JP2022182252A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電源効率をさらに改善することができるスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】交流入力電力ＡＣを所望の直流出力電力に変換してＬＥＤ負荷２に供給するスイッチング電源装置１であって、オンオフ制御されるスイッチング素子であるスイッチング素子Ｑ１と、ＬＥＤ負荷２に直列に接続され、インピーダンスを可変制御することでＬＥＤ負荷２に流れる電流リプルを低減するリプル電流低減回路５と、ＬＥＤ負荷２とリプル電流低減回路５との接続点Ｂにおけるフィードバック電圧ＶＦＢ２に基づきスイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御する制御回路４と、を具備する。制御回路４は、起動時に予め設定された目標電圧まで上昇させ、目標電圧に到達後にリプル電流低減回路５を動作させて、フィードバック電圧ＶＦＢ２の電圧リプルの大きさに応じて設定した目標平均電圧で、フィードバック電圧ＶＦＢ２を平均値制御する。【選択図】図１

Description

本発明は、交流入力電力を所望の直流出力電力に変換してＬＥＤ負荷に供給するスイッ
チング電源装置に関する。

本出願人は、以下に示す特許文献１によって、簡素な電源構成でＬＥＤ負荷に流れる電
流の電流リプルを小さくするスイッチング電源装置を提供した。特許文献１では、ＬＥＤ
負荷に直列に接続されリプル電流低減回路として、ＭＯＳＦＥＴ等で構成された可変イン
ピーダンス素子を備えたフィードバック型定電流制御回路を用いている。この構成により
、ＬＥＤ負荷の両端電圧を一定にし、ＬＥＤ負荷に流れる電流の電流リプルを低減するよ
うに制御している。

特開２０１２－１６４６３３号公報

従来技術では、ＬＥＤ負荷とリプル電流低減回路との接続点におけるフィードバック電
圧Ｖ_ＦＢの平均電圧が予め設定された目標平均電圧Ｖ_ｒｅｆになるようにスイッチング素
子をオンオフ制御することにより直流出力電力を所定値に制御している。このフィードバ
ック電圧Ｖ_ＦＢは、図１０に示すように、出力電圧Ｖ_ＯＵＴと同様の電圧リプル（電圧変
動）を含む。そして、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢの電圧リプルは、図１０（ａ）、（ｂ）
に示すように、負荷の大きくなるほど大きくなり、図１０（ｃ）、（ｄ）に示すように、
出力コンデンサの劣化に伴って大きくなる。

そして、図１０（ｄ）に示すようにフィードバック電圧Ｖ_ＦＢが電圧リプルによって可
変インピーダンス素子が定電流動作できない電圧以下に下がると、ＬＥＤ負荷の両端電圧
が必要な電圧を維持できなくなり、結果としてＬＥＤ負荷に流れる電流値が周期的に下が
ってちらつきとして目に見えてしまう。従って、可変インピーダンス素子が定電流制御を
行う事ができる最低限の電圧や各種バラつき（目標平均電圧Ｖ_ｒｅｆ等）、そして、過渡
動作時におけるフィードバック電圧Ｖ_ＦＢのアンダーシュートを考慮して設定した動作マ
ージン電圧Ｖ_Ｍを設定し、この動作マージン電圧Ｖ_Ｍをフィードバック電圧Ｖ_ＦＢが下回
らないように、目標平均電圧Ｖ_ｒｅｆが設定される。

しかしながら、このように設定された目標平均電圧Ｖ_ｒｅｆは、出力コンデンサのある
程度の劣化や最大負荷時の電圧リプルが大きい状態を見越して設定することになる。従っ
て、出力コンデンサが劣化していない場合や、軽負荷時や中負荷時の電圧リプルが小さい
状態では、図１０（ａ）、（ｂ）に示すように、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢが動作マージ
ンよりもかなり余裕を持った高い電圧で推移することになり、その余裕分が電源損失とな
ってしまうという問題点があった。
また、電源損失以外の問題点として、電源投入時の起動において出力電圧上昇中に可変
インピーダンス素子の動作が始まるとＬＥＤ負荷が一瞬発光するちらつきの不具合を生じ
る。これはＬＥＤ負荷にかかる電圧が不足した状態から点灯すると、ＬＥＤ負荷のＩ－Ｖ
特性に沿って急激に電流が増加し、誤点灯が発生する。この不具合は、フィードバック電
圧Ｖ_ＦＢが動作マージン近い状態で起きやすく、また、１％調光などの深調光の条件が重
なると起きやすい。この対策として、起動時の可変インピーダンス素子の応答を遅くする
対策が考えられるが、起動時間が長くなり商品価値が損なわれてしまう問題を生じる。

本発明は、上記問題点を鑑みてなされたものであり、その課題を解決し、電源効率をさ
らに改善するとともに起動時間を短縮することができるスイッチング電源装置を提供する
ことにある。

本発明のスイッチング電源装置は、交流入力電力を所望の直流出力電力に変換してＬＥ
Ｄ負荷に供給するスイッチング電源装置であって、オンオフ制御されるスイッチング素子
と、前記ＬＥＤ負荷に直列に接続され、インピーダンスを可変制御することで前記ＬＥＤ
負荷に流れる電流リプルを低減するリプル電流低減回路と、前記ＬＥＤ負荷と前記リプル
電流低減回路との接続点におけるフィードバック電圧に基づき前記スイッチング素子をオ
ンオフ制御する制御回路と、を具備し、前記制御回路は、起動時に予め設定された目標電
圧まで上昇させ、前記目標電圧に到達後に前記リプル電流低減回路を動作させて、前記フ
ィードバック電圧の電圧リプルの大きさに応じて設定した目標平均電圧で、前記フィード
バック電圧を平均値制御することを特徴とする。

本発明によれば、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢの電圧リプルが小さい動作環境では、目標
平均電圧Ｖ_ｒｅｆを低い値に設定することができ、電源効率を改善できるという効果を奏
する。

本発明に係るスイッチング電源装置の第１の実施の形態の構成を示す回路図である。 図１に示す制御回路の構成を示すブロック図である。 図１に示すスイッチング電源装置における起動時における各部位の波形図である。 本発明に係るスイッチング電源装置の第２の実施の形態の構成を示す回路図である。 図４に示す演算器の構成を示すブロック図である。 図４に示すスイッチング電源装置における各部位の波形図である。 本発明に係るスイッチング電源装置の第２の実施の形態をバックブーストコンバータで構成した例を示す回路図である。 図７に示す制御ＩＣの構成を示すブロック図である。 図１に示すスイッチング電源装置における出力電圧及びフィードバック電圧の波形図である。 従来のスイッチング電源装置における出力電圧及びフィードバック電圧の波形図である。

以下、図を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。なお、以下の実施の形態に
おいて、同様の機能を示す構成には、同一の符号を付して適宜説明を省略する。

本実施の形態のスイッチング電源装置は、交流入力電力を直流出力電力に変換してＬＥ
Ｄ負荷に供給するスイッチング電源装置であって、ＬＥＤ負荷に直列に接続されリプル電
流低減回路として、ＭＯＳＦＥＴ等で構成された可変インピーダンス素子を備えたフィー
ドバック型定電流制御回路を用い、ＬＥＤ負荷および直列に接続されたリプル電流低減回
路の出力電圧Ｖｏｕｔを起動時に予め設定された目標電圧まで上昇させ、目標電圧に到達
後、ＬＥＤ負荷とリプル電流低減回路との接続点におけるフィードバック電圧Ｖ_ＦＢの平
均電圧を、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢの電圧リップルの大きさに応じて変化させる。

（第１の実施の形態）
第１の実施の形態のスイッチング電源装置１は、直列接続されたｎ個のＬＥＤ素子（Ｌ
ＥＤ２１～ＬＥＤ２ｎ）からなるＬＥＤ負荷２を駆動するフライバック型コンバータであ
り、図１を参照すると、整流回路ＤＢと、トランスＴＲと、スイッチング素子Ｑ１と、整
流平滑回路３と、制御回路４と、リプル電流低減回路５と、補助電源６とを備えている。

整流回路ＤＢは、周知のダイオードブリッジ回路であり、交流入力電源ＡＣに接続され
、交流入力電力を一方向の脈流に整流し、トランスＴＲに出力する。

トランスＴＲは、一次巻線Ｗ１と二次巻線Ｗ２と三次巻線Ｗ３とを備えている。一次巻
線Ｗ１の一端は、整流回路ＤＢに接続され、他端は、スイッチング素子Ｑ１のドレイン端
子に接続されている。二次巻線Ｗ２の両端間には、整流平滑回路３が接続され、三次巻線
Ｗ３の両端間には、補助電源６が接続されている。

スイッチング素子Ｑ１は、制御回路４で生成された駆動信号（ＰＷＭ信号）により駆動
されるＦＥＴ（Field Effect Transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transi
stor）等の素子で構成される。本実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１をＭＯＳＦＥＴ
として説明する。スイッチング素子Ｑ１のソース端子は接地され、ゲート端子は制御回路
４のＶＧ端子に接続されている。

整流平滑回路３は、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ１から構成され、ダイオードＤ１
のカソードとコンデンサＣ１の一端との接続点ＡがＬＥＤ負荷２を構成するＬＥＤ２１の
アノードに接続され、コンデンサＣ１の他端が接地されている。なお、コンデンサＣ１は
、出力コンデンサであり、本実施の形態では、電解コンデンサで構成したが、他のコンデ
ンサでも良い。そして、電解コンデンサの寿命と容量については、一般に電解液が封口部
を介して外部に蒸散する現象が支配的であり、静電容量の減少、損失角の正接の増大とな
って現れる。

リプル電流低減回路５は、インピーダンスを可変制御するフィードバック型定電流制御
回路として機能し、可変インピーダンス素子Ｑ２と、検出抵抗Ｒｓと、を備えている。可
変インピーダンス素子Ｑ２は、ＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＢｉＴｒ等の素子で構成される。本実
施の形態では、可変インピーダンス素子Ｑ２をＭＯＳＦＥＴとして説明する。

可変インピーダンス素子Ｑ２のドレイン端子は、ＬＥＤ負荷２を構成するＬＥＤ２ｎの
カソードに接続され、ソース端子は検出抵抗Ｒｓを介して接地され、ゲート端子は制御回
路４のＺＲ端子を介して誤差増幅器ＡＭＰ１の出力端子に接続されている。

検出抵抗Ｒｓと可変インピーダンス素子Ｑ２のソース端子との接続点は、ｃｃ端子を介
して制御回路４の誤差増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子に接続されている。検出抵抗Ｒｓは
、ＬＥＤ負荷２に流れるＬＥＤ電流Ｉ_ＬＥＤを電圧信号に変換して誤差増幅器ＡＭＰ１に
出力する。

制御回路４の誤差増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子は、ＤＡＣ（デジタルアナログコン
バータ）４８を介して、基準電圧４９で生成された基準電圧（ＰＷＭ信号）に接続されて
いる。
言い換えると、基準電圧４９で生成されたＰＷＭ信号で生成された基準電圧は、ＤＡＣ
４８でアナログ信号に置き換えられて誤差増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子に入力される
。

誤差増幅器ＡＭＰ１の出力端子は、制御回路４のＺＲ端子を介して可変インピーダンス
素子Ｑ２のゲート端子に接続される。誤差増幅器ＡＭＰ１は、ＬＥＤ負荷２に流れるＬＥ
Ｄ電流Ｉ_ＬＥＤと基準値（基準電圧）とに基づく誤差信号を可変インピーダンス素子Ｑ２
に出力する。詳細には、誤差増幅器ＡＭＰ１は、ＬＥＤ電流Ｉ_ＬＥＤが基準値よりも小さ
くなるほど誤差信号の電圧レベルを大きくし、可変インピーダンス素子Ｑ２のドレイン・
ソース間の抵抗値を低くする。
また、誤差増幅器ＡＭＰ１は、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤが基準値よりも大きくなるほど誤差信
号の電圧レベルを小さくし、可変インピーダンス素子Ｑ２のドレイン・ソース間の抵抗値
を高くするように動作する。

すなわち、リプル電流低減回路５の可変インピーダンス素子Ｑ２は、誤差増幅器ＡＭＰ
１の出力に応じて、ＬＥＤ電流Ｉ_ＬＥＤが基準値（基準電圧）になるように、ドレイン・
ソース間の抵抗値を連続的に変化させる可変インピーダンス素子として機能する。これに
より、ＬＥＤ電流Ｉ_ＬＥＤに含まれる電流リプルを低減することができる。なお、リプル
電流低減回路５の応答速度は、制御回路４の応答速度よりも高く設定され、好ましくは交
流入力電源ＡＣの周波数よりも高く設定される。

制御回路４は、スタート部４１と、内部電源部４２と、ＡＤＣ（アナログデジタルコン
バータ）４３１、４３２と、演算器４４と、ＰＷＭ生成部４５と、ドライバ４６とを備え
ている。なお、制御回路４は、全部がデジタル制御回路（ソフトウェアによって動作する
回路も含む）でも良く、またその構成要素の一部がデジタル制御回路であっても良く、さ
らに、全部がアナログ制御回路であっても良い。

スタート部４１は、ＳＴ端子と抵抗Ｒ２とを介して整流回路ＤＢとトランスＴＲの一次
巻線Ｗ１との接続点に接続されていると共に、Ｖｃｃ端子を介してダイオードＤ２及びコ
ンデンサＣ２から構成される補助電源６に接続されている。スタート部４１は、起動時に
補助電源６のコンデンサＣ２を充電し、起動後に補助電源６からの電力を、制御回路４内
の内部電源を生成する内部電源回路（ＲＥＧ）４２に供給する。

ＡＤＣ４３１は、ＣＶ１端子を介して、整流平滑回路３の電圧を検出する電圧検出回路
７を構成する抵抗Ｒ３とＲ４の接続点に接続され、該接続点の電圧がフィードバック電圧
Ｖ_ＦＢ１として入力される。
ＡＤＣ４３２は、ＣＶ２端子を介して、ＬＥＤ負荷２とリプル低減回路５（可変インピ
ーダンス素子Ｑ２のドレイン端子）の接続点Ｂに接続され、接続点Ｂの電圧がフィードバ
ック電圧Ｖ_ＦＢ２として入力される。
そして、ＡＤＣ４３１、ＡＤＣ４３２は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ１、Ｖ_ＦＢ２が含
む電圧リプルの周期よりも十分に短い間隔（例えば、２０μｓ）でフィードバック電圧Ｖ
_ＦＢ１、Ｖ_ＦＢ２をサンプリングし、デジタル化された電圧に変換して演算器４４に出力
する。

演算器４４は、図２を参照すると、初期電圧設定部４４０と、平均電圧算出部４４１と
、平均値制御部４４２と、操作量算出部４４３と、ボトム電圧検出部４４４と、ボトム電
圧比較部４４５と、目標値補正部４４６として機能する。

初期電圧設定部４４０は、起動時に初期設定する初期電圧とＡＤＣ４３１から入力され
るフィードバック電圧Ｖ_ＦＢ１とを比較することで、初期電圧とフィードバック電圧Ｖ_Ｆ
Ｂ１との誤差を算出し、算出した誤差を誤差信号Ｖ_ｓｔとして操作量算出部４４３に出力
する。
ここで初期電圧はＬＥＤ負荷２とリプル低減回路５とが定電流制御を行う事ができる最
低限の電圧以上に設定されている。

平均電圧算出部４４１は、ＡＤＣ４３２から入力されるフィードバック電圧Ｖ_ＦＢ２に
基づき、例えば、交流入力電源ＡＣの１周期毎にフィードバック電圧Ｖ_ＦＢ２の平均電圧
Ｖ_Ａｖｅを算出し、算出した平均電圧Ｖ_Ａｖｅを平均値制御部４４２に出力する。

平均値制御部４４２は、目標平均電圧Ｖ_ｒｅｆと、平均電圧算出部４４１で算出された
平均電圧Ｖ_Ａｖｅとを比較することで、目標平均電圧Ｖ_ｒｅｆと平均電圧Ｖ_Ａｖｅとの誤
差を算出し、算出した誤差を誤差信号として操作量算出部４４３に出力する。

操作量算出部４４３は、起動時において初期電圧までＡ点の出力電圧が上昇すると、初
期電圧設定部４４０の誤差信号から平均値制御部４４２の誤差信号へ切り替える。この切
り替え移行時の出力電圧変動を緩やかにしてＬＥＤ負荷のちらつきなどの誤動作を防止す
るために、平均値制御部４４２からの誤差信号を予め設定された上限値に設定する。
これは、まず起動時に初期電圧設定部４４０によるフィードバック制御が行われて整流
平滑回路７の接続点Ａの出力電圧Ｖ_ｏｕｔが初期電圧に向けて上昇していく。出力電圧Ｖ
_ｏｕｔが初期電圧に到達した時点では、すでに平均値制御部４４２からの誤差信号が予め
設定された上限値に達している。ここで、操作量算出部４４３は初期電圧設定部４４０に
よるフィードバック制御から平均値制御部４４２によるフィードバック制御へと切り替え
る。これにより、平均値制御部４４２は、誤差信号の上限値から下限値へ向けてフィード
バック制御を緩やかに行うことができる。
次に、平均値制御部４４２の誤差信号を目標平均電圧Ｖ_ｒｅｆと平均電圧Ｖ_Ａｖｅとの誤
差信号に基づき上限値から徐々に低下させ、予め設定された下限値に達する。下限値に達
した時点で目標平均電圧Ｖ_ｒｅｆを目標値補正部４４６からの補正値で補正するように移
行させる。

操作量算出部４４３は、まず起動時の初期電圧設定部４４０から入力される誤差信号に
基づいて、スイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御するＰＷＭ（パルス幅変調）信号のオン
時間を増減させる操作量Δを算出し、算出した操作量ΔをＰＷＭ生成部４５に出力する。
算出した操作量Δがほぼゼロの所定の範囲内になると、初期電圧設定部４４０から入力
される誤差信号を切り離して、平均値制御部４４２から入力される誤差信号に基づいて、
スイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御するＰＷＭ（パルス幅変調）信号のオン時間を増減
させる操作量Δを算出し、算出した操作量ΔをＰＷＭ生成部４５に出力する。

ボトム電圧検出部４４４は、ＡＤＣ４３から入力されるフィードバック電圧Ｖ_ＦＢ２の
ボトム電圧Ｖ_Ｂを検出する。ボトム電圧検出部４４４は、例えば、ＡＤＣ４３から入力さ
れるフィードバック電圧Ｖ_ＦＢ２電圧値が、１サンプリング前の電圧値と１サンプリング
後の電圧値とのいずれにも下回った場合、その電圧値をボトム電圧Ｖ_Ｂとして検出する。

ボトム電圧比較部４４５は、予め設定された基準ボトム電圧Ｖ_Ｂｒｅｆと、ボトム電圧
検出部４４４によって検出されたボトム電圧Ｖ_Ｂとを比較し、比較結果を目標値補正部４
４６に出力する。なお、基準ボトム電圧Ｖ_Ｂｒｅｆは、各種素子のバラつきや過渡動作時
におけるフィードバック電圧Ｖ_ＦＢ２のアンダーシュートを考慮しても、可変インピーダ
ンス素子である可変インピーダンス素子Ｑ２が定電流制御を行う事ができる最低限の電圧
を上回る値に設定されている。

目標値補正部４４６は、ボトム電圧Ｖ_Ｂが基準ボトム電圧Ｖ_Ｂｒｅｆを下回っている場
合、平均値制御部４４２が平均電圧Ｖ_Ａｖｅと比較する目標平均電圧Ｖ_ｒｅｆを上げる方
向に補正し、ボトム電圧Ｖ_Ｂが基準ボトム電圧Ｖ_Ｂｒｅｆを上回っている場合、平均値制
御部４４２が平均電圧Ｖ_Ａｖｅと比較する目標平均電圧Ｖ_ｒｅｆを下げる方向に補正する
。なお、目標平均電圧Ｖ_ｒｅｆの補正幅は、予め設定された補正値としても良く、ボトム
電圧Ｖ_Ｂと基準ボトム電圧Ｖ_Ｂｒｅｆとの差分に基づいて算出された補正値としても良い
。

ＰＷＭ生成部４５は、操作量算出部４４３からの操作量△に基づいてオン時間を増減さ
せたＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号によりドライバ４６を介してスイッチング
素子Ｑ１をオンオフ制御する。なお、本実施の形態のように、交流入力電源ＡＣの１周期
毎に算出された平均電圧Ｖ_Ａｖｅと目標平均電圧Ｖ_ｒｅｆとの誤差に基づいてオン時間の
操作量Δを算出している場合、ＰＷＭ信号のオン時間は、交流入力電源ＡＣの１周期にお
いて一定となる。

図３に図１に示すスイッチング電源装置１の起動開始（時刻ｔ０）から定常動作（時刻
ｔ４）に至るまでの出力電圧Ｖ_ＯＵＴのシーケンス図を示す。図３に示すように時刻ｔ０
～ｔ１にかけて出力電圧Ｖ_ＯＵＴは初期電圧を目標に制御され、時刻ｔ１にて初期電圧に
到達後、平均値制御に移行する。出力電圧Ｖ_ＯＵＴは平均値制御の予め設定された目標値
の下限値に向けて徐々に低下させる制御を行う。時刻ｔ２においてＬＥＤ負荷２に電流が
流れ始めると、時刻ｔ３にて目標値の下限値に達する。ここで目標値の下限値に達した時
刻ｔ３で平均値制御部４４２は、目標平均電圧Ｖ_ｒｅｆを目標値補正部４４６からの補正
値で補正するように移行させる。接続点Ａの出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、ボトム電圧検出部４４
４からの基準ボトム電圧Ｖ_Ｂｒｅｆ信号を基にした基準ボトム電圧になるように平均値制
御が行われる。

以上のように、起動時において出力電圧Ｖ_ＯＵＴの目標値を初期電圧～平均値制御～基準
ボトム電圧の平均値制御に切り替えることで、起動時間の短縮とＬＥＤ負荷のちらつき防
止を両立することができる。特に、平均値制御～基準ボトム電圧の平均値制御に切り替え
ることで目標値電圧とフィードバック電圧ＶＦＢの差分が大きくならない。これは、平均
値制御はスイッチング周期毎に目標平均値が更新されるように制御を行わせて目標平均値
を徐々に下げることができる。すなわち、基準ボトム電圧の平均値制御においては、目標
平均値の更新は交流入力電力の商用周波数周期８～１０ｍｓとなり、初期電圧から目標平
均値を徐々に下げることが困難なためであり、一旦、平均値制御を介することで安定して
移行できる。
これにより、図1に示す制御回路４のＶｃｃ電圧も出力電圧Ｖ_ＯＵＴ同様に変化するの
で安定した電源電圧を確保できる利点がある。

次に、図２、図３を参照すると、起動時のリプル電流低減回路５の動作は、出力電圧Ｖ
ｏｕｔが初期電圧に到達した時刻ｔ１にて、基準電圧４９から基準電圧信号（ＰＷＭ信号
）がＤＡＣ（デジタルアナログコンバータ）４８を介してアナログ信号としてＺＲ端子か
ら可変インピーダンス素子Ｑ２のゲート信号Ｖ_ＺＲとして出力される。

ここで時刻ｔ１～ｔ２期間の基準電圧４９から基準電圧信号（ＰＷＭ信号）は、可変イ
ンピーダンス素子Ｑ２のゲート電圧閾値近傍まで上昇させるために、規定のオン幅よりも
長いオンパルス信号を送出する。これにより時刻ｔ２において可変インピーダンス素子Ｑ
２のゲート信号Ｖ_ＺＲはゲート電圧閾値近傍まで上昇する。

次に時刻ｔ２～ｔ４期間では、基準電圧４９から基準電圧信号（ＰＷＭ信号）を規定の
基準電圧になるよう一転してオン幅を絞った状態から徐々にオン幅を広げていく。これに
より可変インピーダンス素子Ｑ２のゲート信号Ｖ_ＺＲはゲート電圧閾値近傍より徐々に上
昇するので、連動してＬＥＤ負荷の電流Ｉ_ＬＥＤも時刻ｔ２よりスムーズに増加していく
ことができる。

以上のように、時刻ｔ１～ｔ２、ｔ２～ｔ４の基準電圧信号（ＰＷＭ信号）を制御する
ことにより、ＬＥＤ負荷の電流Ｉ_ＬＥＤの起動時間を短縮し、かつ、安定に始動させるこ
とが可能になる。

（第２の実施の形態）
第２の実施の形態のスイッチング電源装置１ａは、図４及び図５を参照すると、基準電
圧４９の代わりに調光演算器４７をスイッチング電源装置１の制御回路４ａに追加して構
成されている。

そして、演算器４４ａは、目標値設定部４４７を追加して備えている。目標値設定部４
４７は、調光演算器４７によって生成された基準電圧値を目標平均電圧Ｖ_ｒｅｆに変換す
る変換テーブルや変換式を有し、調光演算器４７によって生成された基準電圧値に応じて
変換した目標平均電圧Ｖ_ｒｅｆを平均値制御部４４２に設定する。また、目標値設定部４
４７はボトム電圧検出部４４４、ボトム電圧比較部４４５、目標値補正部４４６を介して
ボトム電圧Ｖ_Ｂと基準ボトム電圧Ｖ_Ｂｒｅｆとの差分に基づいた補正値で補正される。目
標値設定部４４７は、調光演算器４７によって生成された基準電圧値が低くＬＥＤ電流Ｉ
_ＬＥＤが低くなるほど、低い目標平均電圧Ｖ_ｒｅｆに変換して設定する。すなわち、第２
の実施の形態のスイッチング電源装置１ｂにおいて、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ２の平均
電圧Ｖ_Ａｖｅは、調光信号によって変化する電圧リプルの大小に応じて、電圧リプルが大
きくなるほど高く、電圧リプルが小さくなるほど低くなるように制御される。

次に、図６を参照すると、起動時のリプル電流低減回路５の動作は、出力電圧Ｖｏｕｔ
が初期電圧に到達した時刻ｔ１にて、調光演算器４７から基準電圧信号（ＰＷＭ信号）が
ＤＡＣ（デジタルアナログコンバータ）４８を介してアナログ信号としてＺＲ端子から可
変インピーダンス素子Ｑ２のゲート信号Ｖ_ＺＲとして出力される。
ここで時刻ｔ１～ｔ２期間の調光演算器４７から基準電圧信号（ＰＷＭ信号）は、可変
インピーダンス素子Ｑ２のゲート電圧閾値近傍まで上昇させるために、規定のオン幅より
も長いオンパルス信号を送出する。これにより時刻ｔ２において可変インピーダンス素子
Ｑ２のゲート信号Ｖ_ＺＲはゲート電圧閾値近傍まで上昇する。
時刻ｔ２～ｔ４期間では、調光演算器４７からの基準電圧信号（ＰＷＭ信号）を本来の
調光信号の値になるよう一転してオン幅を絞った状態から徐々にオン幅を広げていく。こ
れにより可変インピーダンス素子Ｑ２のゲート信号Ｖ_ＺＲはゲート電圧閾値近傍より徐々
に上昇するので、連動してＬＥＤ負荷の電流Ｉ_ＬＥＤも時刻ｔ２よりスムーズに増加して
いくことができる。
以上のように、時刻ｔ１～ｔ２、ｔ２～ｔ４の調光演算器４７からの基準電圧信号（Ｐ
ＷＭ信号）を制御することにより、ＬＥＤ負荷の電流Ｉ_ＬＥＤの起動時間を短縮し、かつ
、安定に始動させることが可能になる。

なお、入力電圧を検出し、入力電圧に応じて変換した目標平均電圧Ｖ_ｒｅｆを平均値制
御部４４２に設定しても良い。この場合、入力電圧が小さい（低い）ほど電圧リプルが大
きくなる。従って、入力電圧が大きい（高い）ほど、低い目標平均電圧Ｖ_ｒｅｆに変換し
て設定する。これにより、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ２の平均電圧Ｖ_Ａｖｅは、入力電圧
によって変化する電圧リプルの大小に応じて、電圧リプルが大きくなるほど高く、電圧リ
プルが小さくなるほど低くなるように制御される。

また、制御回路４ａに通算の動作時間を記録し、通算の動作時間に応じて変換した目標
平均電圧Ｖ_ｒｅｆを平均値制御部４４２に設定しても良い。この場合、通算の動作時間が
長いほどコンデンサＣ１が劣化して電圧リプルが大きくなる。従って、通算の動作時間が
長くなるほど、高い目標平均電圧Ｖ_ｒｅｆに変換して設定する。これにより、フィードバ
ック電圧Ｖ_ＦＢ２の平均電圧Ｖ_Ａｖｅは、通算の動作時間によって変化する電圧リプルの大
小に応じて、電圧リプルが小さい期間は低く、電圧リプルが大きくなる経過時間ほど高く
なるように制御される。

さらに、温度センサーを用いることで、制御回路４ａに環境温度を加味した通算の動作
時間を記録し、環境温度を加味した通算の動作時間に応じて変換した目標平均電圧Ｖ_ｒｅ
ｆを平均値制御部４４２に設定しても良い。この場合、環境温度が高い状態で動作させる
ほどコンデンサＣ１の劣化が早くなり電圧リプルが大きくなる。従って、高い環境温度で
の通算の動作時間が長くなるほど、高い目標平均電圧Ｖ_ｒｅｆに変換して設定する。これ
により、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ２の平均電圧Ｖ_Ａｖｅは、環境温度を加味した通算の
動作時間によって変化する電圧リプルの大小に応じて、電圧リプルが小さい期間は低く、
電圧リプルが大きくなるほど高くなるように制御される。

図４に示すスイッチング電源装置１ａでは、フライバック型コンバータの例を説明した
が、本発明は、バックコンバータ、ブーストコンバータ、バックブーストコンバータに適
用しても良く、図７及び図８にバックブーストコンバータで構成したスイッチング電源装
置１ａを示す。なお、スイッチング電源装置１ａにおいて、スイッチング電源装置１と同
様の機能を示す構成には、同一の符号を付して適宜説明を省略する。

（第２の実施の形態の応用例）
スイッチング電源装置１ｂは、ダイオードＤ１として機能する同期整流素子Ｑ３を備え
、制御回路４ｂは、同期整流素子Ｑ３を駆動するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ生成部４５
ａとドライバ４６ａとを備える。

また、制御回路４ｂには、リプル電流低減回路５を構成する誤差増幅器ＡＭＰ１が内蔵
され、調光演算器４７と、ＤＡＣ（デジタルアナログコンバータ）４８とを備えている。
調光演算器４７は、ＤＩＭ端子から入力される調光信号に応じたデジタル化された基準電
圧値を生成し、ＤＡＣ４８は、調光演算器４７によって生成されたデジタル化された基準
電圧値をアナログ信号に変換して誤差増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子に入力する。これ
により、ＬＥＤ負荷２に供給するＬＥＤ電流Ｉ_ＬＥＤを調光信号に応じて制御することが
可能になる。

図９には、図１に示す接続点Ａの出力電圧Ｖout及び接続点Ｂのフィードバック電圧Ｖ
_ＦＢ２の波形が示されている。図９において、（ａ）はコンデンサＣ１の劣化が小さい状
態での中負荷時、（ｂ）はコンデンサＣ１の劣化が小さい状態での定格負荷時、（ｃ）は
コンデンサＣ１の劣化が大きい状態での定格負荷時、（ｄ）はコンデンサＣ１の劣化がさ
らに大きい状態での定格負荷時におけるそれぞれの出力電圧Ｖout及びフィードバック電
圧Ｖ_ＦＢ２の波形である。

本実施の形態では、図９（ａ）～（ｄ）に示すように、電圧リプルの大小に拘わらず、
ボトム電圧Ｖ_Ｂが基準ボトム電圧Ｖ_Ｂｒｅｆになるように、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ２
の平均値制御が行われる。従って、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ２の平均電圧Ｖ_Ａｖｅは、
動作環境によって変化する電圧リプルの大小に応じて、電圧リプルが大きくなるほど高く
、電圧リプルが小さくなるほど低くなるように制御される。

これにより、コンデンサＣ１の劣化が小さく、電圧リプルが小さい場合には、負荷の大
小に拘わりなく全ての領域で電源効率を改善することができる。例えば、図９（ａ）、（
ｂ）に示す従来の平均値制御におけるフィードバック電圧Ｖ_ＦＢ２の平均電圧Ｖ_Ａｖｅは
、中負荷時及び定格負荷時のいずれでも１．５Ｖであるのに対し、本実施の形態の平均値
制御におけるフィードバック電圧Ｖ_ＦＢ２の平均電圧Ｖ_Ａｖｅは、図９（ａ）に示す中負
荷時において１．０Ｖになり、図９（ｂ）に示す定格負荷時において１．２Ｖになる。つ
まり、中負荷時では、Δ０．５Ｖ×ＬＥＤ電流Ｉ_ＬＥＤだけ電源損失を低減ができ、定格
負荷時では、Δ０．３Ｖ×ＬＥＤ電流Ｉ_ＬＥＤだけ電源損失を低減ができる。

また、従来のようにフィードバック電圧Ｖ_ＦＢの平均電圧Ｖ_Ａｖｅを固定する方式では
、図９（ｃ）、（ｄ）に示すような寿命末期や出力コンデンサの容量のバラつき等が生じ
ても、適切な動作マージンが最終的に確保するように見越して設計する必要があった。
これに対し、本実施の形態では、コンデンサＣ１のバラつきや、コンデンサＣ１の寿命末期
でも、図９（ｃ）、（ｄ）に示すようにフィードバック電圧Ｖ_ＦＢ２のボトム電圧Ｖ_Ｂが
基準ボトム電圧Ｖ_Ｂｒｅｆに下限値制御されているために安定しており、フィードバック
電圧Ｖ_ＦＢ２の量産によるバラつきが少ない。つまり、本実施の形態では、電源設計の簡
素化が見込める。

さらに、従来のようにフィードバック電圧Ｖ_ＦＢの平均電圧Ｖ_Ａｖｅを固定する方式で
は、出力コンデンサの劣化が大きくなり、図９（ｃ）、（ｄ）に示すように、フィードバ
ック電圧Ｖ_ＦＢが動作マージン電圧Ｖ_Ｍを下回ると、定格電流が取れなかったりちらつき
が発生したりする恐れがある。これに対し、本実施の形態では、出力コンデンサの劣化が
大きくなっても、図９（ｃ）、（ｄ）に示すようにフィードバック電圧Ｖ_ＦＢ２のボトム
電圧Ｖ_Ｂが基準ボトム電圧Ｖ_Ｂｒｅｆに下限値制御しているため、フィードバック電圧Ｖ
_ＦＢ２のボトム電圧Ｖ_Ｂが基準ボトム電圧Ｖ_Ｂｒｅｆを大きく超えて下回ることなく、Ｌ
ＥＤ負荷２を問題なく駆動させることができ、緊急避難的に電源寿命を延長させることが
できる。

なお、図９（ｄ）に示すようにフィードバック電圧Ｖ_ＦＢ２の平均電圧Ｖ_Ａｖｅが高く
なりすぎた場合には、他の電源部分の設計によっては動作不能になったり、他の電源素子
に悪影響を及ぼしたりする恐れがある。そこで、演算器４４において、フィードバック電
圧Ｖ_ＦＢ２の平均電圧Ｖ_Ａｖｅと予め設定された動作停止閾値とを比較し、平均電圧Ｖ_Ａ
ｖｅと予め設定された動作停止閾値を超えた場合には、ＬＥＤ負荷２の駆動を停止させる
ように構成すると好適である。

また、軽負荷時はフィードバック電圧Ｖ_ＦＢ２の電圧リプルが小さくなり、電圧リプル
の検出が困難になることがある。そこで、デミング信号の入力等のフィードバック電圧Ｖ
_ＦＢ２の電圧リプルが小さくなる環境条件において、目標平均電圧Ｖ_ｒｅｆを固定した従
来の平均値制御等の他の制御に切り替えることで安定性を高めても良い。

以上説明したように、本実施の形態は、交流入力電力ＡＣを所望の直流出力電力に変換
してＬＥＤ負荷２に供給するスイッチング電源装置１であって、オンオフ制御されるスイ
ッチング素子であるスイッチング素子Ｑ１と、ＬＥＤ負荷２に直列に接続され、インピー
ダンスを可変制御することでＬＥＤ負荷２に流れる電流リプルを低減するリプル電流低減
回路５と、ＬＥＤ負荷２とリプル電流低減回路５との接続点Ｂにおけるフィードバック電
圧Ｖ_ＦＢ２に基づきスイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御する制御回路とを具備し、
制御回路は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ２の電圧リプルの大きさに応じて設定した目
標平均電圧Ｖ_ｒｅｆで、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ２を平均値制御する。
この構成により、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ２の電圧リプルが小さい動作環境では、目標
平均電圧Ｖ_ｒｅｆを低い値に設定することができ、電源効率を改善することができる。

さらに、本実施形態において、制御回路は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ２のボトム圧
Ｖ_Ｂを検出し、検出したボトム電圧Ｖ_Ｂが予め設定された基準ボトム電圧Ｖ_Ｂｒｅｆにな
るように前記目標平均電圧を補正する。
この構成により、コンデンサＣ１の劣化が小さく、電圧リプルが小さい場合には、目標
平均電圧Ｖ_ｒｅｆを低い値に補正することができるため、負荷の大小に拘わりなく全ての
領域で電源効率を改善することができる。また、コンデンサＣ１のバラつきや、コンデン
サＣ１の寿命末期でも、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ２のボトム電圧Ｖ_Ｂが基準ボトム電圧
Ｖ_Ｂｒｅｆに下限値制御されているために安定しており、電源設計の簡素化が見込める。
さらに、出力コンデンサの劣化が大きくなっても、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢのボトム
電圧Ｖ_Ｂが基準ボトム電圧Ｖ_Ｂｒｅｆを大きく超えて下回ることなく、ＬＥＤ負荷２を問
題なく駆動させることができ、緊急避難的に電源寿命を延長させることができる。

さらに、本実施形態において、制御回路４ａ、４ｂは、調光信号によってＬＥＤ負荷２
を流れるＬＥＤ電流Ｉ_ＬＥＤが小さくなるほど、低い目標平均電圧Ｖ_ｒｅｆに設定する。
この構成により、電圧リプルが小さい負荷の小さい領域では、目標平均電圧Ｖ_ｒｅｆを
低い値に設定することができ、電源効率を改善することができる。

さらに、本実施形態において、制御回路は、入力電圧が大きいほど、低い目標平均
電圧Ｖ_ｒｅｆに設定する。
この構成により、電圧リプルが小さくなる大きい入力電圧では、目標平均電圧Ｖ_ｒｅｆ
を低い値に設定することができ、電源効率を改善することができる。

さらに、本実施形態において、制御回路は、通算の動作時間が長いほど、高い目標
平均電圧Ｖ_ｒｅｆに設定する。
この構成により、通算の動作時間が短く電圧リプルが小さい動作環境では、目標平均電
圧Ｖ_ｒｅｆを低い値に設定することができ、電源効率を改善することができる。

さらに、本実施形態において、制御回路は、環境温度が高い状態での通算の動作時間が
長いほど、高い目標平均電圧Ｖ_ｒｅｆに設定する。
この構成により、環境温度での動作時間を加味して基準ボトム電圧Ｖ_Ｂｒｅｆに設定す
ることができる。

以上、実施形態をもとに本発明を説明した。この実施形態は例示であり、それらの各構
成要素の組み合わせ等にいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の
範囲にあることは当業者に理解されるところである。

１、１ａ、１ｂ スイッチング電源装置
２ ＬＥＤ負荷
３ 整流平滑回路
４、４ａ、４ｂ 制御回路
５ リプル電流低減回路
６ 補助電源
７ 電圧検出回路
２１～２ｎ ＬＥＤ
４１ スタート部
４２ 内部電源部
４３１、４３２ ＡＤＣ
４４、４４ａ 演算器
４５、４５ａ ＰＷＭ生成部
４６、４６ａ ドライバ
４７ 調光演算器
４８ ＤＡＣ
４９ 基準電圧
４４０ 初期電圧設定部
４４１ 平均電圧算出部
４４２ 平均値制御部
４４３ 操作量算出部
４４４ ボトム電圧検出部
４４５ ボトム電圧比較部
４４６ 目標値補正部
４４７ 目標値設定部
ＡＣ 交流入力電源
ＡＭＰ１ 誤差増幅器
Ｃ１、Ｃ２ コンデンサ
Ｄ１ ダイオード
ＤＢ 整流回路
Ｑ１ スイッチング素子
Ｑ２ 可変インピーダンス素子
Ｑ３ 同期整流素子
Ｒ２～Ｒ４ 抵抗
Ｒｓ 検出抵抗
ＴＲ トランス
Ｗ１ 一次巻線
Ｗ２ 二次巻線
Ｗ３ 三次巻線

Claims (6)

1. 交流入力電力を所望の直流出力電力に変換してＬＥＤ負荷に供給するスイッチング電源
   装置であって、
   オンオフ制御されるスイッチング素子と、
   前記ＬＥＤ負荷に直列に接続され、インピーダンスを可変制御することで前記ＬＥＤ負
   荷に流れる電流リプルを低減するリプル電流低減回路と、
   前記ＬＥＤ負荷と前記リプル電流低減回路との接続点におけるフィードバック電圧に基
   づき前記スイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、を具備し、
   前記制御回路は、起動時に予め設定された目標電圧まで上昇させ、前記前記目標電圧に
   到達後に前記リプル電流低減回路を動作させて、前記フィードバック電圧の電圧リプルの
   大きさに応じて設定した目標平均電圧で、前記フィードバック電圧を平均値制御すること
   を特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記制御回路は、前記目標平均電圧で前記フィードバック電圧を平均値制御に移行した
   後、前記フィードバック電圧のボトム電圧を検出し、検出したボトム電圧が予め設定され
   た基準ボトム電圧になるように前記目標平均電圧を補正することを特徴とする請求項１記
   載のスイッチング電源装置。
3. 前記制御回路は、調光信号によって前記ＬＥＤ負荷を流れるＬＥＤ電流が小さくなるほ
   ど、低い前記目標平均電圧に設定することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源
   装置。
4. 前記制御回路は、入力電圧が大きいほど、低い前記目標平均電圧に設定することを特徴
   とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
5. 前記制御回路は、通算の動作時間が長いほど、高い前記目標平均電圧に設定することを
   特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
6. 前記制御回路は、環境温度が高い状態での通算の動作時間が長いほど、高い前記目標平
   均電圧に設定することを特徴とする請求項５記載のスイッチング電源装置。

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