JP2023168843A - 多相ｌｌｃ共振コンバータ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】入力電圧の昇圧動作時に共振電流の増加を抑制し、多相－単相動作切り換え時に共振周波数が変化しない多相ＬＬＣ共振コンバータ回路。【解決手段】多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０は、直流電源に並列に接続される第１スイッチと第２スイッチの直列回路Ｓ１－Ｓ３と、一次側巻線と二次側巻線を備えた高周波トランスＴ１－Ｔ３と、第１スイッチと第２スイッチの接続点と一次側巻線の一端の間に接続された共振リアクトルＬｒ１－Ｌｒ３と一次側巻線の他端に一端が接続された共振コンデンサＣｒ１－Ｃｒ３と一次側巻線と共振コンデンサの接続点に一端が接続された分割共振コンデンサＣｎ１－Ｃｎ３を備えた共振回路とを備えた第１－第３のＬＬＣ共振コンバータと、共振コンデンサの他端を接続する第１中性線Ｎ１と、第１中性線と直流電源の電源ラインの間に接続された中性線リアクトルＬｎと、分割共振コンデンサの他端を接続する第２中性線Ｎ２を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、直流電源の第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換して出力するための多相ＬＬＣ共振コンバータ回路に関する。

従来、直流電源の第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換して出力するためのコンバータ回路として、多相（Ｎ相）ＬＬＣ共振コンバータ回路が知られている（特許文献１参照）。この回路は、直流電源に複数（Ｎ個）のＬＬＣ共振コンバータを並列に接続して、各々のＬＬＣ共振コンバータの高周波トランスの一次側巻線に接続された共振回路の共振電流が３６０°／Ｎの位相差をもつように各々のＬＬＣ共振コンバータのスイッチをオン・オフさせる。

ＬＬＣ共振コンバータは、直流電源の電圧値が定格（例えば、３８０Ｖ）の場合は、スイッチをオン・オフするスイッチング周波数が共振回路の共振周波数付近となるように設計するのが良い。一方、直流入力電圧の電圧値が低下（例えば、３００Ｖに低下）した際に、スイッチのスイッチング周波数を下げることにより昇圧動作を行うと、回路損失が増加して効率が低下する。同じ出力電力で考えた場合、直流入力電圧の電圧値が低下すると、それに反比例して直流入力電流の値が増加するため、効率がある程度低下するのは自然なことである。しかし、実際は、直流入力電流の値の増加以上に共振回路に流れる共振電流のピーク値が増加している。共振電流を増加させている不要な電流の大部分は、スイッチング周波数の３倍の周波数を有する３次高調波電流である。

図１１に、従来例の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１３を示す。この回路は、直流電源Ｖｉｎの電源ラインに接続された第１中性線Ｎ１とフローティングな第２中性線Ｎ２の両方を有する（特許文献１，２参照）。従来例の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１３は、多相動作モードでは、共振回路４１，４２，４３に流れる共振電流ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３を自然平衡することができるとともに、多相動作モードから単相動作モードへ切り換えることが可能である。

従来例の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１３は、直流電源３０の直流入力電圧Ｖｉｎが定格（例えば、３８０Ｖ）の場合は、図１２（ａ）に示すように、直列共振回路４１，４２，４３の各相に流れる共振電流ｉｒ（ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３）はほぼ正弦波状となり、図１２（ｂ）に示すように、中性線Ｎ１に流れる中性線電流ｉｎの値はほぼゼロとなる。しかし、直流電源３０の直流入力電圧Ｖｉｎが定格（例えば、３８０Ｖ）から低下（例えば、３００Ｖに低下）した際に、スイッチのスイッチング周波数を下げることにより昇圧動作を行うと、図１３（ａ）に示すように、共振電流ｉｒ（ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３）に３次高調波成分が生じることにより共振電流ｉｒの実効値が増加する。また、図１３（ｂ）に示すように、第１中性線Ｎ１には中性線電流ｉｎとして３次高調波電流が流れてしまう。

更に、従来例の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１３では、多相動作モードから単相動作モードへ切り換えたときに、共振周波数が変化してしまう。

特許６６９６６１７号公報 特開２０２１－１５３３８２号公報

本発明の一態様は、多相動作モードでは、直流入力電圧が定格よりも低下した際の昇圧動作時に共振電流の増加と中性線に流れる３次高調波電流の発生を抑制できるとともに、多相動作モードから単相動作モードへの切り換えた際に共振周波数が変化しない多相ＬＬＣ共振コンバータ回路を提供する。

本発明の一態様に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路は、直流電源の第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換して出力するための多相ＬＬＣ共振コンバータ回路であって、前記直流電源に並列に接続される、第１スイッチと第２スイッチが直列に接続された直列回路と、一次側巻線と二次側巻線とを備えた高周波トランスと、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点と前記一次側巻線の一端との間に接続された共振リアクトルと、前記一次側巻線の他端に一端が接続された共振コンデンサと、前記一次側巻線と前記共振コンデンサとの接続点に一端が接続された分割共振コンデンサとを備えた共振回路と、前記二次側巻線の出力を整流するための整流回路とをそれぞれ備えた第１－第Ｎ（Ｎは２以上の整数）のＬＬＣ共振コンバータと、前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記共振コンデンサの他端を互いに接続した第１中性線と、前記第１中性線と、前記直流電源の正極と負極のいずれか一方の電源ラインとの間に接続された中性線リアクトルと、前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記分割共振コンデンサの他端を互いに接続した第２中性線と、前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記整流回路の出力側に並列に接続されて、両端に第２の直流電圧を出力するための出力コンデンサとを備える。

上記の態様によれば、多相動作モードでは、直流入力電圧が定格よりも低下した際の昇圧動作時に共振電流の増加と中性線に流れる３次高調波電流の発生を抑制できるとともに、多相動作モードから単相動作モードへの切り換えたときに周波数が変化しない多相ＬＬＣ共振コンバータ回路を提供することができる。

図１は、第１実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路の構成を示す回路図である。 図２（ａ）は、第１実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路において、直流電源の電圧（３００Ｖ）を昇圧動作しているときの共振電流の波形を示すタイムチャートであり、図２（ｂ）は、直流電源の電圧（３００Ｖ）を昇圧動作しているときの中性線電流の波形を示すタイムチャートである。 図３は、第１実施形態（実線）と従来例（破線）の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路において直流入力電圧の昇圧動作をしているときの、直流入力電圧（定格：３８０Ｖ）の値に対する共振電流の実効値をプロットした図である。 図４は、静電容量の分割比α＝０．５の場合の、インダクタンス比Ｌ_ｎ／Ｌ_ｒと単相動作時の共振周波数変化率ｆ_ｒ２／ｆ_ｒ１の関係をプロットした図である。 図５（ａ）は従来例の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路で三相動作から単相動作に切り替えた際の出力電圧と各相の共振電流の過渡波形であり、図５（ｂ）は第１実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータで三相動作から単相動作に切り替えた際の出力電圧と各相の共振電流の過渡波形である。 図６（ａ）は従来例の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路で単相動作から三相動作に切り替えた際の出力電圧と各相の共振電流の過渡波形であり、図６（ｂ）は第１実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータで単相動作から三相動作に切り替えた際の出力電圧と各相の共振電流の過渡波形である。 図７は、第２実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路の構成を示す回路図である。 図８は、第２実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路で用いられる共振リアクトルと中性線リアクトルを個別のコアにより磁気結合している構成を示す図である。 図９は、第２実施形態の変形例に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路で用いられる共振リアクトルと中性線リアクトルを５脚コアにより磁気結合している構成を示す図である。 図１０は、第１実施形態の巻線増加率ρ_０と第２実施形態の巻線増加率ρを静電容量の分割比αについてプロットした図である。 図１１は、従来例の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路の構成を示す回路図である。 図１２（ａ）は、従来例の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路において、直流電源の電圧が定格（３８０Ｖ）のときの共振電流の波形を示すタイムチャートであり、図１２（ｂ）は、直流電源の電圧が定格（３８０Ｖ）のときの中性線電流の波形を示すタイムチャートである。 図１３（ａ）は、従来例の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路において、直流電源の電圧（３００Ｖ）を昇圧動作しているときの共振電流の波形を示すタイムチャートであり、図１３（ｂ）は、直流電源の電圧（３００Ｖ）を昇圧動作しているときの中性線電流の波形を示すタイムチャートである。

以下、本発明の実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、本発明は、以下に説明する実施形態に限定されるものではない。

（第１実施形態）
図１は、第１実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０の構成を示す回路図である。ここでは、多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０の相数Ｎ＝３の場合（三相ＬＬＣ共振コンバータ回路）の構成について説明する。

多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０は、直流電圧値Ｖｉｎを有する直流電源３０に並列接続される、第１スイッチＱ１１と第２スイッチＱ１２が直列に接続された第１直列回路Ｓ１と、第１スイッチＱ２１と第２スイッチＱ２２が直列に接続された第２直列回路Ｓ２と、第１スイッチＱ３１と第２スイッチＱ３２が直列に接続された第３直列回路Ｓ３とを備える。

第１実施形態では、各スイッチＱ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ３１，Ｑ３２には、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴを用いているが、他のスイッチング素子を用いてもよい。

第１直列回路Ｓ１の第１スイッチＱ１１と第２スイッチＱ１２との接続点には、第１共振リアクトルＬｒ１の一端が接続される。第２直列回路Ｓ２の第１スイッチＱ２１と第２スイッチＱ２２との接続点には、第２共振リアクトルＬｒ２の一端が接続される。第３直列回路Ｓ３の第１スイッチＱ３１と第２スイッチＱ３２との接続点には、第３共振リアクトルＬｒ３の一端が接続される。

第１共振リアクトルＬｒ１の他端には第１高周波トランスＴ１の一次側巻線Ｌｐ１の一端が接続され、第１高周波トランスＴ１の一次側巻線Ｌｐ１の他端には第１共振コンデンサＣｒ１の一端が接続され、第１高周波トランスＴ１の一次側巻線Ｌｐ１と第１共振コンデンサＣｒ１の接続点には第１分割共振コンデンサＣｎ１の一端が接続されて、第１共振回路４１を構成する。第１高周波トランスＴ１は、コアと一次側巻線Ｌｐ１と二次側巻線Ｌｓ１を備える。一次側巻線Ｌｐ１と二次側巻線Ｌｓ１は、互いに絶縁されている。

第２共振リアクトルＬｒ２の他端には第２高周波トランスＴ２の一次側巻線Ｌｐ２の一端が接続され、第２高周波トランスＴ２の一次側巻線Ｌｐ２の他端には第２共振コンデンサＣｒ２の一端が接続され、第２高周波トランスＴ２の一次側巻線Ｌｐ２と第２共振コンデンサＣｒ２の接続点には第２分割共振コンデンサＣｎ２の一端が接続されて、第２共振回路４２を構成する。第２高周波トランスＴ２は、コアと一次側巻線Ｌｐ２と二次側巻線Ｌｓ２を備える。一次側巻線Ｌｐ２と二次側巻線Ｌｓ２は、互いに絶縁されている。

第３共振リアクトルＬｒ３の他端には第３高周波トランスＴ３の一次側巻線Ｌｐ３の一端が接続され、第３高周波トランスＴ３の一次側巻線Ｌｐ３の他端には第３共振コンデンサＣｒ３の一端が接続され、第３高周波トランスＴ３の一次側巻線Ｌｐ３と第３共振コンデンサＣｒ３の接続点には第３分割共振コンデンサＣｎ３の一端が接続されて、第３共振回路４３を構成する。第３高周波トランスＴ３は、コアと一次側巻線Ｌｐ３と二次側巻線Ｌｓ３を備える。一次側巻線Ｌｐ３と二次側巻線Ｌｓ３は、互いに絶縁されている。

第１共振コンデンサＣｒ１の他端と、第２共振コンデンサＣｒ２の他端と、第３共振コンデンサＣｒ３の他端は、第１中性線Ｎ１によって互いに接続されている。

第１中性線Ｎ１は、中性線リアクトルＬｎを介して、直流電源３０の負極側の電源ラインに接続される。なお、第１中性線Ｎ１は、中性線リアクトルＬｎを介して、直流電源３０の正極側の電源ラインに接続されてもよい。

第１分割共振コンデンサＣｎ１の他端と、第２分割共振コンデンサＣｎ２の他端と、第３分割共振コンデンサＣｎ３の他端は、フローティングな第２中性線Ｎ２によって互いに接続されている。

共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３は、等しいインダクタンス値Ｌ_ｒに設定されている。各々の共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３は、後述の第２実施形態のように磁気結合を利用しない場合には、高周波トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の漏れインダクタンスを利用することも可能である。共振コンデンサＣｒ１，Ｃｒ２，Ｃｒ３は、等しい静電容量αＣ_ｒに設定されている。分割共振コンデンサＣｎ１，Ｃｎ２，Ｃｎ３は、等しい静電容量（１－α）Ｃ_ｒに設定されている。ここで、αは、共振コンデンサＣｒ１，Ｃｒ２，Ｃｒ３と分割共振コンデンサＣｎ１，Ｃｎ２，Ｃｎ３の静電容量の分割比であり、０＜α＜１の値を有するパラメータである。インダクタンス値Ｌ_ｒと静電容量Ｃ_ｒは、所望の共振周波数の値によって決定される。中性線リアクトルＬｎのインダクタンス値Ｌ_ｎについては、後述する。

高周波トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３は、同じ規格の高周波トランスを用いればよく、一次側巻線Ｌｐ１，Ｌｐ２，Ｌｐ３は、それぞれ等しい巻数Ｎｐを有するとともに等しいインダクタンス値Ｌ_ｐに設定されており、二次側巻線Ｌｓ１，Ｌｓ２，Ｌｓ３は、それぞれ等しい巻数Ｎｓと等しいインダクタンス値Ｌ_ｓに設定されている。一次側巻線Ｌｐの巻数Ｎｐと二次側巻線Ｌｓの巻数Ｎｓの比は、直流入力電圧Ｖｉｎと直流出力電圧Ｖｏの比によって決定すればよい。

第１高周波トランスＴ１の二次側巻線Ｌｓ１の負極側には第１整流ダイオードＤ１ａのカソードが接続され、第１高周波トランスＴ１の二次側巻線Ｌｓ１の正極側には第２整流ダイオードＤ１ｂのカソードが接続される。第１整流ダイオードＤ１ａと第２整流ダイオードＤ１ｂにより、第１整流回路５１が構成されている。第１高周波トランスＴ１の二次側巻線Ｌｓ１の中性点が出力コンデンサＣｏの一端に接続され、第１整流ダイオードＤ１ａと第２整流ダイオードＤ１ｂのアノードが出力コンデンサＣｏの他端に接続されることにより、二次側巻線Ｌｓ１の両端に出力される交流電圧が全波整流されるとともに平滑化される。

第２高周波トランスＴ２の二次側巻線Ｌｓ２の負極側には第３整流ダイオードＤ２ａのカソードが接続され、第２高周波トランスＴ２の二次側巻線Ｌｓ２の正極側には第４整流ダイオードＤ２ｂのカソードが接続される。第３整流ダイオードＤ２ａと第４整流ダイオードＤ２ｂにより、第２整流回路５２が構成されている。第２高周波トランスＴ２の二次側巻線Ｌｓ２の中性点が出力コンデンサＣｏの一端に接続され、第３整流ダイオードＤ２ａと第４整流ダイオードＤ２ｂのアノードが出力コンデンサＣｏの他端に接続されることにより、二次側巻線Ｌｓ２の両端に出力される交流電圧が全波整流されるとともに平滑化される。

第３高周波トランスＴ３の二次側巻線Ｌｓ３の負極側には第５整流ダイオードＤ３ａのカソードが接続され、第３高周波トランスＴ３の二次側巻線Ｌｓ３の正極側には第６整流ダイオードＤ３ｂのカソードが接続される。第５整流ダイオードＤ３ａと第６整流ダイオードＤ３ｂにより、第３整流回路５３が構成されている。第３高周波トランスＴ３の二次側巻線Ｌｓ３の中性点が出力コンデンサＣｏの一端に接続され、第５整流ダイオードＤ３ａと第６整流ダイオードＤ３ｂのアノードが出力コンデンサＣｏの他端に接続されることにより、二次側巻線Ｌｓ３の両端に出力される交流電圧が全波整流されるとともに平滑化される。

なお、整流回路５１，５２，５３として整流ダイオードを用いる形式を例示したが、二次側巻線Ｌｓ１，Ｌｓ２，Ｌｓ３の出力電圧を整流することができればよく、その構成は任意である。

第１直列回路Ｓ１と第１共振回路４１と第１高周波トランスＴ１と第１整流回路５１により、第１のＬＬＣ共振コンバータが構成されている。同様に、第２直列回路Ｓ２と第２共振回路４２と第２高周波トランスＴ２と第２整流回路５２により、第２のＬＬＣ共振コンバータが構成され、第３直列回路Ｓ３と第３共振回路４３と第３高周波トランスＴ３と第３整流回路５３により、第３のＬＬＣ共振コンバータが構成されている。

第１－第３のＬＬＣ共振コンバータの出力が、出力コンデンサＣｏの両端に並列に接続され、直流出力電圧Ｖｏが出力される。

多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０は、スイッチＱ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ３１，Ｑ３２のゲートに接続され、スイッチＱ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ３１，Ｑ３２のオン・オフを制御するための制御回路６０を備える。

制御回路６０は、第１直列回路Ｓ１の第１スイッチＱ１１と第２スイッチＱ１２を交互にオン・オフさせることにより、第１共振回路４１を流れる第１共振電流ｉｒ１を生成する。制御回路６０は、第２直列回路Ｓ２の第１スイッチＱ２１と第２スイッチＱ２２を交互にオン・オフさせることにより、第２共振回路４２を流れる第２共振電流ｉｒ２を生成する。制御回路６０は、第３直列回路Ｓ３の第１スイッチＱ３１と第２スイッチＱ３２を交互にオン・オフさせることにより、第３共振回路４３を流れる第３共振電流ｉｒ３を生成する。

制御回路６０は、所定の周波数ｆでスイッチＱ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ３１，Ｑ３２のオン・オフするゲート信号を制御することにより、所定の周波数ｆを有する共振電流ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３を生成する。

制御回路６０は、多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０の第１、第２、第３のＬＬＣ共振コンバータの全てを動作させる多相動作モードと、多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０の第１、第２、第３のＬＬＣ共振コンバータのうちのいずれか１つのＬＬＣ共振コンバータを動作させ、その他のＬＬＣ共振コンバータの動作を停止する単相動作モードを有する。

制御回路６０は、多相動作モードのときには、共振回路４１，４２，４３に流れる共振電流ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３が互いに３６０°／３＝１２０°の位相差となるように、直列回路Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３の全てのスイッチＱ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ３１，Ｑ３２のオン・オフを制御する。

多相動作モードのときの共振周波数ｆ_ｒ１は、共振回路４１，４２，４３による共振周波数として式１のように表される。

…（式１）

式１のように、多相動作モードのときの共振周波数ｆ_ｒ１は、分割比αおよび中性線リアクトルＬｎには依存しない。多相動作モードのときには、スイッチをオン・オフするスイッチング周波数としての所定の周波数ｆは、式１の共振周波数ｆ_ｒ１に応じて設定すればよい。
これにより、直列共振回路４１，４２，４３に流れる共振電流ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３が生成される。

多相動作モードのときで直流電源３０の直流入力電圧Ｖｉｎが定格値（例えば、３８０Ｖ）である場合、互いに１２０°の位相差を持つ共振電流ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３が成分を打ち消しあうため、電流ｉｒ１＋ｉｒ２＋ｉｒ３は、通常はほぼゼロとなる。このときに、１つの共振回路に流れる共振電流ｉｒは、従来例で示した図１２（ａ）と同様になり、第１中性線Ｎ１に流れる中性線電流ｉｎは、従来例で示した図１２（ｂ）と同様になる。

多相動作モードのときで直流電源３０の直流入力電圧Ｖｉｎが定格値未満（例えば、３００Ｖ）であるときに、スイッチング周波数ｆをｆｒ１よりも小さくして昇圧動作を行うと、例えば、従来例の場合では第１中性線Ｎ１に図１３（ｂ）に示したような３次高調波成分を有する中性線電流ｉｎが発生してしまう。これに対し、第１実施形態のように、第１中性線Ｎ１と直流電源５０の負極側（または正極側）の電源ラインの間に中性線リアクトルＬｎを接続することにより、３次高調波成分を有する中性線電流ｉｎの発生を抑制することができる。この様子を示したのが、図２であり、図２（ａ）は、昇圧動作時に１つの共振回路に流れる共振電流ｉｒであり、図２（ｂ）は、昇圧動作時に第１中性線Ｎ１に流れる中性線電流ｉｎである。

このように、図２（ｂ）に示す第１実施形態で昇圧動作時に第１中性線Ｎ１に流れる中性線電流ｉｎは、図１３（ｂ）に示す従来例で昇圧動作時に第１中性線Ｎ１に流れる中性線電流ｉｎと比べてその大きさを抑制することができる。また、図２（ａ）に示す第１実施形態で昇圧動作時に１つの共振回路に流れる共振電流ｉｒは、図１３（ａ）に示す従来例で昇圧動作時に１つの共振回路に流れる共振電流ｉｒと比べて、高調波成分の大きさを抑制することができる。

図３は、直流入力電圧Ｖｉｎの値が定格（３８０Ｖ）以下のときに、図１１に示す従来例の構成（破線）と図１に示す第１実施形態の構成（実線）において共振回路４１，４２，４３のいずれかに流れる共振電流ｉｒ（ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３）の実効値を比較したものである（インダクタンス値は、Ｌ_ｎ＝Ｌ_ｒ／３に設定）。図３より、第１実施形態では従来例に対して共振電流の実効値の増加を抑制できていることがわかる。

制御回路６０は、単相動作モードのときには、第１、第２、第３のＬＬＣ共振コンバータのいずれか１つの直列回路の第１スイッチと第２スイッチのオン・オフを制御するとともに、その他２つのＬＬＣ共振コンバータの第１スイッチと第２スイッチはオフとするように制御する。ここでは、制御回路６０は、単相動作モードのときには、第１のＬＬＣ共振コンバータの直列回路Ｓ１の第１スイッチＱ１１と第２スイッチＱ１２のオン・オフを制御するとともに、第２、第３のＬＬＣ共振コンバータの直列回路Ｓ２，Ｓ３の第１スイッチＱ２１，Ｑ３１と第２スイッチＱ２２，Ｑ３２はオフとするように制御する場合を考える。

単相動作モードのときの共振周波数ｆ_ｒ２は、共振回路４１と共振コンデンサＣｒ２，Ｃｒ３と分割共振コンデンサＣｎ２，Ｃｎ３と中性線リアクトルＬｎによる共振周波数として式２のように表される。

…（式２）

単相動作モードのときには、第１直列回路Ｓ１のスイッチＱ１１，Ｑ１２をオン・オフするスイッチング周波数ｆは、式２の共振周波数ｆ_ｒ２に応じて設定すればよい。

ここで、三相動作モードから単相動作モードに切り替えた際に、共振周波数が増加しない条件（ｆ_ｒ２≦ｆ_ｒ１）を考えると、式１と式２より式３が求まる。

…（式３）

特に、式４の条件（ｆ_ｒ２＝ｆ_ｒ１）にすることにより、三相動作モードと単相動作モードの切り替え時に、共振周波数が変化しなくなるため、切り替え時の過渡特性を向上させることができる。

…（式４）

中性線リアクトルＬｎと共振リアクトルＬｒのインダクタンス比をＬ_ｎ／Ｌ_ｒ＝λとすると、式４は式５のように表される。

…（式５）

式５を分割比αについての形に変形すると式６のように表される。

…（式６）

中性線リアクトルＬｎと共振リアクトルＬｒのインダクタンス比Ｌ_ｎ／Ｌ_ｒ＝λと、分割比αを式５または式６のような条件に設定することにより、三相動作モードと単相動作モードの切り替え時に、共振周波数が変化しなくなる（ｆ_ｒ２＝ｆ_ｒ１）。

図４は、α＝０．５のときの、中性線リアクトルＬｎと共振リアクトルＬｒのインダクタンス比Ｌ_ｎ／Ｌ_ｒと、三相動作モードから単相動作モードに切り替えた際の共振周波数の変化率ｆ_ｒ２／ｆ_ｒ１との関係を示す図である。図４より、α＝０．５のときでは、Ｌ_ｎ／Ｌ_ｒ＝１／３のときに、共振周波数の変化率ｆ_ｒ２／ｆ_ｒ１＝１、すなわち、共振周波数が変化せず、Ｌ_ｎ／Ｌ_ｒ＞１／３のときに、ｆ_ｒ２／ｆ_ｒ１＜１となり、共振周波数の増加が抑制されていることがわかる。

図５（ａ）は、図１１に示す従来例の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１３で三相動作モードから単相動作モードに切り替えを固定周波数で行った際の、直流出力電圧Ｖｏと各相の共振電流ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３の過渡波形を示す。図５（ｂ）は、第１実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０（α＝０．５、Ｌ_ｎ＝Ｌ_ｒ／３）で三相動作モードから単相動作モードに切り替えを固定周波数で行った際の、直流出力電圧Ｖｏと各相の共振電流ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３の過渡波形を示す。三相動作から単相動作への切り換え時の条件は、動作周波数ｆ＝６９．４ｋＨｚ固定、出力コンデンサＣｏの静電容量Ｃ_ｏ＝１０００μＦ、等価直列抵抗＝１８ｍΩ、出力電流Ｉｏ＝１２．５Ａ（出力電圧Ｖｏ＝４８．０Ｖで出力電力Ｐｏ＝６００Ｗ）を用いた。

図５（ａ）に示す従来例の場合、三相から単相に切り替えた直後に、出力電圧Ｖｏ、共振電流ｉｒ１ともに大きなオーバーシュートが生じ、整定後の出力電圧Ｖｏの平均値は５１．５Ｖに上昇してしまう。図５（ｂ）に示す第１実施形態の場合、三相から単相に切り替えた直後の出力電圧Ｖｏ、共振電流ｉｒ１のオーバーシュートは小さく、整定後の出力電圧Ｖｏ平均値は４８．０Ｖのままである。

図６（ａ）は、図１１に示す従来例の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１３で単相動作モードから三相動作モードに切り替えを固定周波数で行った際の、直流出力電圧Ｖｏと各相の共振電流ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３の過渡波形を示す。図６（ｂ）は、第１実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０（α＝０．５、Ｌ_ｎ＝Ｌ_ｒ／３）で単相動作モードから三相動作モードに切り替えを固定周波数で行った際の、直流出力電圧Ｖｏと各相の共振電流ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３の過渡波形を示す。単相動作から三相動作へ切り替え時の条件は、従来例の動作周波数ｆ＝７９．８ｋＨｚ固定、第１実施形態の動作周波数ｆ＝６９．４ｋＨｚ固定、出力コンデンサＣｏの静電容量Ｃ_ｏ＝１０００μＦ、等価直列抵抗＝１８ｍΩ、出力電流Ｉｏ＝１２．５Ａ（出力電圧Ｖｏ＝４８．０Ｖで出力電力Ｐｏ＝６００Ｗ）を用いた。

図６（ａ）に示す従来例の場合、整定後の出力電圧平均値は４５．３Ｖに下降してしまう。図６（ｂ）に示す第１実施形態の場合、整定後の出力電圧平均値は４８．０Ｖのままである。
このため、図１１に示す従来例のＬＬＣ共振コンバータ回路１３では、相数を切り替えるときにフィードバック制御による動作周波数ｆの操作を必要としていたが、図１に示す実施形態に係るＬＬＣ共振コンバータ回路１０では、相数を切り替えるときのフィードバック制御による動作周波数ｆの操作を不要とすることができる。このため、実施形態に係るＬＬＣ共振コンバータ回路１０は、例えば、柱上変圧器等の商用周波数変圧器の代替が期待される直流変圧器（ＤＣＸ）への応用に適する。

ここで、共振リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２、Ｌｒ３と中性線リアクトルＬｎが同じ規格のコアに巻かれている場合を考える。共振リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２、Ｌｒ３の巻数をＮ_ｒ、中性線リアクトルＬｎの巻数をＮ_ｎ、巻数比をＮ_ｎ／Ｎ_ｒ＝ｎ（＝√λ）とすると、式２は式７のように書き換えることができる。

…（式７）

したがって、以下のような式８の条件の下でｆ_ｒ２＝ｆ_ｒ１となる。

…（式８）

また、式８を分割比αに関する式に変形すると、式９のようになる。

…（式９）

ここで、例えば、α＝０．５を採用した場合、ｎ＝１／√３＝０．５７７とすればよい。
なお、コアとしては、例えば、３脚コアを用いることができ、それぞれのリアクトルＬｒ１、Ｌｒ２、Ｌｒ３、Ｌｎは３脚コアの真ん中の脚に巻けばよいが、それ以外の形態を用いてもよい。

第１実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０では、第１中性線Ｎ１が中性線リアクトルＬｎを介して直流電源３０の負極（または、正極）に接続されているため、多相動作モードと単相動作モードを切り替えての動作が可能である。更に、中性線リアクトルＬｎが高周波数成分の交流電流に対して高いインピーダンス値を示すため、多相動作モードにおける昇圧動作時には、共振回路４１，４２，４３に流れる共振電流ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３に含まれる３次高調波などの高調波成分を抑制して実効値の増加を抑制するとともに、第１中性線Ｎ１から中性線リアクトルＬｎを介して直流電源３０の負極（または、正極）に流れる中性線電流ｉｎに含まれる３次高調波などの高調波成分を抑制することができる。

第１実施形態では、相数Ｎ＝３の三相ＬＬＣ共振コンバータ回路について説明したが、Ｎ＝２またはＮ＞３としてＮ個のＬＬＣ共振コンバータを備える多相ＬＬＣ共振コンバータ回路のような構成にしてもよい。この場合、多相動作モードのときには、それぞれのＬＬＣ共振コンバータの共振電流ｉｒの位相差が３６０°／Ｎになるように制御回路６０によって動作させればよい。さらに、Ｎ個のうちのＮ１（Ｎ１＜Ｎ）個のＬＬＣ共振コンバータを動作させて、Ｎ－Ｎ１個のＬＬＣ共振コンバータの動作を停止するように制御回路６０によって動作させることも可能である。本明細書でいう「第１のＬＬＣ共振コンバータの第１スイッチと第２スイッチのオン・オフを共振回路と中性線リアクトルによる第２共振周波数に応じた第２の周波数で制御し、第２－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの第１スイッチと第２スイッチをオフにする」は、「第１のＬＬＣ共振コンバータ」が複数個のＬＬＣ共振コンバータであってもよい。例えば、４個のＬＬＣ共振コンバータのうちの２個のスイッチを第２の周波数で制御し、残りの２個のスイッチをオフにしてもよい。代替的に、６個のＬＬＣ共振コンバータのうちの２個又は３個のスイッチを第２の周波数で制御し、残りの４個又は３個のスイッチをオフにしてもよい。

また、単相動作モードのときには、Ｎ＝２またはＮ＞３のＮ個のＬＬＣ共振コンバータのうちの任意の１個のＬＬＣ共振コンバータのみを動作させるようにすればよい。この場合でも、第１実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０の単相動作モードと同様に動作することができる。

（第２実施形態）
図７は、第２実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０Ａの構成を示す回路図である。

多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０Ａは、図１に示す第１実施形態に対して、第１中性線リアクトルＬｎ１、第２中性線リアクトルＬｎ２、第３中性線リアクトルＬｎ３の直列に接続された３個の中性線リアクトルを備えるという点が相違している。ここでは、相違点のみを説明し、共通点についての説明は省略する。

図７，８に示すように、第１中性線リアクトルＬｎ１が第１共振リアクトルＬｒ１と第１のコアＴｎ１により磁気結合されており、第２中性線リアクトルＬｎ２が第２共振リアクトルＬｒ２と第２のコアＴｎ２により磁気結合されており、第３中性線リアクトルＬｎ３が第３共振リアクトルＬｒ３と第３のコアＴｎ３により磁気結合されている。

図８では、コアとして３脚コアを用いており、各リアクトルは３脚コアＴｎ１，Ｔｎ２，Ｔｎ３の真ん中の脚に巻かれている。３脚コアＴｎ１，Ｔｎ２，Ｔｎ３の真ん中の脚には、中心近傍にエアギャップが設けられている。

図８の変形例として、図９では、コアとして５脚コアＴｎを用いて、中心側の３脚に各リアクトルが巻かれている状態を示している。５脚コアＴｎの中心側の３脚には、各々の脚の中心近傍にエアギャップが設けられている。相数Ｎが３以外の場合でも、（Ｎ＋２）脚のコアを用いれば、類似の構成とすることができる。その他、目的とする使用状態によって、コアとしては、図８，９で示したもの以外のものでも任意のものを採用することができる。

図８，９では、便宜上、第１中性線リアクトルＬｎ１と第１共振リアクトルＬｒ１、第２中性線リアクトルＬｎ２と第２共振リアクトルＬｒ２、第３中性線リアクトルＬｎ３と第３共振リアクトルＬｒ３をそれぞれ分けて示している。実際には、互いの結合度を高めるために、第１中性線リアクトルＬｎ１と第１共振リアクトルＬｒ１、第２中性線リアクトルＬｎ２と第２共振リアクトルＬｒ２、第３中性線リアクトルＬｎ３と第３共振リアクトルＬｒ３は、それぞれ重ね巻きまたはバイファイラ巻きとして、密結合な状態にしている。

図８，９のような構成とすることで、第１実施形態のように各々の共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３、中性線リアクトルＬｎに個別のコアを用いる場合と比較して、コアの数を少なくすることができる。

第２実施形態では、三相動作モードの共振周波数ｆ_ｒ３は、共振電流ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３の基本波が１２０°の位相差を持っており、中性線Ｎ１に流れる電流ｉｎに含まれる基本波成分は零である。中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３の自己インダクタンス及び共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３と中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３の相互インダクタンスは無視できるため、第１実施形態と同様に式１０のように表される。

…（式１０）

これに対して、共振電流ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３に重畳されている３次高調波電流は、各相で同じ位相となり、中性線Ｎ１および中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３には、各相の３次高調波電流が重ね合わされたものが流れる。このため、３次高調波電流に対しては、中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３の自己インダクタンス及び共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３と中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３の相互インダクタンスの成分が発生する。

ここで、共振リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２、Ｌｒ３の巻数をＮ_ｒ、また、第１実施形態と比較するため、中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３の全巻数をＮ_ｎ、即ち、各々の中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３の巻数をＮ_ｎ／３であるとすると、各々の共振リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２、Ｌｒ３と中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３の巻数比は（Ｎ_ｎ／３）／Ｎ_ｒ＝ｎ／３となる。各々の中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３の自己インダクタンス値をｌ_ｎとすると、３次高調波電流に対する各共振リアクトルの共振インダクタンス値Ｌ_ｒｔは、自己インダクタンスと相互インダクタンスを考慮することにより、式１１のように表される。

…（式１１）
ここで、ｋは共振リアクトル巻線と中性線リアクトル巻線の結合係数である。このように、３次高調波に対しては、共振リアクトルＬｒのインダクタンス値を大きくすることができる。

三相動作モードのときの３次高調波電流に対する中性線リアクトル３直列分の全中性線インダクタンス値Ｌ_ｎｔは、式１２のように表される。

…（式１２）

３次高調波電流に対する全インダクタンス値Ｌ_ｔは、共振リアクトルが並列接続とみなされることに注意して、式１３のように表される。

…（式１３）

一方、第１実施形態における３次高調波電流に対する全インダクタンス値Ｌ_ｔは式１４のように表される。

…（式１４）

３次高調波電流に対する第２実施形態の全インダクタンス値Ｌｔが第１実施形態よりも大きくなる条件は、式１３と式１４を比較することにより、式１５のように得られる。

…（式１５）

すなわち、密結合で結合係数がｋ～１で巻数比ｎ＜１（ｎ／３＜１／３＝０．３３３）の場合、３次高調波電流に対しては、第２実施形態の全インダクタンス値の方が、第１実施形態の全インダクタンス値よりも大きくなる。換言すると、巻数比ｎ＜１（ｎ／３＜１／３＝０．３３３）の場合、３次高調波電流に対しては、第２実施形態の中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３の全巻数を第1実施形態の中性線リアクトルＬｎの巻数Ｎ_ｎより小さくしても、第２実施形態の全インダクタンス値を第１実施形態の全インダクタンス値とほぼ等しい値とすることができる。

次に、単相動作モードのときの全共振インダクタンス値Ｌ_ｒｔ１を考える。単相動作時の全共振インダクタンス値Ｌ_ｒｔ１は、Ｌｒ１の自己インダクタンスと相互インダクタンスを考慮することにより、式１６のように表される。

…（式１６）

同様に、単相動作モードのときの全中性線インダクタンス値Ｌ_ｎｔ１を考える。単相動作時の全中性線インダクタンス値Ｌ_ｎｔ１は、Ｌｎ１については自己インダクタンスと相互インダクタンスを考慮し、Ｌｎ２，Ｌｎ３については自己インダクタンスのみを考慮すればよいので、式１７のように表される。

…（式１７）

したがって、単相動作モードのときの共振周波数ｆ_ｒ４は、共振リアクトルＬｒについても相互インダクタンスを含んだ全インダクタンス値Ｌ_ｒｔ１を用いることにより、式１８のように表される。

…（式１８）

単相動作モードのときには、第１直列回路Ｓ１のスイッチＱ１１，Ｑ１２をオン・オフするスイッチング周波数ｆは、式１８の共振周波数ｆ_ｒ４に応じて設定すればよい。
１５式より、三相動作モードから単相動作モードに切り替えた際に、共振周波数が変化しない条件（ｆ_ｒ４＝ｆ_ｒ３）として式１９が求まる。

…（式１９）

式１９をｎ／３について解くと、式２０が求まる。ただし、結合係数をｋ＝１（密結合）とした。

…（式２０）

したがって、巻数比を、採用した分割比αを用いて式２０から求まる値ｎ／３に設定することにより、三相動作モードのときの共振周波数ｆ_ｒ３と単相動作モードのときの共振周波数ｆ_ｒ４が等しくなる（ｆ_ｒ４＝ｆ_ｒ３）。例えば、分割比α＝０．５を採用した場合、巻数比ｎ／３＝０．１３８に設定することにより、三相動作モードと単相動作モードの切り替え時に、共振周波数が変化しなくなる（ｆ_ｒ４＝ｆ_ｒ３）。
式２０を分割比αに関する式に変形すると、式２１のようになる。

…（式２１）

分割比αを、採用した巻数比ｎ／３またはｎを用いて式２１から求まる値に設定することにより、三相動作モードのときの共振周波数ｆ_ｒ３と単相動作モードのときの共振周波数ｆ_ｒ４が等しくなる（ｆ_ｒ４＝ｆ_ｒ３）。

ここで、第２実施形態における中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３の全巻数Ｎ_ｎと共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３の全巻数３Ｎ_ｒとの比を巻線増加率ρとすると、巻線増加率ρは式２０より式２２のように表される。

…（式２２）

これに対して、第１実施形態のように磁気結合を用いない場合の中性線リアクトルＬｎの巻数Ｎ_ｎと共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３の全巻数３Ｎ_ｒとの比を巻線増加率ρ_０とすると、巻線増加率ρ_０は式８より式２３のように表される。

…（式２３）

式２２の第２実施形態での巻線増加率ρと式２３の第１実施形態での巻線増加率ρ_０を分割比αについてプロットしたものが図１０である。したがって、分割比α＞０．２５の範囲では、第２実施形態での巻線増加率ρの方が第１実施形態での巻線増加率ρ_０よりも小さくなる（ρ＜ρ_０）、すなわち、第２実施形態のように磁気結合を用いた方が第１実施形態のように磁気結合を用いない方よりも中性線リアクトルの巻数が少なくなる。

第２実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０Ａでも、第１実施形態と同様、中性線Ｎ１が中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３を介して直流電源３０の負極側（または、正極側）の電源ラインに接続されているため、多相動作モードと単相動作モードを切り替えての動作が可能である。中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３が高調波成分の交流電流に対して高いインピーダンス値を示すため、多相動作モードにおける昇圧動作時には、共振回路４１，４２，４３に流れる共振電流ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３に含まれる３次高調波などの高調波成分を抑制して実効値の増加を抑制する。更に、中性線Ｎ１から中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３を介して直流電源３０の負極側（または、正極側）の電源ラインに流れる中性線電流ｉｎに含まれる３次高調波などの高調波成分を抑制することができる。

１０，１０Ａ 多相ＬＬＣ共振コンバータ回路
３０ 直流電源
４１，４２，４３ 共振回路
５１，５２，５３ 整流回路
Ｃｎ１，Ｃｎ２，Ｃｎ３ 分割共振コンデンサ
Ｃｏ 出力コンデンサ
Ｃｒ１，Ｃｒ２，Ｃｒ３ 共振コンデンサ
ｆ スイッチング周波数
ｆ_ｒ１、ｆ_ｒ２、ｆ_ｒ３、ｆ_ｒ４ 共振周波数
ｉｎ 中性線電流
ｉｒ，ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３ 共振電流
Ｌｎ 中性線リアクトル
Ｌｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３ 共振リアクトル
Ｎ１ 第１中性線
Ｎ２ 第２中性線
Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ３１ 第１スイッチ
Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ３２ 第２スイッチ
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３ 直列回路
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３ 高周波トランス
Ｖｉｎ 直流入力電圧
Ｖｏ 直流出力電圧
α 共振コンデンサと分割共振コンデンサの静電容量の分割比
λ 中性線リアクトルと共振リアクトルのインダクタンス比

Claims (10)

1. 直流電源の第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換して出力するための多相ＬＬＣ共振コンバータ回路であって、
   前記直流電源に並列に接続される、第１スイッチと第２スイッチが直列に接続された直列回路と、
   一次側巻線と二次側巻線とを備えた高周波トランスと、
   前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点と前記一次側巻線の一端との間に接続された共振リアクトルと、前記一次側巻線の他端に一端が接続された共振コンデンサと、前記一次側巻線と前記共振コンデンサとの接続点に一端が接続された分割共振コンデンサとを備えた共振回路と、
   前記二次側巻線の出力を整流するための整流回路と
   をそれぞれ備えた第１－第Ｎ（Ｎは２以上の整数）のＬＬＣ共振コンバータと、
   前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記共振コンデンサの他端を互いに接続した第１中性線と、
   前記第１中性線と、前記直流電源の正極と負極のいずれか一方の電源ラインとの間に接続された中性線リアクトルと、
   前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記分割共振コンデンサの他端を互いに接続した第２中性線と、
   前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記整流回路の出力側に並列に接続されて、両端に第２の直流電圧を出力するための出力コンデンサと
   を備える多相ＬＬＣ共振コンバータ回路。
2. 前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記第１スイッチと前記第２スイッチのオン・オフを制御するための制御回路を更に備え、
   前記制御回路は、
   前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記第１スイッチと第２スイッチの各々のオン・オフを、前記共振回路による第１共振周波数に応じた第１の周波数で、かつ、前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記直列共振回路を流れる前記第１の周波数の共振電流が３６０°／Ｎの位相差となるように制御する多相動作モードと、
   前記第１のＬＬＣ共振コンバータの前記第１スイッチと第２スイッチのオン・オフを前記共振回路と前記中性線リアクトルによる第２共振周波数に応じた第２の周波数で制御し、第２－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記第１スイッチと第２スイッチをオフにする単相動作モードと
   を備える
   請求項１に記載の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路。
3. 前記共振コンデンサと前記分割共振コンデンサの静電容量の分割比と、前記共振リアクトルと前記中性線リアクトルのインダクタンス比とは、前記第１共振周波数と前記第２共振周波数が等しくなるように設定されている
   請求項２に記載の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路。
4. 前記共振リアクトルは、前記高周波トランスの漏れインダクタンスである
   請求項１から３のいずれか１項に記載の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路。
5. 前記中性線リアクトルは、直列に接続された等しいインダクタンス値を有するＮ個のリアクトルである第１－第Ｎの中性線リアクトルを備え、
   前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記共振リアクトルと前記第１－第Ｎの中性線リアクトルとのＮ個の対が、それぞれ第１－第Ｎのコアにより磁気結合されている
   請求項１から３のいずれか１項に記載の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路。
6. 前記中性線リアクトルは、直列に接続された等しいインダクタンス値を有するＮ個のリアクトルである第１－第Ｎの中性線リアクトルを備え、
   前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記共振リアクトルと前記第１－第Ｎの中性線リアクトルとが、それぞれ（Ｎ＋２）脚コアの第２－第Ｎ＋１の中脚により磁気結合されている
   請求項１から３のいずれか１項に記載の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路。
7. 前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記共振リアクトルと前記第１－第Ｎの中性線リアクトルとが、重ね巻きされている
   請求項５に記載の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路。
8. 前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記共振リアクトルと前記第１－第Ｎの中性線リアクトルとが、バイファイラ巻きされている
   請求項５に記載の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路。
9. 前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記共振リアクトルと前記第１－第Ｎの中性線リアクトルとが、重ね巻きされている
   請求項６に記載の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路。
10. 前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記共振リアクトルと前記第１－第Ｎの中性線リアクトルとが、バイファイラ巻きされている
    請求項６に記載の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路。

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