JP2022132052A

JP2022132052A - 電力変換器

Info

Publication number: JP2022132052A
Application number: JP2021174811A
Authority: JP
Inventors: 英也松永; Hideya Matsunaga
Original assignee: Denso Corp; Toyota Motor Corp; Mirise Technologies Corp
Current assignee: Denso Corp; Toyota Motor Corp; Mirise Technologies Corp
Priority date: 2021-02-26
Filing date: 2021-10-26
Publication date: 2022-09-07

Abstract

【課題】電流波形の歪みを極力抑制する補間パルスを、低い演算負荷で生成できるようにした電力変換器を提供する。【解決手段】並列接続されたコンバータ５は、それぞれパルスを生成してモータ４に出力することでモータ４を駆動する。パルス生成部１２は、制御部１１により出力される制御情報に基づいて、ｎ個のコンバータ５を多重動作させる多重パルスを生成する。補間部１２ｂは、ｎ個のコンバータ５に出力される複数の多重パルスの間を補間する補間多重パルスＰｕを生成する。【選択図】図２１

Description

本発明は、電力変換器に関する。

この種の技術として、ハイブリッド車の動力発生装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。特許文献１記載の動力発生装置は、永久磁石同期モータの各相にマルチフェーズコンバータを接続すると共に、各相に接続されたマルチフェーズコンバータを並列接続している。各マルチフェーズコンバータが、それぞれ位相を変化させながら駆動することで正弦波状の電圧を出力しており、これにより出力電流リップルを低減している。

一般に、コンバータの並列接続数をより多くすることで出力電流リップルを低減できるが、電流指令値が小さくなると周期が短くなり、コンバータを駆動するパルス幅も短くなる。

特許文献１記載の技術によれば、第１相のマスタ相に追従して第ｍ相(但しｍ≧２)のスレーブ相が動作するが、補間パルスを生成するときに補間パルスのオン時間が一時的にでも長くなり、電流波形が歪む原因になる。また、マスタ相及びスレーブ相毎に演算を必要とするため、演算量が多くなり補間パルスを生成することが困難になる。

特開２００９－２１９２９９号公報

本発明の目的は、電流波形の歪みを極力抑制する補間パルスを、低い演算負荷で生成できるようにした電力変換器を提供することにある。

請求項１記載の発明は、並列接続された２以上のｎ個のコンバータを備える電力変換器を対象としている。制御部が、入力される電流指令値に応じた制御情報を出力すると、パルス生成部は、制御部により出力される制御情報に基づいて電力変換器のｎ個のコンバータを多重動作させるように多重パルスを生成する。補間部は、コンバータを同時に多重動作させるときにｎ個のコンバータに出力される複数の多重パルスの間を補間する補間多重パルスを生成するため、電流波形の歪みを極力抑制できる。

請求項２記載の発明によれば、ゼロ電流検出部により検出されるタイミングで前記コンバータを構成するパワースイッチをオンに切替えることでソフトスイッチングを継続し、ｎ個のコンバータに流す全電流を１／ｎでそれぞれ分担すると共に、互いに位相差Ｔ／ｎを存して駆動することでコンバータの駆動電流を平準化している。位相差Ｔ／ｎを演算してｎ個のコンバータに流す全電流を１／ｎでそれぞれ分担しているため、演算量を極力低減できる。

第１実施形態における全体的な電気的構成図第１実施形態における一相分の電気的構成図第１実施形態におけるコンバータの制御構成図第１実施形態における四多重の場合のコンバータの駆動電圧及び駆動電流波形第１実施形態における多重パルス生成処理を概略的に説明するフローチャートのその１第１実施形態における多重パルスの生成方法の説明図第１実施形態における多重パルス生成処理を概略的に説明するフローチャートのその２第１実施形態におけるインダクタ電流と出力電流との関係性を示す説明図のその１第１実施形態におけるインダクタ電流と出力電流との関係性を示す説明図のその２第１実施形態における電流指令値に対する多重動作個数の設定例を示す説明図のその１第１実施形態における電流指令値に対する多重動作個数の設定例を示す説明図のその２第１実施形態における回転数指令値、出力電流、多重動作個数の関係性を示す説明図第２実施形態におけるパルス生成処理を概略的に説明するフローチャート第３実施形態において多重動作個数を切り替える際に生じる課題を説明する図第３実施形態における補間パルスの生成方法を概略的に示す説明図第１から第３実施形態に関連した変形例における全体的な電気的構成図第１から第３実施形態に関連した変形例における電流指令値に対する動作多重個数の切替ロジックを概略的に説明する図第１から第３実施形態に関連した変形例における適用前と適用後の比較結果を示す図第１から第３実施形態に関連した変形例に対する比較例技術の不具合の説明図第１から第３実施形態に関連した変形例における効果を説明する図第４実施形態における全体的な電気的構成図第４実施形態における補間多重パルス生成例第４実施形態における補間多重パルスの生成方法を説明する図第４実施形態における補間多重パルスの生成方法を概略的に説明するフローチャート第５実施形態における多重パルスの生成方法を概略的に説明するタイミングチャート第５実施形態における補間多重パルスの生成例第４から第５実施形態に関連した変形例における全体的な電気的構成図第４から第５実施形態に関連した変形例における使用前と使用後の比較結果を示す図第４から第５実施形態に関連した変形例における適用前と適用後の比較結果を示す図第４から第５実施形態に関連した変形例に対する比較例技術の不具合の説明図第４から第５実施形態に関連した変形例における効果を説明する図従来技術において高調波電流歪みの影響を生じた電流波形例第６実施形態における全体的な電気的構成図第６実施形態におけるパルス生成部の電気的構成を概略的に説明する図のその１第６実施形態におけるパルス生成部の電気的構成を概略的に説明する図のその２第６実施形態において逆起電圧に応じてパルス幅指令値を補正した場合の電流波形例第６及び第７実施形態に関連した変形例における全体的な電気的構成図第６及び第７実施形態に関連した変形例における逆起電力補正部の処理説明図第６及び第７実施形態に関連した変形例における適用前と適用後の比較結果を示す図第６及び第７実施形態に関連した変形例における適用前と適用後の電流波形の変化例第６及び第７実施形態に関連した変形例における電圧利用率向上制御部の説明図第６及び第７実施形態に関連した変形例における比較例技術と上下限クランプ作用の説明図第８実施形態における全体的な電気的構成図第９実施形態における全体的な電気的構成図

以下、幾つかの実施形態について図面を参照しながら説明する。複数の実施形態について同一又は類似の構成部分には同一又は類似符号を付して説明を省略することがある。

（第１実施形態）
第１実施形態について図１から図１２を参照しながら説明する。図１に例示したように、バッテリ２には電力変換器としての三相インバータ３が接続されている。バッテリ２は、ニッケル水素蓄電池やリチウム蓄電池などの蓄電池である。三相インバータ３にはモータ４が接続されている。モータ４は、例えばハイブリッド車の車輪を駆動する動力発生装置であり、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）を例示している。

三相インバータ３には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の複数相分のマルチフェーズコンバータ６ｕ、６ｖ、６ｗが用意されている。三相インバータ３は、それぞれ、基本単位となるコンバータ５ｕ、５ｖ、５ｗを２以上のｎ個多重並列接続したマルチフェーズコンバータ６ｕ、６ｖ、６ｗにより構成されている。

図１には、基本単位となるコンバータ５ｕ、５ｖ、５ｗの符号にそれぞれ添え字「１～ｎ」を付して図示している。以下の説明では、コンバータ５ｕ１、５ｕ２、５ｕ３…５ｕｎ、５ｖ１、５ｖ２、５ｖ３…５ｖｎ、５ｗ１、５ｗ２、５ｗ３…５ｗｎ、のうち個々又はその一つを単にコンバータ５と略することもある。また、インダクタに流れる電流（以下、インダクタ電流Ｉ_Ｌ）の検出対象となるコンバータ５ｕ１、５ｖ１、５ｗ１を、「マスタ相のコンバータ５」と称することもある。コンバータ５の構成例は図３に示している。

例えば、Ｕ相のマルチフェーズコンバータ６ｕは、ｎ個のコンバータ５に流す全電流を１／ｎでそれぞれ分担すると共に、互いに位相差Ｔ／ｎを存して駆動することで各コンバータ５ｕ１…５ｕｎの駆動電流を平準化する。各コンバータ５ｕ１…５ｕｎの出力電流が合成されるため電流リップルを相殺でき、これにより、所望の電流波形、ここでは正弦波電流を出力するように構成されている。Ｖ相、Ｗ相のマルチフェーズコンバータ６ｖ、６ｗも同様である。

上記の個々のコンバータ５は、図３に示すように、上アームスイッチＳＷ１、下アームスイッチＳＷ２、インダクタＬ、及びコンデンサＣを図示形態に備え、バッテリ２の電圧を所望に変換する降圧型の非反転形バックコンバータにより構成される。

上アームスイッチＳＷ１、下アームスイッチＳＷ２は、Ｎチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴなどのパワースイッチとして構成され、ドレインソース間には負荷電流を転流するためそれぞれ還流ダイオードＤ１、Ｄ２が接続されている。以下の説明では、上アームスイッチＳＷ１及び下アームスイッチＳＷ２の双方、又はその一方を「パワースイッチ」と称することもある。

本実施形態に係る制御システム１は、三相インバータ３に制御装置１０を接続しており、図１に示す制御装置１０を主体として制御を実行する。制御装置１０は、複数のコア及び揮発性及び不揮発性のメモリ３７などを備えたコンピュータにより構成されるもので、機能的には制御部１１及びパルス生成部１２としての構成を備える。メモリ３７は、非遷移的実体的記憶媒体として各種のデータを保持する保持部として用いられる。バッテリ２には電圧センサ１３が設置されており、電圧センサ１３の検出電圧は制御部１１に入力されている。

また、ＵＶＷ各相のマスタ相となるコンバータ５ｕ１、５ｖ１、５ｗ１を構成するインダクタＬの通電経路には、電流センサ１４が設けられている。制御部１１は、電流センサ１４により検出されたインダクタ電流Ｉ_Ｌを入力している。また電圧センサ１５が、コンデンサＣの出力電圧Ｖoutを検出するために設けられており、当該電圧センサ１５による検出電圧は制御部１１に入力されている。

制御部１１は、要求トルクに応じて算出された電流指令値Ｉoを指令値として入力し当該電流指令値Ｉoに応じた制御情報をパルス生成部１２に出力する。なお、電流指令値Ｉoの更新周期は、交流周波数の周期に比較して十分短い時間に設定されており、交流周波数にて変化する電流指令値Ｉoを細かく設定できる。

また電流センサ１６は、モータ４に入力させる相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出するために設けられており、電流センサ１６による検出電流は制御部１１に入力されている。また制御部１１は、モータ４に設置されるレゾルバなどの回転位置センサ４ａによりロータの角度θを入力し角速度ωの情報を演算する。制御部１１は、これらの情報をフィードバック制御情報としてパルス生成部１２に出力する。

パルス生成部１２は、制御部１１から入力される制御情報に基づいて、三相インバータ３の３×ｎ個のコンバータ５を多重動作させるように多重パルス（マルチフェーズパルス）を生成する。

図２に機能的に例示したように、パルス生成部１２は、ゲート駆動部２１、ゼロ電流検出部２２、及びパルス演算部２３としての機能的構成を備える。図３に示したように、パルス演算部２３は、パルス幅カウンタ２４ａ、開始位相カウンタ２４ｂ、終了位相カウンタ２４ｃなどによるカウンタ２４を備える。

パルス演算部２３は、各相のマルチフェーズコンバータ６ｕ、６ｖ、６ｗの各コンバータ５が電流境界モードにて動作するときの上アームスイッチＳＷ１及び下アームスイッチＳＷ２のオン時間Ｔon及びオフ時間Ｔoff、周期Ｔ、及び、同相（例えばＵ相）の複数のコンバータ５に入力させる多重パルス間の位相差Ｔｄの各パラメータを算出する。

電流境界モードとは、インダクタ電流ＩＬがゼロとなることを検出したことを条件として、上アームスイッチＳＷ１及び下アームスイッチＳＷ２のオン・オフを切り替えるモードを示す。オン時間Ｔon、オフ時間Ｔoff、周期Ｔ、位相差Ｔｄの各パラメータは、同相のマルチフェーズコンバータ（例えば６ｕ）の各コンバータ５に入力させる多重パルスの間で同一に設定される。

ゲート駆動部２１は、パルス演算部２３の演算結果に基づいて三相インバータ３を駆動する。ゲート駆動部２１は、パルス演算部２３により算出されたオン時間Ｔon、周期Ｔ、位相差Ｔｄに基づいて上アームスイッチＳＷ１又は下アームスイッチＳＷ２をオン・オフ駆動する。

本実施形態では、例えば、ある相、例えばＵ相の電流指令値Ｉoが０を超える場合、ゲート駆動部２１が、マルチフェーズコンバータ６ｕを構成する各コンバータ５の下アームスイッチＳＷ２をオフに保持した状態で、上アームスイッチＳＷ１をオン・オフ駆動する。上アームスイッチＳＷ１がオンすると、バッテリ２から上アームスイッチＳＷ１を通じてインダクタ電流Ｉ_Ｌを漸増させながらコンデンサＣを充電する。

その後、オン時間Ｔonが経過すると、ゲート駆動部２１は上アームスイッチＳＷ１をオフ駆動する。上アームスイッチＳＷ１がオフしても、下アームスイッチＳＷ２に付属した還流ダイオードＤ２を通じてインダクタ電流Ｉ_Ｌが流れ続ける。

インダクタ電流Ｉ_Ｌは漸減するが、ゼロ電流検出部２２は、インダクタ電流Ｉ_Ｌがゼロとなるタイミングを検出する。ゲート駆動部２１は、インダクタ電流Ｉ_Ｌがゼロとなると、上アームスイッチＳＷ１を再びオンする。電流指令値Ｉoが０を超える限り、この動作が繰り返される。各コンバータ５は、ゼロ電流検出部２２によりインダクタ電流Ｉ_Ｌがゼロ検出されたことを条件として、上アームスイッチＳＷ１をターンオンする電流境界モードにて動作する。

逆に、電流指令値Ｉoが０未満の場合、ゲート駆動部２１が、上アームスイッチＳＷ１をオフに保持した状態で、下アームスイッチＳＷ２をオン・オフ駆動する。下アームスイッチＳＷ２がオンすると、インダクタ電流Ｉ_Ｌを漸減させながらコンデンサＣから放電する。この後、オン時間Ｔonが経過すると、ゲート駆動部２１は下アームスイッチＳＷ２をオフ駆動する。下アームスイッチＳＷ２がオフしても、上アームスイッチＳＷ１に接続された還流ダイオードＤ１を通じてインダクタ電流Ｉ_Ｌが流れ続ける。

インダクタ電流Ｉ_Ｌは漸増するが、ゼロ電流検出部２２は、インダクタ電流Ｉ_Ｌがゼロとなるタイミングを検出する。ゲート駆動部２１は、インダクタ電流Ｉ_Ｌがゼロになると再び下アームスイッチＳＷ２をオンする。電流指令値Ｉoが０を下回る限り、この動作が繰り返される。各コンバータ５は、ゼロ電流検出部２２によりインダクタ電流Ｉ_Ｌがゼロ検出されたことを条件として、下アームスイッチＳＷ２をターンオンする電流境界モードにて動作する。

図４に多重動作個数ｎ＝４とし、周期をＴ、位相差ＴｄをＴ／ｎとした場合の波形例を示している。インダクタ電流Ｉ_Ｌが漸増しその後に漸減すると、インダクタＬにはインダクタ電流Ｉ_Ｌが三角波状に通電されることになる。

制御装置１０は、前述のフィードバック情報に基づいてＵＶＷ各相の電流指令値Ｉoを正弦波状に徐々に変化させながらパルス生成部１２に制御情報を出力する。パルス生成部１２は、図４に例示したように多重パルスの各パラメータ（オン時間Ｔon、オフ時間Ｔoff、周期Ｔ、位相差Ｔｄ）を変化させる。

各コンバータ５は、互いに同一の位相差Ｔｄ＝Ｔ／ｎを有して相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをモータ４に通電することで、各コンバータ５の出力電流を多重数ｎ分だけ重畳しつつ、モータ４のＵＶＷ各相に通電できる。これにより、所望の電流指令値Ｉo、ここでは正弦波状に変化する電流指令値Ｉoに各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを制御できる。

各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの最大出力は、インダクタ飽和電流より小さく且つ三相インバータ３の発熱要件を満たすように決定され、多重動作個数ｎは最大出力を満たす上限に基づいて決定すると良い。また、多重パルスの周期Ｔに対応した周波数は、可聴周波数より高く設定すると良い。

多重動作個数ｎは、大きいほど電流リップル相殺効果が高くなるため極力大きくすることが望ましい。なお、多重動作個数ｎを大きくしすぎると制御装置１０による制御を複雑化する要因となるため、制御装置１０のリソースに基づく処理能力に応じて多重動作個数ｎを決定すると良い。

以下、フローチャートを用いて各相のマルチフェーズコンバータ６ｕ、６ｖ、６ｗに係る処理動作を詳細説明する。ＵＶＷ各相の動作は概ね同一であるため、Ｕ相のマルチフェーズコンバータ６ｕの処理動作を説明し、Ｖ相、Ｗ相のマルチフェーズコンバータ６ｖ、６ｗの処理動作説明を省略する。

図５に１多重目のコンバータ５ｕ１の処理ステップを示すように、ゼロ電流検出部２２がＳ１、Ｓ２においてインダクタ電流Ｉ_Ｌがゼロとなるタイミングを検出したことを条件として、ゲート駆動部２１がＳ３又はＳ４において上アームスイッチＳＷ１又は下アームスイッチＳＷ２をターンオンさせる。このとき、パルス演算部２３はＳ２において電流指令値Ｉoの値に基づいて、上アームスイッチＳＷ１をオンするか、下アームスイッチＳＷ２をオンするかを決定する。

電流指令値Ｉ_ｏがゼロを超えていれば、ゲート駆動部２１は、Ｓ３において上アームスイッチＳＷ１をターンオンし、電流指令値Ｉ_ｏがゼロ未満であれば、ゲート駆動部２１はＳ４において下アームスイッチＳＷ２をターンオンする。

コンバータ５ｕ１を駆動する際、パルス演算部２３は、各コンバータ５のパワースイッチＳＷ１又はＳＷ２をオン継続させるオン時間Ｔon、及び、各コンバータ５に印加する多重パルスの間の位相差Ｔｄを算出する。

相電流Ｉｕの電流指令値をＩo、コンバータ５の多重数をｎとすると、コンバータ５の平均電流Ｉ＝Ｉo／ｎとなる。本制御システム１では、インダクタ電流Ｉ_Ｌはゼロを境界として漸増又は漸減を繰り返すため、インダクタ電流Ｉ_Ｌのピーク電流Ｉ_Ｌｐは、平均電流Ｉの２倍＝２Ｉとなる。

パルス演算部２３は、電流指令値Ｉo＞０のときには、上アームスイッチＳＷ１のオン時間Ｔon及びオフ時間Ｔoff、並びに、周期Ｔ及び位相差Ｔｄを、それぞれ下記の（１－１）式～（１－４）式に基づいて算出する。

ここで、Ｖinは入力電圧、Ｖoutは相電圧、Ｌはインダクタのインダクタンス、ｎはコンバータ５の多重動作数を示す。

パルス演算部２３は、電流指令値Ｉo＜０のときには、下アームスイッチＳＷ２のオン時間Ｔon及びオフ時間Ｔoff、並びに、周期Ｔ及び位相差Ｔｄを、それぞれ下記の（２－１）式～（２－４）式に基づいて算出する。

パルス生成部１２は、上アームスイッチＳＷ１及び下アームスイッチＳＷ２を駆動するためのパルスを生成し、ゲート駆動部２１はＳ３、Ｓ４において上アームスイッチＳＷ１又は下アームスイッチＳＷ２をオン駆動する。

図６に１多重目～ｎ多重目のコンバータ５を起動させるためのパルス生成例を示している。パルス幅カウンタ２４ａは、ゼロ電流検出部２２によりインダクタ電流Ｉ_Ｌがゼロ検出されたことを条件として、カウンタ値を所定値に設定しダウンカウントすることでオン時間Ｔonを計測する。

パルス演算部２３は、オン時間Ｔonを経過すれば図５のＳ５においてＹＥＳと判定し、オンされているパワースイッチＳＷ１又はＳＷ２をＳ６においてターンオフする。これにより、オン時間ＴonだけパワースイッチＳＷ１又はＳＷ２をオン継続させることできる。

またパルス生成部１２のパルス演算部２３は、パルス幅カウンタ２４ａと同時に開始位相カウンタ２４ｂを動作させる。開始位相カウンタ２４ｂは、２多重目～ｎ多重目のコンバータ５ｕ２…５ｕｎに入力させるパルスの開始タイミングを計測するためのカウンタを示す。開始位相カウンタ２４ｂは、カウンタ値を所定値に設定しダウンカウントすることでパルス演算部２３にて演算された位相差Ｔｄに相当する時間を計測する。終了位相カウンタ２４ｃは、１多重目～ｎ多重目のコンバータ５ｕ１…５ｕｎにそれぞれ入力させるパルスの終了タイミングを計測するカウンタを示す。終了位相カウンタ２４ｃは、カウンタ値を所定値に設定しダウンカウントすることでパルス演算部２３にて演算された位相差Ｔｄに相当する時間を計測する。

図７にｍ多重目（ただしｍ≧２）のコンバータ５の処理ステップを示す。パルス生成部１２は、Ｓ１１においてｍ－１多重目のコンバータ５のパワースイッチＳＷｍ－１をオンしていることを条件としてＳ１２以降の処理を行っている。ここで示したパワースイッチＳＷｍ－１とは、ｍ－１多重目のコンバータ５の上アームスイッチＳＷ１又は下アームスイッチＳＷ２の何れかを示し電流指令値Ｉ_ｏに基づいて変化する。

ｍ－１多重目のコンバータ５のパワースイッチＳＷｍ－１がオンした後、Ｓ１２においてｍ多重目の開始タイミングである位相差Ｔｄ＝Ｔon／ｎを経過したか否かを開始位相カウンタ２４ｂにより計測し、Ｓ１２の条件を満たしたとき、Ｓ１３においてｍ多重目のコンバータ５のパワースイッチＳＷｍをターンオンさせる。パワースイッチＳＷｍとは、ｍ多重目のコンバータ５の上アームスイッチＳＷ１又は下アームスイッチＳＷ２の何れかを示し電流指令値Ｉ_ｏに基づいて変化する。

以降、パルス生成部１２は、開始位相カウンタ２４ｂのカウントが終了する度に、ｍ多重目のコンバータ５のパワースイッチＳＷｍを順次オンさせるパルスを生成する。これにより、互いに位相差Ｔｄを存して駆動用のパルスを出力開始できる。

他方、図６に示すように、１多重目のコンバータ５ｕ１のパルス幅カウンタ２４ａによるカウントが終了するとオン時間Ｔonを経過したと判断し、パルス生成部１２は、１多重目のコンバータ５ｕ１のパワースイッチＳＷ１又はＳＷ２へのパルス出力を停止する。パルス生成部１２は、パルス幅カウンタ２４ａによるカウントを終了したタイミングにおいて終了位相カウンタ２４ｃのカウントを開始する。その後、パルス生成部１２は、終了位相カウンタ２４ｃによるカウントを終了し、Ｓ１４においてオン時間Ｔonを経過する度に、ｍ多重目のコンバータ５のパワースイッチＳＷｍへ出力しているパルスを順次停止させる。これにより、ｍ多重目のパワースイッチＳＷｍを順次ターンオフさせる。

パワースイッチＳＷ１又はＳＷ２をターンオフするときにはハードスイッチングとなる。しかし、パワースイッチＳＷ１及びＳＷ２の出力に設けられるコンデンサＣの充電時間をスイッチング時間より十分長くすれば、電圧上昇を制限する期間を長期間化でき、ＺＶＳ（Zero Voltage Switching）とすることができる。これにより、スイッチング損失を概ねゼロにできる。出力コンデンサの容量が不足している場合には、並列にコンデンサＣを追加するとよい。

この結果、パルス演算部２３は、１多重目のコンバータ５ｕ１へのパルスを出力したタイミングから前述のように計算した位相差Ｔｄの後に順次パルスを出力することで、１…ｎ多重目のコンバータ５ｕ１…５ｕｎに入力させる多重パルスを生成できる。

各コンバータ５の共振時間は、パワースイッチＳＷ１及びＳＷ２の出力容量と、還流ダイオードＤ１及びＤ２の接合容量と、インダクタＬのインダクタンスとにより決定される。パワースイッチＳＷ１、ＳＷ２のオンタイミングは、これらの容量とインダクタンスによる共振半周期後の電圧最下点に設定することが好ましい。共振半周期後の電圧最下点とは、パワースイッチＳＷ１又はＳＷ２をオフすることで、インダクタ電流Ｉ_Ｌがゼロをオーバーシュートした後に再度ゼロに近接するタイミングになる。これにより、ＺＣＳ（Zero-Current-Switching）、且つ、疑似ＺＶＳ（Zero-Voltage-Switching）にできるようになり、ターンオン時のスイッチング損失を実質ゼロにできる。

＜多重数切替部２５の説明＞
以下、本実施形態の特徴となる多重数切替部２５の構成及びその技術的意義について説明する。図１に示すように、パルス生成部１２は、コンバータ５を同時に多重動作させる多重動作個数ｎ_ａ（動作多重数）を変更する多重数切替部２５として機能するブロックを備える。多重数切替部２５は、多重動作数変更部相当である。

多重数切替部２５は、電流指令値Ｉo、又は、入力される指令回転数に依存して変化する電流指令値Ｉoの最大値に応じて、コンバータ５の多重動作個数ｎ_ａを変更するブロックである。以下では、本願に係る多重数切替部２５による多重動作個数ｎ_ａの切替方法を説明すると共にその意義を説明する。

多重数切替部２５は、電流指令値Ｉo又は回転数指令値に応じて多重動作個数ｎ_ａを算出し、パルス演算部２３に出力する。又は、制御装置１０が電流指令値Ｉo又は回転数指令値から多重動作個数ｎ_ａを計算し、多重数切替部２５に多重動作個数ｎ_ａを出力し、多重数切替部２５がこのデータに基づいて多重動作個数ｎ_ａを切替えるようにしても良い。

電流指令値Ｉ_ｏ＞０のとき、多重数切替部２５は、多重動作個数ｎ_ａを用い、上アームスイッチＳＷ１のオン時間Ｔon1、オフ時間Ｔoff1、周期Ｔ、及び、各コンバータの間の位相差Ｔｄを、それぞれ（３－１）式～（３－４）式に基づいて算出する。

また多重数切替部２５は、多重動作個数ｎ_ａを超えるスレーブ相のコンバータ５に対してパルスを出力するゲート駆動部２１の動作を無効化する。すなわちパワースイッチＳＷ１及びＳＷ２をオフに保持する。図８及び図９に示すように、電流指令値Ｉoが同じ場合、多重動作個数ｎ_ａの少ない方が周期が長くなりパルス幅が広くなる。

また多重数切替部２５は、電流指令値Ｉoに応じて多重動作個数ｎ_ａを切替えてもよい。図１０に示すように、電流指令値Ｉoが大きいほど多重動作個数ｎ_ａを多くし、電流指令値Ｉoが小さいほど多重動作個数ｎ_ａを少なくすると良い。また図１０には、電流指令値Ｉoの切替タイミングを、多重動作個数ｎ_ａの切替タイミングに一致させる形態を示しているが、これに限定されるものではない。

図１１に示すように、多重数切替部２５が多重動作個数ｎ_ａを切替えるタイミングは、電流指令値Ｉoの切替タイミングと同一タイミングでなくても良く、電流指令値Ｉoの切替指令を受けてその電流切替タイミングから遅延したタイミングにて多重動作個数ｎ_ａを切替えても良い。多重動作個数ｎ_ａを少なくすることで、パルス幅の短縮化を抑制でき、電流指令値Ｉoが比較的小さい場合でも、コンバータ５は正常にパルスを出力できる。

図１２に示すように、指令値として指令回転数を用いているときには、指令回転数に応じて多重動作個数ｎ_ａを切替えても良い。制御装置１０は、指令回転数を入力すると電流指令値Ｉoに基づいて出力電流を正弦波状に変化させる。

この場合、多重数切替部２５は、指令回転数が大きいほど多重動作個数ｎ_ａを多くし、指令回転数が小さいほど多重動作個数ｎ_ａを少なく切り替えると良い。また多重数切替部２５は、入力される指令回転数に依存して変化する電流指令値Ｉoの最大値に応じて、多重動作個数ｎ_ａを切替えても良いし、指令回転数に応じて多重動作個数ｎ_ａを切替えても良い。

本実施形態によれば、多重数切替部２５により多重動作個数ｎ_ａを変更切替えできるようにしている。多重動作個数ｎ_ａを少なくすることで、パルス幅の短縮化を抑制できる。このため、指令回転数が比較的小さい場合でも、コンバータ５を正常に駆動できる。

（第２実施形態）
第２実施形態について図１３を参照しながら説明する。第２実施形態については、第１実施形態と異なる部分について説明し、同一部分についての説明を省略する。

図１３には図７に代わるフローチャートを示している。図１３に示すように、Ｓ１１ａにおいて１多重目のコンバータ５のパワースイッチＳＷ１又はＳＷ２をオンしたタイミングから、Ｓ１２ａにおいて１多重目のパルスを基準としてｍ多重目のパルスの位相差Ｔ_ｄｍ＝Ｔon×（ｍ－１）／ｎを経過した後、Ｓ１３においてｍ多重目のコンバータ５のパワースイッチＳＷｍをターンオンするようにしても良い。

なお、１多重目の開始位相を基準としたｍ多重目の開始位相の位相差Ｔdmは、下記の（４）式の関係性に基づいて算出できる。

例えばＵ相の場合、１多重目のコンバータ５ｕ１をマスタ相として、当該マスタ相のコンバータ５ｕ１のパワースイッチＳＷ１又はＳＷ２をターンオンさせた後に、２以上のｍ多重目のコンバータ５ｕ２…５ｕｎをスレーブ相として順にパワースイッチＳＷ１又はＳＷ２をターンオンさせるようにしても良い。本実施形態においても、第１実施形態と同様の作用効果を奏する。

（第３実施形態）
第３実施形態について図１４及び図１５を参照しながら説明する。第１及び第２実施形態と異なる部分について説明する。多重数切替部２５が、コンバータ５の多重動作個数ｎ_ａを切替えるときに、電流境界モードにおけるルールを継続できない場合がある。

図１４に例示したように、ある切替タイミングｔａにおいて多重動作個数ｎ_ａを２から４に切替え、多重パルスの周期Ｔを周期Ｔ２＝Ｔ／２に切替えることを考える。

図１４に示すように、切替タイミングｔａより前では１多重目、３多重目のコンバータ５ｕ１、５ｕ３を動作させることによって電流境界モードを継続しながら相電流Ｉｕを所望の電流指令値Ｉoに制御している。

しかし、切替タイミングｔａ以降において１多重目から４多重目のコンバータ５ｕ１…５ｕ４の動作を周期Ｔd2＝Ｔ２／４により順に切替えると、マスタ相のコンバータ５ｕ１に流れるインダクタ電流Ｉ_Ｌをゼロにできるものの、スレーブ相の３多重目のコンバータ５ｕ３のインダクタ電流Ｉ_Ｌをゼロにできず、電流境界モードによる動作を継続できない。

このように、現在の多重動作個数ｎを次回の多重動作個数ｎ_ａに切り替える場合、パルス生成部１２は、多重数切替部２５による切替出力を受けて補間多重パルスＰｕを発生させることにより電流境界モードを継続させると良い。

多重動作個数ｎ_ａを切替えるときに、パルス生成部１２が補間多重パルスＰｕを生成して電流境界モードの動作を継続させる一例について図１５を参照しながら説明する。

切替前周期Ｔ、切替後周期Ｔ_ａ、切替前多重動作個数ｎ、切替後多重動作個数ｎ_ａ、ただし、ｎ＜ｎ_ａとする。このとき、切替前位相差Ｔ_ｄ＝Ｔ／ｎ_ａ、切替後位相差Ｔ_ｄａ＝Ｔ_ａ／ｎ_ａとなる。

ここで、切替前位相差Ｔ_ｄは、多重動作個数ｎ_ａの場合の位相差として表現されている。図１５に示すように、切替前の多重動作個数はｎであるため、切替タイミングｔｂの前後で相電流Ｉｕに変化はない。

このとき、補間多重パルスＰｕ中のｍ多重目の周期をＴｍとすると、周期Ｔ1～Ｔｍは図１５及び下記（５）式に基づいて算出できる。

図１５に示す切替タイミングｔｂからｍ多重目の周期Ｔmの補間多重パルスＰｕを生成することで電流境界モードを継続しつつ多重動作個数ｎを切替えることができる。

なお、上記方法は一例であり、補間多重パルスＰｕの生成方法は、上記方法に限定されるものではない。例えば、補間多重パルスＰｕ間の位相差Ｔ_ｏを、切替前位相差Ｔ／ｎ_ａと切替後位相差Ｔ_ａ／ｎ_ａとの間の何れかの値に設定しても良い。

以上説明したように、第３実施形態によれば、多重動作個数ｎを切替える際に、その途中で補間多重パルスＰｕを生成している。これにより、コンバータ５の多重動作個数ｎを切替えたとしても電流境界モードを安定して継続させることができる。

（第１から第３実施形態に関連したフィードバック制御構成の変形例）
第１から第３実施形態に関連したフィードバック制御構成の変形例について図１６から図２０を参照しながら説明する。図１６に示すように制御装置１０Ａを構成しても良い。制御装置１０Ａは、制御部１１Ａ、パルス生成部１２Ａ、及びメモリ３７を内蔵している。制御部１１Ａは、減算器３０、電流制御器３１、相変換器としての二相三相変換器３２、及び三相二相変換器３４を図示形態に接続して構成される。

制御部１１Ａは、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を入力する。また制御部１１Ａの三相二相変換器３４は、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを入力すると共に、モータ４に設置されるレゾルバなどの回転位置センサ４ａによりロータの角度θを入力し角速度ωの情報を演算する。三相二相変換器３４は、モータ４の三相の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑに変換し減算器３０に出力する。

減算器３０は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊からｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑをそれぞれ減算し、電流制御器３１に出力する。電流制御器３１は、例えば、比例積分制御によりｄｑ軸の電流指令値Ｉｄ＿ｃｍｄ、Ｉｑ＿ｃｍｄを二相三相変換器３２に出力する。二相三相変換器３２は、電流制御器３１から入力されるｄｑ軸の電流指令値をモータ４の三相毎の電流指令値Ｉｕ＿ｃｍｄ、Ｉｖ＿ｃｍｄ、Ｉｗ＿ｃｍｄ、に変換し、パルス生成部１２Ａに出力する。

パルス生成部１２Ａは、パルス生成ブロック１２ｕ、１２ｖ、１２ｗを三相の相毎に備えると共に、動作多重数を変更するための多重数切替部２５を一つ備える。各パルス生成ブロック１２ｕ、１２ｖ、１２ｗは、それぞれゼロ電流検出部２２、パルス演算部２３、ゲート駆動部２１としての機能的構成を備える。パルス生成ブロック１２ｕ、１２ｖ、１２ｗの各相のパルス演算部２３は、それぞれ、モータ４の三相毎の電流指令値Ｉｕ＿ｃｍｄ、Ｉｖ＿ｃｍｄ、Ｉｗ＿ｃｍｄを入力する。ゼロ電流検出部２２は、相毎にゼロ電流を検出しパルス演算部２３に出力する。

多重数切替部２５Ａは、電流制御器３１からｑ軸電流の電流指令値Ｉｑ＿ｃｍｄを入力して、コンバータ５の多重動作個数ｎ_ａを変更するブロックである。多重数切替部２５Ａは、図１７に示すように電流指令値Ｉｑ＿ｃｍｄの値に基づいて多重動作個数ｎ_ａを切替え、変更する。例えば、電流指令値Ｉｑ＿ｃｍｄが１０を超えていれば多重動作個数ｎ_ａを８に設定し、電流指令値Ｉｑ＿ｃｍｄが４を超え１０以下であれば多重動作個数ｎ_ａを４に設定し、電流指令値Ｉｑ＿ｃｍｄが１を超え４以下であれば多重動作個数ｎ_ａを２に設定し、電流指令値Ｉｑ＿ｃｍｄが１以下であれば多重動作個数ｎ_ａを１に設定してもよい。

このように、電流指令値Ｉｑ＿ｃｍｄに応じて多重動作個数ｎを２＾ｎ毎に変更すると、パルス演算部２３における位相差演算を省略することが可能になる。この多重動作個数ｎ_ａの変更時の動作例は、前述の図１０、図１１の流れと同様であるため説明を省略する。図１８に適用前と適用後の三相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの波形例を示したように、高調波電流歪みの影響を改善できる。

例えば、図１９に例示したように、コンバータ５が４多重動作しているときに多重数切替部２５が３多重動作に切替えた場合には、周期Ｔに対する位相差Ｔ／３に係る信号を再計算することが必要となる。前述したように、予め定められた条件に基づいて、該当コンバータ５の動作／停止を切り替えることで、動作させるコンバータ５を変更できる。図２０に２多重動作に切り替える例を示したように、２、４多重目の信号を停止するだけで良くなるため、位相差Ｔ／２に係る信号をわざわざ算出する必要がなくなり、制御処理量を削減できる。

（第４実施形態）
第４実施形態について図２１から図２４を参照しながら説明する。本実施形態では、コンバータ５の多重動作個数ｎを同一としながら、電流指令値Ｉoの変化に応じて多重パルスに基づく相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを滑らかに変化させる場合の実施形態について説明する。すなわち、本実施形態では第１から第３実施形態にて説明した多重数切替部２５の構成を省いても良い。

電流指令値Ｉoの変化に応じて、パルス幅を変更する過渡的な状態においても電流境界モードの動作を継続できるように、パルス生成部１１２は、各コンバータ５に順次出力される複数の多重パルスの間を補間する補間多重パルスＰｕを補間部１２ｂの機能により生成すると良い。図２１に示すように、パルス生成部１１２は補間部１２ｂとしての機能を備える。

例えば、補間部１２ｂは、ＵＶＷ各相において各コンバータ５に入力させる今回の第１多重パルス間におけるターンオフタイミング間の位相差の値と、次回の第２多重パルス間におけるターンオフタイミング間の位相差の値と、の間に、補間多重パルスＰｕ間におけるターンオフタイミング間の位相差の値を設定すると良い。

具体的には、補間部１２ｂの機能により次のように補間多重パルスＰｕを生成することが望ましい。図２２に示すように、今回の第１多重パルス間のターンオフタイミング間の位相差をＰ_ｋとし、次回の多重パルス間のターンオフタイミング間の位相差をＰ_ｋ＋１とすると、補間多重パルスＰｕ間のターンオフタイミング間の位相差Ｐ_ｋａを下記の（６）式に基づいて算出する。

ここでは（６）式を例示した線形補間方法を記載したが、これに限定されるものではない。補間多重パルスＰｕの間のターンオフタイミング間、又は、ターンオンタイミング間の位相差が、今回及び次回の多重パルス間の位相差の間の値に設定されていれば良い。すると、今回と次回の多重パルス間の出力電流を滑らかに補間でき、コンバータ５の駆動電流出力を平準化できる。

図２３には、前述実施形態で説明したカウンタ２４を用いて補間多重パルスＰｕを生成する場合の、パルス幅カウンタ２４ａ、開始位相カウンタ２４ｂ、終了位相カウンタ２４ｃの各カウンタ値の変化と、パルス演算部２３による補間多重パルスＰｕの出力結果の一例を示している。

以下、図２４のフローチャートを参照し、補間多重パルスＰｕの生成方法を説明する。図２４に示すように、パルス生成部１２は、Ｓ１１においてマスタ相のコンバータ５ｕ１のインダクタ電流Ｉ_Ｌをゼロ検出したか否かを判定し、ゼロ検出したことを条件として、Ｓ１２においてカウンタ値を設定する。

パルス演算部２３は、第１実施形態に示した方法と同様の方法を用いて、パルス幅カウンタ２４ａ、開始位相カウンタ２４ｂ、終了位相カウンタ２４ｃによるカウンタ値を設定することで、パワースイッチＳＷ１又はＳＷ２のオン時間Ｔon、オフ時間Ｔoff、周期Ｔ、及びマスタ相及びスレーブ相のコンバータ５ｕ１…５ｕｎの間のオン／オフタイミングの位相差Ｔｄを設定する。

パルス生成部１２は、電流指令値Ｉoが変化せず、多重パルスの現在のパルス幅から次回パルス幅を変更しないときには、Ｓ１３にてＮＯと判定し、設定したカウンタ値に基づいてＳ１８において次回の多重パルスを出力する。

しかし、電流指令値Ｉoが変化し、多重パルスの今回のパルス幅から次回パルス幅を変更するときには、Ｓ１３においてＹＥＳと判定し、Ｓ１４において前述した補間多重パルスＰｕの間の位相差間の条件を満たすようにカウンタ値を算出し、Ｓ１５において補間多重パルスＰｕを出力する。

他方、パルス生成部１２は、Ｓ１６において補間多重パルスＰｕのマスタ相のゼロ電流を検出すると、Ｓ１７において次回の多重パルスのパルス幅及び位相差に基づいて再度カウンタ値を設定し、Ｓ１８において次回の多重パルスを出力する。

上記では流れを理解しやすいようにフローチャートにより図示したが、各処理ステップについてはその処理プロセスを必要に応じて並列処理するようにしても良い。

従来の技術を適用した場合、多重パルスの間の補間値としてマスタ相と各スレーブ相のコンバータ５に入力させるパルスの幅をそれぞれ算出する必要があり、しかも、これらの補間パルスを出力中には出力電流が一時的に増加してしまうことが確認されている。

本実施形態によれば、今回の第１多重パルスと次回の第２多重パルスとの間の位相差に着目し、補間部１２ｂの機能により位相差を線形補間するように補間多重パルスＰｕを生成している。前述した方法では、補間前の第１多重パルス間の位相差をＰ_ｋ、補間後の第２多重パルス間の位相をＰ_ｋ＋１としたとき、補間多重パルスＰｕの間の位相差を位相差Ｐ_ｋと位相差Ｐ_ｋ＋１の間の値に設定している。これにより、今回の多重パルスと次回の多重パルスの間を滑らかに補間でき、各コンバータ５の駆動電流出力を平準化できる。

また本形態によれば、補間多重パルスＰｕの間の位相差は、全て同一の位相差に設定できるため算出処理を一回で済ませることができる。補間多重パルスＰｕの間の位相差を例えば線形補間する場合、今回の多重パルス間の位相差Ｐ_ｋと、次回の多重パルス間の位相差Ｐ_ｋ＋１との平均値で求めることができ、従来技術の補間演算量に対して演算負荷を低減できる。コンバータ５の多重数に対応した補間多重パルスＰｕの幅及び補間多重パルスＰｕの間の位相差をマップ化してメモリ３７に記憶しておき、このメモリ３７に記憶されたマップを用いて演算するようにしても良い。

（第５実施形態）
第５実施形態について図２５及び図２６を参照しながら説明する。本実施形態は、第４実施形態の変形例であるため、第４実施形態と異なる部分について説明する。

図２５に示すように、パルス演算部２３は、多重パルスのそれぞれのパルスの開始位相を計測する開始位相カウンタ２４ｂと、多重パルスの各パルス毎にパルス幅を制御する多重パルス幅カウンタ２４ｄとを備える。パルス生成部１１２は、開始位相カウンタ２４ｂが満了する毎に次回多重目のコンバータ５にパルスを入力させる。

開始位相カウンタ２４ｂは、多重パルスのそれぞれのパルスを出力開始する開始位相を計測する。また多重パルス幅カウンタ２４ｄは、１多重目～４多重目のコンバータ５ｕ１…５ｕ４に入力させるそれぞれのパルス幅の時間を計測するカウンタであり、開始位相カウンタ２４ｂにより計測された開始位相を基準として計測すると共に多重パルスのそれぞれのパルス幅を計測する。

今回のマスタ相～スレーブ相のコンバータ５に入力させる一群の多重パルスのパルス幅をＴ_ｋとし、これらの多重パルス間の位相差をＰ_ｋとする。また、次回マスタ相～スレーブ相のコンバータ５に入力させる一群の多重パルスのパルス幅をＴ_ｋ＋１、これらの多重パルス間の位相差をＰ_ｋ＋１とすると、図２６に示した補間多重パルスＰｕのパルス幅Ｔ_ｋａを下記の（７）式に基づいて算出できる。

パルス演算部２３は、開始位相カウンタ２４ｂにより位相差Ｐ_ｋ、Ｐ_ｋ＋１を順次計測し、多重パルス幅カウンタ２４ｄによりパルス幅Ｔ_ｋ、Ｔ_ｋａ、Ｔ_ｋ＋１を計測することにより今回の多重パルス、補間多重パルスＰｕ、次回の多重パルスを順次演算できる。本実施形態の方法によっても、多重パルスを生成できるため、第４実施形態と同様の作用効果を奏する。

（第３から第５実施形態に関連したフィードバック制御構成の変形例）
第３から第５実施形態に関連したフィードバック制御構成の変形例について図２７から図３１を参照しながら説明する。図２７に示すように制御装置１０Ｂを構成しても良い。制御装置１０Ｂは、制御部１１Ｂ、パルス生成部１２Ｂ、メモリ３７を内蔵している。制御部１１Ｂは、減算器３０、電流制御器３１、相変換器としての二相三相変換器３２、及び三相二相変換器３４を図示形態に接続して構成される。

制御部１１Ｂは、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を入力する。また制御部１１の三相二相変換器３４は、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを入力すると共に、モータ４に設置されるレゾルバなどの回転位置センサ４ａによりロータの角度θを入力し角速度ωの情報を演算する。三相二相変換器３４は、モータ４の三相の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑに変換し減算器３０に出力する。

減算器３０は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊からｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑをそれぞれ減算し、電流制御器３１に出力する。電流制御器３１は、例えば、比例積分制御によりｄｑ軸の電流指令値Ｉｄ＿ｃｍｄ、Ｉｑ＿ｃｍｄを二相三相変換器３２に出力する。二相三相変換器３２は、電流制御器３１から入力されるｄｑ軸の操作量をモータ４の三相毎の電流指令値Ｉｕ＿ｃｍｄ、Ｉｖ＿ｃｍｄ、Ｉｗ＿ｃｍｄ、に変換し、パルス生成部１２Ｂに出力する。

パルス生成部１２Ｂは、パルス生成ブロック１２ｕ、１２ｖ、１２ｗを三相の相毎に備える。各パルス生成ブロック１２ｕ、１２ｖ、１２ｗは、それぞれゼロ電流検出部２２、パルス演算部２３Ｚ、ゲート駆動部２１としての機能的構成を備える。パルス生成ブロック１２ｕ、１２ｖ、１２ｗの各相のパルス演算部２３Ｚは、それぞれ、モータ４の三相毎の電流指令値Ｉｕ＿ｃｍｄ、Ｉｖ＿ｃｍｄ、Ｉｗ＿ｃｍｄを入力する。ゼロ電流検出部２２は、相毎にゼロ電流を検出しパルス演算部２３Ｚに出力する。

パルス演算部２３Ｚは、各相のマルチフェーズコンバータ６ｕ、６ｖ、６ｗの各コンバータ５が電流境界モードにて動作するときの上アームスイッチＳＷ１及び下アームスイッチＳＷ２のオン時間Ｔon及びオフ時間Ｔoff、周期Ｔ、及び、同相の複数のコンバータ５に入力させる多重パルス間の位相差Ｔｄの各パラメータを算出する。

各相のパルス演算部２３Ｚは、電流指令値Ｉｕ＿ｃｍｄ、Ｉｖ＿ｃｍｄ、Ｉｗ＿ｃｍｄの値に基づいて上アームスイッチＳＷ１のオン時間Ｔon及びオフ時間Ｔoff、並びに、周期Ｔ及び位相差Ｔｄを算出する。例えば、Ｕ相のパルス生成ブロック１２ｕにおいては、パルス演算部２３Ｚは、電流指令値Ｉｕ＿ｃｍｄ＞０のときには、上アームスイッチＳＷ１のオン時間Ｔon及びオフ時間Ｔoff、並びに、周期Ｔ及び位相差Ｔｄを、それぞれ（１－１）式～（１－４）式に基づいて算出する。

Ｖ相のパルス生成ブロック１２ｖにおいては、パルス演算部２３Ｚは、電流指令値Ｉｖ＿ｃｍｄ＞０のときには、上アームスイッチＳＷ１のオン時間Ｔon及びオフ時間Ｔoff、並びに、周期Ｔ及び位相差Ｔｄを、それぞれ（１－１）式～（１－４）式に基づいて算出する。Ｗ相のパルス生成ブロック１２ｗにおいては、パルス演算部２３Ｚは、電流指令値Ｉｗ＿ｃｍｄ＞０のときには、上アームスイッチＳＷ１のオン時間Ｔon及びオフ時間Ｔoff、並びに、周期Ｔ及び位相差Ｔｄを、それぞれ（１－１）式～（１－４）式に基づいて算出する。

パルス演算部２３Ｚは、電流指令値Ｉｕ＿ｃｍｄ、Ｉｖ＿ｃｍｄ、Ｉｗ＿ｃｍｄの値に基づいて上アームスイッチＳＷ１のオン時間Ｔon及びオフ時間Ｔoff、並びに、周期Ｔ及び位相差Ｔｄを算出する。例えば、Ｕ相のパルス生成ブロック１２ｕにおいては、パルス演算部２３Ｚは、電流指令値Ｉｕ＿ｃｍｄ＜０のときには、下アームスイッチＳＷ２のオン時間Ｔon及びオフ時間Ｔoff、並びに、周期Ｔ及び位相差Ｔｄを、それぞれ（２－１）式～（２－４）式に基づいて算出する。

Ｖ相のパルス生成ブロック１２ｖにおいては、パルス演算部２３Ｚは、電流指令値Ｉｖ＿ｃｍｄ＜０のときには、下アームスイッチＳＷ２のオン時間Ｔon及びオフ時間Ｔoff、並びに、周期Ｔ及び位相差Ｔｄを、それぞれ（２－１）式～（２－４）式に基づいて算出する。Ｗ相のパルス生成ブロック１２ｗにおいては、パルス演算部２３Ｚは、電流指令値Ｉｗ＿ｃｍｄ＜０のときには、下アームスイッチＳＷ２のオン時間Ｔon及びオフ時間Ｔoff、並びに、周期Ｔ及び位相差Ｔｄを、それぞれ（２－１）式～（２－４）式に基づいて算出する。

図２３には、カウンタ２４を用いて補間多重パルスＰｕを生成する場合の、パルス幅カウンタ２４ａ、開始位相カウンタ２４ｂ、終了位相カウンタ２４ｃの各カウンタ値の変化を示している。パルス演算部２３は、図２８の上段に示したハードウェア構成でも補間多重パルスＰｕの生成を実現できる。

このパルス演算部２３Ｚは、（１－１）式～（２－４）式の処理を実行することで、上アームスイッチＳＷ１、下アームスイッチＳＷ２のオン時間Ｔon、周期Ｔを、カウンタ２４のパラメータとしてパルス幅カウンタ２４ａに入力させる。そしてパルス演算部２３は、次回の多重パルス間の位相差Ｐ_ｋ＋１を開始位相カウンタ２４ｂ、終了位相カウンタ２４ｃに入力させる。

パルス演算部２３Ｚは、補間多重パルスＰｕの間の位相差を例えば線形補間する場合、前回の多重パルス間の位相差Ｐ_ｋと、今回の多重パルス間の位相差Ｐ_ｋ＋１との平均値Ｐ_ｋ＋Ｐ_ｋ＋１／２を求め、この平均値を終了位相カウンタ２４ｃに出力し、終了位相カウンタ２４ｃにより終了位相を補正している。これにより、カウンタ２４を用いて１～ｎ多重目の補間多重パルスＰｕを図２３に示すように生成できる。この方法を用いて補間多重パルスＰｕを生成することで、パルス幅変更時の電流境界モードを維持できるが、例えば相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの変化が大きいケースでは電流境界モードを維持できない場合がある。

相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗがほぼ一定となる最大値、最小値の領域であれば、パルス演算部２３の補間パルス出力で問題は生じない。図２９の中央図参照。しかし、相電圧Ｖｕ，Ｖｖ、Ｖｗが急峻に変化している時間領域では、マスタとなる１多重目のパルスを出力する時点と、スレーブとなる２～４多重目のパルスを出力する時点とで電圧が変化している。このため、パルス演算部２３のオン時間Ｔonに対する電流が減少又は増加し、スレーブのパルスの周期が変化することで意図した出力とならない。図２９の右図参照。後述する実施形態では、逆起電圧に基づいて補正することを示すが、逆起電圧に基づいて補正しても電流境界モードを維持できない場合がある。このときの、１多重目及び２多重目のパルスの実験例を、図３１の上図に示しているが、領域Ｂにおいて電流境界モードを維持できていない。

この不具合を解消するため、パルス演算部２３Ｚを、図２８の下段に示したハードウェア構成とすると良い。このハードウェア構成では、パルス演算部２３Ｚが、開始位相カウンタ２４ｂ及び終了位相カウンタ２４ｃにより計測を終了するたびに終了位相を補正する。

このとき、パルス演算部２３Ｚは、（１－１）式～（２－４）式の演算処理を実行することで、上アームスイッチＳＷ１、下アームスイッチＳＷ２のオン時間Ｔon、周期Ｔを、カウンタ２４のパラメータとしてパルス幅カウンタ２４ａに入力させる。さらに、パルス演算部２３Ｚは、次回の多重パルス間の位相差Ｐ_ｋ＋１を開始位相カウンタ２４ｂ、終了位相カウンタ２４ｃに入力させる。前述同様に、パルス演算部２３Ｚは、補間多重パルスＰｕの間の位相差を例えば線形補間する場合、前回の多重パルス間の位相差Ｐ_ｋと、今回の多重パルス間の位相差Ｐ_ｋ＋１との平均値Ｐ_ｋ＋Ｐ_ｋ＋１／２を求め、この平均値を終了位相カウンタ２４ｃに出力し、終了位相カウンタ２４ｃにより終了位相を補正する。さらに、パルス演算部２３Ｚは、開始位相カウンタ２４ｂ及び終了位相カウンタ２４ｃにより計測を終了する度に、カウンタ補正指示に基づいて補正値Ａを終了位相カウンタ２４ｃに出力することでカウンタ値を更新する。

図３０の右側のタイミングチャート中に示すように、補正値Ａの値に基づいて終了位相カウンタ２４ｃの値を徐々に変化させる。すると、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを意図した振幅に保持できるようになる。このようにすることで、図３１の下図に示したように、パルス電流境界モードを維持できる。

（第６実施形態）
第６実施形態について図３２から図３５を参照しながら説明する。

モータ４は回転速度に応じた磁束変化により逆起電力を生じ、出力電圧が変動する。制御の応答性が不十分な場合、この逆起電力の影響を受け、図３２に示すように、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが高調波電流歪みを生じる。この高周波電流成分はモータ４が騒音を発生させる原因となる。この場合、制御の応答性を上げないと、高調波電流歪みの影響を改善できず、限られた物理リソースによる制御装置１０では改善できない虞がある。特に、モータ４を所定の回転数以上に高速回転させた場合、出力電圧Ｖoutは逆起電圧の影響を顕著に受けるため、さらに電流歪みが大きくなる虞がある。

そこで本実施形態では、モータ４に生じた逆起電圧に基づいて多重パルスのパルス幅を補正する方法を説明する。図３３に示すように、制御装置１０は、パルス生成部２１２を備える。制御装置１０は、逆起電圧補正部１２ｃとしての機能を備えている。

このとき、逆起電圧が最大となる振幅をＶｍとし、逆起電圧の位相情報を（ω_eｔ＋φ）＝（２πｆ_eｔ＋φ）とする。ここで、ｔは時間、ω_eは電気角速度、φは電流に対する位相差、ｆ_eは電気周波数、を示す。出力電圧Ｖoutは、入力電圧Ｖinの２分の１、つまりＶin／２を中心に動作させることが好ましく、前記の逆起電圧を考慮し、下記（８）式の関係性を備えるように制御すると良い。

またパルス生成部２１２が、逆起電圧の振幅Ｖｍを計算するときにはモータ４の回転数に基づいて計算すると良い。そして、パルス生成部２１２は、モータ４の回転位置及び逆起電圧の振幅Ｖｍ、位相情報に基づいて出力電圧Ｖｏｕｔを計算し、この出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて多重パルスのパルス幅を補正することが望ましい。具体的には、例えば、（１－１）式～（１－４）式、（２－１）式～（２－４）式、（３－１）式～（３－４）式においてＶｏｕｔを（８）式として計算すればよい。

逆起電圧は、モータ４の個体に基づく固有値となるため予測可能である。例えば、モータ４に固有に定められた逆起電圧定数にモータ４の回転数を乗じて逆起電圧を計算、予測すると良い。また、前記のパルス幅を高精度に補正するためには、前記の出力電圧Ｖｏｕｔの逆起電圧に加え、モータ４の巻線抵抗及びインダクタンスに生じる電圧を考慮すればよい。

制御装置１０は、モータ４の回転位置センサ４ａのセンシング結果を用いてモータ４の回転数を求め、三相の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ及びモータ４のロータの位置に基づき、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをトルクに関係する磁力方向の電流に変換してベクトル制御する。

このときのフィードバック制御構成の一例について図３４を参照しながら説明する。制御部１１は、減算器３０、電流制御器３１、相変換器としての二相三相変換器３２、及び三相二相変換器３４を図示形態に接続して構成される。

制御部１１は、電流指令値Ｉｏを入力しモータ４の各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗとの間の差電流に基づいて電流フィードバック制御する。三相二相変換器３４は、三相電流をｄｑ軸電流に変換し、電流制御器３１は、例えば、比例積分制御によりｄｑ軸の操作量を出力する。二相三相変換器３２は、電流制御器３１から入力されるｄｑ軸の操作量をモータ４の三相毎の操作量に変換する。

本実施形態において、パルス生成部２１２は、逆起電圧補正部１２ｃ及びパルス演算部３３の機能を備える。パルス演算部３３は、モータ４の相毎にコンバータ５に入力させる多重パルスのオン時間Ｔon1、オフ時間Ｔoff1、周期Ｔ、位相差Ｔｄを含む各パラメータを演算する。これらのオン時間Ｔon1、オフ時間Ｔoff1、周期Ｔは、電流指令値Ｉoが正のとき、前述した（１－１）式～（１－４）式のオン時間Ｔon１、オフ時間Ｔoff1、周期Ｔ、位相差Ｔｄを用いて計算できる。また、電流指令値Ｉoが負のとき、前述した（２－１）式～（２－４）式のオン時間Ｔon2、オフ時間Ｔoff2、周期Ｔ、位相差Ｔｄを用いて計算できる。

ここでいう逆起電圧補正部１２ｃの機能は、例えばモータ４の回転数から逆起電圧の振幅Ｖｍを演算する処理と、逆起電圧の振幅Ｖｍ、位相情報に基づいて出力電圧Ｖoutを計算する処理とを含む。パルス演算部３３は、モータ４の相毎に前記のパラメータを演算するとき、逆起電圧補正部１２ｃの機能により逆起電圧を考慮した出力電圧に基づいてパルスの幅を補正する。逆起電圧の振幅Ｖｍは、モータ４の回転数に比例するため、モータ４の回転数に比例するように逆起電圧の振幅Ｖｍを演算することが望ましい。

制御方法として、前述では電流制御方法を例示したが、図３５に示すように制御部１１に代えて制御部２１１を構成しても良い。制御部２１１は、減算器３０、電流制御器３１、二相三相変換器３２、三相二相変換器３４に加えて、速度制御器３５、減算器３６を備える。この制御部２１１に示すように、回転位置センサ４ａを用いてモータ４の角速度ωを求め、指令角速度ω＊との差を減算器３６により検出し、速度制御器３５により速度制御しても良い。このとき、ｄ軸電流、ｑ軸電流の相互干渉を排除する非干渉制御方法を用いても良い。これにより、モータ４の駆動時に生じる不安定化要因を排除できる。逆起電圧が入力電圧Ｖinに対して大きくなる場合、弱め界磁制御することが望ましい。

各コンバータ５は、図３３に示すように降圧コンバータを並列接続して構成されているが、この構成は、バッテリ２の電源電圧の範囲内で出力電圧Ｖoutが変動する場合に好適となる。

前述ではモータ４の回転数から逆起電圧を演算により求めることを例示したが、モータ４の回転数と逆起電圧の振幅Ｖｍ、位相情報とを紐付けたマップを予めメモリ３７に用意しておいても良い。パルス生成部２１２は、モータ４の回転数に対応してメモリ３７に記憶された逆起電圧の振幅Ｖｍ、位相情報を参照して多重パルスの幅を補正するようにしても良い。また、出力電圧Ｖoutを電圧センサ１５により検出しつつ、電圧センサ１５の検出に基づく遅延時間を考慮の上、計算に使用しても良い。

パルス生成部２１２は、逆起電圧補正部１２ｃにより多重パルスの幅を逆起電圧に応じて周期的に補正した結果について電流指令値Ｉo又は指令回転数に対応してメモリ３７に保持させると良い。また、パルス演算部３３が、次回の電流指令値Ｉｏに基づいて周期的に補正内容を計算している最中には、メモリ３７に保持された多重パルスに関する現在又は過去の計算結果を用いて、多重パルスの幅を逆起電圧補正部１２ｃの機能により補正すると良い。

本実施形態に示したように、逆起電圧補正部１２ｃにより逆起電圧に基づいてパルス幅を補正することで、モータ４の逆起電圧をフィードフォワード的にパルス幅の演算に組み込むことができる。これにより、図３６に示すように、目的となる理想正弦波に電流波形をより近似できるようになり、高効率化・低騒音化・低ＥＭＣ化を実現できる。また、電流フィードバック制御のみの簡単でシンプルな制御系により実現できる。

（第７実施形態）
第７実施形態を説明する。例えば、図３、図３３に示すコンバータ５において、下アームスイッチＳＷ２をオフしたまま、第１アームスイッチとして上アームスイッチＳＷ１をオン・オフすると、電流はインダクタＬ、還流ダイオードＤ２を通じて転流する。

このとき、還流ダイオードＤ２の還流作用に代えて、上アームスイッチＳＷ１に対向した下アームスイッチＳＷ２を第２アームスイッチとしてオンすることで同期整流しても良い。

同期整流することで損失をより低減できる。また外付けの還流ダイオードＤ２が不要になり小型化できる。同期整流するには、前出のパルスのオフ時間Ｔoffの計算式（例えば、（１－２）式のオフ時間Ｔoff1、（２－２）式のオフ時間Ｔoff2、又は（３－２）式のオフ時間Ｔoff1）に基づき設定された時間だけ、対向する上アームスイッチＳＷ１をオンすると良い。但し、パワースイッチＳＷ１及びＳＷ２の間の短絡防止のため、上アームスイッチＳＷ１と下アームスイッチＳＷ２のオン時間Ｔonの間にデッドタイムを設けることが望ましい。

前記の同期整流方法によれば、同期整流時間を計算により予測して求めることができる。この場合、外部に別途センサを設けて同期整流のタイミングを検出する必要がなくなるためシステムの小型化、低コスト化を図ることができる。

前記でも説明したように、電流指令値Ｉo＞０のときには、上アームスイッチＳＷ１のオン時間Ｔon1、周期Ｔ、位相差Ｔｄをそれぞれ（１－１）式、（１－３）式、（１－４）式と同様に設定するが、同期整流時間は、（１－２）式に示すオフ時間Ｔoff1と等しい時間を、同期整流時における下アームスイッチＳＷ２のオン時間Ｔon2に対応して設定すると良い。

また電流指令値Ｉo＜０のときには、下アームスイッチＳＷ２のオン時間Ｔon2、周期Ｔ、位相差Ｔｄはそれぞれ（２－１）式、（２－３）式、（２－４）式と同様に設定し、（２－２）式に示すオフ時間Ｔoff2と等しい時間を、同期整流時における上アームスイッチＳＷ１のオン時間Ｔon1に対応して設定すると良い。

（第６及び第７実施形態に関連したフィードバック制御構成の変形例）
第６及び第７実施形態に関連したフィードバック制御構成の変形例について図３７から図４２を用いて説明する。図３７に示すように制御装置１０Ｃを構成しても良い。制御装置１０Ｃは、制御部１１Ｃ、パルス生成部１２Ｃ、及びメモリ３７を内蔵している。制御部１１Ｃは、減算器３０、電流制御器３１、相変換器としての二相三相変換器３２、及び三相二相変換器３４を図示形態に接続して構成される。

制御部１１Ｃは、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を入力する。また制御部１１Ｃの三相二相変換器３４は、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを入力すると共に、回転位置センサ４ａによりロータの角度θを入力し角速度ωの情報を演算する。三相二相変換器３４は、モータ４の三相の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑに変換し減算器３０に出力する。

減算器３０は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊からｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑをそれぞれ減算し、電流制御器３１に出力する。電流制御器３１は、例えば、比例積分制御によりｄｑ軸の電流指令値Ｉｄ＿ｃｍｄ、Ｉｑ＿ｃｍｄを二相三相変換器３２に出力する。二相三相変換器３２は、電流制御器３１から入力されるｄｑ軸の操作量をモータ４の三相毎の電流指令値Ｉｕ＿ｃｍｄ、Ｉｖ＿ｃｍｄ、Ｉｗ＿ｃｍｄ、に変換し、パルス生成部１２Ａに出力する。

パルス生成部１２Ｃは、パルス生成ブロック１２ｕ、１２ｖ、１２ｗを三相の相毎に備える。各パルス生成ブロック１２ｕ、１２ｖ、１２ｗは、それぞれゼロ電流検出部２２、パルス演算部２３、ゲート駆動部２１、及び、逆起電力に基づいてパルスを補正するための逆起電圧補正部１２ｃとしての機能的構成を備える。パルス生成ブロック１２ｕ、１２ｖ、１２ｗの各相のパルス演算部２３は、それぞれ、モータ４の三相毎の電流指令値Ｉｕ＿ｃｍｄ、Ｉｖ＿ｃｍｄ、Ｉｗ＿ｃｍｄを入力する。ゼロ電流検出部２２は、相毎にゼロ電流を検出しパルス演算部２３に出力する。

メモリ３７には、モータ４の回転数と逆起電圧の振幅Ｖｍ、位相差φとを紐付けたマップが予め記憶されている。各相の逆起電圧補正部１２ｃは、モータ４の角度θに依存したモータ回転数をメモリ３７の記憶内容と照合して参照し、各相毎に逆起電圧の振幅Ｖｍ＿ｕ、Ｖｍ＿ｖ、Ｖｍ＿ｗ、位相差φ＿ｕ、φ＿ｖ、φ＿ｗを入力する。

各相の逆起電圧補正部１２ｃは、電源電圧Ｖinと共に、逆起電圧の振幅Ｖｍ＿ｕ、Ｖｍ＿ｖ、Ｖｍ＿ｗ、位相差φ＿ｕ、φ＿ｖ、φ＿ｗに基づいて出力電圧Ｖout＿ｕ、Ｖout＿ｖ、Ｖout＿ｗを計算する。このとき前述の（８）式でも示したが、図３８に示したように、逆起電圧補正部１２ｃは出力電圧Ｖoutを計算する。これにより、前述実施形態と同様に逆起電圧の影響を補正できる。図３９に例示したように、出力電圧Ｖoutを逆起電圧に基づいて補正できるようになり、図４０に例示したように、高調波電流歪みの影響を極力排除して改善できる。

また、モータ４の回転数が高回転になると、逆起電圧の振幅Ｖｍが大きくなる。出力電圧Ｖoutの振幅Ｖｍが電源電圧Ｖinに近くなるにしたがって、インダクタＬに生ずる電圧が小さくなり、インダクタＬに電流が流せなくなる。この場合、制御不能、動作不可となる虞がある。そこで、図４１に示すように、電源電圧Ｖinの利用率を向上する電源電圧利用率向上制御部２１ｄを備えることが望ましい。この電圧利用率向上制御部１２ｄは、逆起電圧の振幅Ｖｍが所定の閾値を超えた場合、逆起電圧の補正後の出力電圧Ｖoutに上下限を設定して出力する。

例えば、電源電圧Ｖinよりわずかに下回る値に上限値を設定すると共に、電源電圧Ｖinの基準値０をわずかに上回る値に下限値を設定する。ここで電圧利用率向上制御部１２ｄは、逆起電圧の補正後の出力電圧Ｖoutが上限値を超えればクランプして上限値どまりとし、下限値を下回ればクランプして下限値どまりとする。

これにより、パルス演算部２３は、パルス幅補正計算用の出力電圧Ｖoutの正弦波ピークを上限値及び下限値にて制限した状態でパルス演算を行うことができる。出力電圧Ｖoutに上下限を設けているため比較的大きく逆起電圧を生じる場合でも問題なく動作できるようになり動作可能範囲を広げることができる。また電圧利用率を高めることができる。

（第８実施形態）
第８実施形態について図４３を参照しながら説明する。前述の第６実施形態、第７実施形態においては、多重動作個数ｎは２以上に限られるものではなく、ｎ＝１の場合にも適用できる。

すなわち、図４３に示すように、ＵＶＷ相の各相において、マスタ相に対応した多重動作個数ｎ＝１のコンバータ５ｕ１、５ｖ１、５ｗ１を用いて各相単一のパルスを生成してモータ４を駆動するようにしても良い。

（第９実施形態）
第９実施形態について図４４を参照しながら説明する。図４４に示したように制御装置１０Ｄを構成しても良い。制御装置１０Ｄは、前述実施形態で説明した制御装置１０Ａ内の多重数切替部２５Ａ、制御装置１０Ｂ内のパルス演算部２３Ｚ、制御装置１０Ｃ内の逆起電圧補正部１２ｃを全て備えている。すなわち、前述実施形態の特徴を全て備えた構成に適用できる。ここで、多重数切替部は２５、パルス演算部は２３、逆起電圧補正部は、「１２」又は「１２ｄ」により構成しても良い。

（他の実施形態）
本発明は、前述した実施形態に限定されるものではなく、種々変形して実施することができ、その要旨を逸脱しない範囲で種々の実施形態に適用可能である。例えば、以下に示す変形又は拡張が可能である。

前述実施形態では、降圧型のコンバータ５を用いた電力変換器を記載しているが、これに限定されるものではなく、例えば、昇圧型、昇降圧型のコンバータ５を用いることができる。またコンバータ５は、非絶縁型であっても絶縁型であっても良い。電圧センサ１５は必要に応じて設ければ良い。

前述実施形態では、多重動作個数ｎを４や２に設定した形態を示しているが、多重動作個数ｎは３でも５以上でも良い。前述実施形態では、パワースイッチＳＷ１及びＳＷ２は、Ｎチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴを例示しているが、他種類のパワースイッチング素子により構成しても良い。

前述実施形態では、パワースイッチＳＷ１、ＳＷ２を構成するパワーＭＯＳＦＥＴに負荷電流を転流するため、並列に還流ダイオードＤ１、Ｄ２をそれぞれ設けているが、これに限定されるものではない。還流ダイオードＤ１、Ｄ２に代えてパワーＭＯＳＦＥＴに付加されるボディダイオードを用いても良い。また逆導通性を備えたパワースイッチ（例えば逆導通ＩＧＢＴ（ＲＣ－ＩＧＢＴ））を用いて構成しても良い。

また、１多重目のコンバータ５ｕ１、５ｖ１、５ｗ１と同様に、２以上のｍ多重目のコンバータ５ｕ２…５ｕｎ、５ｖ２…５ｖｎ、５ｗ２…５ｗｎにゼロ電流検出部２２を設け、インダクタ電流Ｉ_Ｌをゼロ検出した後に、対応するパワースイッチＳＷ１又はＳＷ２をオンするようにしても良い。パワースイッチＳＷ１、ＳＷ２のオン時間Ｔonは、前述（１－１）式、（２－１）式、又は（３－１）式のように算出したオン時間Ｔonを用いることが望ましい。

制御装置１０の中の構成である「制御部１１」、「パルス生成部１２、１１２、２１２」は、ロジック回路を組み合わせたハードウェアを用いて実現してもよいし、マイコンなどのハードウェアがプログラムを実行することで実現しても良い。

本開示に記載の制御装置１０、１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ、１０Ｄによる手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリを構成することにより提供された専用コンピュータにより実現されても良い。或いは、本開示に記載の制御装置１０、１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ、１０Ｄ及びその手法は、一つ以上の専用ハードウェア論理回路によりプロセッサを構成することにより提供された専用コンピュータにより実現されても良い。若しくは、本開示に記載の制御装置１０、１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ、１０Ｄ及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリと一つ以上のハードウェア論理回路により構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより実現されても良い。又、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていても良い。

本発明は、前述した実施形態に準拠して記述したが、本発明は当該実施形態や構造に限定されるものではないと理解される。本発明は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本発明の範畴や思想範囲に入るものである。

図面中、３は三相インバータ（電力変換器）、５、５ｕ１、５ｖ１、５ｗ１、５ｕ２、５ｖ２、５ｗ２、５ｕ３、５ｖ３、５ｗ３、５ｕｎ、５ｖｎ、５ｗｎはコンバータ、６ｕ、６ｖ、６ｗはマルチフェーズコンバータ、１０、１０Ｂは制御装置、１１、１１Ｂは制御部、１１２、１２Ｂはパルス生成部、１２ｃは補間部、２２はゼロ電流検出部、ＳＷ１は上アームスイッチ、ＳＷ２は下アームスイッチ、を示す。

Claims

並列接続された２以上のｎ個のコンバータ（５ｕ１…５ｕｎ、５ｖ１…５ｖｎ、５ｗ１…５ｗｎ）を備える電力変換器（３）であって、
入力される指令値に応じた制御情報を出力する制御部（１１、１１Ｂ）と、
パルス演算部を備え、前記制御部により出力される前記制御情報に基づいて、前記ｎ個の前記コンバータを多重動作させるように多重パルスを生成するパルス生成部（１１２、１２Ｂ）と、
前記ｎ個のコンバータに出力される複数の多重パルスの間を補間する補間多重パルスを生成する補間部（１２ｂ）と、
を備える電力変換器。
前記パルス生成部は、
前記コンバータを駆動するゲート駆動部（２１）と、
前記ゲート駆動部により駆動される前記コンバータの電流がゼロと達したことを検出するゼロ電流検出部（２２）と、
前記コンバータを動作させるときの前記多重パルスのオン時間、周期、及び、前記多重パルスの間の位相差を求め前記ゲート駆動部に出力する前記パルス演算部（２３）と、を備え、
前記ゲート駆動部は、前記パルス演算部の出力に基づいて前記コンバータを駆動する請求項１記載の電力変換器。
前記コンバータは、電源電圧が入力される複数のスイッチ（ＳＷ１、ＳＷ２）を用いて構成され、
前記パルス演算部は、
前記多重パルスのパルス幅の時間を規定するパルス幅カウンタ（２４ａ）と、
前記パルス幅カウンタによりカウントを開始する時点を基準として計測すると共に前記パルス幅カウンタにより計測されるパルス幅より短い時間を位相計測するもので前記コンバータのスイッチの何れかをオンさせるタイミングを開始位相として計測する開始位相カウンタ（２４ｂ）と、
前記パルス幅カウンタによりカウントを終了する時点を基準として計測すると共に前記パルス幅カウンタにより計測される前記パルス幅より短い時間を位相計測するもので前記オンされたスイッチをオフさせるタイミングを終了位相として計測する終了位相カウンタ（２４ｃ）と、を備え、
前記開始位相カウンタの開始位相にてパルスを出力開始し、前記終了位相カウンタの終了位相にてパルスを出力停止することで、パルス幅が同一で且つ前記開始位相及び前記終了位相の異なる前記多重パルスを生成する請求項１又は２記載の電力変換器。
前記パルス演算部は、
前記多重パルスのそれぞれのパルスを出力開始する開始位相を計測する開始位相カウンタ（２４ｂ）と、
前記開始位相カウンタにより計測された開始位相を基準として計測すると共に前記多重パルスのそれぞれのパルス幅を計測する多重パルス幅カウンタ（２４ｄ）と、を備え、
前記開始位相カウンタにより開始位相を計測する度に前記多重パルス幅カウンタにより計測されるそれぞれのパルス幅にて前記多重パルスを生成する請求項１又は２記載の電力変換器。
前記パルス演算部は、前記開始位相カウンタ及び前記終了位相カウンタにより計測を終了するたびに前記終了位相を補正する請求項３記載の電力変換器。
前記コンバータを駆動するゲート駆動部（２１）を備え、
前記コンバータは、電源電圧が入力される上アームスイッチ（ＳＷ１）及び下アームスイッチ（ＳＷ２）、並びに、インダクタ（Ｌ）及びコンデンサ（Ｃ）を用いた降圧型のコンバータにより構成され、
前記ゲート駆動部は、前記指令値としての電流指令値が正のとき、前記コンバータの上アームスイッチを駆動するものであり、前記パルス演算部は、前記上アームスイッチのオン時間Ｔon1及びオフ時間Ｔoff1、並びに、周期Ｔ及び前記多重パルスの間の位相差Ｔｄを、それぞれ（１－１）式～（１－４）式に基づいて設定し、
前記ゲート駆動部は、前記指令値としての電流指令値が負のとき、前記コンバータの下アームスイッチを駆動するものであり、前記パルス演算部は、前記下アームスイッチのオン時間Ｔon2及びオフ時間Ｔoff2、並びに、周期Ｔ及び前記多重パルスの間の位相差Ｔｄを、（２－１）式～（２－４）式に基づいて設定する請求項１から５の何れか一項に記載の電力変換器。
ここで、Ｖin：入力電圧、Ｖout：出力電圧、Ｉ_Ｌはインダクタ電流、Ｌ：インダクタのインダクタンス、ｎ：コンバータの多重動作個数を示す。
前記補間部が、今回多重パルスと次回多重パルスとの間に補間多重パルスを生成するときには、
電流指令値が正のとき、
前記今回多重パルス間における上アームスイッチのターンオフタイミング間の位相差の値と、前記次回多重パルス間における上アームスイッチのターンオフタイミング間の位相差の値と、の間に前記補間多重パルス間における上アームスイッチのターンオフタイミング間の位相差の値を設定し、
電流指令値が負のとき、
前記今回多重パルス間における下アームスイッチのターンオフタイミング間の位相差の値と、前記次回多重パルス間における下アームスイッチのターンオフタイミング間の位相差の値と、の間に前記補間多重パルス間における下アームスイッチのターンオフタイミング間の位相差の値を設定する請求項１から５の何れか一項に記載の電力変換器。
前記補間部が、今回多重パルスと次回多重パルスとの間に前記補間多重パルスを生成するときには、
前記今回多重パルス及び前記次回多重パルスに基づいて前記補間多重パルスの幅及び前記補間多重パルス間の位相差を演算する請求項１から７の何れか一項に記載の電力変換器。
前記補間部が、今回多重パルスと次回多重パルスとの間に前記補間多重パルスを生成するときには、
前記コンバータの多重数に対応した前記補間多重パルスの幅及び前記補間多重パルス間の位相差を対応して記憶するマップを用いて求める請求項１から７の何れか一項に記載の電力変換器。
絶縁型もしくは非絶縁型により構成される請求項１から５、７から９の何れか一項に記載の電力変換器。
前記コンバータは、降圧型、昇圧型、又は昇降圧型のコンバータにより構成される請求項１から５、７から１０の何れか一項に記載の電力変換器。