JP2022532651A

JP2022532651A - 真空計のブリッジ電圧反転回路及びブリッジ電圧反転回路を有する圧力計センサ

Info

Publication number: JP2022532651A
Application number: JP2021568285A
Authority: JP
Inventors: エイチ．タン，ハワード; スコットマイケルハリス，
Original assignee: Sumitomo SHI Cryogenics of America Inc
Current assignee: Sumitomo SHI Cryogenics of America Inc
Priority date: 2019-05-15
Filing date: 2020-04-23
Publication date: 2022-07-15
Anticipated expiration: 2040-04-23
Also published as: KR20210157405A; WO2020231613A1; CN113795739A; TW202103427A; KR102622726B1; US20220196502A1; EP3969865A4; WO2020231613A8; JP7244674B2; TWI747279B; US11906380B2; CN113795739B; EP3969865A1

Abstract

本発明は、真空計のブリッジ電圧反転回路及び前記ブリッジ電圧反転回路を有する圧力計センサを提供する。圧力計のための前記ブリッジ電圧反転回路は、基準コンデンサと、センサコンデンサと、一次巻線及びブリッジ電圧を出力する二次巻線を含む変圧器と、を含む。前記基準コンデンサは、前記変圧器の前記二次巻線の第１の側に接続され、前記センサコンデンサは、前記変圧器の前記二次巻線の第２の側に接続される。前記センサコンデンサは、圧力を感知して反応し、前記センサコンデンサの静電容量は、真空圧力時に最小である。真空時の前記センサコンデンサの静電容量は前記基準コンデンサの静電容量よりも小さい。【選択図】図４

Description

関連出願への相互参照
本出願は、２０１９年５月１５日に出願された「BRIDGE VOLTAGE INVERSION CIRCUIT FOR VACUUM GAUGE AND METHODS OF OPERATING SAME」という名称の米国仮特許出願６２/８４８，３２６の優先権を主張するものであり、この出願は参照されることにより、本出願に援用される。

本発明は、一般的に、現在の真空計（例えば、ＷＹＤＥゲージ）ユニットのアナログ基板内に見つけられるセンサアナログフロントエンド回路(sensor analog front end circuits)に関し、より詳しくは、より良い製造性を達成しながらより少ない回路部品表(bill of material)（ＢＯＭ）及びより少ない電力消費を有するＷＹＤＥゲージユニットのアナログ基板の性能向上に関する。基本概念は他の型のゲージにも拡張することができる。

現在の真空計（例えば、ＷＹＤＥゲージ）のアナログフロントエンド電子設計において、図１に図示されているように、圧力示度は、トランス回路の二次巻線のブリッジノード上に現れる信号振幅の直接的結果である。しかしながら、電圧振幅及び加圧力間の比例する性質により、図２に図示されているように、低圧力時に、信号増幅が多くの場合必要である。真空圧力又は真空圧力に近い圧力において、デジタル化のためにアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）に提出される前の信号増幅は多くの場合非常に高い必要がある。この高いレベルの信号増幅は、不要なノイズの導入及び増幅器の非線形性とともに、増幅信号波自体及び基準波間の予測不可能な位相関係の問題を生成する。結果的に、信号利得が多すぎることなく、真空時に最高の信号品質を有することが望ましい。

ブリッジ電圧上に現れる信号振幅は、変圧器の一次側信号振幅の関数であり、同様に、圧力変化による基準静電容量に関連するセンサ静電容量の変化である。これらの問題に対する従来技術の解決策には以下のものが含まれる。

・多重高価利得／位相調整ブロック(Multiple, expensive gain/phase adjust blocks)
多重高価利得／位相調整集積回路（ＩＣ）は、１）増幅による位相関係の不確実性を解消し、２）基準コンデンサを微調整し、又は真空圧力又は真空圧力に近い圧力における振幅をゼロにするために使用される。これらの集積回路部分は信号増幅の直接的結果であり、真空圧力レベルにおいて基準コンデンサ及びセンサコンデンサを一致させる必要があるから、これらの集積回路部分は必要である。

・各増幅ディケード間の不連続性を修正する煩雑なファームウェア(Cumbersome firmware fixing the discontinuity between each amplification decades)
離散ステップ時の有限利得とともに増幅する可変利得により、多くの場合、各利得ステージ間の曲線部の直線性は、切替点の不正確性により不連続性を示すことがある。そのような複雑性を処理するために多数のファームウェアコードが書き込まれている。より悪いことに、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）基板内のマイクロプロセッサは、特定の増幅率における信号レベルを認識する必要があり、さもなければ次の増幅ステージに信号振幅が過剰に供給される危険がある。

・信号ノイズ比（ＳＮＲ）が低いことによる信号自体とともにノイズ信号の増幅
真空圧力レベルにおいて、効果的な信号ノイズ比は非常に低く、多くの場合、増幅率が高いと、図３に図示されているように、アナログデジタル変換器ではもはや純粋な正弦波は見られない。その結果、増幅及びノイズの結果として信号品質が損なわれる。残念ながら、この問題は１トル（１３３．３２２パスカル）以下で動作する低圧圧力計において悪化してしまう。

・信号平均値算出
低圧力レベルにおける水準以下の信号ノイズ比により、デジタルドメイン内の信号平均値算出数を増加する必要がある。このことは圧力過渡反応を遅くする負の効果を有する。

・追加回路ノイズの導入
信号経路に沿って導入可能な可変利得ブロックのひずみに伴って、アナログデジタル変換器に提供される前の接地及び電源等の場所からノイズが導入される他の機会が存在する。

現在のＷＹＤＥゲージユニットのアナログ基板内に見つけられる既存のセンサアナログフロントエンド回路の改良が必要である。ここに記載の実施形態は、より少ない回路部品表で性能の向上を提供し、したがって、より良い製造性を達成しながらより少ない電力消費を有する。本実施形態は、低圧力の信号ノイズ比の要件に挑戦することを特に目的とするものである。本実施形態は、以前のものと比べて同等又はより優れた性能を維持しながら、製造性、簡易性、及び回路要素の節約等の領域において従来技術に対して多くの利点を提供する。また、本実施形態は、１トル（１３３．３２２パスカル）以下のフルスケールの低圧圧力計において非常に貴重である。従来技術と違い、本実施形態は、真空において最高の信号品質を提供する。

ブリッジ電圧反転回路の実施形態は、従来技術の欠点を克服し、上記利点を提供する。これらの利点及び他の利点は、例えば、一次巻線及びブリッジ電圧を出力する二次巻線を含む変圧器と、前記変圧器の前記二次巻線の第１の側に接続された基準コンデンサと、前記変圧器の前記二次巻線の第２の側に接続されたセンサコンデンサと、を含む、圧力計のためのブリッジ電圧反転回路により達成される。前記センサコンデンサは、圧力を感知して反応する。前記センサコンデンサの静電容量は、真空圧力時に最小である。前記基準コンデンサ及び前記センサコンデンサは、真空時の前記センサコンデンサの静電容量が前記基準コンデンサの静電容量よりも小さくなるように選択される。前記ブリッジ電圧は、真空圧力時に最大振幅であり、前記ブリッジ電圧が最小振幅である折り返し圧力(fold-over pressure)は、フルスケール圧力(full-scale pressure)よりも大きい。

前記ブリッジ電圧反転回路はさらに、前記変圧器を駆動する基準信号を出力する回路と、前記変圧器の前に信号利得を調整する利得設定ブロックと、を含む。前記ブリッジ電圧反転回路はさらに、前記基準信号及びブリッジ電圧信号を受信して多重化し、多重化された信号をアナログデジタル変換器に出力するアナログ多重化装置を含む。前記ブリッジ電圧反転回路はさらに、前記ブリッジ電圧を受信してバッファリングするバッファを含む。前記ブリッジ電圧反転回路はさらに、前記基準信号を増幅するパワーオペアンプ（ＯＰＡＭＰ）ドライバを含む。増幅された前記基準信号は、前記変圧器の前記一次巻線に供給される。前記ブリッジ電圧反転回路はさらに、前記変圧器の前記二次巻線に接続され、前記ブリッジ電圧信号を受信して増幅する増幅器を含む。前記センサコンデンサは、ダイヤフラムコンデンサでもよい。基準コンデンサの静電容量は、フルスケールのセンサコンデンサの静電容量より１０％大きくてもよい。

これらの利点及び他の利点は、例えば、一次巻線及びブリッジ電圧を出力する二次巻線を含む変圧器と、前記変圧器の前記二次巻線の第１の側に接続された第１のセンサコンデンサと、前記変圧器の前記二次巻線の第２の側に接続された第２のセンサコンデンサと、を含む、圧力計のためのブリッジ電圧反転回路により達成される。前記第１及び第２のセンサコンデンサは、圧力を感知して反応する。前記第２のセンサコンデンサの静電容量は、真空圧力時に最小である。前記第１のセンサコンデンサ及び前記第２のセンサコンデンサは、真空時の前記第２のセンサコンデンサの静電容量が真空時の前記第１のセンサコンデンサの静電容量よりも小さくなるように選択される。前記ブリッジ電圧は、真空圧力時に最大振幅であり、前記ブリッジ電圧が最小振幅である折り返し圧力(fold-over pressure)は、フルスケール圧力(full-scale pressure)よりも大きい。前記第１及び第２のセンサコンデンサは、ダイヤフラムコンデンサでもよい。

これらの利点及び他の利点は、例えば、一次巻線及びブリッジ電圧を出力する二次巻線を含む変圧器と、一端に圧力が加えられて他端が前記変圧器の前記二次巻線の第１の側に接続された第１のセンサコンデンサと、一端に圧力が加えられて他端が前記変圧器の前記二次巻線の第２の側に接続された第２のセンサコンデンサと、を含む、圧力計センサにより達成される。前記第１及び第２のセンサコンデンサは、圧力を感知して反応する。前記第２のセンサコンデンサの静電容量は、真空圧力時に最小である。前記第１のセンサコンデンサ及び前記第２のセンサコンデンサは、真空時の前記第２のセンサコンデンサの静電容量が真空時の前記第１のセンサコンデンサの静電容量よりも小さくなるように選択される。ブリッジ電圧は、真空圧力時に最大振幅であり、ブリッジ電圧が最小振幅である折り返し圧力(fold-over pressure)は、フルスケール圧力(full-scale pressure)よりも大きい。

図面には、本発明の概念に従う１以上の実施が単に例として、限定することなく、図示されている。図面において、同様の参照番号は同じ又は同様の要素を示している。

従来技術のＷＹＤＥゲージ真空計アナログフロントエンド回路の回路図である。図１の回路における電圧振幅及び加圧力の関係を示すグラフである。基準信号及び従来技術の真空計からのノイジー信号を示す図である。真空計フロントエンド回路内に使用されるブリッジ電圧反転回路の実施形態の回路図である。基準信号及び図４に図示されているブリッジ電圧反転回路の実施形態からのクリーン信号を示す図である。図４に図示されているブリッジ電圧反転回路の実施形態の電圧振幅及び加圧力の関係を示すグラフである。多電極センサとともに使用されるブリッジ電圧反転回路の実施形態の回路図である。ブリッジ電圧反転回路を採用する例示的なセンサの構造を示す図である。ブリッジ電圧反転回路を採用する例示的なセンサの構造を示す図である。

ここでは、本発明のいくつかの実施形態が、本発明の好ましい実施形態が示されている添付の図面を参照にしてより完全に記載されている。しかしながら、本発明は多くの異なる形態で具現化することができ、ここに記載の実施形態に限定されるとみなされるべきではない。むしろ、これらの実施形態は、この開示が完全なものとなり、当業者に発明の範囲が伝達されるように提供されているものである。本明細書及び図面を通して、同様の符号は同様の要素を示しており、代替実施形態における同様の要素を示すためにプライム記号が使用されている。

真空圧力計／センサのブリッジ電圧反転回路の実施形態がここに記載されている。ブリッジ電圧反転回路の実施形態は、真空時に最高の信号品質を提供する。上述のように、圧力示度はブリッジ電圧の信号振幅に比例し、基準コンデンサの電流に対するセンサコンデンサの電流の不一致が圧力示度を提供する。基準コンデンサは固定静電容量を有する。圧力が変化すると、センサコンデンサのブリッジ電圧が、圧力の変化に比例して、変化する。真空圧力時に、ノイズの存在により、ブリッジ電圧の振幅は損失し、基準コンデンサ及びセンサコンデンサ間の不一致に依拠することが困難になる。しかしながら、真空時に最高の信号を有することが最も望ましい。実施形態は、信号を反転することによりこの要求を達成し、それにより、真空圧力時に、最小ではなく、最大の静電容量差（ΔＣ）となる。

現在、より低圧のフルスケール（ＦＳ）圧力計（例えば、１トル（１３３．３２２パスカル）以下）を業界全体で促進している。このことは、より高圧の圧力計（例えば、１０トル（１３３３．２２パスカル）以上）の内部作用に精通しているセンサ設計者に新たなレベルの挑戦を確かに提供している。基本的な検知の電気的アーキテクチャを変更することなく、この挑戦に応えるために、ブリッジ電圧反転回路の実施形態は、反転振幅（ＩＮＡ）ブリッジ電圧を有するセンサ回路を提供する。

ここで図４を参照すると、ブリッジ電圧を反転させるブリッジ回路４０８を含む真空圧力計フロントエンド回路４００の実施形態が図示されている。図１に図示されている従来技術の回路を含む真空圧力計フロントエンド回路において、センサ電子機器は、同軸ケーブルの一次巻線及び二次巻線に基づくトランス回路設計から成る。このトランス回路設計は、いわゆる「ブリッジ回路」４０８を形成する。本開示における用語「ブリッジ」は、変圧器４１０のいずれかの側にインダクタンス－キャパシタンス共振回路が存在することを意味している。変圧器４１０は、一次巻線４２１及び二次巻線４２２を含む。ブリッジ電圧は、二次巻線からの出力である。ブリッジ回路４０８の一方の側には、接地する基準コンデンサ４１２及び変圧器４１０の二次巻線４２２からのインダクタンスの１/２が存在する。ブリッジ回路４０８の他方の側には、接地するセンサコンデンサ４１４（例えば、圧力増加に伴い静電容量が増加するセンサコンデンサ）及び変圧器４１０の二次巻線４２２からのインダクタンスの他方の１/２が存在する。基準コンデンサ４１２は、変圧器４１０の二次巻線４２２の第１の側に接続され、センサコンデンサ４１４は、変圧器４１０の二次巻線４２２の第２の側に接続される。センサコンデンサ４１４は、ダイヤフラムコンデンサでもよいが、コンデンサに加えられる圧力に基づいて静電容量が変化する任意のコンデンサであることができる。基準コンデンサ４１２は、一定の静電容量を有する固定コンデンサである。ブリッジ回路４０８の各々の側からの共振回路のインダクタンス（Ｌ）及びキャパシタンス（静電容量）（Ｃ）の値が同じである場合、ブリッジ電圧はゼロである。静電容量値が不一致である場合、静電容量の不一致の量に比例する振幅を含む正弦波が生成される。

即ち、圧力及び振幅間の変換は、圧力、センサの静電容量（Ｃ_センサ）、静電容量差（ΔＣ）、及びブリッジ電圧の順に行われる。図１に図示されているような従来技術の回路において、基準コンデンサ及びセンサコンデンサの静電容量値は、ブリッジ電圧（Ｖ_振幅）が圧力に比例するように選択される。例えば、基準コンデンサの静電容量はＣ_基準であり、真空時のセンサコンデンサの静電容量はＣ_センサである。その結果、圧力が増加すると、正ΔＣ＝Ｃ_基準－Ｃ_センサという結果になる。真空時に、Ｃ_基準－Ｃ_センサの静電容量差（ΔＣ）は最大である。ここで、用語「フルスケール圧力」は圧力計の精度仕様がまだ保証される最大圧力を示している。例えば、現在市販されている多くの圧力計は１０トル（１３３３．２２パスカル）又は１００トル（１３３３２．２パスカル）の範囲のフルスケールを有する。

続けて図４を参照して、ブリッジ電圧を反転するブリッジ回路４０８を有する真空圧力計フロントエンド回路４００の実施形態において、基準コンデンサ４１２及びセンサコンデンサ４１４の静電容量値は、Ｖ_振幅が圧力に反比例するように選択される。例えば、基準コンデンサの静電容量は、フルスケールのセンサコンデンサの静電容量よりも１０％大きくてもよい。代替的に、基準コンデンサ４１２の静電容量（Ｃ_基準）は、真空時のセンサコンデンサ４１４の静電容量（Ｃ_センサ）よりも５０％大きくてもよい。例えば、基準コンデンサ４１２の静電容量（Ｃ_基準）は約３００ｐＦであり、真空時のセンサコンデンサ４１４の静電容量（Ｃ_センサ）は約２００ｐＦである。センサコンデンサ４１４の静電容量は、センサの圧力増加に伴い増加する。したがって、ブリッジ回路４０８を有する真空圧力計フロントエンド回路４００の実施形態において、静電容量差（ΔＣ）は真空時に最もマイナスであり、静電容量差（ΔＣ）はフルスケール圧力でゼロ（０）に近づく。

真空圧力計フロントエンド回路４００の実施形態を駆動するために正弦波が使用される。実施形態において、基板に実装されたＤＳＰエンジンがデジタルアルゴリズム、例えばＶ_基準及びＶ_信号間の「共通」ノイズをデジタル的にフィルターで除去するアルゴリズムを実行するために、信号スペクトル純度が保証される必要がある。信号発生器４０２により生成された正弦波信号は、信号利得を調整するために使用される利得設定ブロック４０４を通過する。その後、信号は、変圧器４１０を駆動するパワーオペアンプ（ＯｐＡｍｐ）ドライバ４０６を通過する。パワーオペアンプ（ＯｐＡｍｐ）ドライバ４０６は信号を増幅し、増幅された信号は変圧器４１０の一次巻線４２１に供給される。信号はまた、Ｖ_基準として真空圧力計フロントエンド回路４００の出力に送られる。

続けて図４を参照して、ブリッジ回路４０８の出力、即ちブリッジ電圧は、増幅器（パワーオペアンプ（ＯｐＡｍｐ）ドライバ）４１６により増幅され、順に、Ｖ_信号としてアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）４２０を通過し、Ｖ_基準として（不図示の）基板に実装されたＤＳＰエンジンに送られる。アナログ多重化装置４１８は、基準正弦波及びブリッジ電圧信号を受信し、基準正弦波及びブリッジ電圧信号を多重化し、多重化された信号をアナログデジタル変換器に出力する。図示されている実施形態において、変圧器４１０の巻線は、シールドケーブル（例えば、同軸ケーブル）から成り、センタコアがブリッジ電圧信号Ｖ_振幅を伝達し、シールドは、センタコア信号のレプリカを有するユニティゲインバッファ(unity gain buffer)４１７により駆動される。このことは、電流漏れ経路を形成する静電容量を通した中心導体及びシールド間の漏れ電流を最小化するために実施される。また、シールドは、外部電磁干渉（ＥＭＩ）源が巻線の中心導体の信号品位に干渉することも防止する。

従来技術の真空圧力計／センサの場合、図１に図示されているようなブリッジ回路では、ブリッジ電圧の振幅及び位相を同調するために、追加利得／位相調整及びオペアンプ回路が必要である。振幅及び位相を同調する必要性は、ブリッジ電圧振幅が最小である真空時に、適切なアナログデジタル（ＡＤ）変換のために追加の信号利得が必要であることから生じている。残念ながら、信号利得が大幅に増加する時は、常にＶ_基準及びＶ_信号間の位相関係が変化する危険がある。Ｖ_基準及びＶ_信号間の位相関係が予測不可能になると、Ｖ_基準及びＶ_信号間のデジタルアルゴリズムは適切に作用できない。図４に図示されているブリッジ電圧反転回路の本実施形態では、これらの問題は最大臨界圧力レベル（即ち、真空又は真空に近い圧力）においても回避され、図１に図示されている追加利得／位相調整及び可変利得回路は省くことができる。

図５を参照すると、Ｖ_基準（基準波）及びＶ_信号（クリーンで大きい信号波）の正弦波が図示されている。図５に図示されているクリーンで大きい信号波は、図１に図示されている従来技術のブリッジ回路により生成された図３に図示されているノイジーで小さい信号波と比べて非常に好ましいものである。

図６を参照すると、図４に図示されているブリッジ電圧反転回路の実施形態の電圧振幅及び加圧力の関係を示す電圧圧力グラフが図示されている。図２の電圧圧力グラフと比べて、ブリッジ信号電圧Ｖ_振幅が真空時に最大（Ｖ_最大）であり、最小に向かって徐々に減少している（Ｃ_基準がおよそＣ_センサになるまで、即ちΔＣがゼロに近づくまで、圧力がＣ_センサを増加させる）ことが分かる。Ｃ_センサがＣ_基準よりも大きくなる更なる圧力増加は、ΔＣを再び増加させ、図６にＰ_最大として示されているセンサコンデンサ４１４がショートする（コンデンサ極板接触(capacitor plates touch)）までＶ_最大に近づく。図６に図示されているように、ブリッジ電圧は、Ｃ_基準及びＣ_センサ間の静電容量差ΔＣの絶対値から生成される。その結果、Ｃ_基準及びＣ_センサにおいて、ΔＣは真空時にＣ_基準－Ｃ_センサであり、Ｐ_＿ｆｏ（折り返し圧力）においてＣ_センサがＣ_基準に近づくにつれて、ゼロまで減少する。Ｃ_センサがＣ_基準よりも上に増加すると、ここに記載されているようにＣ_センサが増加を続けるにつれてΔＣは再び増加する。

ここに記載されているように、ブリッジ電圧反転回路の実施形態は、真空圧力時又は真空に近い圧力時により高い性能を有する他にいくつかの追加の利点をもたらす。

・増幅不要
ＩＮＡアナログセンサ回路は、追加の増幅ステージを必要としない。このことは、ブリッジ上の振幅反転、即ち圧力増加時に電圧が低下することの直接の結果である。ブリッジ電圧反転回路の実施形態は、真空時により高電圧を生成するので、真空時の信号ノイズ比が大幅に向上される。

・利得及び位相調整不要
圧力低下時にブリッジ電圧回路信号が増幅される必要がないので、ここでは利得及び位相調整はもはや不要であり、また、静電容量の精密な整合も不要である。

・電圧対圧力の直線性単調性が保証される
信号経路に分離した利得ステージが無いので、電圧圧力曲線は真空圧力計のフルスケール範囲全体にわたって継続する１つの曲線であることができる。この特性は、ディケード毎に電圧圧力曲線を「つなぎ合わせる」ことを回避し、それによりファームウェアの設計が非常に簡略化される。

・信号ノイズ比向上
図６に図示されている電圧圧力図から分かるように、低圧力時に、信号ノイズ比は大幅に向上される。圧力がどんどん増加するにつれて、ブリッジ電圧振幅（Ｖ_振幅）は減少する。ブリッジ電圧振幅は、フルスケール記号Ｐ_＿ｆｓ（フルスケール圧力）を超えて減少し続け、圧力が「折り返し」点Ｐ_＿ｆｏに達する時に最終的にゼロまで減少する。折り返し点Ｐ_＿ｆｏを超えると、Ｖ_振幅はＶ_最大に達するまで再び増加する。より高圧力時の減少した信号振幅は、より高圧力時の読取誤差率を低下させるべきものではない。

・信号平均値算出
低圧力レベルにおいてＶ_振幅がＶ_最大であるかＶ_最大に近くなる、向上された信号ノイズ比（ＳＮＲ）により、デジタルドメイン内の信号平均値算出数を増加する必要がない。

・基準コンデンサ選択
基板組み立て工程中に、ゼロ振幅圧力がフルスケールを超えるＰ_＿ｆｏにおいて、基準コンデンサ４１２はセンサコンデンサ４１４と一致する必要がある。Ｐ_＿ｆｏの正確な位置はＰ_＿ｆｓと関連し、Ｐ_＿ｆｏがＰ_＿ｆｓよりも大きい限り、特定の固定標準寸法のコンデンサを十分な許容誤差を組み込んで選択することができるほど十分に適応性がある。

・製造性
慣習的な静電容量サイズを使用することができる容易さは、センサの製造性を大幅に向上させる。真空圧力レベルにおける静電容量の精密な整合のための振幅同調回路が不要である。

・利得設定ブロック及び短絡保護
ブリッジ電圧反転回路４００のＩＮＡ構成において、利得設定ブロック４０４は、変圧器４１０の一次振幅を調整するために使用される。この利得設定ブロック４０４の目的は、過剰圧力による圧力センサのショート時にブリッジ電圧振幅の追加制御を可能にすることである。短絡保護のための利得設定ブロック４０４を使用するもう１つの利点は、過圧状態において基準コンデンサ４１２に同量の電力伝送を維持することである。

ここで図７を参照して、ブリッジ電圧反転回路７００の実施形態は、多電極センサとともに使用することができる。図７に図示されているように、ブリッジ電圧反転回路７００は、１つのセンサコンデンサ及び基準コンデンサではなく２つのセンサコンデンサ７１２及び７１４を使用している。信号発生器７０２により生成された正弦波信号は、信号利得を調整するために使用される利得設定ブロック７０４を通過する。その後、信号は、変圧器７１０を駆動するパワーオペアンプ（ＯｐＡｍｐ）ドライバ７０６を通過する。パワーオペアンプ（ＯｐＡｍｐ）ドライバ７０６は信号を増幅し、増幅された信号は変圧器７１０の一次巻線７２１に供給される。このトランス７１０回路設計がブリッジ回路７０８を形成する。変圧器７１０は一次巻線７２１及び二次巻線７２２を含む。第１のセンサコンデンサ７１２及び第２のセンサコンデンサ７１４は、多電極センサの一部であり、両方とも圧力変化時に変化することができる。第１のセンサコンデンサ７１２及び第２のセンサコンデンサ７１４はダイヤフラムコンデンサでもよいが、コンデンサに加えられる圧力に基づいて静電容量が変化する任意のコンデンサであることができる。第１のセンサコンデンサ７１２は、変圧器７１０の二次巻線７２２の第１の側に接続され、第２のセンサコンデンサ７１４は、変圧器７１０の二次巻線７２２の第２の側に接続される。ブリッジ電圧反転回路７００の実施形態において、真空時の第１のセンサコンデンサ７１２の静電容量Ｃ_センサ１は、真空時の第２のセンサコンデンサ７１４の静電容量Ｃ_センサ２よりも大きい。条件Ｃ_センサ１＞Ｃ_センサ２はＰ_最大まで常に正しいので、ブリッジ電圧反転回路７００を使用することができる。真空計センサの多電極は、外部の基準コンデンサが使用されないセンサ構造である。全てのセンサ関連静電容量は、センサ構造自体内に統合される。ブリッジ回路７０８の出力、即ちブリッジ電圧は、増幅器（パワーオペアンプ（ＯｐＡｍｐ）ドライバ）７１６により増幅され、順に、変圧器７１０からのブリッジ電圧出力を受信してバッファリングするバッファ７１７に送られる。バッファ７１７からの出力ブリッジ信号は、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）７２０に送られ、さらに（不図示の）基板に実装されたＤＳＰエンジンに送られる。

ここで図８Ａ及び図８Ｂを参照すると、本発明のブリッジ電圧反転回路を採用する例示的センサの構造が図示されている。図８Ａには、例示的センサの側面図が図示され、図８Ｂには、例示的センサの正面図が図示されている。センサ８００は、内側コンデンサ８０１及び外側コンデンサ８０２を含む。その結果、反転振幅（ＩＮＡ）手法が図４に図示されているセンサコンデンサ／基準コンデンサセンサ構造に適用されるだけでなく、この概念を図７に図示されている統合された多電極を有するセンサにまで拡張することができる。より具体的には、図８に図示されている同軸円構造（他の幾何学的変形も可）を有する内側及び外側電極の場合に、共通接地面に対する内側電極８１１（センサコンデンサ８０１）及び外側電極８１２（センサコンデンサ８０２）間の静電容量は、多くの場合、製造工程中に完全に一致させることができない。反転振幅（ＩＮＡ）手法の意図的な不一致は、このタイプのセンサ電極構造において非常に役立つものである。図８に図示されている例示的センサにおいて、内側コンデンサ８０１は、図７に図示されている第１のセンサコンデンサ７１２に相当し、外側コンデンサ８０２は、第２のセンサコンデンサ７１４に相当する。センサの２つの側の間の静電容量差は、ダイヤフラムの張力、ダイヤフラム及び電極間の間隔、各電極の寸法及び形状等の、他の多くの要素に基づいて設計的に選択することができる。したがって、一般的に言って、両電極の静電容量間の差がより大きくなるにつれて、真空条件で見込まれる信号振幅がより大きくなる。

結論として、圧力に反比例する信号振幅を生成する反転ブリッジ電圧振幅法が、ＷＹＤＥゲージプラットフォームの一部として提供される。この方法は、以前のものと比べて同等又はより優れた性能を維持しながら、製造性、簡易性、及び回路要素の節約等の領域において、従来技術に比べて多くの利点を提供する。また、本実施形態は、１トル（１３３．３２２パスカル）以下のフルスケールの低圧圧力計において非常に貴重である。

ここで使用されている用語及び記載は、単に例として記載されているものであり、限定することを意味するものではない。本発明の概念及び範囲内で多くの変形が可能であることは当業者には理解されるものである。

４００真空圧力計フロントエンド回路、ブリッジ電圧反転回路
４０２信号発生器
４０４利得設定ブロック
４０６パワーオペアンプ（ＯｐＡｍｐ）ドライバ
４０８ブリッジ回路
４１０変圧器
４１２基準コンデンサ
４１４センサコンデンサ
４１６増幅器（パワーオペアンプ（ＯｐＡｍｐ）ドライバ）
４１７ユニティゲインバッファ
４１８アナログ多重化装置
４２０アナログデジタル変換器
４２１一次巻線
４２２二次巻線
７００ブリッジ電圧反転回路
７０２信号発生器
７０４利得設定ブロック
７０６パワーオペアンプ（ＯｐＡｍｐ）ドライバ
７０８ブリッジ回路
７１０変圧器、トランス
７１２第１のセンサコンデンサ
７１４第２のセンサコンデンサ
７１６増幅器（パワーオペアンプ（ＯｐＡｍｐ）ドライバ）
７１７バッファ
７２０アナログデジタル変換器
７２１一次巻線
７２２二次巻線
８００センサ
８０１内側コンデンサ、センサコンデンサ
８０２外側コンデンサ、センサコンデンサ
８１１内側電極
８１２外側電極

Claims

圧力計のためのブリッジ電圧反転回路であって、前記ブリッジ電圧反転回路は、
一次巻線及びブリッジ電圧を出力する二次巻線を含む変圧器と、
前記変圧器の前記二次巻線の第１の側に接続された基準コンデンサと、
前記変圧器の前記二次巻線の第２の側に接続されたセンサコンデンサと、
を含み、
前記センサコンデンサは、圧力を感知して反応し、前記センサコンデンサの静電容量は、真空圧力時に最小であり、前記基準コンデンサ及び前記センサコンデンサは、真空時の前記センサコンデンサの静電容量が前記基準コンデンサの静電容量よりも小さくなるように選択され、前記ブリッジ電圧は、真空圧力時に最大振幅であり、前記ブリッジ電圧が最小振幅である折り返し圧力は、フルスケール圧力よりも大きいことを特徴とする圧力計のためのブリッジ電圧反転回路。
前記ブリッジ電圧反転回路はさらに、
前記変圧器を駆動する基準信号を出力する回路と、
前記変圧器の前に信号利得を調整する利得設定ブロックと、
を含むことを特徴とする請求項１に記載の圧力計のためのブリッジ電圧反転回路。
前記ブリッジ電圧反転回路はさらに、
前記基準信号及びブリッジ電圧信号を受信して多重化し、多重化された信号をアナログデジタル変換器に出力するアナログ多重化装置を含むことを特徴とする請求項２に記載の圧力計のためのブリッジ電圧反転回路。
前記ブリッジ電圧反転回路はさらに、
前記ブリッジ電圧を受信してバッファリングするバッファを含むことを特徴とする請求項３に記載の圧力計のためのブリッジ電圧反転回路。
前記ブリッジ電圧反転回路はさらに、
前記基準信号を増幅するパワーオペアンプ（ＯＰＡＭＰ）ドライバを含み、
増幅された前記基準信号は、前記変圧器の前記一次巻線に供給されることを特徴とする請求項２に記載の圧力計のためのブリッジ電圧反転回路。
前記ブリッジ電圧反転回路はさらに、
前記変圧器の前記二次巻線に接続され、前記ブリッジ電圧信号を受信して増幅する増幅器を含むことを特徴とする請求項１に記載の圧力計のためのブリッジ電圧反転回路。
前記センサコンデンサは、ダイヤフラムコンデンサであることを特徴とする請求項１に記載の圧力計のためのブリッジ電圧反転回路。
前記基準コンデンサの静電容量は、フルスケールの前記センサコンデンサの静電容量より１０％大きいことを特徴とする請求項１に記載の圧力計のためのブリッジ電圧反転回路。
圧力計のためのブリッジ電圧反転回路であって、前記ブリッジ電圧反転回路は、
一次巻線及びブリッジ電圧を出力する二次巻線を含む変圧器と、
前記変圧器の前記二次巻線の第１の側に接続された第１のセンサコンデンサと、
前記変圧器の前記二次巻線の第２の側に接続された第２のセンサコンデンサと、
を含み、
前記第１及び第２のセンサコンデンサは、圧力を感知して反応し、前記第２のセンサコンデンサの静電容量は、真空圧力時に最小であり、前記第１のセンサコンデンサ及び前記第２のセンサコンデンサは、真空時の前記第２のセンサコンデンサの静電容量が真空時の前記第１のセンサコンデンサの静電容量よりも小さくなるように選択され、前記ブリッジ電圧は、真空圧力時に最大振幅であり、前記ブリッジ電圧が最小振幅である折り返し圧力は、フルスケール圧力よりも大きいことを特徴とする圧力計のためのブリッジ電圧反転回路。
前記ブリッジ電圧反転回路はさらに、
前記変圧器を駆動する基準信号を出力する回路と、
前記変圧器の前に信号利得を調整する利得設定ブロックと、
を含むことを特徴とする請求項９に記載の圧力計のためのブリッジ電圧反転回路。
前記ブリッジ電圧反転回路はさらに、
前記ブリッジ電圧を受信してバッファリングするバッファを含むことを特徴とする請求項９に記載の圧力計のためのブリッジ電圧反転回路。
前記ブリッジ電圧反転回路はさらに、
前記基準信号を増幅するパワーオペアンプ（ＯＰＡＭＰ）ドライバを含み、
増幅された前記基準信号は、前記変圧器の前記一次巻線に供給されることを特徴とする請求項１０に記載の圧力計のためのブリッジ電圧反転回路。
前記ブリッジ電圧反転回路はさらに、
前記変圧器の前記二次巻線に接続され、ブリッジ電圧信号を受信して増幅する増幅器を含むことを特徴とする請求項９に記載の圧力計のためのブリッジ電圧反転回路。
前記第１のセンサコンデンサ及び前記第２のセンサコンデンサは、ダイヤフラムコンデンサであることを特徴とする請求項９に記載の圧力計のためのブリッジ電圧反転回路。
圧力計センサであって、前記圧力計センサが、
一次巻線及びブリッジ電圧を出力する二次巻線を含む変圧器と、
一端に圧力が加えられて他端が前記変圧器の前記二次巻線の第１の側に接続された第１のセンサコンデンサと、
一端に圧力が加えられて他端が前記変圧器の前記二次巻線の第２の側に接続された第２のセンサコンデンサと、
を含み、
前記第１及び第２のセンサコンデンサは、圧力を感知して反応し、前記第２のセンサコンデンサの静電容量は、真空圧力時に最小であり、前記第１のセンサコンデンサ及び前記第２のセンサコンデンサは、真空時の前記第２のセンサコンデンサの静電容量が真空時の前記第１のセンサコンデンサの静電容量よりも小さくなるように選択され、前記ブリッジ電圧は、真空圧力時に最大振幅であり、前記ブリッジ電圧が最小振幅である折り返し圧力は、フルスケール圧力よりも大きいことを特徴とする圧力計センサ。
前記第１のセンサコンデンサ及び前記第２のセンサコンデンサは、ダイヤフラムコンデンサであることを特徴とする請求項１５に記載の圧力計センサ。
前記圧力計センサがさらに、
基準信号を増幅するパワーオペアンプ（ＯＰＡＭＰ）ドライバを含み、
増幅された前記基準信号は、前記変圧器の前記一次巻線に供給されることを特徴とする請求項１５に記載の圧力計センサ。
前記圧力計センサがさらに、
前記変圧器の前記二次巻線に接続され、ブリッジ電圧信号を受信して増幅する増幅器を含むことを特徴とする請求項１５に記載の圧力計センサ。