JP2022172920A - 計測装置 - Google Patents

Abstract

【課題】連続高速スキャンが可能である計測装置を提供すること。【解決手段】計測装置１００は、非機械的に波長掃引したパルス状の一連のレーザ光ＩＬを出力する波長可変レーザ１０と、非機械的な光学特性により一連のレーザ光ＩＬを空間的に分散させて対象ＯＢに照射し、対象ＯＢからの反射光ＲＬを逆行させる空間分散デバイス２０と、空間分散デバイス２０を介して、反射光ＲＬを受光する受信装置３０と、受信装置３０による反射光ＲＬの検出タイミングと波長可変レーザ１０からのレーザ光ＩＬの出力タイミングとから対象ＯＢまでの距離を決定する信号処理装置４０とを備え、信号処理装置４０は、一連のレーザ光ＩＬのタイミング情報から各レーザ光ＩＬの射出方向に関する情報を決定する。【選択図】 図１

Description

特許法第３０条第２項適用申請有り （１）２０２０年５月１１日に、ウェブサイトのアドレス ｈｔｔｐｓ：／／ｗｗｗ．ｏｓａｐｕｂｌｉｓｈｉｎｇ．ｏｒｇ／ａｂｓｔｒａｃｔ．ｃｆｍ？ｕｒｉ＝ＣＬＥＯ＿ＡＴ－２０２０－ＪＴｕ２Ｇ．３４、にて発表 （２）２０２０年５月１２日に、ＣＬＥＯ２０２０会議（ｈｔｔｐｓ：／／ｅｖｅｎｔ．ｃｒｏｗｄｃｏｍｐａｓｓ．ｃｏｍ／ｃｌｅｏ２０）のオンライン会議で、発表番号ＪＴｕ２Ｇ．３４として発表

本発明は、ＡＭＣＷ（amplitude-modulated continuous-wave）に似ている方式で測距を行う計測装置に関し、特に連続高速スキャンが可能な計測装置に関する。

従来の計測装置として、機械駆動でレーザビームを偏向させて掃引するものがある（例えば、特許文献１及び２参照）。機械駆動の計測装置は、掃引速度や振動耐力等の点において向上性が乏しいという問題点がある。

また、波長掃引光源や、回折格子等の空間分散デバイスを組み合わせてビームスキャンを非機械式で行う技術がある（例えば、非特許文献１及び２参照）。しかしながら、非特許文献１及び２の技術では、波長掃引光源が機械駆動に基づいており、掃引速度や振動耐力等の上記問題点を解消できていない。

特開２００８－１８９４１号公報 特開２００３－４８５０号公報

Y. Zhai, et al. "Non-mechanical beam-steer lidar system based on swept-laser source." Optical Fiber Sensors. Optical Society of America, 2018. M. Okano, et al. "Swept Source Lidar: simultaneous FMCW ranging and nonmechanical beam steering with a wideband swept source." Optics Express 28.16 (2020): 23898-23915.

本発明は、上記背景技術に鑑みてなされたものであり、連続高速スキャンが可能である計測装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明に係る計測装置は、非機械的に波長掃引したパルス状の一連のレーザ光を出力する波長可変レーザと、非機械的な光学特性により一連のレーザ光を空間的に分散させて対象に照射し、対象からの反射光を逆行させる空間分散デバイスと、空間分散デバイスを介して、反射光を受光する受信装置と、受信装置による反射光の検出タイミングと波長可変レーザからのレーザ光の出力タイミングとから対象までの距離を決定する信号処理装置とを備え、信号処理装置は、一連のレーザ光のタイミング情報から各レーザ光の射出方向に関する情報を決定する。

上記計測装置では、信号処理装置がレーザ光の出力タイミング、検出タイミング、及び一連のレーザ光のタイミング情報により対象までの距離や方向に関する情報を取得する。この際、波長掃引光源である波長可変レーザと空間分散デバイスとを組み合わせて、波長掃引及びレーザビームの偏向を、全て非機械式構成を用いて行うことにより、掃引速度を従来の機械式構成よりも数オーダ高くすることができ、かつ装置の振動耐力を向上させることができる。

本発明の具体的な側面では、上記計測装置において、波長可変レーザは、パルス変調による分散チューニングを行い、一連のレーザ光を、繰り返し周波数が変わり続けるパルス列として出力する。ここで、分散チューニングとは、能動モード同期発生状態で変調周波数を変化させることにより、発振波長を制御することを意味する。パルス変調は、正弦波変調と異なり、高周波成分を含むため、波長可変帯域を確保しつつ、狭いパルス幅で実効的に変調を行うことができる。

本発明の別の側面では、波長可変レーザは、光を増幅する光増幅器と、強度変調を行う強度変調器と、波長を分散調整する高分散媒質とを有する。高分散媒質により、波長の純度が高いパルスを得ることができる。

本発明のさらに別の側面では、高分散媒質は、チャープファイバブラッググレーティングである。この場合、共振器の長さを短縮することができ、計測装置の小型化の達成が可能となる。

本発明のさらに別の側面では、光増幅器は、半導体光増幅器である。

本発明のさらに別の側面では、空間分散デバイスは、レーザ光を平行光にするコリメータと、コリメータを経たレーザ光を空間的に分散させる分散部とを有する。この場合、波長可変レーザの出力が発散光であっても、レーザ光の精密な空間的な分散が可能になる。

本発明のさらに別の側面では、分散部は、１つ以上のグレーティングを有する。この場合、波長分散を容易に制御することができる。

本発明のさらに別の側面では、信号処理装置は、パルス列のタイミング情報から各レーザ光の射出方向に関する情報を決定し、対象までの距離を決定するために、パルス列を構成するパルス単位でレーザ光から得た参照信号と反射光の計測信号との位相差を計算する。距離算出に関してパルス列を構成するパルス単位で参照信号と計測信号との位相差を算出することにより信号トレースの動的位相変化を取得することができる。これにより、連続高速スキャンが可能となる。

上記目的を達成するため、本発明に係る計測装置は、波長掃引した一連のレーザ光をパルス列として出力する波長可変レーザと、非機械的な光学特性によりパルス列を空間的に分散させて対象に照射し、対象からの反射光を逆行させる空間分散デバイスと、空間分散デバイスを介して、反射光を受光する受信装置と、パルス列のタイミング情報から各レーザ光の射出方向に関する情報を決定する信号処理装置とを備え、信号処理装置は、対象までの距離を決定するために、パルス列を構成するパルス単位でレーザ光から得た参照信号と反射光の計測信号との位相差を計算する。

上記計測装置では、信号処理装置が参照信号と計測信号との位相差やパルス列のタイミング情報により対象までの距離や方向に関する情報を取得する。この際、波長掃引光源である波長可変レーザと空間分散デバイスとを組み合わせつつ、距離算出に関してパルス列を構成するパルス単位で参照信号と計測信号との位相差を算出することにより信号トレースの動的位相変化を取得することができる。これにより、連続高速スキャンが可能となる。

本発明の別の側面では、信号処理装置は、参照信号にヒルベルト変換を行った信号と計測信号との乗算処理を行う。この場合、ヒルベルト変換によって参照信号の全ての周波数成分に位相情報が与えられ、不均一な振幅によって引き起こされる位相エラーを回避することができる。

本発明のさらに別の側面では、乗算処理後のロックインデータに対してフィルタリングを行う。この場合、乗算処理後のロックインデータから無関係な周波数成分を除去することができる。

第１実施形態の計測装置を説明する概念図である。 （Ａ）は、信号発成器での掃引波形を示す概念図であり、（Ｂ）は、シンセサイザでの変調波形を示す概念図であり、（Ｃ）は、パルス発生器での変調パルス波形を示す概念図であり、（Ｄ）は、波長可変レーザから射出する光掃引パルス波形を示す概念図である。 波長可変レーザから出力される光掃引パルスのスペクトルである。 図１に示す計測装置の空間分散デバイスを説明する概念図である。 （Ａ）は、波長可変レーザから出力された各出力パルスの波長の時間変化を示す概念図であり、（Ｂ）は、空間分散デバイスから射出されるレーザ光の各出力パルスに対応する射出角度を示す概念図である。 レーザ光から得た参照信号と反射光の計測信号との位相シフトについて説明する図である。 信号処理装置での信号処理を説明する概念図である。 計測装置の具体的な実施例について説明する概念図である。 （Ａ）は、計測信号の波形であり、（Ｂ）は、参照信号の波形であり、（Ｃ）は、（Ａ）の一部を拡大した波形であり、（Ｄ）は、（Ｂ）の一部を拡大した波形である。 （Ａ）及び（Ｂ）は、計測信号及び参照信号の周波数領域情報をそれぞれ説明する図であり、（Ｃ）及び（Ｄ）は、（Ａ）及び（Ｂ）の変調周波数７２０ＭＨｚ～７２６ＭＨｚの範囲のメインピークを示す図である。 図７に示す信号処理装置での処理手順の具体例を説明する概念図である。 （Ａ）は、ロックインデータの振幅であり、（Ｂ）は、ロックインデータの位相であり、（Ｃ）は、（Ａ）の一部を拡大した図であり、（Ｄ）は、（Ｂ）の一部を拡大した図であり、（Ｅ）は、ロックインデータのＲＦスペクトルであり、（Ｆ）は、（Ｅ）の一部を拡大した図である。 （Ａ）及び（Ｂ）は、フィルタリングされた後のロックインデータの振幅と位相とを示す図である。 （Ａ）は、平面サンプルを非多義距離のスパンでライン走査した結果を示す図であり、（Ｂ）は、平面サンプルを異なる平均化回数の４ｍｍスパンでライン走査した結果を示す図である。 （Ａ）は、距離測定のために使われる２枚の金属板の模式的な平面図であり、（Ｂ）は、ライン走査の結果を示す図である。 第２実施形態の計測装置を説明する概念図である。 第３実施形態の計測装置を説明する概念図である。

〔第１実施形態〕
以下、図１等を参照して、本発明の第１実施形態に係る計測装置について説明する。

図１に示すように、計測装置１００は、波長可変レーザ１０と、空間分散デバイス２０と、受信装置３０と、信号処理装置４０とを備える。また、計測装置１００は、出力光と受信光とを光路的に分岐する出力側サーキュレータ５０を含む。計測装置１００は、Ｘ軸方向にレーザ光ＩＬを走査可能であり、Ｘ軸方向のスキャンによって１次元計測を行うことができる。

波長可変レーザ１０は、非機械的に波長掃引したパルス状の一連のレーザ光ＩＬを出力する。換言すれば、波長可変レーザ１０は、波長掃引した一連のレーザ光ＩＬをパルス列として出力する。ここで、パルス状の一連のレーザ光ＩＬとは、パルスを時系列的に変化させたレーザ光を意味する。波長可変レーザ１０は、パルス変調による分散チューニングを行う。ここで、分散チューニングとは、能動モード同期発生状態で変調周波数を変化させることにより、発振波長を制御することを意味する。波長掃引光源に分散チューニング方式を採用した分散チューニング掃引レーザ（ＤＴＳＬ：dispersion-tuned swept laser）を用いることにより、高速な非機械式掃引が可能となる。本実施形態では、波長可変レーザ１０はリング型のレーザである。

波長可変レーザ１０は、分散チューニングの原理を利用し、共振器内に高分散デバイスを挿入することで波長分散値を大きくし、その状態で強度変調をかけることによりレーザ光を能動モード同期発振させている。この際、変調周波数を変化させることにより、発振周波数を制御することができる。モード同期では、共振器内の光の往復時間に合わせて変調を与えて縦モードを同期させており、変調周波数を変動させることにより、発振波長を掃引することができる。波長可変レーザ１０は、発振波長を電気的に制御するため、機械的な制限がなく、高速で広帯域な波長掃引が可能となる。波長可変レーザ１０から出力されるパルスレーザ光は、例えば、１０ｋＨｚの掃引速度で５０ｎｍ以上の掃引帯域となっている。

波長可変レーザ１０は、信号発生器１１と、シンセサイザ１２と、パルス発生器１３と、内部光増幅器１４と、強度変調器１５と、高分散媒質１６と、内部サーキュレータ１７と、出力側光増幅器１８とを有する。波長可変レーザ１０において、内部光増幅器１４、強度変調器１５、高分散媒質１６、及び内部サーキュレータ１７は、共振器として機能する。波長可変レーザ１０の各構成は、光ファイバ１９で接続されている。

信号発生器１１は、シンセサイザ１２に連続的な周波数変化を示す同期信号を出力する同期回路である。図２（Ａ）に示すように、信号発生器１１におけるランプ信号（掃引信号）の掃引波形は、例えば鋸歯状波や三角波等の線形波形である。信号発生器１１の掃引周波数は、例えば１０ｋＨｚである。

シンセサイザ１２は、信号発生器１１からのランプ信号に対応する波形の駆動信号を変調信号として形成する電気回路である。つまり、シンセサイザ１２は、ファンクションジェネレータであり、信号発生器１１からのランプ信号を変調信号として連続的に周波数掃引する。図２（Ｂ）に示すように、シンセサイザ１２における変調信号の波形は、連続的に周波数を変化させた（チャープした）正弦波である。掃引波形の１スイープにおいて、信号発生器１１のランプ電圧が低い場合、シンセサイザ１２の変調信号の周波数が低くなり、信号発生器１１のランプ電圧が高い場合、シンセサイザ１２の変調信号の周波数が高くなる。変調信号の変調周波数は、例えば７８８ＭＨｚ～７９５ＭＨｚ又は７１６ＭＨｚ～７２６ＭＨｚである。

パルス発生器１３は、シンセサイザ１２からの変調信号に対応するパルス信号を生成する。パルス発生器１３は、例えば５０ｐｓ～２５０ｐｓの間でパルス幅を変化させることができる。図２（Ｃ）に示すように、パルス発生器１３におけるパルス信号の波形は、連続的に周波数を変化させた（チャープした）パルスである。掃引波形の１スイープにおいて、シンセサイザ１２の変調信号が低周波数から高周波数に変化する場合、パルス発生器１３で発生するパルス列の波長が長波長から短波長に変化する。パルス信号の変調周波数は、例えば７８８ＭＨｚ～７９５ＭＨｚ又は７１６ＭＨｚ～７２６ＭＨｚである。

内部光増幅器１４は、例えば半導体光増幅器（ＳＯＡ）であり、半導体素子に外部から光を入射することで、誘導放出による光の増幅を行う。

強度変調器１５は、例えばニオブ酸リチウム結晶を利用した光変調器であり、パルス発生器１３から出力されたパルス信号を受けてレーザ光の透過率を調整することによって強度変調を行う。レーザ光の強度変調は、パルス型であり、例えば７８８ＭＨｚ～７９５ＭＨｚ又は７１６ＭＨｚ～７２６ＭＨｚの周波数が用いられる。パルス変調は、正弦波変調と異なり、高周波成分を含むため、波長可変帯域を確保しつつ、狭いパルス幅で実効的に変調を行うことができる。

高分散媒質１６は、波長を分散調整する。つまり、高分散媒質１６は、波長に関して分散調整する。高分散媒質１６により、波長の純度が高いパルスを得ることができる。高分散媒質１６としては、チャープファイバブラッググレーティング（ＣＦＢＧ：Chirped Fiber Bragg Grating）や回折格子対等が挙げられる。これより、共振器の長さを短縮することができ、計測装置１００の小型化の達成が可能となる。本実施形態では、高分散媒質１６がＣＦＢＧである例を示している。ＣＦＢＧの分散は、例えば＋１０ｐｓ／ｎｍで、６５％の光を反射する。残りの３５％の光は出力側光増幅器１８によって増幅された後、出力され、レーザ光ＩＬとして利用される。高分散媒質１６により、共振器中の分散が高くなっているため、共振周波数間隔（ＦＳＲ：Free Spectral Range）が波長により大きく変化し、発振波長の選択性が生じる。高分散媒質１６からは、共振条件を満たした例えば波長１５３０ｎｍ～１５８０ｎｍ又は１５３０ｎｍ～１６００ｎｍのパルスが掃引して出力される。

内部サーキュレータ１７は、強度変調器１５を経た光を高分散媒質１６に入射させ、高分散媒質１６で反射された光を内部光増幅器１４に導く。

分散チューニングにおいては、高分散媒質１６を共振器中に意図的に挿入し、強度変調をかけることにより、能動モード同期を発生させる。能動モード同期を発生させた状態で変調周波数を変化させることにより、発振波長を制御することができる。つまり、分散チューニングでは、機械的な波長選択フィルタを用いずに発振波長を制御することができる。これにより、高速かつ広帯域な波長掃引が可能となる。分散チューニングにおいて、掃引方法はモード同期の変調周波数を変更（周波数変調）するだけであり、掃引波形（つまり、変調の範囲やレート）を適切に設定することによりスペクトル形状を制御することもできる。縦モードの周波数間隔であるＦＳＲは光ファイバ中の光の屈折率に依存しており、波長分散の大きい共振器においては、ＦＳＲは変調周波数依存性を有する。共振器の外部からＦＳＲの整数倍の周波数信号を用いて変調をかけると、変調周波数に対応するＦＳＲを持つ波長のみにモード同期がかかり発振する。この変調周波数を変化させると、発振波長は変調周波数とともに比例的に変化していき、波長可変なレーザ光ＩＬとなる。変調周波数を線形に変化させる掃引を行うと、発振波長も線形に変化して対応する掃引が行われる。分散チューニングの波長可変幅は、利得媒質の利得帯域によって決まり、その最大値は変調周波数の可変範囲によって決まる。共振器の全分散量及び変調周波数が小さいほど波長可変帯域の最大値が大きくなる。分散値が大きい共振器において、モード同期のパルスはチャープしたパルスとなる。パルスのスペクトル幅は、変調周波数が大きいほど、また分散量が大きいほど線幅が小さくなる。

図２（Ｄ）は、波長可変レーザ１０から出力される光掃引パルスの時間変化を示す。波長可変レーザ１０から出力されるレーザ光ＩＬは、信号発生器１１から出力される掃引信号（図２（Ａ）参照）に基づき、長波長から短波長に変化して波長掃引される。掃引波形の１スイープにおいて、波長が時系列的に異なる複数のパルスで構成されるパルス列が生成される。パルス発生器１３で生成されるパルス信号と波長可変レーザ１０から出力されるパルス信号とは、時間間隔ｔで１対１の関係となっている。隣接するパルスとパルスとの波長差ｎΔは、ＦＳＲに相当し、ＦＳＲの変調周波数依存性は共振器分散によって決まる。

図３は、波長可変レーザ１０から出力される分散調整されたレーザ光ＩＬのスペクトルを示す。共振器、具体的には高分散媒質１６から出力されたレーザ光ＩＬの出力パワーは例えば６ｄＢｍ又は－２ｄＢｍである。共振器のキャビティ長さは、例えば１１．９ｍであり、基本のＦＳＲは波長１５５０ｎｍの場合１７ＭＨｚであり、変調する周波数範囲は７８８ＭＨｚ～７９５ＭＨｚである。波長可変レーザ１０の掃引速度は例えば１０ｋＨｚであり、掃引波長は例えば１５３０ｎｍ～１５８０ｎｍである。また、共振器のキャビティ長さを例えば１１．１ｍとすると、波長１５５０ｎｍの光の基本的なＦＳＲが約１８．６ＭＨｚとなる。この場合、７１６ＭＨｚ～７２６ＭＨｚの変調周波数で、掃引波長は例えば１５３０ｎｍ～１６００ｎｍとなる。

図１に戻って、出力側光増幅器１８は、例えばファイバ増幅器であり、詳細な説明を省略するが、エルビウムがドープされたファイバ増幅部と、励起光源と、励起光源からの光をファイバ増幅部に導くカプラとを有する。なお、出力側光増幅器１８は、内部光増幅器１４と同様に、ＳＯＡ等であってもよい。出力側光増幅器１８で増幅されたレーザ光ＩＬのパワーは、例えば１６ｄＢｍ又は１４．６ｄＢｍである。

出力側サーキュレータ５０は、波長可変レーザ１０を経たレーザ光ＩＬを空間分散デバイス２０に入射させ、空間分散デバイス２０を経た反射光ＲＬを受信装置３０に入射させる。

空間分散デバイス２０は、非機械的な光学特性により一連のレーザ光ＩＬ又はパルス列を空間的に分散させて対象ＯＢに照射し、対象ＯＢからの反射光ＲＬを逆行させる。波長掃引した光を空間分散デバイス２０に照射することにより、機械に頼らないビーム偏向が可能となる。空間分散デバイス２０を介したレーザスキャニング範囲は、例えばＸ軸方向（横方向）に４°又は１ｃｍであり、分解能は１０μｍである。空間分散デバイス２０に入射したレーザ光ＩＬのパワーが例えば１６ｄＢｍの場合、空間分散デバイス２０を経て対象ＯＢで反射された反射光ＲＬの受光パワーは－５０ｄＢｍとなる。計測装置１００の測定可能距離は、波長可変レーザ１０から出力されるレーザ光ＩＬの掃引パワーに依存する。

図４に示すように、空間分散デバイス２０は、コリメータ２１と、分散部２２と、レンズ２３とを有する。これにより、波長可変レーザ１０の出力が発散光であっても、レーザ光ＩＬの精密な空間的な分散が可能になる。なお、レンズ２３は、対象ＯＢまでの距離によっては設けなくてもよい。

コリメータ２１は、レーザ光ＩＬを平行光にする。コリメータ２１でコリメートされたレーザビームの直径は、例えば２ｍｍである。

分散部２２は、コリメータ２１を経たレーザ光ＩＬを空間的に分散させる。分散部２２としては、例えばグレーディング（回折格子）、プリズム、角度増幅レンズ、フォトニック結晶、フェーズアレイ等が挙げられる。空間分散デバイス２０が分散部２２を有することにより、波長分散を容易に制御することができる。本実施形態では、分散部２２は、２つのグレーティング２２ａ，２２ｂを有する。分散部２２の分散量（具体的には、１つのグレーティングにおける分散量）は、例えば０．０４°／ｎｍであり、６０％～８０％の回折効率を有する。なお、図４では、分散部２２に関して反射型のグレーティングの例を挙げたが、透過型のグレーティングを用いてもよい。また、分散部２２は、１つ又は３つ以上のグレーティングを有していてもよい。

レンズ２３は、分散された各波長の光の色収差等を補正しつつ、集光する。レンズ２３は、例えばアクロマティックレンズである。レンズ２３の焦点距離は、例えば１５ｃｍである。

図５（Ａ）に示すように、波長可変レーザ１０から出力された各出力パルス（例えば、波長が異なるパルス番号１～５，…の光掃引パルス）又は各出力パルス列は、空間分散デバイス２０から射出されると、図５（Ｂ）に示すように、各出力パルスに応じて射出角度が変化する。この出力パルスと射出角度との関係に関する情報は、後述する信号処理装置４０において決定され、記憶されており、対象ＯＢの距離算出に利用される。

受信装置３０は、空間分散デバイス２０を介して、反射光ＲＬを受光する。受信装置３０は、フォトダイオード３１を有する。フォトダイオード３１は、反射光ＲＬを検出し、反射光ＲＬに対応する計測信号を出力する。

信号処理装置４０は、受信装置３０による反射光ＲＬの検出タイミングと波長可変レーザからのレーザ光ＩＬ又はパルス列の出力タイミングとから対象ＯＢまでの距離を決定する。また、信号処理装置４０は、一連のレーザ光ＩＬ又はパルス列のタイミング情報から各レーザ光ＩＬの射出方向に関する情報を決定する。レーザ光ＩＬのタイミング情報には、例えば、実験的な裏付けによる、出力パルスの順番や波長差等の演算処理に必要な情報が含まれる。また、信号処理装置４０は、対象ＯＢまでの距離を決定するために、パルス列を構成するパルス単位でレーザ光ＩＬから得た参照信号ＲＳと反射光ＲＬの計測信号ＭＳとの位相差を計算する。

信号処理装置４０は、信号収集装置４１と、信号演算処理装置４２とを有する。詳細は実施例で後述するが、図６に示すように、本実施形態の計測装置１００では、レーザ光ＩＬの変調周波数がチャープして参照信号ＲＳと計測信号ＭＳとの位相シフト量Δφ_１～Δφ_５が時系列的に変化する。そのため、信号処理装置４０での信号処理では、繰り返し周波数が変わり続ける（チャープする）信号トレースの動的位相変化を取得するために、チャープ強度変調位相シフト測定（ＣＡＭＰＳ：Chirped Amplitude-modulated Phase-shift Measurement）技術を利用する。

図７は、ＣＡＭＰＳ技術を利用する信号処理装置４０の構成を説明する概念図である。信号処理装置４０の信号収集装置４１は、信号演算処理装置４２でデジタルデータ処理をするためのＡ／Ｄ変換器を含む高速信号処理回路であるが、例えばオシロスコープであってもよく、その場合、信号発生器１１の信号を基に周波数掃引と同期をとることを可能にしつつ、計測信号と参照信号とを比較可能に同期させて取り込む。

信号演算処理装置４２は、コンピュータその他の演算処理部を含み、計測装置１００から対象ＯＢまでの距離ＯＢＤを決定する。また、信号演算処理装置４２は、波長可変レーザ１０から出力された一連のレーザ光ＩＬのタイミング情報から各レーザ光ＩＬの射出方向に関する情報を決定する。また、信号演算処理装置４２には、図５（Ｂ）に示す各出力パルスに対応する射出角度に関する情報が、Ｘ軸方向の空間的な位置情報として予め記録されている。

信号演算処理装置４２は、ヒルベルト変換部４２ａと、乗算部４２ｂと、ローパスフィルタ４２ｃと、位相検出部４２ｄと、位相・距離変換部４２ｅとを有する。ヒルベルト変換部４２ａは、乗算部４２ｂでの乗算処理前に、参照信号ＲＳをヒルベルト変換し、ヒルベルト変換された参照信号ＲＳａとする。すなわち、ヒルベルト変換部４２ａは、参照信号ＲＳに関して、近接した位相情報を処理するため、ヒルベルト変換により実信号を複素時間信号に変換する。ヒルベルト変換とは与えられた実数値関数に対し調和共役を与え、複素信号に変換する操作である。ヒルベルト変換により、複素数値関数が複素上半平面まで延長可能となり、信号の位相情報が得られる。乗算部４２ｂは、計測信号ＭＳとヒルベルト変換された参照信号ＲＳａとを乗算し、ロックインデータＤＴ１を取得する。ローパスフィルタ４２ｃは、乗算部４２ｂで乗算されて取得されたロックインデータＤＴ１をフィルタ処理することにより、無関係な周波数成分を除去したロックインデータＤＴ２を取得する。その後、位相検出部４２ｄは、フィルタリングされたロックインデータＤＴ２を用いて位相シフト量ＰＳを検出する。位相・距離変換部４２ｅは、位相検出部４２ｄで検出された位相シフト量ＰＳに基づいて計測装置１００から対象ＯＢまでの距離ＯＢＤを算出する。

参照信号ＲＳと計測信号ＭＳとの位相シフト量ＰＳに基づく位相差は、レーザ光ＩＬの出力タイミングと、反射光ＲＬの検出タイミングとの差に相当し、計測装置１００から対象ＯＢまでの距離ＯＢＤに関する情報を与える。なお、シンセサイザ１２から出力される参照信号ＲＳと、波長可変レーザ１０から出力されるパルス信号との間に回路的な遅延時間がある場合には、この遅延時間を考慮した校正手段を利用して参照信号ＲＳと計測信号ＭＳとの位相差を算出する。

信号演算処理装置４２では、上述した参照信号ＲＳ及び計測信号ＭＳの位相差から算出される距離情報と、上述のレーザ光ＩＬの射出角度に基づく空間的な位置情報とによって、対象ＯＢの形状を求めることができる。

（実施例）
＜波長可変レーザ＞
以下、計測装置１００のうち主に波長可変レーザ１０の実施例について説明する。

図１を参照して、波長可変レーザ１０は、既述の要素１１，１２，１３，１４，１５，１６，１７，１８を含む能動モードロックファイバーレーザであり、特定の変調周波数でキャビティ内の光強度を変調することによってモードロックされる。上記要素のうち要素１４，１５，１６，１７は、分散チューニング部として機能する。波長可変レーザ１０のキャビティに大量の波長分散を導入して、各波長のＦＳＲを異なるようにする。これにより、ＦＳＲが変調周波数に対応する波長のみをモードロックすることができる。特定の長さのレーザキャビティが与えられると、このキャビティのＦＳＲは次式のようになる。

ここで、ｃは真空中の光速であり、ｌはレーザキャビティの長さであり、ｎはキャビティ内の屈折率である。ＦＳＲの整数倍の強度変調を適用することにより、高調波モードロック条件を満たすことができる。中心変調周波数をｆ_m0とし、中心波長をλ₀とすると、掃引レーザ波長は、次式で表すことができる。

ここで、ｆ_mは掃引変調周波数であり、Ｄはキャビティ内の全分散である。変調周波数を掃引することにより、波長掃引を伴うパルス光出力が実現される。

波長の最大チューニング範囲Δλ_maxは、主にゲイン帯域幅によって決まる。ただし、変調周波数の変化が１ＦＳＲを超えると、隣接する高調波モードの２つの波長が同時に現れる可能性があるため、単一波長出力の最大チューニング範囲は、以下で表される。

ここで、ｆ_FSR0は中心波長λ₀のＦＳＲである。この式によれば、広いチューニング範囲を実現するには、キャビティ内の全分散Ｄと中心変調周波数ｆ_m0とを小さくすることが望ましい。ただし、キャビティ内の全分散Ｄと中心変調周波数ｆ_m0とを小さくすると、レーザ波長が不安定になり、線幅の拡張が生じる。したがって、波長調整範囲と瞬間的な線幅との間にはトレードオフの関係がある。非機械式ビームスキャナの場合、上記の波長調整範囲によって最大横方向走査角度が決まり、瞬間的な線幅の広がりによって横方向の分解能が制限されるともいえる。多用途の非機械式スキャナは、レーザ光源のパラメータを変更することで実現できる。

実施例の波長可変レーザ１０は、図１の構成と同様である。実施例の波長可変レーザ１０のキャビティの全長は１１．１ｍである。これは、波長１５５０ｎｍの光の基本的なＦＳＲが約１８．６ＭＨｚであることを意味する。これにより、７１６ＭＨｚ～７２６ＭＨｚの変調周波数で、波長１５３０ｎｍ～１６００ｎｍのモードロックパルス出力を取得できる。高速波長掃引の場合、信号発生器１１は、１０ｋＨｚのランプ信号を提供して、０．１ミリ秒ごとに変調周波数を掃引する。パルス発生器１３は、レーザのスペクトル線幅を減少させるために、シンセサイザ１２によって生成された正弦波を短いパルス列に変換するために使用される。実施例において、パルス発生器１３で生成されるパルスのパルス幅は１００ｐｓであるため、変調周波数が７１６ＭＨｚ～７２６ＭＨｚの場合、デューティサイクルは０．０７１６～０．０７２６になる。パルス発生器１３を使用すると、レーザ出力の線幅を約４０％向上させることができる。

波長可変レーザ１０は、キャビティに内部光増幅器１４であるＳＯＡを挿入して１００ｎｍの範囲で広帯域光利得を提供し、出力素子としてだけでなく分散素子として高分散媒質１６であるＣＦＢＧを採用している。ＣＦＢＧの波長分散は１０ｐｓ／ｎｍであり、反射率は６５％であり、キャビティ電力の３５％が出力としてＣＦＢＧを通過する。ＣＦＢＧはキャビティの長さを大幅に短縮できるため、波長掃引速度の向上に効果的である。上記のオプトエレクトロニクスの取り組みにより、平均パワーが－２ｄＢｍ、パルス幅が約１００ｐｓのパルス光出力が得られる。波長可変レーザ１０の出力波長は１０ｋＨｚの周波数で掃引され、瞬間スペクトルの半値全幅（ＦＷＨＭ：full width at half maximum）は約０．３ｎｍである。

ただし、レーザ検出の用途では、より高い光パワーレベルが要求されるため、出力は出力側光増幅器１８のようなエルビウムドープファイバ増幅器（ＥＤＦＡ：Erbium-doped fiber amplifier）で増幅される。

＜計測装置＞
以下、図８を参照しつつ、計測装置１００の具体的な実施例について説明する。図８は、計測装置１００の一例として、全体的な非機械的スペクトル走査レーザ検出システムを示す。符号１０Ａは、図１に示す内部光増幅器１４、強度変調器１５、高分散媒質１６、及び内部サーキュレータ１７に対応する分散チューニング部を示す。空間分散デバイス２０は、コリメータ２１とビームスプリッタ２４（具体的には、ペリクルビームスプリッタ（Thorlabs社製BP145B3））と分散部２２（具体的には、テレコム透過型回折格子（LightSmyth社製T-966C-27x10-94））とで構成される。実施例では、出力側サーキュレータ５０を設けずに、ビームスプリッタ２４によってレーザ光ＩＬと反射光ＲＬとが分離される。受信装置３０は、レンズ３２とフォトダイオード３１（具体的には、ＩｎＧａＡｓ可変ゲインタイプのアバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ、APD450C））とで構成される。実施例の計測装置１００は、実験系の構成であり、信号収集装置４１は、複数スイープを統合するオシロスコープであり、信号発生器１１と同期している。

計測装置１００において、波長可変レーザ１０からの平均パワーが－２ｄＢｍの光出力は、出力側光増幅器１８であるＥＤＦＡによって１４．６ｄＢｍに増幅され、空間分散デバイス２０において、ビーム径２ｍｍのコリメータ２１を使用して自由空間に向けてコリメートされる。分散部２２である高効率のテレコム透過型回折格子を使用して、波長掃引光を約０．０９°／ｎｍの空間分散と９４％の回折効率とで回折する。分散部２２の空間分散と走査角度との関係は次のように計算できる。

ここで、Δλは波長調整範囲であり、ｄは単一の回折格子の分散である。この式を使用すると、スキャン角度は３．５°と見積もることができる。

計測装置１００から出力された光ビーム（レーザ光ＩＬ）が対象ＯＢの表面に当たると、２種類の反射、つまり鏡面反射と拡散反射とが発生する可能性がある。ほとんどの屋内物体からの戻り光（反射光ＲＬ）では光拡散反射が支配的であるため、後者の光拡散反射は、レーザ検出の用途でより重要である。ランベルトの余弦則によれば、理想的な拡散反射面から観測されたステラジアンあたりの反射パワーは、次式のように表すことができる。

ここで、Ｐ_Tは光源からの二乗平均平方根（ＲＭＳ）の放射パワーであり、ρは表面の拡散反射率であり、θは入射光の方向と表面の法線との偏向角である。実験では、反射光パワーを最大化するために、θ＝０の同軸構成を用いた。対象ＯＢからの反射光ＲＬは、同じ光路を通ってビームスプリッタ２４に戻り、フォトダイオード３１によって電気信号に変換される。実施例の計測装置１００では、検出器アレイではなく、単一ピクセル検出器を使用できるため、高感度のアバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ）又は光電子増倍管（ＰＭＴ）と互換性がある。信号収集装置４１であるオシロスコープは、計測信号と基準信号とを同期させることにより、光検出器である受信装置３０からデータを収集し、後データ処理を実行する。

ランベルトの余弦則は、拡散光が全ての方向に反射されることも示唆している。対象ＯＢを計測装置１００に近づけるほど、より多くの反射光ＲＬを検出できる。計測装置１００は、対象ＯＢから最大３０ｃｍ離れた場所で測定可能な反射光ＲＬを検出できる。スキャン角度を考慮すると、３０ｃｍでの最大スキャン範囲は約１．８ｃｍである。より高い光パワーとすることにより、より長い検出距離を達成することができる。波長可変レーザ１０の波長は連続的に調整できるため、横方向の分解能は主にビームスポットのサイズと瞬間的な線幅とによって決まる。計測装置１００で横方向の解像度を制限する主な要因は、２ｍｍのビームサイズである。ビームサイズの小さいコリメータやレンズシステムを使用することで、改善が期待される。

＜チャープ強度変調位相シフト測定（ＣＡＭＰＳ）＞
ここでは、ＣＡＭＰＳの手順を説明するために、平面サンプルに対して実行された非機械的なライン走査のデータを例として取り上げる。サンプルには、アノーディックコーティングを施した金属板が使用される。図９（Ａ）～９（Ｄ）、及び図１０（Ａ）～１０（Ｄ）は、生信号である計測信号と参照信号との時間領域及び周波数領域の情報を示している。図９（Ａ）は、計測信号の波形であり、図９（Ｃ）は、図９（Ａ）の一部を拡大した波形である。図９（Ｂ）は、参照信号の波形であり、図９（Ｄ）は、図９（Ｂ）の一部を拡大した波形である。図１０（Ａ）及び１０（Ｂ）は、計測信号及び参照信号の周波数領域情報（ＲＦスペクトル）をそれぞれ示し、図１０（Ｃ）及び１０（Ｄ）は、図１０（Ａ）及び１０（Ｂ）の変調周波数７２０ＭＨｚ～７２６ＭＨｚの範囲のメインピークを示す。

図９（Ａ）～９（Ｄ）に示すように、計測信号と参照信号の２つの波形は、瞬間周波数が同じになるように同期される。参照信号又は参照データとは異なって、サンプルの表面が異なる場所で一定の反射光ＲＬを提供するとは限らないため、計測信号又は信号データの振幅は一定ではない。

図１０（Ｂ）及び１０（Ｄ）に示すように、参照信号又は参照データとしては、７２０ＭＨｚ～７２６ＭＨｚの変調周波数のピークが最も高く、他の周波数成分はほぼ一定である。２番目に高いピークは、メインピークよりも１０ｄＢ以上低くなっている。しかしながら、図１０（Ａ）及び１０（Ｃ）に示すように、計測信号又は信号データの場合、波形はＤＣ成分や２ｆ_m成分等の正弦波ではなくパルス波であるため、同等の強度を持つ複数のピークが存在する。

本実施形態の計測装置１００では、変調周波数が一定の標準的な強度変調連続波（ＡＭＣＷ：amplitude-modulated continuous-wave）とは異なり、変調周波数も変調されるため、ミキサーを使用するのではなく、信号処理装置４０のコンピュータで後データ処理を実行して信号トレースの動的位相変化を取得する。計測信号の正規化された連続強度Ｉ_sgn（ｔ）、参照信号の正規化された連続強度Ｉ_ref（ｔ）、及び連続相対位相Δφ（ｔ）は次式のように計算することができる。

ここで、φ_sgn（ｔ）とφ_ref（ｔ）とは、それぞれ計測信号と参照信号の連続位相角である。φ_sgn（ｔ）とφ_ref（ｔ）とは、主周波数領域上の時系列（temporal train）にバンドパスフィルタを適用し、他の無関係な周波数成分を除去することによって簡単に取得できる。ただし、変調周波数は一定ではなく、計測信号は正弦波ではなくパルス波であるため（図９（Ｃ）参照）、図１０（Ｃ）及び１０（Ｄ）に示すように、フィルタは７２０ＭＨｚ～７２６ＭＨｚの主周波数領域全体をカバーする必要があるが、広くなりすぎてノイズを完全に除去できない。周波数領域での掃引繰返し率のサイドローブは、変調周波数が掃引している間は互いに重なり合うため、フィルタで除去することはほとんどできない。ここでは、この問題を解決するために、高速チャープＡＭ位相検出のデータ処理にＣＡＭＰＳ技術を使用する。

図１１は、図７に示す信号処理装置４０での処理手順の具体例を説明する図である。強度トレースの振幅は均一ではないため、計測信号Ｉ_sgn（ｔ）の正規化された連続強度は、次式のように表す必要がある。

ここで、Ａ（ｔ）は計測信号の連続振幅の包絡線を表す。信号処理装置４０では、ロックイン技術を利用して、計測信号と参照信号との間の位相シフトを、それらの乗算にローパスフィルタを適用することによって抽出する。バンドパスフィルタを計測信号と計測基準とに個別に適用する場合と比較して、この方法は、掃引繰返し率によって引き起こされ周波数領域でオーバーラップするサイドローブの影響を受けないため、より高い精度を提供することができる。クラマース・クローニッヒの関係により不均一な振幅によって引き起こされる位相エラーを回避するため、参照信号ＲＳは信号演算処理装置４２のヒルベルト変換部４２ａで最初にヒルベルト変換されて全ての周波数成分に位相情報を与えられる。次に、ヒルベルト変換された参照信号ＲＳａは、乗算部４２ｂで計測信号ＭＳと乗算されてロックインデータＤＴ１を取得する。ロックインデータは次式のように表すことができる。

ここで、第１項は計測信号ＭＳとヒルベルト変換された参照信号ＲＳａ（基準信号）との間の位相シフトであり、第２項は望ましくない高周波ノイズである。

図１２（Ａ）は、ロックインデータＤＴ１の振幅であり、図１２（Ｃ）は、図１２（Ａ）の一部を拡大した図である。図１２（Ｂ）は、ロックインデータＤＴ１の位相であり、図１２（Ｄ）は、図１２（Ｂ）の一部を拡大した図である。図１２（Ｅ）は、ロックインデータＤＴ１のＲＦスペクトルであり、図１２（Ｆ）は、図１２（Ｅ）の一部を拡大した図である。

ＲＦスペクトルのＤＣピークは、参照信号ＲＳと計測信号ＭＳとの間のホモダイン情報を表すため、ロックインデータＤＴ１は信号演算処理装置４２のローパスフィルタ４２ｃによってフィルタ処理され、高周波ノイズが除去される。具体的には、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行した後、デジタルローパスフィルタを適用して、高周波ノイズを除去する。ここでは、長方形のウィンドウ関数ではなく、ブラックマンのウィンドウ関数がデータ用ローパスフィルタとして使用される。後者は、不連続点のために望ましくないリップルを引き起こす可能性がある。フィルタリングされた時間波形は、逆ＦＦＴ（ｉＦＦＴ）を実行した後に取得される。

図１３（Ａ）及び１３（Ｂ）は、フィルタリングされた後のロックインデータの振幅と位相とを示す図である。連続相対位相Δφ（ｔ）は次式のように計算できる。

ここで、Ｓ_real（ｔ）とＳ_img（ｔ）とは、それぞれローパスフィルタ４２ｃを使用したロックインデータＤＴ１の実数部と虚数部である。掃引繰返し率が異なるＦＳＲに対応するため、得られた位相シフトは傾斜している。変調周波数が７２６ＭＨｚから７２０ＭＨｚに掃引されると、非多義距離（非不確実な距離）は２０．６６ｃｍ～２０．８３ｃｍに変化する。

計測信号ＭＳとヒルベルト変換された参照信号ＲＳａ（基準信号）との間の位相シフトは、ロックインデータＤＴ１の位相検出後に取得でき、次式に示す距離に変換できる。

ここで、ｄ（ｔ）は相対距離であり、Δφ（ｔ）は連続相対位相であり、ｆ_m（ｔ）は変調周波数であり、ｔは０から０．１ミリ秒まで変化する単一掃引の時間であり、Ｎは非多義距離のサイクル数である。

＜検証実験＞
図１４（Ａ）は、アノーディックコーティングを施した平面サンプルを非多義距離（最大連続探知範囲）のスパンでライン走査した結果を示す図であり、図１４（Ｂ）は、平面サンプルを異なる平均化回数の４ｍｍスパンでライン走査した結果を示す図である。

距離変換とバックグラウンド補正との後、平面サンプルの相対距離情報を位相シフトから取得できる。サンプルはスキャナから約２０ｃｍ離れて配置されるため、対応する横方向の走査範囲は約１２ｍｍである。２０ｃｍの軸方向スパンを考慮すると、結果は図１４（Ａ）に示すように予想通り直線を示している。ミリメートルスパンで１ｍｍ未満の誤差が観察される。複数の走査で結果を平均化することにより、ランダムノイズを最小限に抑えることができる。図１４（Ｂ）に示すように、平均化回数が８を超えることで、ほとんどのノイズを除去するのに十分となる。

図１４（Ｂ）に示すように、平均化によって抑制できるランダムノイズの他に、再現性のある変動がある。平均化された結果は、サンプルには存在しない振幅が約１ｍｍのシステムエラーを示唆しているため、これをシステムエラーと見なすことができる。同じ場所の走査結果から高度に平均化（９６回）された結果を差し引くことにより、システムエラーを補正し、検出システムの精度を評価することができる。

図１５（Ａ）は、距離測定のために使われる２枚の金属板の模式的な平面図であり、図１５（Ｂ）は、ライン走査の結果を示す図である。

実施例では、２枚の金属板を並べて階段状の表面を形成したサンプルＯＢ１に対して距離（具体的には、相対距離ｄ１）を測定した。図１５（Ａ）に示すように、サンプルＯＢ１の段差７１の深さは１３ｍｍであり、走査光であるレーザ光ＩＬはサンプルＯＢ１の段差７１をカバーするように適切に照射される。図１５（Ｂ）は、３２回の平均化回数でのライン走査の結果を示している。この結果から、深さの違いがはっきりと観察され、サンプルＯＢ１の１３ｍｍの段差深さとよく一致している。段差７１のエッジの領域は、ビームサイズに対応する２ｍｍ幅の緩やかな傾斜を生じさせる。ビームサイズは、現在のシステムの横方向の解像度を制限する主な要因である。将来的には、ビームサイズを小さくするか、検出距離を長くすることで改善できる。

以上のように、分散チューニングレーザと新しいＣＡＭＰＳ技術とを用いて、全体的な非機械的スペクトル走査型レーザ距離計の実証と提案とに成功した。高速波長掃引パルス出力を備えた分散チューニングレーザのおかげで、機械的スキャンデバイスも振幅変調用の追加の外部強度変調器も含まれていない。ＣＡＭＰＳ技術を使用して、分散チューニングレーザを利用し、チャープされた振幅変調信号から位相シフト情報を継続的に復元することができる。距離測定の結果は、提案されたシステムが概念実証として、１０ｋＨｚ及び約１ｍｍの軸方向分解能での高速連続ラインスキャンを達成できることを示している。現在のシステムでの検出範囲の制限は、送信電力やビームサイズである。自由空間システムの電力効率を改善し、コリメータをより小さなビームサイズに置き換えることにより、検出範囲の拡大と横方向の解像度の改善とが期待できる。

上記計測装置１００では、信号処理装置４０がレーザ光ＩＬの出力タイミング、検出タイミング、及び一連のレーザ光ＩＬのタイミング情報により対象ＯＢまでの距離や方向に関する情報を取得する。この際、波長掃引光源である波長可変レーザ１０と空間分散デバイス２０とを組み合わせて、波長掃引及びレーザビームの偏向を、全て非機械式構成を用いて行うことにより、掃引速度を従来の機械式構成よりも数オーダ高くすることができ、かつ装置の振動耐力を向上させることができる。

波長可変レーザ１０は、一連のレーザ光をパルス列として出力し、信号処理装置４０は、パルス列のタイミング情報から各レーザ光ＩＬの射出方向に関する情報を決定し、対象ＯＢまでの距離を決定するために、パルス列を構成するパルス単位でレーザ光ＩＬ（実際には、シンセサイザ１２）から得た参照信号ＲＳと反射光ＲＬの計測信号ＭＳとの位相差を計算する。距離算出に関してパルス列を構成するパルス単位で参照信号ＲＳと計測信号ＭＳとの位相差を算出することにより繰り返し周波数が変わり続ける（チャープする）信号トレースの動的位相変化を取得することができる。これにより、連続高速スキャンが可能となる。

〔第２実施形態〕
以下、第２実施形態に係る計測装置について説明する。なお、第２実施形態に係る計測装置は、第１実施形態を変形したものであり、特に説明しない部分については、第１実施形態と同様である。

図１６に示すように、本実施形態の計測装置１１０は、図１に示す計測装置１００をＹ軸方向に複数個積み重ねたものである。なお、計測装置１１０において、空間分散デバイス２０のうち分散部１２２のグレーティング１２２ａ，１２２ｂは、それぞれアレイ状になっている。

計測装置１１０が複数の計測装置１００を複数個積み重ねることにより、Ｙ軸方向のスキャンが可能となり、計測装置１００の個々のＸ軸方向のスキャンと組み合わせて２次元計測を行うことができる。

〔第３実施形態〕
以下、第３実施形態に係る計測装置について説明する。なお、第３実施形態に係る計測装置は、第１実施形態等を変形したものであり、特に説明しない部分については、第１実施形態等と同様である。

図１７に示すように、本実施形態の計測装置１２０において、空間分散デバイス２０は、コリメータ２１と、バーチャリイメージドフェーズドアレイ２５（ＶＩＰＡ：Virtually Imaged Phased Arrays）と、アレイ状の分散部２２２とを有する。ＶＩＰＡ２５は、入力光の波長に従って空間的に区別可能な出力光を生成するものであり、シリンドリカルレンズ２５ａとガラス板２５ｂとで構成される。計測装置１２０は、空間分散デバイス２０にＶＩＰＡ２５を組み込むことにより、自動的な非機械的２次元スキャナとして機能する。

図１６及び図１７に示す計測装置１１０，１２０は、３次元計測に応用することができる。例えば、計測装置１１０，１２０は、工業製品の外観検査に用いられる３次元レーザスキャナへの適用が考えられる。物体形状測定は多種の分野に需要があり、鋳型の形状測定、加工製品の外観検査、プリント基板上の半田形状検査等に応用されている。これまで、部品表面の細かい傷、ひび割れ等の検査は、技術者の触感や視覚により行われてきたが、上記実施形態の計測装置１１０，１２０の実用化により、スマートファクトリの実現に拍車をかけることが期待できる。また、自動運転車においても計測装置が用いられているが、最も知られている自動運転用計測装置は機械駆動に基づいており、また、自動車一台以上のコストがかかる。上記実施形態の計測装置による非機械式計測装置を用いることにより、自動運転業界の３次元計測を一新する可能性がある。

〔その他〕
以上実施形態に即して本発明を説明したが、本発明は、上記実施形態に限定されるものではない。

上記実施形態において、内部光増幅器１４の駆動電流を直接変調して波長変調してもよい。

上記実施形態において、パルス変調の方法や波長掃引の方法等は適宜変更することができる。また、変調周波数、掃引速度等も適宜変更することができる。また、掃引波形は、線形、非線形、上り掃引、下り掃引等適宜変更することができる。

上記実施形態において、波長可変レーザ１０、空間分散デバイス２０、受信装置３０、信号処理装置４０等の構成は、適宜変更することができる。

上記実施形態において、波長可変レーザ１０の波長掃引光源が機械駆動を含む構成としても、レーザ光ＩＬの変調周波数がチャープして参照信号ＲＳと計測信号ＭＳとの位相シフト量が時系列的に変化した場合の信号処理にＣＡＭＰＳ技術を利用することができる。

１０…波長可変レーザ、 １１…信号発生器、 １２…シンセサイザ、 １３…パルス発生器、 １４…内部光増幅器、 １５…強度変調器、 １６…高分散媒質、 １７…内部サーキュレータ、 １８…出力側光増幅器、 １９…光ファイバ、 ２０…空間分散デバイス、 ２１…コリメータ、 ２２，１２２，２２２…分散部、 ２２ａ，２２ｂ，１２２ａ，１２２ｂ…グレーティング、 ２３…レンズ、 ３０…受信装置、 ３１…フォトダイオード、 ４０…信号処理装置、 ４１…信号収集装置、 ４２…信号演算処理装置、 ４２ａ…ヒルベルト変換部、 ４２ｂ…乗算部、 ４２ｃ…ローパスフィルタ、 ４２ｄ…位相検出部、 ４２ｅ…位相・距離変換部、 ５０…出力側サーキュレータ、 １００，１１０，１２０…計測装置、 ＩＬ…レーザ光、 ＯＢ，ＯＢ１…対象、 ＲＬ…反射光

Claims (11)

1. 非機械的に波長掃引したパルス状の一連のレーザ光を出力する波長可変レーザと、
   非機械的な光学特性により前記一連のレーザ光を空間的に分散させて対象に照射し、前記対象からの反射光を逆行させる空間分散デバイスと、
   前記空間分散デバイスを介して、前記反射光を受光する受信装置と、
   前記受信装置による反射光の検出タイミングと前記波長可変レーザからのレーザ光の出力タイミングとから前記対象までの距離を決定する信号処理装置と、
   を備え、
   前記信号処理装置は、前記一連のレーザ光のタイミング情報から各レーザ光の射出方向に関する情報を決定する計測装置。
2. 前記波長可変レーザは、パルス変調による分散チューニングを行い、前記一連のレーザ光を、繰り返し周波数が変わり続けるパルス列として出力する、請求項１に記載の計測装置。
3. 前記波長可変レーザは、光を増幅する光増幅器と、強度変調を行う強度変調器と、波長を分散調整する高分散媒質とを有する、請求項１及び２のいずれか一項に記載の計測装置。
4. 前記高分散媒質は、チャープファイバブラッググレーティングである、請求項３に記載の計測装置。
5. 前記光増幅器は、半導体光増幅器である、請求項３及び４のいずれか一項に記載の計測装置。
6. 前記空間分散デバイスは、前記レーザ光を平行光にするコリメータと、前記コリメータを経た前記レーザ光を空間的に分散させる分散部とを有する、請求項１～５のいずれか一項に記載の計測装置。
7. 前記分散部は、１つ以上のグレーティングを有する、請求項６に記載の計測装置。
8. 前記信号処理装置は、前記パルス列のタイミング情報から各レーザ光の射出方向に関する情報を決定し、前記対象までの距離を決定するために、前記パルス列を構成するパルス単位で前記レーザ光から得た参照信号と前記反射光の計測信号との位相差を計算する、請求項２～７のいずれか一項に記載の計測装置。
9. 波長掃引した一連のレーザ光をパルス列として出力する波長可変レーザと、
   非機械的な光学特性により前記パルス列を空間的に分散させて対象に照射し、前記対象からの反射光を逆行させる空間分散デバイスと、
   前記空間分散デバイスを介して、前記反射光を受光する受信装置と、
   前記パルス列のタイミング情報から各レーザ光の射出方向に関する情報を決定する信号処理装置と、
   を備え、
   前記信号処理装置は、前記対象までの距離を決定するために、前記パルス列を構成するパルス単位で前記レーザ光から得た参照信号と前記反射光の計測信号との位相差を計算する計測装置。
10. 前記信号処理装置は、前記参照信号にヒルベルト変換を行った信号と前記計測信号との乗算処理を行う、請求項９に記載の計測装置。
11. 前記乗算処理後のロックインデータに対してフィルタリングを行う、請求項１０に記載の計測装置。

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