JP2024047691A - ゲート駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ターンオフ後に発生するサージ電圧とリンギングを抑制することができるゲート駆動装置を提供する。【解決手段】パワーデバイス４０のターンオフ後に、ミラークランプ制御信号を入力してから設定した時間、検出又は推定によって得たパワーデバイスのジャンクション温度Ｔｊに応じて設定した電圧を生成し、ゲート信号に重畳する電圧生成・重畳部１０と、前記パワーデバイス４０のゲート電圧の電圧変化率を設定値以下に抑えてゲート電流を抑制する模擬ゲート回路２０と、前記模擬ゲート回路２０の出力電流を増幅する増幅回路３０とを備えた。【選択図】 図１

Description

本発明は、スイッチング制御がなされるパワーデバイスのゲート駆動装置に係り、リンギングが発生する期間のゲート電圧を制御することで、リンギングを抑制するゲート駆動回路において、大容量パワーデバイスの駆動に対応した回路方式に関する。

ＳｉＣ（炭化ケイ素、シリコンカーバイド）やＧａＮ（窒化ガリウム）などの次世代パワーデバイスでは、電流を遮断するターンオフ時にパワーデバイスの出力容量－パワーデバイスと直流リンクコンデンサ間の寄生インダクタンス－直流リンクコンデンサの経路で電気的な振動（リンギング）が発生する。このリンギングは、伝導・放射ノイズやデットタイム制約の要因となり、そのパワーデバイスを使用した機器性能を低下させる要因となる。他方、従来使用されていたＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）ではテール電流などの挙動によりリンギングが抑制されており、問題は顕在化していなかった。

従来のゲート駆動回路の一例を図５に示す。図５においてＧ、Ｓは、パワーデバイス４０（例えばＩＧＢＴ）のゲート端子、ソース端子を各々示し、Ｄはパワーデバイス４０のドレイン、Ｓはパワーデバイス４０のソースである。

尚、図５のパワーデバイス４０は、例えば電力変換装置における直流電源の正、負極端間に直列に接続された上アーム、下アームのパワーデバイスのうち、例えば上アームのパワーデバイスを示している。
パワーデバイス４０のゲート端子Ｇは、上側ゲート抵抗ＲｇＨおよびスイッチ１を介してオン制御電源Ｖｃｃに接続され、下側ゲート抵抗ＲｇＬおよびスイッチ２を介してオフ制御電源Ｖｅｅに接続され、ミラークランプ回路のスイッチ３を介してオフ制御電源Ｖｅｅに接続されている。パワーデバイス４０のソース端子Ｓは０Ｖ電位に接続されている。

パワーデバイス４０のターンオン時には、オフ側制御信号およびミラークランプ制御信号がオフ状態に遷移するためスイッチ２、３がオフ制御される。そしてオン側制御信号のオンによりスイッチ１がオン制御され、オン制御電源Ｖｃｃの電位がスイッチ１および上側ゲート抵抗ＲｇＨを介してゲート端子Ｇに印加される。

パワーデバイス４０のターンオフ時には、オン側制御信号がオフ状態に遷移してスイッチ１がオフ制御され、オフ側制御信号がオン状態に遷移してスイッチ２がオン制御される。このため、オフ制御電源Ｖｅｅの電位がスイッチ２および下側ゲート抵抗ＲｇＬを介してゲート端子Ｇに印加され、次にミラークランプ制御信号がオン状態に遷移するためスイッチ３がオン制御され、ゲート端子Ｇが直接オフ制御電源Ｖｅｅに接続される。
図５の従来のゲート駆動回路におけるターンオフ時の動作波形を図６に示す。図６（ａ）のＶｇｓ１はパワーデバイス４０のゲート－ソース間電圧の波形、図６（ａ）のＶｇｓ２はパワーデバイス４０に直列に接続された図示省略の下アーム側のパワーデバイスのゲート－ソース間電圧の波形、図６（ｂ）のＶｄｓ１はパワーデバイス４０のドレイン－ソース間電圧の波形、図６（ｂ）のＶｄｓ２はパワーデバイス４０に直列に接続された図示省略の下アーム側のパワーデバイスのドレイン－ソース間電圧の波形である。

時刻ｔ２１は、スイッチ１がオン→オフに遷移し、スイッチ２がオフ→オンに遷移する時刻であり、時刻ｔ２２は、ミラークランプ制御信号によりスイッチ３がオンされてパワーデバイス４０がターンオフする時刻である。

パワーデバイス４０のターンオフ後（時刻ｔ２２以降）は、図６（ｂ）に示すようにドレイン－ソース間電圧Ｖｄｓ１が上昇してサージおよびリンギングが発生している。

尚、従来のゲート駆動技術としては、例えば非特許文献１、特許文献１～４に記載のものが提案されていた。

令和３年電気学会全国大会 ４－００９、「ＧａＮ向けデジタルゲートドライバＩＣによる損失の６９％減と電流オーバーシュートの６０％減」

特開２０２０－２０５４９１号公報 特開２０１８－１８２９２７号公報 特開２０２１－１７５２９７号公報 特開２０２２－０６７９８０号公報

非特許文献１では電流出力のゲートドライバにより電圧と時間を多レベルに制御することで損失とサージ、ノイズレベルなどを抑制するが、専用のゲートＩＣとそれを制御するためのコントローラが必要であり汎用性が低い。また、直接ゲート電流を出力する方式のため、大型のパワーデバイスに適用する際は専用ゲートＩＣの大型化が必要である。
特許文献１では負荷電流の大きさ、すなわちサージやリンギングレベルに応じてゲート抵抗値を動的に変更することでノイズを抑制しつつスイッチングを調整する回路であるが、電流レベルにより抵抗を増加する方式では損失が増加する。
特許文献２ではノイズレベル抑制を目的としてリンギングの抑制を行っているが、スイッチング速度を制御することでリンギングやノイズレベルを抑制するため、併せて損失が増加する可能性がある。
特許文献３では、ゲート駆動回路の最終段に増幅回路を配置する思想は本発明と同様だが、デバイスの状態をフィードバックしＤＡ変換部１１３により任意の波形を生成し、増幅器を介してゲート駆動する方式である。増幅器としては本発明と同様に一般的な構成を使用しているが、波形を生成する思想が本発明とは異なる。また、本発明ではＤＡ変換部１１３などのコントローラが不要で従来のゲートＩＣをそのまま使用できるメリットがある。
特許文献４ではゲートのターンオフ後に電圧を一定のレベルに戻す方式は本発明と同様だが、その目的がサージ電圧の抑制であり、また波形生成をゲート抵抗の切替で行う点が異なる。本発明ではジャンクション温度Ｔｊの変化によるしきい値電圧の変化に対して、より簡素な回路とできるメリットもある。

また、図５に示す従来のゲート駆動技術では、パワーデバイス４０のゲートと駆動回路の間に配置されるゲート抵抗によりサージとリンギングを制御しており、損失を抑制するためにゲート抵抗を下げるとサージやリンギングが大きくなり、サージやリンギングを抑制するためにゲート抵抗を上げると損失が大きくなっていた。そこで、ゲート抵抗でのスイッチング特性調整によらない駆動技術を提案したい。また、１００ｋＷを超える大容量向けの電力変換装置で使用されるパワーデバイスでは１０Ａを超えるゲート電流が必要であり、この供給能力を担保することも必要である。そこで、本提案では次世代パワーデバイスの駆動時においてリンギングの抑制を目的とした駆動技術を提案する。
本発明は、上記課題を解決するものであり、その目的は、ターンオフ後に発生するリンギングの抑制又は早期収束を実現することができるゲート駆動装置を提供することにある。

上記課題を解決するための請求項１に記載のゲート駆動装置は、
スイッチング制御がなされるパワーデバイスのサージ電圧およびリンギングの発生を抑制する、ミラークランプ機能を有したゲート駆動装置であって、
前記パワーデバイスのターンオフ後のゲート電圧を、設定した期間、設定した電圧に変化させるゲート電圧制御手段と、
前記パワーデバイスのゲート電圧の電圧変化率を設定値以下に抑えてゲート電流を抑制する模擬ゲート回路と、を備えたことを特徴とする。

請求項２に記載のゲート駆動装置は、請求項１において、
前記ゲート電圧制御手段は、前記パワーデバイスのターンオフ後に、ミラークランプ制御信号を入力してから設定した時間、検出又は推定によって得たパワーデバイスのジャンクション温度に応じて設定した電圧を生成し、ゲート信号に重畳する電圧生成・重畳部を有しており、
前記模擬ゲート回路の出力電流を増幅する増幅回路を備えたことを特徴とする。

請求項３に記載のゲート駆動装置は、請求項１又は２において、
前記模擬ゲート回路はコンデンサおよび抵抗の並列接続回路を備えていることを特徴とする。
請求項４に記載のゲート駆動装置は、請求項１又は２において、
前記模擬ゲート回路は、ドレインが前記ゲート電圧制御手段の出力側に接続され、ソースが０Ｖラインに接続され、設定したドレイン－ソース間インピーダンスを有した電界効果トランジスタを備えていることを特徴とする。

（１）請求項１～４に記載の発明によれば、ターンオフ後のリンギングが発生する期間のゲート電圧制御により、リンギングのエネルギーをパワーデバイスで消費させることにより、リンギングの抑制又は早期収束が実現でき、かつ大容量パワーデバイスに適したゲート電流を供給することができる。
（２）請求項２に記載の発明によれば、パワーデバイスの前段に増幅回路を設けているので、電圧生成・重畳部を小型化しつつ大容量駆動に対応することができる。
（３）請求項４に記載の発明によれば、模擬ゲート回路に、パワーデバイスに近いしきい値を持つ電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を適用しているので、パワーデバイスの挙動に近いゲート電圧波形に成形することができ、ミラー期間の挙動を含めて過大なゲート電流を抑制し、システムの挙動を安定させることができる。

本発明の実施例１によるゲート駆動回路図。 本発明の実施例１におけるタイムチャート。 本発明の実施形態例における動作波形を示し、（ａ）はゲート－ソース間電圧波形図、（ｂ）はドレイン－ソース間電圧波形図。 本発明の実施例２によるゲート駆動回路図。 従来のゲート駆動回路図。 図５の回路における動作波形を示し、（ａ）はゲート－ソース間電圧波形図、（ｂ）はドレイン－ソース間電圧波形図。

以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。
図５に示す従来のゲート駆動回路では、ターンオフ時にはオン側制御信号はオフ状態に遷移しオフ側制御信号によりゲート端子（Ｇ）に下側ゲート抵抗（ＲｇＬ）を介してＶｅｅに接続され、次にミラークランプ制御信号によりゲート端子（Ｇ）が直接Ｖｅｅに接続される。テール電流などの挙動があるＩＧＢＴと異なり、ＳｉＣやＧａＮなどの次世代パワーデバイスではターンオフ直後から素子のインピーダンスが高く、出力容量-寄生インダクタンス-直流リンクＣの経路で発生するリンギングが収束されず、ノイズなどへの影響が大きくなる。
これに対して本実施形態例では、リンギングを抑制するため、ターンオフ後にゲート電圧を、リンギングが継続している期間しきい値電圧程度に制御し、パワーデバイスにリンギングのエネルギーを吸収させるように構成した。

図１は本実施例１によるゲート駆動回路を示し、図５と同一部分は同一符号をもって示している。図１において図５と異なる点は、オフ制御電源Ｖｅｅに接続するためのミラークランプ回路のスイッチ３を除去し、上側ゲート抵抗ＲｇＨおよび下側ゲート抵抗ＲｇＬの共通接続点とパワーデバイス４０のゲート端子Ｇの間に、ターンオフ後のゲート電圧を、設定した期間、設定した電圧に変化させるゲート電圧制御手段としての電圧生成・重畳部１０と、例えばコンデンサＣと抵抗Ｒの並列回路から成り、ゲート電圧の電圧変化率（ｄｖ／ｄｔ）を設定値以下に抑えてゲート電流を一定以下に抑制する模擬ゲート回路２０と、模擬ゲート回路２０の出力電流を増幅してパワーデバイス４０に大電流のゲート電流を供給する増幅回路３０とを設けた点にあり、その他の部分は図５と同一に構成されている。
電圧生成・重畳部１０では、電圧生成部１１とタイマー１２によってターンオフ後のゲート電圧を一定期間の間、しきい値電圧程度に変化させるが、このしきい値電圧は、パワーデバイスのジャンクション温度Ｔｊに対する温度依存性があるため、Ｔｊにより電圧のレベルを変化させる。

電圧生成部１１は、Ｔｊに相当する電圧を入力とするオペアンプなどを用いる電気回路で構成される。
なおＴｊは、パワーデバイス４０が内部温度検出センサ付きＩＧＢＴであればセンサの検出温度を用いればよいし、センサなしＩＧＢＴであれば、ＩＧＢＴ周囲温度とＩＧＢＴ損失推定計算値とＩＧＢＴ熱抵抗値に基づいて計算すればよい。
電圧を重畳してインピーダンスを変化させた状態を継続するとパワーデバイス４０の損失が過大となるため、ミラークランプ信号の立ち上がりからリンギングが継続する期間のみ電圧生成部１１の出力電圧を零から変化させる。そのため、ミラークランプ制御信号をトリガとして一定期間のパルスを生成するタイマー１２の出力を電圧生成部１１のイネーブル端子ＥＮに入力し、該パルスにより電圧生成部１１の出力を制御し、パルスがＨの期間は電圧を重畳し、パルスがＬの期間はＨｉ－Ｚ（高インピーダンス）とすることで電圧が重畳しないように構成している。
大容量パワーデバイスの駆動にあたっては、１０Ａ強のゲート駆動回路が必要であり、前記電圧生成・重畳部１０の回路をそれに対応させる場合、回路が大型化する。そのため、パワーデバイス４０の前段に増幅回路３０を設けることで、電圧生成・重畳部１０の回路を小型化しつつ大容量駆動に対応する。増幅回路３０無しだと電圧生成部１１と手前の電源回路の両方を大きくする必要があるが、本実施例１の回路ならば増幅回路３０だけ大きくすればよい。ここで、増幅回路３０はコンプリメンタルのトランジスタあるいはＭＯＳＦＥＴを使用した増幅器、あるいはそれにオペアンプ回路を組み合わせた増幅器とする。
ここで、電圧生成・重畳部１０で生成した電圧をそのまま増幅回路３０を介してパワーデバイス４０に供給するとゲート電圧（図１のＩＧＢＴのＧＳ間電圧）の電圧変化率ｄｖ／ｄｔが高くゲート電流が過大となる場合があり、かつミラークランプ動作などに対応するため、模擬ゲート回路２０のＣＲ回路（コンデンサＣと抵抗Ｒの並列接続回路であり、一端側を増幅回路３０の入力側に、他端側を０Ｖに各々接続している）にて電圧変化率ｄｖ／ｄｔを抑制し、ゲート電流が過大にならないように構成している。
次に、図１のゲート駆動回路におけるターンオフ時の動作を、図２のタイムチャートおよび図３のターンオフ動作波形とともに説明する。図３（ａ）のＶｇｓ１、Ｖｇｓ１´はパワーデバイス４０のゲート－ソース間電圧の波形、図３（ａ）のＶｇｓ２はパワーデバイス４０に直列に接続された図示省略の下アーム側のパワーデバイスのゲート－ソース間電圧の波形、図３（ｂ）のＶｄｓ１はパワーデバイス４０のドレイン－ソース間電圧の波形、図３（ｂ）のＶｄｓ２はパワーデバイス４０に直列に接続された図示省略の下アーム側のパワーデバイスのドレイン－ソース間電圧の波形である。

尚、ターンオン時の動作は従来の図５と同様である。すなわち、オン側制御信号のオンによりスイッチ１がオン制御され、オフ側制御信号のオフによりスイッチ２がオフ制御されるため、オン制御電源Ｖｃｃの電位がスイッチ１、上側ゲート抵抗ＲｇＨおよび増幅回路３０を介してゲート端子Ｇに印加される。

次にターンオフ時は、まず時刻ｔ１においてオン側制御信号がオフ状態に遷移してスイッチ１がオフ制御された後、所定時間後の時刻ｔ２においてオフ側制御信号がオン状態に遷移してスイッチ２がオン制御される。このため、オフ制御電源Ｖｅｅの電位がスイッチ２、下側ゲート抵抗ＲｇＬおよび増幅回路３０を介してゲート端子Ｇに印加される。

時刻ｔ２から模擬ゲート回路２０の模擬ゲート電圧およびゲート電圧は低下していき、オフ制御電源Ｖｅｅの電位になる時刻ｔ３までの期間でマイナスのゲート電流が流れる。

次に時刻ｔ４においてミラークランプ制御信号が立上がると、タイマー１２から一定期間（時刻ｔ６までの期間）パルスが出力され、これによって電圧生成・重畳部１０の電圧生成部１１で生成されたしきい値電圧程度の電圧がゲート信号に重畳される。

この重畳された電圧波形は図３（ａ）のＶｇｓ１´となり、タイマー１２からパルスが出力される時刻ｔ４から徐々に上昇し、時刻ｔ５でオフ制御電源Ｖｅｅの電位よりも高いしきい値電圧（Ｖｔｈｒｅｓ）となり、タイマー１２の出力パルスがＬとなる時刻ｔ６から徐々に下降し、時刻ｔ７においてオフ制御電源の電位Ｖｅｅとなる。

前記電圧生成・重畳部１０で重畳された電圧（図２の模擬ゲート電圧、ゲート電圧）が上昇するとともに（時刻ｔ４からｔ５の期間）ゲート電流は図２のようにプラス側に流れ、電圧が下降するとともに（時刻ｔ６からｔ７の期間）ゲート電流は図２のようにマイナス側に流れるが、これらゲート電流は、模擬ゲート回路２０のＣＲ並列回路によって電圧変化率ｄｖ／ｄｔが抑制されるため、制限されている。

このように、電圧生成・重畳部１０で生成し、重畳された電圧によって、一定期間（時刻ｔ４～ｔ７の間）しきい値電圧（Ｖｔｈｒｅｓ）程度の電圧にゲート電圧を変化させることで素子（パワーデバイス４０）のインピーダンスを変化させる。

これにより、リンギングのエネルギーが一部素子に吸収されるため、図３（ｂ）のＶｄｓのようにサージ電圧の抑制とリンギングのレベル抑制と早期収束とを実現することができる。

図３によれば、図６の従来のゲート駆動回路における動作波形と比較してリンギングの収束が早いことが確認できる。

次に時刻ｔ８において、オフ側制御信号がオフ状態に遷移してスイッチ２がオフ制御され、ミラークランプ制御信号がオフ状態に遷移する。

次に時刻ｔ９においてオン側制御信号がオン状態に遷移してスイッチ１がオン制御されるため、オン制御電源Ｖｃｃの電位がスイッチ１、上側ゲート抵抗ＲｇＨおよび増幅回路３０を介してゲート端子Ｇに印加される。これによってプラス側のゲート電流が流れ、模擬ゲート電圧およびゲート電圧は徐々に上昇し、時刻ｔ１０にオン制御電源Ｖｃｃの電位に到達する。

パワーデバイスのゲート電圧はミラー期間を有するため、実施例１の模擬ゲート回路２０におけるＣＲ回路では追従できず、過大なゲート電流が流れる可能性がある。そこで、本実施例２では模擬ゲート回路２０を図４に示すようにＦＥＴ（電界効果トランジスタ）回路で構成した。
図４の模擬ゲート回路２０のＦＥＴ回路では、ＦＥＴのドレイン端子を電圧生成・重畳部１０の出力に、ＦＥＴのソース端子を０Ｖに各々接続し、さらにＦＥＴのドレイン－ソース間のインピーダンスを所望の値にするために、ＦＥＴのゲート－ソース間に所定の電圧を印加する。その他の部分は図１と同一に構成されている。
図４のゲート駆動回路における動作も、図２のタイムチャートおよび図３の動作波形と同様となる。このように実施例２では、主たるパワーデバイス４０に近いしきい値をもつ素子（ＦＥＴ）を模擬ゲート回路２０に適用することで、パワーデバイス４０の挙動に近いゲート電圧波形に成形でき過大なゲート電流を抑制し、システムの挙動を安定させることができる。

１、２…スイッチ
１０…電圧生成・重畳部
２０…模擬ゲート回路
３０…増幅回路
４０…パワーデバイス
ＲｇＨ…上側ゲート抵抗
ＲｇＬ…下側ゲート抵抗
Ｃ…コンデンサ
Ｒ…抵抗
ＦＥＴ…電界効果トランジスタ

Claims (4)

1. スイッチング制御がなされるパワーデバイスのサージ電圧およびリンギングの発生を抑制する、ミラークランプ機能を有したゲート駆動装置であって、
   前記パワーデバイスのターンオフ後のゲート電圧を、設定した期間、設定した電圧に変化させるゲート電圧制御手段と、
   前記パワーデバイスのゲート電圧の電圧変化率を設定値以下に抑えてゲート電流を抑制する模擬ゲート回路と、を備えたことを特徴とするゲート駆動装置。
2. 前記ゲート電圧制御手段は、前記パワーデバイスのターンオフ後に、ミラークランプ制御信号を入力してから設定した時間、検出又は推定によって得たパワーデバイスのジャンクション温度に応じて設定した電圧を生成し、ゲート信号に重畳する電圧生成・重畳部を有しており、
   前記模擬ゲート回路の出力電流を増幅する増幅回路を備えたことを特徴とする請求項１に記載のゲート駆動装置。
3. 前記模擬ゲート回路はコンデンサおよび抵抗の並列接続回路を備えていることを特徴とする請求項１又は２に記載のゲート駆動装置。
4. 前記模擬ゲート回路は、ドレインが前記ゲート電圧制御手段の出力側に接続され、ソースが０Ｖラインに接続され、設定したドレイン－ソース間インピーダンスを有した電界効果トランジスタを備えていることを特徴とする請求項１又は２に記載のゲート駆動装置。
   

Images