JP2023129859A - 電力増幅装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電流磁気歪みを低減しつつ、平坦な周波数特性で音響トランスデューサを駆動する。
【解決手段】電力増幅装置１０Ａは、出力音信号Ｖｏｕｔを音に変換するスピーカー２０に出力する第１アンプ１１０と、出力音信号Ｖｏｕｔの電圧を第１アンプ１１０の入力に負帰還する電圧帰還回路１００と、スピーカー２０を流れる電流に応じた電圧を第１オペアンプ１１０の入力に負帰還する電流帰還回路１５０とを備え、電圧帰還回路１００は、電圧帰還抵抗１３０及び電圧帰還抵抗と並列に接続された補償回路１４０とを備える。
【選択図】図８

Description

本開示は、電力増幅装置に関する。

特許文献１には、スピーカーと直列にスピーカーのインピーダンスと逆の周波数特性を有する回路を接続する増幅装置が開示されている。この増幅装置によればスピーカーは、低域の共振周波数付近では比較的低いインピーダンスで駆動され、その他の帯域では比較的高いインピーダンスで駆動される。従来の増幅装置は、スピーカーの電流磁気歪を改善できるといった利点がある。

特開昭５８－２１８２０８号公報

しかし、従来の技術では、スピーカーの入力電圧はスピーカーと直列に接続される回路の影響を受ける。このため、スピーカーの入力電圧の周波数特性は平坦ならない。一方、スピーカーは、入力電圧の周波数特性が平坦である場合に、放音される音の周波数特性が平坦となる。従って、従来の増幅装置は、スピーカーの周波数特性を平坦にできないといった問題があった。

以上の事情を考慮して、本開示のひとつの態様は、電流磁気歪みを低減しつつ、平坦な周波数特性で音響トランスデューサを駆動することを解決課題とする。

以上の課題を解決するために、本開示のひとつの態様に係る電力増幅装置は、入力音信号を電力増幅することによって出力音信号を生成する。電力増幅装置は、前記入力音信号を増幅し、増幅された信号を前記出力音信号として、前記出力音信号を音に変換する音響トランスデューサに出力する増幅回路と、前記出力音信号の電圧を前記増幅回路の入力に負帰還する電圧帰還回路と、前記音響トランスデューサを流れる電流を前記増幅回路の入力に負帰還する電流帰還回路とを備え、前記電圧帰還回路は、電圧帰還抵抗及び前記電圧帰還抵抗と並列に接続された補償回路とを備え、前記電圧帰還回路と前記電流帰還回路とによって、仮想的に、前記音響トランスデューサに並列接続された補償用インピーダンスが生じ、前記音響トランスデューサと前記補償用インピーダンスの並列回路のインピーダンスは、前記音響トランスデューサのインピーダンスの周波数特性と比較して、平坦であり、前記電圧帰還回路と前記電流帰還回路とによって、仮想的に、前記音響トランスデューサに直列接続された出力抵抗を生じ、前記出力抵抗は、前記音響トランスデューサの抵抗値より大きい値である。

第１実施形態に係る音響システム１の構成例を示すブロック図である。 音響システム１の等価回路を示す回路図である。 音響システム１の第１ノードＮ１における電圧の周波数特性を示すグラフである。 電力増幅装置１０の出力インピーダンスＺｏを示す説明図である。 電力増幅装置１０の回路例を示す回路図である。 開放出力電圧Ｖ２を検討するための回路例を示す回路図である。 電力増幅装置１０の一例を示す回路図である。 音響システム１の構成例を示す回路図である。 図８に示される音響システム１の各素子の値の一例を示す回路図である。 第２実施形態に係る音響システム１の構成例を示す回路図である。 第３実施形態に係る音響システム１の構成例を示す回路図である。 歪率の周波数特性を示すグラフである。

１．第１実施形態
図１は、第１実施形態に係る音響システム１の構成例を示すブロック図である。音響システム１は、電力増幅装置１０とスピーカー２０とを備える。電力増幅装置１０は入力音信号Ｖｉｎを増幅することによって出力音信号Ｖｏｕｔを生成する。電力増幅装置１０は出力音信号Ｖｏｕｔをスピーカー２０に出力する。スピーカー２０は、出力音信号Ｖｏｕｔを音に変換する音響トランスデューサの一例である。スピーカー２０はボイスコイルを有するダイナミックスピーカーである。スピーカー２０は、スピーカーユニットとスピーカーユニットを収容するエンクロージャーとを備える。スピーカー２０は、第１ノードＮ１を介して電力増幅装置１０と接続される。

図２は、音響システム１で実現しようとしている等価回路を示す回路図である。図２に示されるように電力増幅装置１０の等価回路は、電圧源２と、出力抵抗１１１と、補償用のインピーダンスＺｃとを備える。出力抵抗１１１の一方の端子は電圧源２に接続される。出力抵抗１１１の他方の端子は補償用のインピーダンスＺｃに接続される。補償用のインピーダンスＺｃは、第１容量１４１、第１抵抗１４２、及び第１コイル（インダクタ）１４３が直列に接続される回路である。電圧源２は、後述するアンプに対応する等価回路である。電圧源２の出力インピーダンスはゼロである。電圧源２から出力される出力電圧Ｖ１は、入力音信号Ｖｉｎを増幅した電圧であり、入力音信号Ｖｉｎに比例する。出力抵抗１１１の抵抗値はＲｏであり、例えば３２Ωである。第１容量１４１の容量値はＣであり、例えば６μＦである。第１コイル１４３のインダクタンス値はＬであり、例えば２．２ｍＨである。

ここで、スピーカー２０が接続されていないときの図２の等価回路の出力音信号Ｖｏｕｔ、即ち、スピーカー２０から見た電力増幅装置１０の開放出力電圧Ｖ２は、以下の式１で与えられる。
Ｖ２＝Ｖ１×（Ｚｃ／（Ｒｏ＋Ｚｃ））…式１

インピーダンスＺｓｐはスピーカー２０のインピーダンスである。スピーカー２０の等価回路は、コイル２１、抵抗２２、コイル２３、抵抗２４、及び容量２５を備える。コイル２１の一方の端子には、第１ノードＮ１を介して電力増幅装置１０から出力音信号Ｖｏｕｔが供給される。コイル２１の他方の端子は、抵抗２２の一方の端子に接続される。抵抗２２の他方の端子は、中間ノードＮｃに接続される。コイル２３、抵抗２４、及び容量２５は、中間ノードＮｃと接地との間に並列に接続される。コイル２１のインダクタンス値はＬ２１であり、例えば、０．０７ｍＨである。抵抗２４の抵抗値はＲ２１であり、例えば、７．５Ωである。コイル２３のインダクタンス値はＬ２２であり、例えば、０．４３ｍＨである。抵抗２４の抵抗値はＲ２２であり、例えば、４．１Ωである。容量２５の容量値はＣ２２であり、例えば、３０μＦである。

コイル２１によって表されるインダクタンスは、主としてスピーカーユニットのボイスコイルのインダクタンス成分である。抵抗２２によって表されるレジスタンスは、主としてボイスコイルのレジスタンス成分である。コイル２３、抵抗２４、及び容量２５は、スピーカー２０のモーショナルインピーダンスである。モーショナルインピーダンスは、スピーカーユニットの構造とエンクロージャーの構造に応じて定まる。

モーショナルインピーダンスによって、低域周波数において共振が発生する。この共振周波数は、スピーカー２０の低域共振周波数Ｆ０である。図３は、低域共振周波数Ｆ０を説明するためのグラフである。図３の曲線Ｇ１は、音響システム１の第１ノードＮ１における電圧の周波数特性であり、モーショナルインピーダンスの周波数特性が、並列に接続された補償用のインピーダンスＺｃにより平坦に補償されている。一方、曲線Ｇ２は、音響システム１から補償用のインピーダンスＺｃを除いた場合の第１ノードＮ１における電圧の周波数特性を示している。この例のように、補償用のインピーダンスＺｃの共振周波数及びＱ値は、モーショナルインピーダンスの共振周波数及びＱ値と略一致するよう調整される。

図４は、電力増幅装置１０の出力インピーダンスＺｏを示す説明図である。図４に示されるように図２の等価回路の出力インピーダンスＺｏは、出力抵抗１１１と補償用のインピーダンスＺｃとを並列接続した回路のインピーダンスとなる。出力インピーダンスＺｏは、以下に示す式２で与えられる。
Ｚｏ＝Ｒｏ//Ｚｃ＝Ｒｏ・Ｚｃ／（Ｒｏ＋Ｚｃ）…式２
なお、「//」は、並列インピーダンスの演算式を示す。

テブナンの法則によって、スピーカー２０から見た、式１で示される等価回路の開放出力電圧Ｖ２とある回路の開放出力電圧とが一致し、且つ式２で示される等価回路の出力インピーダンスとその回路の出力インピーダンスとが一致すれば、その回路は、図２の等価回路と電気的に等価な動作をする。本実施形態では、テブナンの法則を用いて、以下、電力増幅装置１０の回路の具体化について説明する。

まず、式１に示される開放出力電圧Ｖ２を出力する電力増幅装置の回路について想定する。図５は、図２の等価回路でスピーカー２０を外した場合の回路例である。図５では、電力増幅装置１０は、第１アンプ１１０、入力抵抗１２０、電圧帰還抵抗１３０、出力抵抗１１１及び補償回路１４０を備える。第１アンプ１１０は、正入力端子と負入力端子との間の電圧差を増幅し、その電圧差に比例する電圧を出力端子から出力する差動増幅器である。図５の回路において、入力抵抗１２０のインピーダンスはＲｉｎである。出力抵抗１１１及び電圧帰還抵抗１３０のインピーダンスはＲｏである。補償回路１４０のインピーダンスはＺｃである。

入力抵抗１２０の一方の端子には、入力音信号Ｖｉｎが供給される。第１アンプ１１０の負入力端子は、入力抵抗１２０の他方の端子と接続される。第１アンプ１１０の出力端子と負入力端子との間には電圧帰還抵抗１３０が設けられる。出力抵抗１１１の一方の端子は第１アンプ１１０の出力端子と接続される。出力抵抗１１１の他方の端子は、補償回路１４０と接続される。補償回路１４０は、第１容量１４１、第１抵抗１４２、及び第１コイル１４３を直列に接続することによって、構成される。

図５の電力増幅装置１０において、第１アンプ１１０は、出力インピーダンスがほぼゼロの電圧源である。電力増幅装置１０の出力インピーダンスＺｏは、図４に示される出力インピーダンスＺｏである。

図５の電力増幅装置１０において、第１アンプ１１０から出力される出力電圧Ｖ１は、以下に示される式３で与えられる。
Ｖ１＝Ｖｉｎ×Ｒｏ／Ｒｉｎ…式３
式３と式１とによって、開放出力電圧Ｖ２を示す式４が導かれる。
Ｖ２＝（Ｖｉｎ×Ｒｏ／Ｒｉｎ）×（Ｚｃ／（Ｒｏ＋Ｚｃ））
＝Ｖｉｎ×Ｒｏ×Ｚｃ／（Ｒｉｎ×（Ｒｏ＋Ｚｃ））…式４

ここで、これと同じ開放出力電圧Ｖ２を有する図６の回路を想定する。この回路の伝達特性は、以下に示される式５で与えられる。
Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ×（Ｒｏ//Ｚｃ）／Ｒｉｎ
＝Ｖｉｎ×Ｒｏ×Ｚｃ／（（Ｒｉｎ×（Ｒｏ＋Ｚｃ））…式５
つまり、図６の想定回路の開放出力電圧は、図５の電力増幅装置１０の開放出力電圧Ｖ２と同じである。一方、図６の想定回路の出力インピーダンスはゼロであり、図５の電力増幅装置１０の出力インピーダンスと同じでない。そこで、図６の回路の出力にインピーダンスＲｏ//Ｚｃを追加すれば、同じ出力インピーダンスになる。図７は、図６の回路の出力にインピーダンスＲｏ//Ｚｃを追加した回路であり、図２の回路と等価である。

図７の想定回路では、第１アンプ１１０の出力端子に、インピーダンスＲｏ//Ｚｃが接続されている。

ところで、スピーカー２０は、所謂、電流磁気歪を有する。電流磁気歪は、スピーカー２０のインピーダンスＺｓｐが非線形要素を含むことによって発生する。例えば、ボイスコイルに発生する力は、有効磁束密度とボイスコイルの長さとボイスコイルを流れる電流の積で決定される。即ち、スピーカー２０において、電気音響変換が正確に行われるためには、ボイスコイルの位置によらず有効磁束密度が一様であることが必要である。しかし、実際のスピーカー２０では、振幅が大きくなるにつれて有効磁束密度が一様でなくなる傾向にある。

即ち、インピーダンスＺｓｐは、電流磁気歪の影響を受けて、変動することになる。インピーダンスＺｓｐの変動成分はΔＺｓｐで表される。スピーカー２０を定電圧で駆動した場合、ΔＺｓｐ／Ｚｓｐの電流磁気歪が発生する。本実施形態のスピーカー２０は、ダイナミック型のスピーカーユニットを採用するので、振動板であるコーンの駆動力は電流に比例する。従って、電流磁気歪は音に変換される。

仮に、スピーカーユニットの公称インピーダンスのｎ倍の出力インピーダンスを有する電力増幅装置１０を用いてスピーカー２０を駆動する場合、公称インピーダンスの出力インピーダンスを有する回路を用いてスピーカー２０を駆動する場合と比較して、電流変動は、ΔＺｓｐ／（Ｚｓｐ＋ｎ×Ｚｓｐ）となる。この結果、電流磁気歪が定電圧駆動と比較して１／（ｎ＋１）となる。なお、スピーカーユニットの公称インピーダンスは、例えば、８Ωである。

よって、電流磁気歪を低減するためには、出力インピーダンスのレジスタンス成分を大きくすることが好ましい。しかしながら、レジスタンス成分を物理的な抵抗素子によって実現した場合、その抵抗素子によって大きな電力損失が発生する。

そこで、本実施形態では、スピーカー２０を流れる電流を負帰還することによって図７のインピーダンスＲｏ//Ｚｃを仮想的に生じさせ、電力損失を増やすことなく電流磁気歪を低減するとともに、その周波数特性を平坦化する。

図８は、図７の想定回路において、電流帰還を用いて出力のインピーダンスＲｏ//Ｚｃを仮想的に生じさせるようにした、音響システム１の構成例を示す回路図である。音響システム１は、電力増幅装置１０Ａとスピーカー２０を備える。つまり、電力増幅装置１０Ａの回路は、図２の回路と等価である。電力増幅装置１０Ａは、第１アンプ１１０と、入力抵抗１２０と、電圧帰還回路１００と、電流帰還回路１５０とを備える。

第１アンプ１１０は、第１正入力端子Ｔ１、第１負入力端子Ｔ２、及び第１出力端子Ｔ３を有する。入力抵抗１２０は第１負入力端子Ｔ２と接続される。入力音信号Ｖｉｎは、入力抵抗１２０を介して第１負入力端子Ｔ２に入力される。

電圧帰還回路１００は、出力音信号Ｖｏｕｔを第１アンプ１１０の入力に負帰還する。電圧帰還回路１００は、電圧帰還抵抗１３０及び電圧帰還抵抗１３０と並列に接続された補償回路１４０を備える。電圧帰還抵抗１３０は、第１負入力端子Ｔ２と第１出力端子Ｔ３との間に接続される。補償回路１４０は、第１負入力端子Ｔ２と第１出力端子Ｔ３との間に接続される。補償回路１４０は、第１容量１４１、第１抵抗１４２及び第１コイル（インダクタ）１４３が直列に接続される。なお、第１容量１４１、第１抵抗１４２及び第１コイル１４３の接続順は任意である。

電流帰還回路１５０は、電流帰還抵抗１５１及び電流検出抵抗１５２を備える。電流帰還抵抗１５１は、第２ノードＮ２と第１負入力端子Ｔ２との間に接続される。第２ノードＮ２には、スピーカー２０と電流検出抵抗１５２とが接続される。電流検出抵抗１５２は、スピーカーを流れる電流を検出するために用いられる。電流検出抵抗１５２は、スピーカー２０と接地との間に接続される。電流帰還抵抗１５１の抵抗値はＲｆｂである。電流検出抵抗１５２の抵抗値はＲｓである。

抵抗Ｒｆｂによる電流帰還によって電力増幅装置１０Ａに仮想的に生じる出力インピーダンスＺｏｕｔは、以下に示す式６で与えられる。
Ｚｏｕｔ＝Ｒｓ×（Ｒｏ//Ｚｃ）／Ｒｆｂ
＝（Ｒｓ／Ｒｆｂ）×Ｒｏ×Ｚｃ／（Ｒｏ＋Ｚｃ）…式６
ここで、Ｒｓ／Ｒｆｂ＝１となるように電流帰還抵抗１５１の抵抗値と電流検出抵抗１５２の抵抗値とを設定した場合、式６は以下に示される式７となる。
Ｚｏｕｔ＝Ｒｏ×Ｚｃ／（Ｒｏ＋Ｚｃ）…式７

式２と式７とを比較することによって、電力増幅装置１０の出力インピーダンスＺｏと電力増幅装置１０Ａの出力インピーダンスＺｏｕｔが同じであることが理解される。また、スピーカー２０を第１ノードＮ１から切り離した場合の第１ノードＮ１の電圧は、式５によって示されるＶｏｕｔとなる。よって、図８の音響システム１は、テブナンの法則の観点から、図２（図５）の音響システム１の等価回路および図７の想定回路と等価である。つまり、図８の音響システム１の電力増幅装置１０Ａの出力は、図２の等価回路と同様に、仮想的な抵抗１１１がスピーカー２０に直列に接続され、仮想的なインピーダンスＺｃがスピーカー２０に並列に接続されていると見做せる。

図９の音響システム１は、図８の音響システム１の各素子の値の一例を示す回路図である。補償回路１４０のインピーダンスを、図５のようにスピーカー２０のインピーダンスに合わせると、第１アンプ１１０の電圧帰還回路１００としては小さすぎる。そこで、図９の音響システム１においては、図８の音響システム１と伝達特性を同一として、電圧帰還回路１００と電流帰還抵抗１５１のインピーダンスを図５の場合の１２５０倍で設計してある。

以上、説明したように本実施形態によれば、入力音信号Ｖｉｎを電力増幅することによって出力音信号Ｖｏｕｔを生成する電力増幅装置１０Ａは、出力音信号Ｖｏｕｔを音に変換するスピーカー２０に出力する第１アンプ１１０と、出力音信号Ｖｏｕｔの電圧を第１アンプ１１０の入力に負帰還する電圧帰還回路１００と、スピーカー２０を流れる電流に応じた電圧を第１アンプ１１０の入力に負帰還する電流帰還回路１５０とを備える。また、電圧帰還回路１００は、電圧帰還抵抗１３０及び電圧帰還抵抗１３０と並列に接続された補償回路１４０とを備える。

上述したように、図８の電力増幅装置１０Ａの出力は、仮想的に、図２の等価回路における補償用のインピーダンスＺｃと同じインピーダンスＺｃがスピーカー２０と並列に接続されていると見做すことができ、その並列回路のインピーダンスの平坦な周波数特性により、図３の曲線Ｇ１が実現される。従って、その並列回路のインピーダンスの周波数特性は、スピーカー２０のインピーダンスの周波数特性Ｇ２と比較して、平坦である。よって、電力増幅装置１０Ａは、図２のインピーダンスＺｃが無く、出力抵抗１１１だけでスピーカー２０を駆動する場合と比較して、平坦な周波数特性の電圧でスピーカー２０を駆動できる。

また、上述したように、電力増幅装置１０Ａの出力は、仮想的に、図２の出力抵抗１１１と同じ抵抗がスピーカー２０と直列に接続されている。ここで、出力抵抗１１１の抵抗値Ｒｏが、スピーカー２０の抵抗値であるＲ２１とＲ２２の合計よりも十分に大きくなるよう、回路が設計される。図２に例示されるＲｏは３２Ωであり、Ｒ２１とＲ２２の合計は１１．６Ωである。この場合、電流磁気歪は約１／４に低減される。

つまり、電力増幅装置１０Ａは、仮想的に、スピーカー２０のインピーダンスＺｓｐと補償用の仮想的なインピーダンスＺｃとの並列回路と、仮想的な出力抵抗１１１とが接続された直列回路を、入力音信号Ｖｉｎに比例した出力電圧Ｖ１によって駆動する。この結果、スピーカー２０を接続した場合の第１ノードＮ１の電圧は、出力電圧Ｖ１を出力抵抗１１１と並列回路のインピーダンスとによって分圧された、周波数特性が平坦な電圧となる。一方、スピーカー２０を接続しない場合の第１ノードＮ１の電圧は、出力電圧Ｖ１を出力抵抗１１１と補償用のインピーダンスＺｃとによって分圧された電圧（開放出力電圧Ｖ２）となる。

また、電流帰還回路１５０は、スピーカー２０と接地との間に接続された電流検出抵抗１５２の電圧を、スピーカー２０と電流検出抵抗１５２とが接続される第２ノードＮ２と、第１負入力端子Ｔ２との間に接続される電流帰還抵抗１５１によって、第１アンプ１１０に負帰還する。つまり、スピーカー２０に流れる電流を、電流帰還抵抗１５１を介して、第１アンプ１１０に負帰還する。

また、補償回路１４０は、第１負入力端子Ｔ２と第１出力端子Ｔ３との間に任意の順序で直列に接続される、第１容量１４１、第１コイル（インダクタ）１４３、及び第１抵抗１４２を備える。なお、第１コイルは、シミュレーテッドインダクタでもよい。スピーカー２０の低域共振周波数Ｆ０において、スピーカー２０のモーショナルインピーダンスの値は増大する。電流帰還によって、電力増幅装置１０Ａの出力には、スピーカー２０と並列に、補償回路１４０と同じような周波数特性の補償用インピーダンスが仮想的に生じ、スピーカー２０のモーショナルインピーダンスの影響を相殺する。

２．第２実施形態
第１実施形態に係る電力増幅装置１０Ａの補償回路１４０は、第１容量１４１、第１抵抗１４２、及び第１コイル１４３が直列に接続されて構成された。第１コイル１４３は、両方の端子が浮いている。これに対して、第２実施形態の電力増幅装置１０Ａは、片方の端子が接地されたコイルを用いる点で、第１実施形態の電力増幅装置１０Ａと相違する。

図１０に第２実施形態に係る音響システム１の構成例を示す。第２実施形態に係る音響システム１は、電力増幅装置１０Ａの補償回路１４０の替わりに、補償回路１４０と同じ特性の補償回路１６０Ａを用いる点を除いて、図９の第１実施形態に係る音響システム１と同様に構成される。以下、補償回路１６０Ａについて説明する。

図１０の補償回路１６０Ａは、第２アンプ１６１、第２抵抗１６２、第２容量１６３、第２コイル１６４、及び第３抵抗１６５を備える。第２アンプ１６１は、第２正入力端子Ｔ４、第２負入力端子Ｔ５、及び第２出力端子Ｔ６を有する。第２出力端子Ｔ６は第２負入力端子Ｔ５と接続される。第２アンプ１６１は、ボルテージフォロワとして機能する。

第２抵抗１６２は、第１アンプ１１０の第１出力端子Ｔ３と第２正入力端子Ｔ４との間に設けられる。第２抵抗１６２の抵抗値は、例えば９．１ｋΩである。第２容量１６３は、第２正入力端子Ｔ４と接地との間に設けられる。第２抵抗１６２と第２容量１６３との各々は第３ノードＮ３に接続される。第２容量１６３の容量値は、例えば１０ｎＦである。第２コイル１６４は、第２正入力端子Ｔ４と接地との間に設けられる。第２コイル１６４のインダクタンス値は、例えば、１．４Ｈである。第３抵抗１６５は、第２出力端子Ｔ６と第１アンプ１１０の第１負入力端子Ｔ２との間に設けられる。第３抵抗１６５の抵抗値は、例えば、２７．５ｋΩである。

３．第３実施形態
第２実施形態に係る補償回路１６０Ａは、第２コイル１６４を備える。これに対して、第３実施形態に係る音響システム１は、第２コイル１６４をシミュレーテッドインダクタにした点で相違する。接地された第２コイル１６４は、第１実施形態の浮いている第１コイル１４３よりも、対応するシミュレーテッドインダクタがシンプルである。

図１１に第３実施形態に係る音響システム１の構成例を示す。第３実施形態に係る音響システム１は、電力増幅装置１０Ａの補償回路１６０Ａの替わりに、補償回路１６０Ｂを用いる点を除いて、図１０の第２実施形態に係る音響システム１と同様に構成される。以下、補償回路１６０Ｂについて説明する。

図１０の補償回路１６０Ｂは、第１アンプ１１０の第１負入力端子Ｔ２と第１出力端子Ｔ３との間に接続される。補償回路１６０Ｂは、第２アンプ１６１を用いたシミュレーテッドインダクタを備える。

補償回路１６０Ｂは、第２アンプ１６１、第２抵抗１６２、第２容量１６３、第３抵抗１６５、第４抵抗１６６、第３容量１６７、及び第５抵抗１６８を備える。第２抵抗１６２は第１アンプ１１０の第１出力端子Ｔ３と第３ノードＮ３との間に設けられる。第３抵抗１６５は、第２出力端子Ｔ６と第１アンプ１１０の第１負入力端子Ｔ２との間に設けられる。第２容量１６３は、第３ノードＮ３と接地との間に設けられる。第３容量１６７は第３ノードＮ３と第２正入力端子Ｔ４との間に設けられる。第３容量１６７の容量値は、例えば、１３ｎＦである。第４抵抗１６６は、第３ノードＮ３と第２負入力端子Ｔ５との間に設けられる。第４抵抗１６６の抵抗値は、例えば３３０Ωである。第５抵抗１６８は、第２正入力端子Ｔ４と接地との間に設けられる。

以上説明した補償回路１６０Ｂによれば、第２アンプ１６１、第４抵抗１６６、第３容量１６７、及び第５抵抗１６８によって、シミュレーテッドインダクタが構成される。シミュレーテッドインダクタのインダクタンス値は、図１０の第２コイル１６４のインダクタンス値と等しい。補償回路１６０Ｂは、サイズの大きな第２コイル１６４を、シミュレーテッドインダクタによって代替するので、補償回路１６０Ａと比較して、回路サイズを縮小できる。

図１２は、歪率の周波数特性を示すグラフである。同図において曲線Ｃａは図１１のようにスピーカー２０を電力増幅装置１０Ａで駆動した場合のスピーカー２０を流れる電流の歪率を示し、曲線Ｃｂはスピーカー２０を（図１１から電流帰還抵抗１５１と補償回路１６０Ｂとを削った）定電圧駆動の電力増幅装置で駆動した場合の同電流の歪率を示す。曲線Ｃａと曲線Ｃｂとを比較すると、１ｋＨｚ以上の周波数帯域において、電力増幅装置１０Ａの歪率は約６ｄＢ～１０ｄＢ程度の改善が認められる。

４．変形例
本開示は、上述した各実施形態に限定されるものではなく、以下に述べる各種の変形が可能である。また、各実施形態と各変形とを適宜組み合わせてもよい。

（１）変形例１
上述した各実施形態において、電力増幅装置１０Ａは、スピーカー２０の外部に設けられていたが、本開示はこれに限定されない。例えば、スピーカー２０の内部に電力増幅装置１０Ａを設けたパワードスピーカーであってもよい。上述した補償回路１４０、１６０Ａ及び１６０Ｂは、特定のスピーカー２０のインピーダンスＺｓｐに応じて設計される。従って、電力増幅装置１０Ａは、そのスピーカーとはインピーダンスが異なるスピーカーには適合しない。パワードスピーカーでは、特定のスピーカー２０に適合する電力増幅装置１０Ａをエンクロージャーに組み込める。

（２）変形例２
図５～図１１の第１アンプ１１０は、いずれも入力電圧Ｖｉｎを負入力端子に入力する反転型増幅器として設計されていたが、それぞれ入力電圧Ｖｉｎを正入力端子に入力する非反転型増幅器として設計しなおすことは容易である。

（３）変形例３
上述した各実施形態は、スピーカー２０を音響トランスデューサの一例として説明した。音響トランスデューサは、電気エネルギーを音に変換する装置である。本開示では、音響トランスデューサは、出力音信号Ｖｏｕｔを音に変換する。即ち、本開示は、スピーカーに限定されない。音響トランスデューサは、コンプレッションドライバやイヤホンのドライバであってもよい。また、電気エネルギーによって壁などを振動させる音響トランスデューサも含まれる。

（４）変形例４
上述した各実施形態において、補償回路１４０、１６０Ａ、又は１６０ＢのインピーダンスＺｃは、スピーカー２０のインピーダンスＺｓｐに応じて並列回路のインピーダンスの周波数特性が、平坦になるよう設計される。しかし、完全に平坦にする必要はなく、並列回路のインピーダンスの周波数特性が、スピーカー２０単体でのインピーダンスの周波数特性と比較して、平坦に近づいていればよい。

１…音響システム、１０，１０Ａ…電力増幅装置、２０…スピーカー、１００…電圧帰還回路、１１０…第１アンプ、１１１…出力抵抗、１２０…入力抵抗、１３０…電圧帰還抵抗、１４０，１６０Ａ，１６０Ｂ…補償回路、１４１…第１容量、１４２…第１抵抗、１４３…第１コイル、１５０…電流帰還回路、１５１…電流帰還抵抗、１５２…電流検出抵抗、１６１…第２アンプ、１６２…第２抵抗、１６３…第２容量、１６４…第２コイル、１６５…第３抵抗、１６６…第４抵抗、１６７…第３容量、１６８…第５抵抗、Ｎ１…第１ノード、Ｎ２…第２ノード、Ｎ３…第３ノード、Ｔ１…第１正入力端子、Ｔ２…第１負入力端子、Ｔ３…第１出力端子、Ｔ４…第２正入力端子、Ｔ５…第２負入力端子、Ｔ６…第２出力端子、Ｖ１…出力電圧、Ｖｉｎ…入力音信号、Ｖｏｕｔ…出力音信号。

Claims (8)

1. 入力音信号を電力増幅することによって出力音信号を生成する電力増幅装置であって、
   前記入力音信号を増幅し、増幅された信号を前記出力音信号として、前記出力音信号を音に変換する音響トランスデューサに出力する増幅回路と、
   前記出力音信号の電圧を前記増幅回路の入力に負帰還する電圧帰還回路と、
   前記音響トランスデューサを流れる電流を前記増幅回路の入力に負帰還する電流帰還回路とを備えた電力増幅装置であって、
   前記電圧帰還回路は、電圧帰還抵抗及び前記電圧帰還抵抗と並列に接続された補償回路とを備え、
   前記電圧帰還回路と前記電流帰還回路とによって、仮想的に、前記音響トランスデューサに並列接続された補償用インピーダンスが生じ、前記音響トランスデューサと前記補償用インピーダンスの並列回路のインピーダンスは、前記音響トランスデューサのインピーダンスの周波数特性と比較して、平坦であり、
   前記電圧帰還回路と前記電流帰還回路とによって、仮想的に、前記音響トランスデューサに直列接続された出力抵抗を生じ、前記出力抵抗は、前記音響トランスデューサの抵抗値より大きい値である、
   電力増幅装置。
2. 前記電力増幅装置は、仮想的に、前記並列回路のインピーダンスと、前記出力抵抗とが接続された直列回路を、前記入力音信号に比例する出力電圧によって駆動する、
   請求項１に記載の電力増幅装置。
3. 前記音響トランスデューサは、第１ノードを介して前記増幅回路の出力と接続され、
   前記音響トランスデューサを前記第１ノードに接続しない場合の前記第１ノードの電圧は、前記出力電圧を前記出力抵抗と前記補償用インピーダンスとによって分圧された電圧となる、
   請求項２に記載の電力増幅装置。
4. 前記増幅回路は、第１正入力端子、第１負入力端子、及び第１出力端子を有する第１アンプであり、
   前記電流帰還回路は、
   前記音響トランスデューサと接地との間に接続された電流検出用の電流検出抵抗と、
   前記音響トランスデューサと前記電流検出抵抗とが接続される第２ノードと、前記第１負入力端子との間に接続される電流帰還抵抗とを備える、
   請求項１から３までのうちいずれか１項に記載の電力増幅装置。
5. 前記増幅回路は、第１正入力端子、第１負入力端子、及び第１出力端子を有する第１アンプであり、
   前記電圧帰還抵抗は、前記第１負入力端子と前記第１出力端子との間に接続され、
   前記補償回路は、
   前記第１負入力端子と前記第１出力端子との間に任意の順序で直列に接続される、第１容量、第１インダクタ、及び第１抵抗と、を備える、
   請求項１から４までのうちいずれか１項に記載の電力増幅装置。
6. 前記増幅回路は、第１正入力端子、第１負入力端子、及び第１出力端子を有する第１アンプであり、
   前記電圧帰還抵抗は、前記第１負入力端子と前記第１出力端子との間に接続され、
   前記補償回路は、
   第２正入力端子、第２負入力端子、及び前記第２負入力端子と接続される第２出力端子を有する第２アンプと、
   前記第１出力端子と前記第２正入力端子との間に設けられる第２抵抗と、
   前記第２正入力端子と接地との間に設けられる第２容量と、
   前記第２正入力端子と接地との間に設けられる第２コイルと、
   前記第２出力端子と前記第１負入力端子との間に設けられる第３抵抗とを備える、
   請求項５に記載の電力増幅装置。
7. 前記増幅回路は、第１正入力端子、第１負入力端子、及び第１出力端子を有する第１アンプであり、
   前記電圧帰還抵抗は、前記第１負入力端子と前記第１出力端子との間に接続され、
   前記補償回路は、
   前記第１負入力端子と前記第１出力端子との間に接続され、
   第２アンプを用いたシミュレーテッドインダクタを備える、
   請求項５に記載の電力増幅装置。
8. 前記第２アンプは、第２正入力端子、第２負入力端子、及び第２出力端子を有し、
   前記補償回路は、
   前記第１出力端子と第３ノードとの間に設けられる第２抵抗と、
   前記第２出力端子と前記第１負入力端子との間に設けられる第３抵抗と
   前記第３ノードと接地との間に設けられる第２容量と、
   前記第３ノードと前記第２正入力端子との間に設けられる第３容量と、
   前記第３ノードと前記第２負入力端子との間に設けられる第４抵抗と、
   前記第２正入力端子と接地との間に設けられる第５抵抗と、を備える、
   請求項５に記載の電力増幅装置。

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