手段の一実施例を示す回路構成図、第5図は
本発明の無整流子直流電動機の一実施例の動作を説明する信号波形図、第6図は
本発明の一実施例を構成するパルス遅延手段の一実施例を示す回路構成図、第7
図(a)はその定常回転における各部信号波形図、第7図(b)は起動時におけ
る各部信号波形図、第8図は本発明の一実施例を構成するパルス遅延手段の他の
実施例の要部回路構成図、第9図(a)はその定常回転における各部信号波形図
、第9図(b)は起動時における各部信号波形図、第10図は本発明の一実施例
を構成するパルス遅延手段の他の一実施例を示す回路構成図、第11図(a)は
その定常回転における各部信号波形図、第11図(b)は起動時における各部信
号波形図、第12図は本発明の一実施例を構成する論理パルス発生手段の一実施
例を示す回路構成図、第13図はその各部信号波形図である。
1……逆起電力検出手段、2……パルス遅延手段、3……論理パルス発生手段、
4……固定子巻線電力供給手段、11,12,13……固定子巻線、41……第
1のカウント手段、42……第2のカウント手段、61……第1のアップダウン
カウント手段、62……第2のアップダウンカウント手段。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of one embodiment of a non-commutator DC motor of the present invention, and FIG. 2 is a motor and a stator winding constituting the motor in one embodiment of the present invention. FIG. 3 is a circuit configuration diagram showing one embodiment of the line power supply means, FIG. 3 is a signal waveform diagram of each part thereof, and FIG. 4 is a circuit configuration showing one embodiment of the back electromotive force detection means constituting one embodiment of the present invention. FIG. 5 is a signal waveform diagram for explaining the operation of one embodiment of the non-commutator DC motor of the present invention, and FIG. 6 is a circuit showing one embodiment of pulse delay means constituting one embodiment of the present invention. Configuration diagram, seventh
FIG. 7A is a signal waveform diagram of each part in the steady rotation, FIG. 7B is a signal waveform diagram of each part at the time of startup, and FIG. 8 is another embodiment of the pulse delay means constituting one embodiment of the present invention. 9 (a) is a signal waveform diagram of each part at the time of steady rotation, FIG. 9 (b) is a signal waveform diagram of each part at the time of startup, and FIG. 10 shows an embodiment of the present invention. FIG. 11 (a) is a circuit configuration diagram showing another embodiment of the pulse delay means which performs the operation, FIG. 11 (a) is a signal waveform diagram of each part in the steady rotation, FIG. FIG. 13 is a circuit diagram showing one embodiment of a logic pulse generating means constituting one embodiment of the present invention, and FIG. 13 is a signal waveform diagram of each part thereof. 1 ... back electromotive force detection means, 2 ... pulse delay means, 3 ... logic pulse generation means,
4 ... stator winding power supply means, 11, 12, 13 ... stator winding, 41 ... first counting means, 42 ... second counting means, 61 ... first up / down counting Means, 62... Second up / down counting means.
Claims (1)
パルス信号列を得る逆起電力検出手段と、前記パルス信号列の周期が所定の範囲
内にあるときには前記周期の2分の1の時間だけ遅延させた遅延パルスを発生し
、前記周期が所定の範囲を超えたときには前記周期の2分の1より短い時間だけ
遅延させた遅延パルスを発生するパルス遅延手段と、前記パルス遅延手段の出力
信号に応動して複数相のパルスを発生する論理パルス発生手段と、前記論理パル
ス発生手段の出力信号に応動して複数相のパルスを発生する論理パルス発生手段
と、前記論理パルス発生手段の出力信号に応動して前記固定子巻線に電力を供給
する電力供給手段とを含んで構成されたことを特徴とする無整流子直流電動機。 (2) パルス遅延手段は、入力されたクロックをアップカウントしてパルス信
号列の周期を計数する第1のカウント手段と、前記第1のカウント手段の計数値
が所定の範囲内にあるときには前記計数値を転送し、前記計数値が所定の範囲を
超えたときには前記計数値より小さい値を転送する転送手段と、前記転送された
計数値が前記第1のカウント手段に入力されるクロックの2倍の周波数でダウン
カウントされて計数値が零になったときに遅延パルスを発生する第2のカウント
手段と、前記第1,第2のカウント手段にクロックを出力するクロック発生手段
とを含んで構成されたことを特徴とする請求項(1)記載の無整流子直流電動機
。 (3) パルス遅延手段は、入力されたクロックをアップカウントしてパルス信
号列の周期を計数する第1のカウント手段と、前記第1のカウント手段の計数値
が所定の範囲内にあるときには前記計数値の2分の1の値を転送し、前記計数値
が所定の範囲を超えたときには前記計数値の2分の1より小さい値を第2のカウ
ント手段に転送する転送手段と、前記送された計数値が前記第1のカウント手段
に入力されるクロックと同一周波数でダウンカウントされて計数値が零になった
ときに遅延パルスを発生する第2のカウント手段と、前記第1,第2のカウント
手段にクロックを出力するクロック発生手段とを含んで構成されたことを特徴 とする請求項(1)記載の無整流子直流電動機Claims: (1) A plurality of stator windings, back electromotive force detecting means for obtaining a pulse signal train in response to a back electromotive force generated in the stator winding, and a period of the pulse signal train Generates a delay pulse delayed by one half of the period when the value is within a predetermined range, and delays the pulse by a time shorter than one half of the period when the period exceeds a predetermined range. Pulse delay means for generating a delayed pulse, logic pulse generation means for generating a pulse of a plurality of phases in response to an output signal of the pulse delay means, A non-rectifier comprising: a logic pulse generating means for generating a pulse; and a power supply means for supplying power to the stator winding in response to an output signal of the logic pulse generating means. DC motor. (2) The pulse delay unit includes a first counting unit that counts up a cycle of the pulse signal train by up-counting the input clock, and a pulse counting unit that counts a period of the pulse signal train when the count value of the first counting unit is within a predetermined range. A transfer means for transferring the count value, and transferring a value smaller than the count value when the count value exceeds a predetermined range; and a clock for transferring the transferred count value to the first count means. A second counting means for generating a delay pulse when the count value is reduced to zero at a double frequency, and a clock generating means for outputting a clock to the first and second counting means. The commutatorless DC motor according to claim 1, wherein the DC motor is configured. (3) The pulse delay unit includes a first counting unit that counts up a cycle of the pulse signal train by counting up an input clock; and a pulse counting unit that counts a period of the pulse signal train when a count value of the first counting unit is within a predetermined range. Transferring means for transferring a half value of the count value, and transferring a value smaller than half of the count value to a second counting means when the count value exceeds a predetermined range; A second counting means for generating a delay pulse when the counted value is down-counted at the same frequency as the clock input to the first counting means and the counted value becomes zero; 2. The non-rectifier DC motor according to claim 1, further comprising a clock generating means for outputting a clock to the second counting means.
Family
ID=
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
KR940009208B1 (en) | Brushless dc motor | |
CA2045007C (en) | Brushless dc motor | |
US5130620A (en) | Brushless DC motor without a position sensor | |
JPS59149780A (en) | Drive device for motor | |
JP2502781B2 (en) | DC motor without commutator | |
JP2751579B2 (en) | Commutatorless DC motor | |
JP2502781C (en) | ||
JP2502780B2 (en) | DC motor without commutator | |
JP3394763B2 (en) | Commutatorless DC motor | |
KR940006962B1 (en) | Brushless dc motor | |
JP2827467B2 (en) | Commutatorless DC motor | |
JP3394765B2 (en) | Commutatorless DC motor | |
JP2653586B2 (en) | Brushless DC motor | |
JP2910229B2 (en) | Commutatorless DC motor | |
JP2836199B2 (en) | Commutatorless DC motor | |
JP2770559B2 (en) | Commutatorless DC motor | |
JP3301756B2 (en) | Commutatorless DC motor | |
JP2751607B2 (en) | Commutatorless DC motor | |
JP2751608B2 (en) | Commutatorless DC motor | |
JP3119863B2 (en) | Commutatorless DC motor | |
JP2906926B2 (en) | Control device for brushless motor | |
KR940009207B1 (en) | Brushless dc motor | |
JP3117210B2 (en) | Drive device for brushless motor | |
JPH077990A (en) | Rectification circuit assignment for a collector loess d.c. motor | |
JPH11146680A (en) | Driver for multiphase motor |