JP2022092247A - レーダ装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】レーダ装置における物標の検知精度を向上する。【解決手段】レーダ送信部は、送信信号を送信する複数の送信アンテナと、送信信号に対してドップラシフト量と符号系列とに対応する位相回転量を付与することにより、送信信号を複数の送信アンテナから多重送信する送信回路と、を具備する。複数の送信アンテナに対して、ドップラシフト量及び符号系列の少なくとも一方が異なる、ドップラシフト量と符号系列との組み合わせがそれぞれ対応付けられ、複数の送信アンテナにおいて隣り合う送信アンテナのペアには、複数の組み合わせのうち、ドップラシフト量が同一である組み合わせが、対応付けられる。【選択図】図１

Description

本開示は、レーダ装置に関する。
近年、高分解能が得られるマイクロ波又はミリ波を含む波長の短いレーダ送信信号を用いたレーダ装置の検討が進められている。また、屋外での安全性を向上させるために、車両以外にも、歩行者といった小物体を広角範囲で検知するレーダ装置（例えば、広角レーダ装置と呼ぶ）の開発が求められている。
広角な検知範囲を有するレーダ装置の構成として、例えば、複数のアンテナ（又は、アンテナ素子とも呼ぶ）で構成されるアレーアンテナによってターゲットからの反射波を受信し、素子間隔（アンテナ間隔）に対する受信位相差に基づく信号処理アルゴリズムによって反射波の到来する方向（又は、到来角と呼ぶ）を推定する手法（到来角推定手法。Direction of Arrival (DOA) estimation）を用いる構成がある。例えば、到来角推定手法には、フーリエ法（Fourier法）、又は、高い分解能が得られる手法としてCapon法、MUSIC（Multiple Signal Classification）及びESPRIT（Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques）が挙げられる。
また、レーダ装置として、例えば、受信側に加え、送信側にも複数のアンテナ（アレーアンテナ）を備え、送受信アレーアンテナを用いた信号処理によりビーム走査を行う構成（MIMO（Multiple Input Multiple Output）レーダと呼ぶこともある）が提案されている（例えば、非特許文献１を参照）。
特表２０１１－５２６３７１号公報 特開２０１４－１１９３４４号公報 米国特許第９，５４１，６３８号明細書
J. Li, and P. Stoica, "MIMO Radar with Colocated Antennas", Signal Processing Magazine, IEEE Vol. 24, Issue: 5, pp. 106-114, 2007 M. Kronauge, H.Rohling,"Fast two-dimensional CFAR procedure", IEEE Trans. Aerosp. Electron. Syst., 2013, 49, (3), pp. 1817-1823 Direction-of-arrival estimation using signal subspace modeling Cadzow, J.A.; Aerospace and Electronic Systems, IEEE Transactions on Volume: 28 , Issue: 1 Publication Year: 1992 , Page(s): 64 - 79
しかしながら、レーダ装置（例えば、ＭＩＭＯレーダ）において物標（又はターゲット）を検知する方法について十分に検討されていない。
本開示の非限定的な実施例は、物標の検知精度を向上するレーダ装置の提供に資する。
本開示の一実施例に係るレーダ装置は、送信信号を送信する複数の送信アンテナと、前記送信信号に対してドップラシフト量と符号系列とに対応する位相回転量を付与することにより、前記送信信号を前記複数の送信アンテナから多重送信する送信回路と、を具備し、前記複数の送信アンテナに対して、前記ドップラシフト量及び前記符号系列の少なくとも一方が異なる、前記ドップラシフト量と前記符号系列との組み合わせがそれぞれ対応付けられ、複数の前記組み合わせのうち、前記複数の送信アンテナにおいて隣り合う送信アンテナそれぞれに対応付けられる組み合わせでは、前記ドップラシフト量が同一である。
なお、これらの包括的または具体的な実施例は、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラム、または、記録媒体で実現されてもよく、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラムおよび記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。
本開示の一実施例によれば、レーダ装置における物標の検知精度を向上できる。
本開示の一実施例における更なる利点および効果は、明細書および図面から明らかにされる。かかる利点および／または効果は、いくつかの実施形態並びに明細書および図面に記載された特徴によってそれぞれ提供されるが、１つまたはそれ以上の同一の特徴を得るために必ずしも全てが提供される必要はない。
実施の形態１に係るレーダ装置の構成例を示すブロック図 チャープパルスを用いた場合の送信信号の一例を示す図 実施の形態１に係るドップラシフト量及び直交符号の割り当て例を示す図 実施の形態１に係るドップラシフト量及び直交符号の割り当て例を示す図 実施の形態１に係るドップラシフト量及び直交符号の割り当て例を示す図 実施の形態１に係るドップラシフト量及び直交符号の割り当て例を示す図 実施の形態１に係るドップラシフト量及び直交符号の割り当て例を示す図 実施の形態１に係るドップラシフト量及び直交符号の割り当て例を示す図 実施の形態１に係るドップラシフト量及び直交符号の割り当て例を示す図 実施の形態１に係るドップラシフト量及び直交符号の割り当て例を示す図 実施の形態１に係るドップラシフト量及び直交符号の割り当て例を示す図 実施の形態１に係る送信アンテナの配置例を示す図 実施の形態１に係る送信アンテナの配置例を示す図 チャープパルスを用いた場合の送信信号及び受信信号の一例を示す図 ドップラ領域圧縮処理の一例を示す図 ドップラ折り返し判定の一例を示す図 実施の形態１に係るアンテナの配置例を示す図 アンテナの配置例を示す図 実施の形態１のバリエーション２に係るアンテナの配置例を示す図 実施の形態１のバリエーション３に係るアンテナの配置例を示す図 実施の形態２に係るレーダ装置の構成例を示すブロック図 実施の形態２に係るレーダ装置の他の構成例を示すブロック図 実施の形態１に係るレーダ装置の他の構成例を示すブロック図 実施の形態２に係るレーダ装置の他の構成例を示すブロック図 実施の形態２に係る送信アンテナの配置例を示す図 実施の形態２に係る送信アンテナの配置例を示す図 サブアレー構成の送信アンテナの例を示す図 実施の形態２に係る仮想受信アンテナの配置例を示す図 仮想受信アンテナの配置例を示す図 方向推定結果の一例を示す図
ＭＩＭＯレーダは、例えば、時分割、周波数分割又は符号分割を用いて多重した信号（レーダ送信波）を複数の送信アンテナ（又は送信アレーアンテナと呼ぶ）から送信し、周辺物体において反射された信号（レーダ反射波）を複数の受信アンテナ（又は受信アレーアンテナと呼ぶ）を用いて受信し、それぞれの受信信号から、多重された送信信号を分離して受信する。このような処理により、ＭＩＭＯレーダは、これらの受信信号を、仮想受信アレーとしてアレー信号処理を行う。
また、ＭＩＭＯレーダでは、送受信アレーアンテナにおける素子間隔を適切に配置することにより、仮想受信アレーのアンテナ開口を拡大し、角度分解能の向上を図ることができる。あるいは、ＭＩＭＯレーダでは、仮想受信アレーのアンテナ間隔をより密に配置することで、サイドローブ又はグレーティングローブの抑圧が可能となる。
例えば、特許文献１には、ＭＩＭＯレーダの多重送信方法として、送信アンテナ毎に送信時間をシフトして信号を送信する時分割多重送信を用いたＭＩＭＯレーダ（以下、「時分割多重ＭＩＭＯレーダ」と呼ぶ）が開示されている。時分割多重ＭＩＭＯレーダは、送信アンテナを規定された周期で逐次的に切り替えながら、送信信号の一例である送信パルスを出力する。時分割多重ＭＩＭＯレーダは、送信パルスが物体で反射された信号を複数の受信アンテナで受信し、受信信号と送信パルスとの相関処理後に、例えば、空間的なＦＦＴ(Fast Fourier Transforma)処理（反射波の到来方向推定処理）を行う。
時分割多重ＭＩＭＯレーダは、送信信号（例えば送信パルス又はレーダ送信波）を送信する送信アンテナを、規定された周期で逐次的に切り替えていく。これにより、時分割多重ＭＩＭＯレーダは、送信アンテナ数Ntと受信アンテナ数Naとの積（＝Nt×Na）で示される伝搬路応答を取り出すことができ、これらの（Nt×Na）個の受信信号を仮想受信アレーとしてアレー信号処理を行う。換言すると、時分割で切り替えて送信信号を多重する送信アンテナ数（例えば、時分割多重数）を超える送信アンテナの利用は困難である。例えば、レーダ装置が、Nt個の送信アンテナを用いて時分割多重数Ntで送信信号を送信する場合、（Nt×Na）個を超える伝搬路応答を取り出すことは困難である。そのため、レーダ装置のコスト又は設置場所といった制約によって、アンテナ数が制約される場合には角度分解能又はサイドローブ抑圧効果が限定され測角性能を高められない可能性がある。
次に、一例として、複数の送信アンテナから送信信号を同時に多重して送信する方法に着目する。
複数の送信アンテナから送信信号を同時に多重して送信する方法として、例えば、受信側においてドップラ周波数領域において複数の送信信号を分離できるように信号を送信する方法（以下、「ドップラ多重送信」と呼ぶ）がある（例えば、非特許文献２を参照）。
ドップラ多重送信において、送信側では、例えば、基準となる送信アンテナから送信される送信信号に対して、基準となる送信アンテナと異なる送信アンテナから送信される送信信号に、それぞれ異なるドップラシフト量が与えられ、複数（例えば、Nt個）の送信アンテナから送信信号が同時に送信される。ドップラ多重送信において、複数（例えば、Na個）の受信アンテナを用いて受信した信号は、それぞれドップラ周波数領域においてフィルタリングすることにより、各送信アンテナから送信された送信信号が分離して受信される。これにより、ドップラ多重送信を用いたＭＩＭＯレーダ（以下、「ドップラ多重ＭＩＭＯレーダ」と呼ぶ）は、送信アンテナ数Ntと受信アンテナ数Naとの積（＝Nt×Na）で示される伝搬路応答を取り出すことができ、これらの（Nt×Na）個の受信信号を仮想受信アレーとしてアレー信号処理を行う。換言すると、ドップラ多重送信する送信アンテナ数（例えば、ドップラ多重数）を超える送信アンテナの利用は困難である。例えば、レーダ装置が、Nt個の送信アンテナを用いてドップラ多重数Ntで送信信号を送信する場合、（Nt×Na）個を超える伝搬路応答を取り出すことは困難である。
また、複数の送信アンテナから送信信号を同時に多重して送信する他の方法として、符号多重送信がある（例えば、特許文献３を参照）。例えば、符号多重送信を用いたMIMOレーダ（以下、「符号多重ＭＩＭＯレーダ」と呼ぶ）は、送信信号（例えば、チャープ信号）の繰り返し送信毎に、送信アンテナ毎に異なる符号列（以下、符号又は符号系列とも呼ぶ）に基づく位相変調を繰り返し付与して、複数（例えば、Nt個）の送信アンテナから符号多重送信する。また、符号多重ＭＩＭＯレーダは、例えば、複数（例えば、Na個）の受信アンテナを用いて受信した信号を検波処理することにより、符号多重された受信信号の距離情報を抽出する。また、符号多重ＭＩＭＯレーダは、例えば、送信信号の繰り返し送信毎に得られた距離情報に対して、M個に分割して速度方向のフーリエ変換処理を行う（Mは例えば、符号列の符号長を用いる）。符号多重ＭＩＭＯレーダは、M個の速度方向のフーリエ変換処理結果に、検出された速度成分に基づく位相補正を加え、送信アンテナ毎に付与した符号列を分離する逆符号列を乗算することにより、符号多重された受信信号を分離する。
このような符号多重ＭＩＭＯレーダの構成により、例えば、ターゲットと符号多重ＭＩＭＯレーダとの間の相対速度がゼロではない場合でも、符号多重ＭＩＭＯレーダは、符号多重された受信信号間の相互干渉を抑え、符号多重された受信信号を分離できる。これにより、符号多重ＭＩＭＯレーダは、送信アンテナ数Ntと受信アンテナ数Naとの積（＝Nt×Na）で示される伝搬路応答を取り出すことができ、これらの（Nt×Na）個の受信信号を仮想受信アレーとしてアレー信号処理を行う。換言すると、符号多重送信する送信アンテナ数（例えば、符号多重数）を超える送信アンテナの利用は困難である。例えば、レーダ装置が、Nt個の送信アンテナを用いて符号多重数Ntで送信信号を送信する場合、（Nt×Na）個を超える伝搬路応答を取り出すことは困難である。
そこで、本開示に係る一実施例では、多重送信に用いる送信アンテナ数を超える送信アンテナを利用する方法について説明する。換言すると、本開示に係る一実施例では、例えば、レーダ装置がNt個の送信アンテナを用いて多重数Ntで送信信号を送信する場合に、（Nt×Na）個を超える伝搬路応答を取り出す方法について説明する。これにより、本開示に係る一実施例のレーダ装置は、より多くの仮想受信アンテナを利用できるので、レーダ装置の測角性能の向上を図り、物標の検知精度を向上できる。
以下、本開示の一実施例に係る実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、実施の形態において、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明は重複するので省略する。
以下では、レーダ装置において、送信ブランチにおいて、複数の送信アンテナから同時に多重された異なる送信信号を送出し、受信ブランチにおいて、各送信信号を分離して受信処理を行う構成（換言すると、ＭＩＭＯレーダ構成）について説明する。
また、以下では、一例として、チャープ（chirp）パルスのような周波数変調したパルス波を用いたレーダ方式（例えば、チャープパルス送信（fast chirp modulation）とも呼ぶ）の構成について説明する。ただし、変調方式は、周波数変調に限定されない。例えば、本開示の一実施例は、パルス列を位相変調又は振幅変調して送信するパルス圧縮レーダを用いたレーダ方式についても適用可能である。
また、レーダ装置は、例えば、ドップラ多重送信を行う。更に、レーダ装置は、例えば、ドップラ多重送信においてドップラ多重数分の異なる位相回転（換言すると、位相シフト）を付与した信号（以下、「ドップラ多重送信信号」と呼ぶ）を、符号化（例えば、CDM（Code Division Multiplexing））して、多重送信する（以下、「符号化ドップラ多重（Coded Doppler Multiplexing）」と呼ぶ）。
［レーダ装置の構成］
図１のレーダ装置１０は、レーダ送信部（送信ブランチ）１００と、レーダ受信部（受信ブランチ）２００と、を有する。
レーダ送信部１００は、レーダ信号（レーダ送信信号）を生成し、複数の送信アンテナ１０９（例えば、Nt個）によって構成される送信アレーアンテナを用いて、レーダ送信信号を規定された送信周期（以下、「レーダ送信周期」と呼ぶ）にて送信する。
レーダ受信部２００は、物標（ターゲット。図示せず）により反射したレーダ送信信号である反射波信号を、複数の受信アンテナ２０２－１～２０２－Ｎａを含む受信アレーアンテナを用いて受信する。レーダ受信部２００は、各受信アンテナ２０２において受信した反射波信号を信号処理し、例えば、物標の有無検出又は反射波信号の到来距離、ドップラ周波数（換言すると相対速度）、及び到来方向の推定を行い、推定結果に関する情報（換言すると、測位情報）を出力する。
なお、レーダ装置１０は、例えば、車両といった移動体に搭載されてよく、レーダ受信部２００の測位出力（推定結果に関する情報）は、例えば、衝突安全性を高める先進運転支援システム（ADAS：Advanced Driver Assistance System）又は自動運転システムといったの制御装置ECU（Electronic Control Unit）（図示なし）に接続され、車両駆動制御又は警報発呼制御に利用されてもよい。
また、レーダ装置１０は、例えば、路側の電柱又は信号機といった比較的高所の構造物（図示なし）に取り付けられてよい。また、レーダ装置１０は、例えば、通行する車両又は歩行者の安全性を高める支援システム又は不審者の侵入防止システム（図示なし）におけるセンサとして利用されてもよい。また、レーダ受信部２００の測位出力は、例えば、安全性を高める支援システム又は不審者侵入防止システムにおける制御装置（図示なし）に接続され、警報発呼制御又は異常検出制御に利用されてもよい。なお、レーダ装置１０の用途はこれらに限定されず、他の用途に利用されてもよい。
また、物標はレーダ装置１０が検出する対象の物体であり、例えば、車両（４輪及び２輪を含む）、人、ブロック又は縁石などを含む。
［レーダ送信部１００の構成］
レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１と、位相回転量設定部１０５と、位相回転部１０８と、送信アンテナ１０９と、を有する。
レーダ送信信号生成部１０１は、レーダ送信信号を生成する。レーダ送信信号生成部１０１は、例えば、送信信号生成制御部１０２、変調信号発生部１０３及びＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator：電圧制御発信器）１０４を有する。以下、レーダ送信信号生成部１０１における各構成部について説明する。
送信信号生成制御部１０２は、例えば、レーダ送信周期毎の送信信号発生タイミングを設定し、設定した送信信号発生タイミングに関する情報を、変調信号発生部１０３及び位相回転量設定部１０５（例えば、ドップラシフト設定部１０６）に出力する。ここで、レーダ送信周期をTrとする。
変調信号発生部１０３は、送信信号生成制御部１０２から入力されるレーダ送信周期Tr毎の送信信号発生タイミングに関する情報に基づいて、例えば、のこぎり歯形状の変調信号を周期的に発生させる。
ＶＣＯ１０４は、変調信号発生部１０３から入力される変調信号に基づいて、例えば、図２に示すようなレーダ送信信号（レーダ送信波）として、周波数変調信号（以下、例えば、周波数チャープ信号又はチャープ信号と呼ぶ）を位相回転部１０８、及び、レーダ受信部２００（後述するミキサ部２０４）へ出力する。
位相回転量設定部１０５は、送信信号生成制御部１０２から入力されるレーダ送信周期Tr毎の送信信号発生タイミングに関する情報に基づいて、位相回転部１０８におけるレーダ送信周期Tr毎にレーダ信号に付与する位相回転量（換言すると、符号化ドップラ多重送信に対応する位相回転量）を設定する。位相回転量設定部１０５は、例えば、ドップラシフト設定部１０６と、符号化部１０７と、を有する。
ドップラシフト設定部１０６は、例えば、レーダ送信周期Tr毎の送信信号発生タイミングに関する情報に基づいて、レーダ送信信号（例えば、チャープ信号）に対して付与するドップラシフト量に対応する位相回転量を設定する。
符号化部１０７は、例えば、レーダ送信周期Tr毎の送信信号発生タイミングに関する情報に基づいて、符号化に対応する位相回転量を設定する。符号化部１０７は、例えば、ドップラシフト設定部１０６から入力される位相回転量と符号化に対応する位相回転量とに基づいて、位相回転部１０８に対する位相回転量を算出し、位相回転部１０８に出力する。また、符号化部１０７は、例えば、符号化に用いる符号系列（例えば、直交符号系列の各要素）に関する情報をレーダ受信部２００（例えば、出力切替部２０９）に出力する。
なお、符号化部１０７で設定されるドップラ多重信号に対する符号化ドップラ多重数は、位相回転部１０８が設定する各送信アンテナ１９０の位相回転量（ドップラシフト量）に依存しなくてもよい。換言すると、位相回転部１０８が隣り合う送信アンテナ１９０のペアの位相回転量（ドップラシフト量）を同一に設定しても、符号化部１０７は、符号化ドップラ多重数を同一にしてもよいし、異なる値にしてもよい。
位相回転部１０８は、ＶＣＯ１０４から入力されるチャープ信号に対して、符号化部１０７から入力される位相回転量を付与し、位相回転後の信号を送信アンテナ１０９に出力する。例えば、位相回転部１０８は、位相器及び位相変調器等を含む（図示せず）。位相回転部１０８の出力信号は、規定された送信電力に増幅され各送信アンテナ１０９から空間に放射される。換言すると、レーダ送信信号は、ドップラシフト量と直交符号系列とに対応する位相回転量が付与されることによって、複数の送信アンテナ１０９から多重送信される。
次に、位相回転量設定部１０５における位相回転量の設定方法の一例について説明する。
ドップラシフト設定部１０６は、ドップラシフト量DOPndmを付与するための位相回転量φndmを設定して、符号化部１０７へ出力する。ここで、ndm=1,…, NDMである。NDMは、異なるドップラシフト量の設定数であり、以下では、「ドップラ多重数」と呼ぶ。
レーダ装置１０では、符号化部１０７による符号化を併用するため、ドップラ多重数NDMは、多重送信に用いる送信アンテナ１０９の数Ntよりも少なく設定してよい。なお、ドップラ多重数NDMは２以上とする。
ドップラシフト量DOP1、DOP2,..,DOPN_DM（「N_DM」は「NDM」とも表される）としては、例えば、等間隔のドップラシフト量が設定されてもよく、或いは、不等間隔のドップラシフト量が設定されてもよい。各ドップラシフト量DOP1、DOP2,..,DOPN_DMは、後述する符号化部１０７による符号化を併用するため、例えば、０≦DOP1、DOP2,..,DOPN_DM＜(1/TrLoc)を満たすように設定されてよい。あるいは、ドップラシフト量DOP1、DOP2,..,DOPN_DMは、例えば、式（1）を満たすように設定されてもよい。
Figure 2022092247000002
また、例えば、ドップラシフト量DOP1、DOP2,..,DOPN_DM間において最小のドップラシフト間隔ΔfMinIntervalは次式(2)を満たしてよい。なお、ドップラシフト間隔は、ドップラシフト量DOP1、DOP2,..,DOPN_DMのうちの任意の２つのドップラシフト量の差分の絶対値で定義されてよい。ここで、Locは符号要素数を表す。例えば、Locは、符号化部１０７において用いられる符号の符号長を表す。
Figure 2022092247000003
また、各ドップラシフト量DOP1、DOP2,..,DOPN_DMを付与するための位相回転量φndmは、例えば、次式(3)のように割り当てられてよい。
Figure 2022092247000004
なお、間隔が等間隔でΔfMinIntervalとなるドップラシフト量が設定される場合（以下、「等間隔ドップラシフト量設定」と呼ぶ）、ドップラシフト量DOPndmを付与するための位相回転量φndmは、例えば、次式(4)のように割り当てられる。
Figure 2022092247000005
なお、最小ドップラシフト間隔ΔfMinIntervalが狭いほど、ドップラ多重信号間の干渉が発生しやすくなり、ターゲット検出精度が低減（例えば、劣化）する可能性が高くなるため、式(2)の制約条件を満たす範囲において、ドップラシフト量の間隔をより拡げることが好適になる。例えば、式(2)において等号が成り立つ場合（例えば、ΔfMinInterval=1/(TrNDMLOC)）は、ドップラ多重信号間のドップラ領域における間隔を最大限に拡げることができる（以下、「最大等間隔ドップラシフト量設定」と呼ぶ）。この場合、ドップラシフト量DOP1、DOP2,..,DOPN_DMは、０以上２π未満の位相回転範囲をNDM個に等分割して、それぞれ異なる位相回転量が割り当てられる。例えば、ドップラシフト量DOPndmを付与するための位相回転量φndmは、次式(5)のように割り当てられる。なお、以下では、角度はラジアン単位で示している。
Figure 2022092247000006
式(5)において、例えば、ドップラ多重数NDM=2の場合、ドップラシフト量DOP1を付与する位相回転量φ1=0、及び、ドップラシフト量DOP2を付与する位相回転量φ2=πとなる。同様に、式(5)において、例えば、ドップラ多重数NDM=4の場合、ドップラシフト量DOP1を付与する位相回転量φ1=0、ドップラシフト量DOP2を付与する位相回転量φ2=π/2、ドップラシフト量DOP3を付与する位相回転量φ3=π、ドップラシフト量DOP4を付与する位相回転量φ4=3π/2となる。換言すると、各ドップラシフト量DOPndmを付与する位相回転量φndmは等間隔である。
なお、ドップラシフト量DOP1、DOP2,..,DOPN_DMを付与する位相回転量の割り当ては、このような割り当て方法に限定されない。例えば、式(5)に示す位相回転量の割り当てをシフトさせてもよい。例えば、φndm＝2π(ndm)/NDMのように位相回転量を割り当ててもよい。または、位相回転量の割り当てテーブルを用いて、ドップラシフト量DOP1、DOP2,..,DOPNDMに対して位相回転量φ1、φ2,.., φN_DM（ただし、「N_DM」はNDMに相当する）をランダム的に割り当ててもよい。
また、等間隔ドップラシフト量設定において、式(4)に示す位相回転量φndmの分母が整数に設定され、Degree単位で位相回転量が整数値に設定されると、位相回転量の設定が容易になる。例えば、ΔfMinInterval=1/(Tr(NDM+Nint)LOCに設定されることにより、式(4)に示す位相回転量φndmは、次式(6)のように分母が整数値に設定される。また、式(6)の分母の値（NDM+Nint）が360の約数となるようにNintが設定されると、位相回転量が整数値に設定され、位相回転量の設定が容易となる。
Figure 2022092247000007
ここで、Nintは０以上の整数値をとる。例えば、NDM=7の場合に、Nint＝１が設定されると、φndm=2π(ndm-1)/(NDM+Nint)=π(ndm-1)/4となり、φ1、φ2,.., φN_DMはそれぞれ0°,45°,90°,135°, …, 270°といったDegree単位の整数値となり、位相回転量の設定が容易となる。
なお、式(6)においてNint=0の場合は、最大等間隔ドップラシフト量設定となる。
符号化部１０７は、ドップラシフト設定部１０６から入力されるNDM個のドップラシフト量を付与する位相回転量φ1,…,φN_DMのそれぞれに対して、１個、又は、NCM個以下の複数の直交符号系列に基づく位相回転量を設定する。また、符号化部１０７は、ドップラシフト量及び直交符号系列の双方に基づく位相回転量、すなわち、符号化したドップラ多重信号を生成する「符号化ドップラ位相回転量」を設定し、位相回転部１０８に出力する。
以下、符号化部１０７における動作の一例について説明する。
例えば、符号化部１０７は、符号長Locからなる符号数（換言すると、符号多重数）NCM個の直交符号系列を用いる。
以下では、符号長LocからなるNCM個の直交符号系列をCodencm=｛OCncm（1）, OCncm（2）,…, OCncm（Loc） ｝と表記する。OCncm（noc）は第ncm番目の直交符号系列Codencmにおけるnoc番目の符号要素を表す。ここで、nocは符号要素のインデックスであり、noc=1,…,Locである。
符号化部１０７において用いる直交符号系列は、例えば、互いに直交する（無相関となる）符号である。例えば、直交符号系列は、Walsh-Hadamard-符号でもよい。この場合、符号数NCM個の直交符号系列を生成する符号長LOCは、次式(7)で表される。
Figure 2022092247000008
ここで、ceil[x]は実数ｘ以上の最小の整数を出力する演算子（天井関数）である。
例えば、NCM=2の場合、Walsh-Hadamard-符号の符号長Loc=2であり、直交符号系列は、Code1=｛1，1｝、Code2＝｛1，-1｝となる。なお、直交符号系列を構成する符号要素が１の場合、1=exp(j0)より、その位相は0である。また、直交符号系列を構成する符号要素が-1の場合、-1=exp(jπ)より、その位相はπである。
また、例えば、NCM=4の場合、符号長Loc=4であり、直交符号系列は、Code1=｛1，1, 1, 1｝、Code2=｛1，-1, 1, -1｝, Code3=｛1，1, -1, -1｝、及び、Code4=｛1，-1, -1, 1｝となる。
なお、直交符号系列を構成する符号要素には、実数に限らず、複素数値が含まれてもよい。例えば、次式(8)のような直交符号系列Codencmが用いられてもよい。ここで、ncm=1,…, NCMである。この場合、符号数NCM個の直交符号系列を生成する符号長はLoc=NCMとなる。
Figure 2022092247000009
例えば、NCM=3の場合、符号長Loc=3（=NCM）であり、符号化部１０７は、Code1=｛1，1，1｝、Code2=｛1, exp(j2π/3) ，exp(j4π/3)｝, Code3=｛1, exp(-j2π/3) ，exp(-j4π/3)｝となる直交符号系列を生成する。
また、例えば、NCM=4の場合、符号長Loc=4（=NCM）であり、符号化部１０７は、Code1=｛1，1，1, 1｝、Code2=｛1, j，-1 ，-j｝, Code3=｛1,-1,1,-1｝, Code4=｛1, -j，-1 ， j｝となる直交符号系列を生成する。ここで、ｊは虚数単位である。
符号化部１０７において、ドップラシフト設定部１０６から入力されるndm番目のドップラシフト量DOPndmを用いたドップラ多重信号を符号化する際の符号多重数（以下、符号化ドップラ多重数と呼ぶ）を「NDOP_CODE(ndm)」と表記する。ここで、ndm=1,…, NDMである。
符号化部１０７は、例えば、ドップラ多重信号を符号化する際の符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(1), NDOP_CODE(2),…, 及びNDOP_CODE(NDM)の総和が、多重送信に用いる送信アンテナ１０９の数Nｔと等しくなるように符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(ndm)を設定する。換言すると、符号化部１０７は、次式(9)を満たすように、符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(ndm)を設定する。これにより、レーダ装置１０は、Nt個の送信アンテナ１０９を用いてドップラ領域及び符号領域における多重送信（以下、符号化ドップラ多重送信と呼ぶ）が可能となる。
Figure 2022092247000010
さらに、符号化部１０７は、例えば、最大等間隔ドップラシフト量設定を含む等間隔ドップラシフト量設定を用いて、符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(1), NDOP_CODE(2),…, NDOP_CODE(NDM)に関して、１以上NCM個以下の範囲の異なる符号化ドップラ多重数を含むように設定してもよい。例えば、符号化部１０７は、符号化ドップラ多重数の全てにおいて符号数NCM個とせずに、少なくとも１つのドップラシフト量DOPndmに対応する符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(ndm)をNCM個より小さく設定する。よって、ドップラシフト量DOPndmと直交符号系列との複数の組み合わせにおいて、少なくとも１つのドップラシフト量DOPndmに対応付けられる直交符号系列による多重数（符号化ドップラ多重数）NDOP_CODE(ndm)は、他のドップラシフト量に対応付けられる符号化ドップラ多重数と異なってよい。換言すると、符号化部１０７は、ドップラ多重信号に対する符号化ドップラ多重数を不均一に設定する。この設定により、レーダ装置１０は、例えば、後述する受信処理における折り返し判定処理によって、±1/2Trのドップラ範囲に亘って、複数の送信アンテナ１０９から符号化ドップラ多重送信された信号を個別に分離して受信できる。
または、符号化部１０７は、例えば、最大等間隔ドップラシフト量設定よりも狭い間隔の等間隔ドップラシフト量設定を用いて、符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(1), NDOP_CODE(2),…, NDOP_CODE(NDM)に関して、１以上NCM個以下の範囲において全て同数の符号化ドップラ多重数を含むように設定してもよい。例えば、符号化部１０７は、符号化ドップラ多重数の全てにおいて符号数NCM個を設定してよい。よって、ドップラシフト量DOPndmと直交符号系列との複数の組み合わせにおいて、ドップラシフト量DOPndmそれぞれに対応付けられる直交符号系列による多重数（符号化ドップラ多重数）NDOP_CODE(ndm)は同一でよい。換言すると、符号化部１０７は、ドップラ多重信号に対する符号化ドップラ多重数を均一に設定する。この設定により、レーダ装置１０は、例えば、後述する受信処理における折り返し判定処理よって、±1/（2×Loc×Tr）のドップラ範囲に亘って、複数の送信アンテナ１０９から符号化ドップラ多重送信された信号を個別に分離して受信できる。
または、符号化部１０７は、例えば、最大等間隔ドップラシフト量設定を用いて、符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(1), NDOP_CODE(2),…, NDOP_CODE(NDM)に関して、１以上NCM個以下の範囲において全て同数の符号化ドップラ多重数を含むように設定してもよい。例えば、符号化部１０７は、符号化ドップラ多重数の全てにおいて符号数NCM個を設定してよい。換言すると、符号化部１０７は、ドップラ多重信号に対する符号化ドップラ多重数を均一に設定する。この設定の場合、例えば、後述する受信処理における折り返し判定処理が適用されない。また、レーダ装置１０は、例えば、±1/（2Loc×NDM×Tr）のドップラ範囲に亘って、複数の送信アンテナ１０９から符号化ドップラ多重送信された信号を個別に分離して受信できる。
符号化部１０７は、第m番目の送信周期Trにおいて、第ndm番目のドップラシフト量DOPndmを付与する位相回転量φndmに対して、次式(10)に示す符号化ドップラ位相回転量ψndop_code(ndm), ndm(m)を設定して、位相回転部１０８に出力する。
Figure 2022092247000011
ここで、下付き添え字の「ndop_code(ndm)」は、ドップラシフト量DOPndmを付与する位相回転量φndmに対する符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(ndm)以下のインデックスを表す。例えば、ndop_code(ndm)=1,…, NDOP_CODE(ndm)である。また、angle[x]は実数ｘのラジアン位相を出力する演算子であり、例えば、angle[1]=0、angle[-1]=π、angle[j]=π/2、angle[-j]=-π/2である。また、floor[x]は実数ｘを超えない最大の整数を出力する演算子である。ｊは虚数単位である。
例えば、式(10)に示すように、符号化ドップラ位相回転量ψndop_code(ndm), ndm(m)は、符号化に用いる符号長Loc回の送信周期の期間においてドップラシフト量DOPndmを付与する位相回転量を一定（例えば、式(9)の第１項）にし、符号化で用いる符号Code ndop_code(ndm)のLoc個の各符号要素OCndop_code(ndm)(1),…,OCndop_code(ndm)(Loc)の各々に対応する位相回転量を付与する（式(9)の第２項目）。
また、符号化部１０７は、送信周期（Tr）毎に、直交符号要素インデックスOC_INDEXをレーダ受信部２００（後述する出力切替部２０９）に出力する。OC_INDEXは、直交符号系列Codendop_code(ndm)の要素を指示する直交符号要素インデックスであり、送信周期（Tr）毎に、次式(11)のように、1からLocの範囲で巡回的に可変する。
Figure 2022092247000012
ここで、mod(x, y)はモジュロ演算子であり、ｘをｙで割った後の余りを出力する関数である。また、m=1, …,Ncである。Ncはレーダ測位に用いる送信周期数(以下では、「レーダ送信信号送信回数」と呼ぶ)である。また、レーダ送信信号送信回数Ncは、Locの整数倍（Ncode倍）となるように設定される。例えば、Nc=Loc×Ncodeである。
次に、符号化部１０７において、ドップラ多重信号に対する符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(ndm)を不均一に設定する方法の一例について説明する。
例えば、符号化部１０７は、下記の条件を満たす直交符号系列数（換言すると、符号多重数又は符号数）NCMを設定する。例えば、直交符号系列数NCM及びドップラ多重数NDMは、多重送信に用いる送信アンテナ１０９の数Ntに対して、以下の関係を満たす。
（直交符号系列数NCM）×（ドップラ多重数NDM）＞多重送信に用いる送信アンテナ数Nt
例えば、上記条件を満たす直交符号系列数NCM及びドップラ多重数NDMのうち、積（NCM×NDM）の値がより小さい組み合わせを用いることが、特性的にも、回路構成の複雑度的にもより好適である。ただし、上記条件を満たす直交符号系列数NCM及びドップラ多重数NDMのうち、積（NCM×NDM）の値がより小さい組み合わせに限定されず、他の組み合わせも適用が可能である。
例えば、Nt=3の場合、NDM=2及びNCM=2の組み合わせが好適である。
この場合、ドップラシフト量DOP１、DOP２及び直交符号Code１、Code２の割り当ては、例えば、図３に示すように、NDOP_CODE(1), NDOP_CODE(2)の設定に応じて決定される。なお、図３において、「〇」は使用されるドップラシフト量と直交符号を表し、「×」は使用されないドップラシフト量と直交符号を表す（以下の説明においても同様である）。
例えば、図３の（ａ）は、NDOP_CODE(1)=2、NDOP_CODE(2)=1の例を示し、図３の（ｂ）は、NDOP_CODE(1)=1、NDOP_CODE(2)=2の例を示す。
なお、図３では、符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(ndm)=1に対応するドップラシフト量（例えば、図３の（ａ）ではDOP2、図３の（ｂ）ではDOP1）においてCode１が使用されるが、これに限定されない。例えば、NDOP_CODE(1)＜NCM、又は、NDOP_CODE(2)＜NCMの場合、図４に示すように、NDOP_CODE(ndm)=1に対応するドップラシフト量（例えば、図４の（ａ）ではDOP2、図４の（ｂ）ではDOP1）において、Code1の代わりにCode2が使用されてもよい。
また、例えば、Nt=4又は5の場合、NDM=3とNCM=2の組み合わせ、又は、NDM=2とNCM=3の組み合わせが好適である。
図５は、一例として、Nt=4、NDM=3、NCM=2の場合を示す。例えば、ドップラシフト量DOP1、DOP2、DOP3、及び、直交符号Code1及びCode2の割り当ては、図５に示すように、NDOP_CODE(1)、NDOP_CODE(2)及びNDOP_CODE(3)の設定に応じて決定される。
例えば、図５の（ａ）は、NDOP_CODE(1)=2、NDOP_CODE(2)=1、NDOP_CODE(3)=1の例を示し、図５の（ｂ）は、NDOP_CODE(1)=1、NDOP_CODE(2)=2、NDOP_CODE(3)=1の例を示し、図５の（ｃ）は、NDOP_CODE(1)=1、NDOP_CODE(2)=1、NDOP_CODE(3)=2の例を示す。
なお、図５では、符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(ndm)=1に対応するドップラシフト量においてCode１が使用されるが、これに限定されない。例えば、符号化ドップラ多重数がNCMより小さい設定の場合、図６の（ａ）に示すように、Code1の代わりにCode2が使用されてもよく、図６の（ｂ）又は（ｃ）に示すように、Code１及びCode２を混在させてもよい。
図７は、他の例として、Nt=4、NDM=2、NCM=3の場合を示す。例えば、ドップラシフト量DOP1、DOP2、及び、直交符号Code1、Code2、Code3の割り当ては、図７に示すように、NDOP_CODE(1)、NDOP_CODE(2)の設定に応じて決定される。
例えば、図７の（ａ）は、NDOP_CODE(1)=3、NDOP_CODE(2)=1の例を示し、図７の（ｂ）は、NDOP_CODE(1)=1、NDOP_CODE(2)=3の例を示す。
なお、図７では、符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(ndm)=1に対応するドップラシフト量においてCode１が使用されるが、これに限定されない。例えば、NDOP_CODE(1)＜NCM又はNDOP_CODE(2)＜NCMの場合、図８の（ａ）に示すように、Code1の代わりにCode2が使用されてもよく、図８の（ｂ）に示すように、Code1の代わりにCode3が使用されもよい。
図７に示すようにNDOP_CODE(1)=3とNDOP_CODE(2)=1、又は、NDOP_CODE(1)=1とNDOP_CODE(2)=3のように、各ドップラシフト量DOP1及びDOP2において符号化ドップラ多重数NDOP_CODEが不均一に設定される。このような設定の場合、ドップラ周波数範囲は、例えば、１アンテナ送信時における最大ドップラ速度と同等とすることができる（詳細は後述する）。
また、例えば、Nt=6又は7の場合、NDM=4とNCM=2の組み合わせ、又は、NDM=2とNCM=4の組み合わせが好適である。
図９は、一例として、Nt=6、NDM=4、NCM=2の場合を示す。例えば、ドップラシフト量DOP1、DOP2、DOP3、DOP4、及び、直交符号Code1及びCode2の割り当ては、図９に示すように、NDOP_CODE(1)、NDOP_CODE(2)、NDOP_CODE(3)及びNDOP_CODE(4)の設定に応じて決定される。
例えば、図９の（ａ）は、NDOP_CODE(1)=NDOP_CODE(2)=2、NDOP_CODE(3)=NDOP_CODE(4)=1の例を示し、図９の（ｂ）は、NDOP_CODE(1)=NDOP_CODE(3)=2、NDOP_CODE(2)=NDOP_CODE(4)=1の例を示す。
なお、図９では、符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(ndm)=1に対応するドップラシフト量においてCode１が使用されるが、これに限定されない。例えば、符号化ドップラ多重数がNCMより小さい設定の場合、図１０の（ａ）に示すように、Code1の代わりにCode2が使用されてもよく、図１０の（ｂ）に示すように、Code1及びCode2を混在させてもよい。
また、例えば、図９に示すように、Nt=6、NDM=4、NCM=2の場合、全ての符号を用いないドップラシフト量は２つある。また、例えば、NDM=4のうち、全ての符号を用いないドップラシフト量の組み合わせについて、４つのドップラシフト量から２つのドップラシフト量を選択する組み合わせは６通り(=4C2)あり、それぞれの組み合わせにおいて、使用する符号の組み合わせは４通り（=NCM×NCM）ある。このため、Nt=6、NDM=4、NCM=2の場合、ドップラシフト量DOP及び直交符号Codeの割り当ての組み合わせは、全２４通りとなる。
以下、同様に、例えば、Nt=8の場合、NDM=3とNCM=3の組み合わせ、又は、NDM=5とNCM=2の組み合わせが好適である。また、例えば、Nt=9の場合、NDM=5とNCM=2の組み合わせが好適である。また、例えば、Nt=10の場合、NDM=6とNCM=2、又は、NDM=4とNCM=3の組み合わせが好適である。また、例えば、Nt=1２の場合、NDM=5とNCM=3、又は、NDM=4とNCM=4の組み合わせが好適である。なお、送信アンテナ１０９の数Ntは、上記例に限定されず、Nt=11以上についても本開示の一実施例を適用できる。
次に、符号化部１０７において、ドップラ多重信号に対する符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(ndm)を均一に設定する方法の一例について説明する。
なお、符号化部１０７において、ドップラ多重信号に対する符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(ndm)を均一に設定する方法は、以下の条件を満たす直交符号系列数NCM及びドップラ多重数NDMのうち、積（NCM×NDM）の値がより小さい組み合わせを用いることが、特性的にも、回路構成の複雑度的にもより好適である。ただし、積（NCM×NDM）の値がより小さい組み合わせに限定されず、他の組み合わせも適用が可能である。
例えば、符号化部１０７は、下記の条件を満たす直交符号系列数（換言すると、符号多重数又は符号数）NCMを設定する。例えば、直交符号系列数NCM及びドップラ多重数NDMは、多重送信に用いる送信アンテナ１０９の数Ntに対して、以下の関係を満たす。
（直交符号系列数NCM）×（ドップラ多重数NDM）＝多重送信に用いる送信アンテナ数Nt
例えば、Nt=4の場合、NDM=2及びNCM=2の組み合わせが好適である。また、例えば、Nt=6の場合、NDM=2及びNCM=3、又は、NDM=3及びNCM=2の組み合わせが好適である。また、例えば、Nt=8の場合、NDM=4及びNCM=2、又は、NDM=2及びNCM=4の組み合わせが好適である。また、例えば、Nt=9の場合、NDM=3及びNCM=3の組み合わせが好適である。また、例えば、Nt=10の場合、NDM=2及びNCM=5、又は、NDM=5及びNCM=2の組み合わせが好適である。また、例えば、Nt=12の場合、NDM=2及びNCM=6、NDM=6及びNCM=2、NDM=3及びNCM=4、又は、NDM=4及びNCM=3の組み合わせが好適である。
なお、送信アンテナ１０９の数Ntは、上記例に限定されず、本開示の一実施例を適用できる。この場合、直交符号系列数NCM＞1、ドップラ多重数NDM＞1となる整数の組み合わせ、かつ、（直交符号系列数NCM）×（ドップラ多重数NDM）＝多重送信に用いる送信アンテナ数Ntを満たすために、多重送信に用いる送信アンテナ数Ntは４以上、かつ、上記条件を満たすNtに設定されてよい。
また、符号化部１０７において、ドップラ多重信号に対する符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(ndm)を均一に設定する方法の一例は、上記に限らず、上記の組み合わせでNCMをより多く設定してもよい。
例えば、Nt=4の場合、NDM=2及びNCM≧2を満たす組み合わせがある。
また、例えば、Nt=6の場合、NDM=2及びNCM≧3の組み合わせ、あるいは、NDM=3及びNCM≧2の組み合わせがある。
また、例えば、Nt=8の場合、NDM=4及びNCM≧2の組み合わせ、あるいは、NDM=2及びNCM≧4の組み合わせがある。
また、例えば、Nt=9の場合、NDM=3及びNCM≧3の組み合わせがある。
また、例えば、Nt=10の場合、NDM=2及びNCM≧5の組み合わせ、あるいは、NDM=5及びNCM≧2の組み合わせがある。
また、例えば、Nt=12の場合、NDM=2及びNCM≧6の組み合わせ、NDM=6及びNCM≧2の組み合わせ、NDM=3及びNCM≧4の組み合わせ、あるいは、NDM=4及びNCM≧3の組み合わせがある。
例えば、Nt=4、NDM＝2、NCM＝3の場合に、図１１に示すようにNDOP_CODE(1)=2、NDOP_CODE(2)=2に設定されると、各ドップラシフト量DOP1及びDOP2において符号化ドップラ多重数NDOP_CODEが均一となる。このような設定の場合、例えば、図１１の（ａ）に示すように各ドップラシフト量DOP1、DOP２に対して同一の符号（例えば、Code1及びCode2）を割り当てる場合、又は、図１１の（ｂ）に示すように各ドップラシフト量DOP1、DOP２に対して異なる符号を割り当てる場合が想定される。
次に、符号化ドップラ位相回転量ψndop_code(ndm), ndm(m)の設定例について説明する。
例えば、符号化部１０７において、多重送信に用いる送信アンテナ数Nt=3、ドップラ多重数NDM=2、符号多重数NCM=2とし、符号長Loc=2の直交符号系列Code1=｛1，1｝、Code2=｛1，-1｝を用いる場合について説明する。この場合、例えば、符号化ドップラ多重数をNDOP_CODE(1)=1、NDOP_CODE(2)=2とすると、符号化部１０７は、次式(12)～(14)のような符号化ドップラ位相回転量ψ1, 1(m), ψ1, 2(m), ψ2, 2(m)を設定して、位相回転部１０８に出力する。
Figure 2022092247000013
Figure 2022092247000014
Figure 2022092247000015
ここで、一例として、ドップラシフト量DOPndmを付与する位相回転量を式(5)のφndm=2π(ndm-1)/NDMとし、ドップラシフト量DOP1を付与する位相回転量φ1=0、及び、ドップラシフト量DOP2を付与する位相回転量φ2=πを用いる場合、符号化部１０７は、次式(15)～(17)のような符号化ドップラ位相回転量ψ1, 1(m), ψ1, 2(m), ψ2, 2(m)を設定して、位相回転部１０８に出力する。ここで、m=1, …, Ncである。なお、ここでは、2πによるモジュロ演算を行い、0以上2π未満のラジアンの範囲で記載している（以降の説明についても同様である）。
Figure 2022092247000016
Figure 2022092247000017
Figure 2022092247000018
式(15)～(17)に示すように、位相回転量が、2πを等分割したφndm=2π(ndm-1)/NDMに設定される場合、符号化ドップラ位相回転量ψ1, 1(m), ψ1, 2(m), ψ2, 2(m)は、NDM×NCM=2×2=4の送信周期で変化する。
または、他の例として、ドップラシフト量DOPndmを付与する位相回転量をφndm=2π(ndm)/NDMとし、ドップラシフト量DOP1を付与する位相回転量φ１=π、及び、ドップラシフト量DOP2を付与する位相回転量φ2=0としてもよい。この場合、符号化部１０７は、次式(18)～(20)のような符号化ドップラ位相回転量ψ1, 1(m), ψ1, 2(m), ψ2, 2(m)を設定して、位相回転部１０８に出力する。ここで、m=1, …, Ncである。
Figure 2022092247000019
Figure 2022092247000020
Figure 2022092247000021
また、式(15)～(17)又は式(18)～(20)に示すように、位相回転量（例えば、ドップラシフト量を付与する位相回転量）に用いる位相数（例えば、0及びπの２つ）は、多重送信に用いる送信アンテナ１０９の数Nt=3よりも少ない。換言すると、式(15)～(17)又は式(18)～(20)に示すように、ドップラシフト量を付与する位相回転量に用いる位相数（例えば、0及びπの２つ）は、多重送信に用いるドップラシフト量の数（換言すると、ドップラ多重数）NDM=2に等しい。
また、例えば、符号化部１０７において、多重送信に用いる送信アンテナ数Nt=6、ドップラ多重数NDM=4、符号多重数NCM=2とし、符号長Loc=2の直交符号系列Code1=｛1，1｝、Code2=｛1，-1｝を用いる場合について説明する。この場合、例えば、符号化ドップラ多重数をNDOP_CODE(1)=1、NDOP_CODE(2)=1、NDOP_CODE(3)=2、NDOP_CODE(4)=2とすると、符号化部１０７は、次式(21)～(26)のような符号化ドップラ位相回転量ψ1, 1(m), ψ1, 2(m), ψ1, 3(m) , ψ2, 3(m) , ψ1, 4(m) , ψ2, 4(m)を設定して、位相回転部１０８に出力する。ここで、m=1, …, Ncである。
Figure 2022092247000022
Figure 2022092247000023
Figure 2022092247000024
Figure 2022092247000025
Figure 2022092247000026
Figure 2022092247000027
ここで、一例として、ドップラシフト量DOPndmを付与する位相回転量をφndm=2π(ndm-1) /NDMとし、ドップラシフト量DOP1を付与する位相回転量φ1=0、ドップラシフト量DOP2を付与する位相回転量φ2=π/2、ドップラシフト量DOP3を付与する位相回転量φ3=π、ドップラシフト量DOP4を付与する位相回転量φ4=3π/2を用いる場合、符号化部１０７は、次式(27)～(32)のような符号化ドップラ位相回転量ψ1, 1(m), ψ1, 2(m), ψ1, 3(m) , ψ2, 3(m) , ψ1, 4(m) , ψ2, 4(m)を設定して、位相回転部１０８に出力する。ここで、m=1, …, Ncである。
Figure 2022092247000028
Figure 2022092247000029
Figure 2022092247000030
Figure 2022092247000031
Figure 2022092247000032
Figure 2022092247000033
式(27)～式(32)に示すように、位相回転量が、2πを等分割したφndm=2π(ndm-1)/NDMに設定される場合、符号化ドップラ位相回転量ψ1, 1(m), ψ1, 2(m), ψ1, 3(m) , ψ2, 3(m) , ψ1, 4(m) , ψ2, 4(m)は、NDM×NCM=4×2=8の送信周期で変化する。
また、式(27)～(32)に示すように、位相回転量（例えば、ドップラシフト量を付与する位相回転量）に用いる位相数（例えば、0、π/2、π、及び、3π/2の４つ）は、多重送信に用いる送信アンテナ１０９の数Nt=6よりも少ない。換言すると、式(27)～(32)に示すように、ドップラシフト量を付与する位相回転量に用いる位相数（例えば、0、π/2、π、及び、3π/2の４つ）は、多重送信に用いるドップラシフト量の数（換言すると、ドップラ多重数）NDM=4に等しい。
なお、ここでは、一例として、送信アンテナ１０９の数Nt=3、ドップラ多重数NDM=2の場合、及び、送信アンテナ１０９の数Nt=6、ドップラ多重数NDM=4の場合における位相回転量の設定についてそれぞれ説明したが、送信アンテナ１０９の数Nt及びドップラ多重数NDMは、これらの値に限定されない。例えば、送信アンテナ１０９の数Ntが何れの値でも、位相回転量に用いる位相数は、多重送信に用いる送信アンテナ１０９の数Ntよりも少なく設定されてよい。また、ドップラシフト量を付与する位相回転量に用いる位相数は、多重送信に用いるドップラシフト量の数NDMに等しくしてよい。
また、上記の例では、最大等間隔ドップラシフト量設定で示した位相回転量の設定を用いて説明したが、位相回転量の設定は、これに限定されず、例えば、等間隔ドップラシフト量設定で示した位相回転量の設定、例えば、式(6)を用いてもよい。
以上、位相回転量設定部１０５における位相回転量の設定方法について説明した。
図１において、位相回転部１０８は、位相回転量設定部１０５において設定された符号化ドップラ位相回転量ψndop_code(ndm), ndm(m)に基づいて、レーダ送信信号生成部１０１から入力されるチャープ信号に対して、送信周期Tr毎に位相回転量を付与する。ここで、ndm=1,…, NDMであり、ndop_code(ndm)=1,…, NDOP_CODE(ndm)である。
符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(1), NDOP_CODE(2),…,NDOP_CODE(NDM)の総和は、送信アンテナ１０９の数Nｔに等しく設定され、Nt個の符号化ドップラ位相回転量はNt個の位相回転部１０８にそれぞれ入力される。
Nt個の位相回転部１０８は、送信周期Tr毎に、レーダ送信信号生成部１０１から入力されるチャープ信号に対して、入力された符号化ドップラ位相回転量ψndop_code(ndm), ndm(m)をそれぞれ付与する。Nt個の位相回転部１０８からの出力（例えば、符号化ドップラ多重信号と呼ぶ）は、規定された送信電力に増幅後に、送信アレーアンテナ部のNt個の送信アンテナ１０９から空間に放射される。
なお、以下では、符号化ドップラ位相回転量ψndop_code(ndm), ndm(m)を付与する位相回転部１０８を、「位相回転部PROT#[ndop_code(ndm), ndm]」と表記する。同様に、位相回転部PROT#[ndop_code(ndm), ndm]の出力を空間に放射する送信アンテナ１０９を、「送信アンテナTx#[ndop_code(ndm), ndm]」と表記する。ここで、ndm=1,…, NDMであり、ndop_code(ndm)=1,…, NDOP_CODE(ndm)である。
例えば、多重送信に用いる送信アンテナ数Nt=3の場合に、ドップラ多重数NDM=2、符号多重数NCM=2とし、符号長Loc=2の直交符号系列Code１=｛1，1｝、Code2=｛1，-1｝とし、符号化ドップラ多重数をNDOP_CODE(1)=1, NDOP_CODE(2)=2とする場合について説明する。この場合、符号化部１０７から位相回転部１０８に対して、符号化ドップラ位相回転量ψ1, 1(m), ψ1, 2(m), ψ2, 2(m)が送信周期毎に入力される。
例えば、位相回転部PROT#[1, 1]は、レーダ送信信号生成部１０１で送信周期毎に生成されたチャープ信号に対して、送信周期毎に次式(33)のように位相回転量ψ1, 1(m)を付与する。また、位相回転部PROT#[1, 1]の出力は、送信アンテナTx#[1, 1]から出力される。ここでcp(t)は送信周期毎のチャープ信号を表す。
Figure 2022092247000034
同様に、位相回転部PROT#[1, 2]は、レーダ送信信号生成部１０１で送信周期毎に生成されたチャープ信号に対して、送信周期毎に次式(34)のように位相回転量ψ1, 2(m)を付与する。また、位相回転部PROT#[1, 2]の出力は、送信アンテナTx#[1, 2]から出力される。
Figure 2022092247000035
同様に、位相回転部PROT#[2, 2]は、レーダ送信信号生成部１０１で送信周期毎に生成されたチャープ信号に対して、送信周期毎に次式(35)のように位相回転量ψ2, 2(m)を付与する。また、位相回転部PROT#[2, 2]の出力は、送信アンテナTx#[2, 2]から出力される。
Figure 2022092247000036
以上、符号化ドップラ位相回転量ψndop_code(ndm), ndm(m)の設定例について説明した。
また、本実施の形態では、例えば、送信アンテナ１０９の配置と、符号化ドップラ位相回転量の割り当てとを、以下のように関連付ける。この関連付けにより、レーダ装置１０は、レーダ処理において、多重送信する送信アンテナ１０９数を超える数の送信アンテナを利用できる。
例えば、少なくとも一組の隣接する送信アンテナ１０９は、同一のドップラ多重（例えば、ドップラシフト量）を用いたレーダ送信信号を送信する。例えば、隣接するNDOP_CODE(ndm_BF)個の送信アンテナ１０９には、位相回転部PROT#[1, ndm_BF]、位相回転部PROT#[2, ndm_BF]、…、位相回転部PROT#[NDOP_CODE(ndm_BF), ndm_BF]が割り当てられた送信アンテナTx#[1, ndm_BF]、送信アンテナTx#[2, ndm_BF]、…、送信アンテナTx#[NDOP_CODE(ndm_BF), ndm_BF]が含まれる。ここで、ndm_BFは、1,…, NDMの何れかの値であり、１＜NDOP_CODE(ndm_BF)≦NCMである。換言すると、ドップラシフト量DOPndmと直交符号系列との複数の組み合わせのうち、複数の送信アンテナ１０９において隣り合う送信アンテナ１０９のそれぞれに対応付けられる組み合わせでは、ドップラシフト量が同一（例えば、ndm=ndm_BF）である。
例えば、上述した符号化ドップラ位相回転量の割り当てと、送信アンテナ１０９の配置との関連付けを満たす組み合わせが１組以上含まれてもよい。
一例として、多重送信に用いる送信アンテナ数Nt=3の場合に、ドップラ多重数NDM=2、符号多重数NCM=2とし、符号長Loc=2の直交符号系列Code１=｛1，1｝、Code2=｛1，-1｝とし、符号化ドップラ多重数をNDOP_CODE(1)=2, NDOP_CODE(2)=1とする場合について説明する。なお、ビーム送信アンテナ数NBF=１とし、ビーム送信アンテナに用いるドップラ多重信号のインデックスとしてndm_BF=１を用いる。
図１２では、例えば、水平方向に隣接したNt=３個の送信アンテナ１０９は、左側のアンテナから、送信アンテナTx#[1, 1]、送信アンテナTx#[2, 1]、送信アンテナTx#[1, 2]である。図１２では、左側から２（＝NDOP_CODE(1)）個の隣り合う送信アンテナTx#[1, 1]及びTx#[2, 1]は、同一のドップラ多重（ドップラシフト量=DOP1）を用いてレーダ送信信号を送信する。
また、他の例として、多重送信に用いる送信アンテナ数Nt=4の場合に、ドップラ多重数NDM=2、符号多重数NCM=2とし、符号長Loc=2の直交符号系列Code１=｛1，1｝、Code2=｛1，-1｝とし、符号化ドップラ多重数をNDOP_CODE(1)=2, NDOP_CODE(2)=2とする場合について説明する。なお、ビーム送信アンテナ数NBF=２とし、ビーム送信アンテナに用いるドップラ多重信号のインデックスとしてndm_BF1=１、及びndm_BF2=２を用いる。
図１３では、例えば、水平方向に隣接したNt=４個の送信アンテナ１０９は、左側のアンテナから、送信アンテナTx#[1, 1]、送信アンテナTx#[2, 1]、送信アンテナTx#[1, 2]、送信アンテナTx#[2, 2]である。図１３では、左側から２（＝NDOP_CODE(1)）個の隣り合う送信アンテナTx#[1, 1]及びTx#[2, 1]は、同一のドップラ多重（ドップラシフト量=DOP1）を用いてレーダ送信信号を送信する。また、右側から２（＝NDOP_CODE(2)）個の隣り合う送信アンテナTx#[1, 2]及びTx#[2, 2]は、同一のドップラ多重（ドップラシフト量=DOP2）を用いてレーダ送信信号を送信する。
これらのように、少なくとも一組の隣り合う送信アンテナ１０９は、同一のドップラ多重を用いてレーダ送信信号を送信する。換言すると、少なくとも一組の隣接する送信アンテナ１０９は、同一のドップラ多重を用いて符号多重送信する。
ここで、同一のドップラ多重を用いて符号多重送信されたレーダ送信信号に対応する送信周期毎の受信信号は、複数の送信アンテナ１０９による直交ビーム送信に対応する受信信号とみなすことができる。例えば、上述した少なくとも一組の隣り合う送信アンテナ１０９の送信は、当該隣り合う送信アンテナ１０９によって構成されるサブアレーによる直交ビーム送信と等価となる。上述した少なくとも一組の隣り合う送信アンテナ１０９からレーダ送信信号を、例えば、等電力で送信する場合、当該送信を、隣り合う送信アンテナ１０９の中点位置をサブアレーの位相中心とした新たな送信アンテナ（以下、「ビーム送信アンテナ」と呼ぶ）による送信として扱うことができる（詳細は受信処理において後述する）。なお、ビーム送信アンテナを構成する送信アンテナ１０９から、レーダ送信信号を等電力で送信しない場合は、ビーム送信アンテナを構成する各送信アンテナ１０９の送信電力の比に応じた位置（各送信アンテナからの送信電力の重心位置）をサブアレーの位相中心としたビーム送信アンテナによる送信として扱うことができる。
以上のような送信方法によって、レーダ装置１０は、多重送信する送信アンテナ数Ntを超える送信アンテナを利用可能となる。
なお、図１２及び図１３では、水平方向に配置された送信アンテナ１０９を例に説明したが、送信アンテナ１０９の配置方法はこれに限定されない。例えば、送信アンテナ１０９は、垂直方向に配置されてもよく、水平方向及び垂直方向の面的に配置されてもよい。また、送信アンテナ１０９を構成するアンテナは、水平方向に配置された複数のサブアレー素子、垂直方向に配置された複数のサブアレー素子、あるいは、水平及び垂直の面的に配置された複数のサブアレー素子から構成されてもよい。また、図１２及び図１３に示したアンテナは、レーダ装置１０が有する複数のアンテナのうちの一部であってよい。
このように、本実施の形態では、複数の送信アンテナ１０９に対して、ドップラシフト量DOPndm及び直交符号系列Codencmの少なくとも一方が異なる、ドップラシフト量DOPndmと直交符号系列Codencmとの組み合わせ（換言すると、割り当て）がそれぞれ対応付けられる。
また、本実施の形態では、ドップラ多重信号に対する符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(ndm)を不均一に設定する場合、ドップラシフト量DOPndmと直交符号系列Codencmとの組み合わせにおいて、各ドップラシフト量DOPndmに対応する直交符号系列Codencmの多重数（換言すると、符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(ndm)）は異なってよい。一例として、図３に示すように、Nt個の送信アンテナ１０９には、少なくとも、異なる直交符号系列によって符号多重される送信信号がそれぞれ送信される複数（例えば、２つ）の送信アンテナ１０９と、符号多重されない送信信号が送信される少なくとも１つの送信アンテナ１０９と、が含まれてよい。換言すると、レーダ送信部１００から送信されるレーダ送信信号には、少なくとも、符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(ndm)を符号数NCMに設定した符号化ドップラ多重信号と、符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(ndm)を符号数NCMより小さく設定した符号化ドップラ多重信号と、が含まれる。
また、本実施の形態では、ドップラ多重信号に対する符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(ndm)を均一に設定する場合、ドップラシフト量DOPndmと直交符号系列Codencmとの組み合わせにおいて、ドップラシフト量DOPndmそれぞれに対応する直交符号系列Codencmの多重数（換言すると、符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(ndm)）は同一でよい。
［レーダ受信部２００の構成］
図１において、レーダ受信部２００は、Na個の受信アンテナ２０２を備え、アレーアンテナを構成する。また、レーダ受信部２００は、Na個のアンテナ系統処理部２０１－１～２０１－Ｎａと、CFAR（Constant False Alarm Rate）部２１１と、符号化ドップラ多重分離部２１２と、ピーク抽出部２１３と、方向推定部２１４と、を有する。
各受信アンテナ２０２は、物標（ターゲット）に反射したレーダ送信信号である反射波信号を受信し、受信した反射波信号を、対応するアンテナ系統処理部２０１へ受信信号として出力する。
各アンテナ系統処理部２０１は、受信無線部２０３と、信号処理部２０６とを有する。
受信無線部２０３は、ミキサ部２０４と、ＬＰＦ（low pass filter）２０５と、を有する。受信無線部２０３は、ミキサ部２０４において、受信した反射波信号に対して、レーダ送信信号生成部１０１から入力される、送信信号であるチャープ信号をミキシングし、ＬＰＦ２０５を通過させる。これにより、反射波信号の遅延時間に応じた周波数となるビート信号が取り出される。例えば、図１４に示すように、送信チャープ信号（送信周波数変調波）の周波数と、受信チャープ信号（受信周波数変調波）の周波数との差分周波数がビート周波数として得られる。
各アンテナ系統処理部２０１－ｚ（ただし、z＝1～Naの何れか）の信号処理部２０６は、ＡＤ変換部２０７と、ビート周波数解析部２０８と、出力切替部２０９と、ドップラ解析部２１０と、を有する。
ＬＰＦ２０５から出力された信号（例えば、ビート信号）は、信号処理部２０６において、ＡＤ変換部２０７によって、離散的にサンプリングされた離散サンプルデータに変換される。
ビート周波数解析部２０８は、送信周期Tr毎に、規定された時間範囲（レンジゲート）において得られたNdata個の離散サンプルデータをFFT処理する。これにより、信号処理部２０６では、反射波信号（レーダ反射波）の遅延時間に応じたビート周波数にピークが現れる周波数スペクトラムが出力される。なお、FFT処理の際、ビート周波数解析部２０８は、例えば、Han窓又はHamming窓等の窓関数係数を乗算してもよい。窓関数係数を用いることにより、ビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。
ここで、第m番目のチャープパルス送信によって得られる第z番目の信号処理部２０６におけるビート周波数解析部２０８から出力されるビート周波数応答をRFTｚ（fb, m）で表す。ここで、fbはビート周波数インデックスを表し、FFTのインデックス（ビン番号）に対応する。例えば、fb＝0,…,Ndata/2-1であり、z＝1,…,Naであり、m＝1,…,NCである。ビート周波数インデックスfbが小さいほど、反射波信号の遅延時間が小さい（換言すると、物標との距離が近い）ビート周波数を示す。
また、ビート周波数インデックスfbは、次式(36)を用いて距離情報R(fb)に変換できる。そのため、以下では、ビート周波数インデックスfbを「距離インデックスfb」と呼ぶ。
Figure 2022092247000037
ここで、Bwは、チャープ信号におけるレンジゲート内での周波数変調帯域幅を表し、C0は光速度を表す。
出力切替部２０９は、位相回転量設定部１０５の符号化部１０７から入力される直交符号要素インデックスOC_INDEXに基づいて、送信周期毎のビート周波数解析部２０８の出力を、Loc個のドップラ解析部２１０のうち、OC_INDEX番目のドップラ解析部２１０に選択的に切り替えて出力する。換言すると、出力切替部２０９は、第m番目の送信周期Trにおいて、式(11)により得られるOC_INDEX番目のドップラ解析部２１０を選択する。
信号処理部２０６は、Loc個のドップラ解析部２１０－１～２１０－Locを有する。例えば、第noc番目のドップラ解析部２１０には、出力切替部２０９によってLoc回の送信周期（Loc×Tr）毎にデータが入力される。このため、第noc番目のドップラ解析部２１０は、Nc回の送信周期のうち、Ncode回の送信周期のデータ（例えば、ビート周波数解析部２０８から入力されるビート周波数応答RFTｚ（fb, m））を用いて、距離インデックスfb毎にドップラ解析を行う。ここで、nocは符号要素のインデックスであり、noc=1, …, Locである。
例えば、Ncodeが２のべき乗値である場合、ドップラ解析においてFFT処理を適用できる。この場合、FFTサイズはNcodeであり、サンプリング定理から導出される折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は±1/(2Loc×Tr)である。また、ドップラ周波数インデックスfsのドップラ周波数間隔は1/（Ncode×Loc×Tr）であり、ドップラ周波数インデックスfsの範囲はfs = -Ncode/2, …, 0, …, Ncode/2－１である。
以下では、一例として、Ncodeが２のべき乗値である場合について説明する。なお、Ncodeが２のべき乗でない場合には、例えば、ゼロ埋めしたデータを含めることで２のべき乗個のデータサイズ（FFTサイズ）としてFFT処理が可能である。また、ドップラ解析部２１０は、FFT処理の際に、Han窓又はHamming窓などの窓関数係数を乗算してもよい。窓関数を適用することでドップラ周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。
例えば、第z番目の信号処理部２０６のドップラ解析部２１０の出力VFTｚ noc（fb, fs）は、次式(37)に示される。なお、jは虚数単位であり、z=1～Naである。
Figure 2022092247000038
以上、信号処理部２０６の各構成部における処理について説明した。
図１において、CFAR部２１１は、第1～第Na番目の信号処理部２０６それぞれのLoc個のドップラ解析部２１０の出力を用いて、CFAR処理（換言すると、適応的な閾値判定）を行い、ピーク信号を与える距離インデックスfb_cfar及びドップラ周波数インデックスfs_cfarを抽出する。
CFAR部２１１は、例えば、次式(38)のように、第1～第Na番目の信号処理部２０６のドップラ解析部２１０の出力VFTz noc（fb, fs）を電力加算し、距離軸とドップラ周波数軸（相対速度に相当）とからなる２次元のCFAR処理、又は、１次元のCFAR処理を組み合わせたCFAR処理を行う。２次元のCFAR処理又は１次元のCFAR処理を組み合わせたCFAR処理については、例えば、非特許文献２に開示された処理が適用されてよい。
Figure 2022092247000039
CFAR部２１１は、適応的に閾値を設定し、閾値よりも大きい受信電力となる距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_cfar、及び、受信電力情報PowerFT(fb_cfar, fs_cfar)を符号化ドップラ多重分離部２１２に出力する。
なお、ドップラシフト量DOPndmを付与するための位相回転量φndmとして、例えば、式(5)を用いる場合、ドップラ解析部２１０の出力におけるドップラ周波数領域のドップラシフト量の間隔は等間隔となり、ドップラ周波数インデックスの間隔でドップラシフト量の間隔ΔFDを表すと、ΔFD＝Ncode／NDMとなる。そのため、ドップラ解析部２１０の出力において、ドップラ周波数領域では、ドップラシフト多重される各信号に対して、ΔFDの間隔でピークがそれぞれ検出される。なお、位相回転量φndmとして、式(5)を用いる場合、Ncode及びNDMによってはΔFDが整数とならない場合がある。そのようなの場合には、後述する式(59)を用いることにより、ΔFDを整数値とすることができる。以下ではΔFDが整数値として受信処理動作の説明を行う。
図１５の（ａ）は、NDM=2の場合に３つのターゲットの反射波が存在する距離におけるドップラ解析部２１０の出力の一例を示す。例えば、図１５の（ａ）に示すように、３つのターゲットの反射波がドップラ周波数インデックスf1、f2及びf3で観測される場合、当該反射波は、f1、f2及びf3それぞれに対して、ΔFDの間隔のドップラ周波数インデックス（例えば、f1-ΔFD、f2-ΔFD、f3-ΔFD+Ncode）においても観測される。
したがって、CFAR部２１１は、ドップラ解析部２１０の各出力に対して、ドップラシフト量の間隔ΔFDの範囲で分割し、分割した各範囲に対して、次式(39)に示すように、ドップラシフト多重した各信号ピーク位置を合わせて電力加算（例えば、「ドップラ領域圧縮」と呼ぶ）した後に、CFAR処理（例えば、「ドップラ領域圧縮CFAR処理」と呼ぶ）を行ってよい。ここで、fs_comp=-ΔFD/2,…,- ΔFD/2-1である。例えば、ΔFD＝Ncode／NDMの場合は、fs_comp =Ncode/(2NDM),…,Ncode/(2NDM)-1である。
Figure 2022092247000040
ただし、式(39)において、
Figure 2022092247000041
 の場合は、Ncodeを加えたドップラ周波数インデックスを用いる。
同様に、式(39)において、
Figure 2022092247000042
 の場合は、更に、Ncodeを減算したドップラ周波数インデックスを用いる。
これにより、CFAR処理のドップラ周波数範囲を1／NDMに圧縮でき、CFAR処理量を削減でき、かつ、回路構成の簡易化を図ることができる。また、CFAR部２１１では、NDM個のドップラシフト多重した各信号を電力加算できるため、SNR（Signal to Noise Ratio）を（NDM）1/2程度改善でき、レーダ装置１０におけるレーダ検知性能を向上できる。
図１５の（ｂ）は、図１５の（ａ）で示したドップラ解析部２１０の出力に対して、式(39)に示すドップラ領域圧縮処理を適用後の出力例を示す。図１５の（ｂ）に示すように、NDM=2の場合、CFAR部２１１は、ドップラ領域圧縮処理によって、ドップラ周波数インデックスf1の電力成分と、f1-ΔFDの電力成分とを加算して出力する。同様に、図１５の（ｂ）に示すように、CFAR部２１１は、ドップラ周波数インデックスf2の電力成分と、f2-ΔFDの電力成分とを加算して出力する。また、ドップラ周波数インデックスf3の電力成分について、f3-ΔFDが-Ncode/2よりも小さいため、CFAR部２１１は、ドップラ周波数インデックスf3の電力成分と、f3-ΔFD+Ncode（例えば、NDM=2の場合はf3+ΔFD）の電力成分とを加算して出力する。
ドップラ領域圧縮の結果、ドップラ周波数領域においてドップラ周波数インデックスfs_compの範囲は、-ΔFD/2以上,…, ΔFD/2-1以下（ΔFD＝Ncode／NDM の場合、-Ncode/(2NDM)以上,…,Ncode/(2NDM)-1以下）に削減され、CFAR処理の範囲が圧縮されるので、CFAR処理の演算量を低減できる。また、図１５において、例えば、３つのターゲットからの反射波は電力加算されるため信号成分のSNRが向上する。なお、ノイズ成分も電力合成されるため、SNRの改善効果は、例えば、（NDM）1/2程度の改善となる。
ドップラ領域圧縮CFAR処理を用いたCFAR部２１１は、例えば、適応的に閾値を設定し、閾値よりも大きい受信電力となる距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfｓ_comp_cfar、及び、NDM個のドップラ多重信号のドップラ周波数インデックス（fｓ_comp_cfar+(nfd-ceil(NDM/2)-1)×ΔFD）における受信電力情報PowerFT(fb_cfar, fｓ_comp_cfar+(nfd-ceil(NDM/2)-1)×ΔFD)、nfd=1,…,NDMを符号化ドップラ多重分離部２１２に出力する。
また、CFAR部２１１は、例えば、距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfｓ_comp_cfarをピーク抽出部２１３に出力する。
なお、ドップラシフト量DOPndmを付与するための位相回転量φndmは、式(5)に限定されない。例えば、ドップラシフト多重した各信号が、ドップラ解析部２１０から出力されるドップラ周波数領域において一定の間隔でそれぞれピークが検出される位相回転量φndmであれば、CFAR部２１１は、ドップラ領域圧縮CFAR処理を適用できる。
例えば、等間隔ドップラシフト量設定を用いて、ΔfMinInterval=1/(Tr(NDM+Nint)LOC)が設定される場合、位相回転量φndmは、式(6)に従って設定され、ドップラシフト多重された各信号が、ドップラ解析部２１０から出力されるドップラ周波数領域においてΔFD=Ncode/(NDM+Nint)の間隔でそれぞれピークとして検出される。このような場合においても、CFAR部２１１は、ドップラ領域圧縮CFAR処理を適用できる。
次に、図１に示す符号化ドップラ多重分離部２１２の動作例について説明する。なお、以下では、CFAR部２１１において、ドップラ領域圧縮CFAR処理を用いた場合の符号化ドップラ多重分離部２１２の処理の一例について説明する。
符号化ドップラ多重分離部２１２は、CFAR部２１１の出力である距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_comp_cfar、及び、NDM個のドップラ多重信号のドップラ周波数インデックス（fs_comp_cfar+(nfd-ceil(NDM/2)-1)×ΔFD）における受信電力情報PowerFT(fb_cfar, fs_comp_cfar+(nfd-ceil(NDM/2)-1)×ΔFD)、nfd=1,…,NDMに基づいて、ドップラ解析部２１０の出力を用いて、符号化ドップラ多重送信された信号を分離し、送信アンテナ１０９の判別（換言すると、判定又は識別とも呼ぶ）、及び、ドップラ周波数（換言すると、ドップラ速度又は相対速度）の判別を行う。
上述したように、位相回転量設定部１０５の符号化部１０７は、最大等間隔ドップラシフト量設定を含む等間隔ドップラシフト量設定を用いた場合、例えば、NDM個の符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(1), NDOP_CODE(2),…, NDOP_CODE(NDM)の全てをNCM個に設定せず、少なくとも１つの符号化ドップラ多重数をNCM個より小さい値に設定してよい。例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、（１）符号分離処理を行い、符号化ドップラ多重数をNCM個より小さく設定した符号化ドップラ多重信号を検出し（換言すると、多重送信に用いない未使用の符号化ドップラ多重信号を検出し）、折り返し判定を行う。その後、符号化ドップラ多重分離部２１２は、（２）折り返し判定結果に基づいて、多重送信に用いた符号化ドップラ多重信号のドップラ符号分離処理を行う。
以下、上述した符号化ドップラ多重分離部２１２における処理（１）及び（２）についてそれぞれ説明する。
＜（１）折り返し判定処理（未使用の符号化ドップラ多重信号の検出処理）＞
符号化ドップラ多重分離部２１２は、例えば、想定するターゲットのドップラ範囲を±1/(2Tr)としてドップラ折り返し判定処理を行う。
ここで、例えば、Ncodeが２のべき乗値である場合、ドップラ解析部２１０は、符号要素毎にFFT処理を適用するので、（Loc×Tr）周期で、ビート周波数解析部２０８からの出力を用いてFFT処理を行う。このため、ドップラ解析部２１０においてサンプリング定理によって折り返しが発生しないドップラ範囲は±1/(2Loc×Tr)である。このドップラ範囲±1/(2Loc×Tr)を、さらにドップラ多重数NDMを用いてドップラ多重を行う。このため、符号化ドップラ多重分離部２１２は、ドップラ多重による折り返しが発生しないドップラ範囲±1/(2Loc×NDM×Tr)に対して、Loc×NDM倍のドップラ範囲±1/(2Tr)までを想定して折り返し判定処理を行う。
ここでは、一例として、Nt=3とし、ドップラ多重数NDM=2、符号多重数NCM=2を用いる場合について説明する。ここで、ドップラシフト量DOPndmを付与するための位相回転量φndmは、一例として、最大等間隔ドップラシフト量設定に基づく式(5)のように割り当てられる。この場合、ドップラシフト量DOP1を付与する位相回転量φ1=0、及び、ドップラシフト量DOP2を付与する位相回転量φ2=πとなる。また、符号化部１０７は、符号長Loc=2のWalsh-Hadamard符号のうち、2個の直交符号Code1=｛1，1｝、Code2＝｛1，-1｝を用いる。また、図３の（ａ）に示すように、NDOP_CODE(1)=2、NDOP_CODE(2)=1を用いる。
この場合、符号化ドップラ多重分離部２１２は、符号化ドップラ多重による折り返しが発生しないドップラ範囲±1/(2Loc×NDM×Tr)=±1/(8Tr)に対し、４倍（=Loc×NDM倍）のドップラ範囲±1/(2Tr)までを想定して折り返し判定処理を行う。
ここで、CFAR部２１１において抽出される距離インデックスfｂ_cfar及びドップラ周波数インデックスfs_comp_cfarに対応するドップラ解析部２１０の出力であるドップラ成分VFTｚ noc(fｂ_cfar，fs_comp_cfar)には、例えば、±1/(2Tr)のドップラ範囲において、図１６における（ａ）及び（ｂ）に示すような折り返しを含むドップラ成分が含まれる可能性がある。
例えば、図１６における（ａ）に示すように、fs_comp_cfar＜０の場合、±1/(2Tr)のドップラ範囲において、fs_comp_cfar-Ncode/NDM、fs_comp_cfar、fs_comp_cfar+Ncode/NDM、及びfs_comp_cfar +2Ncode/NDMの4（=Loc×NDM）通りのドップラ成分の可能性がある（ΔFD=Ncode／NDMを用いて、それぞれfs_comp_cfar-ΔFD、fs_comp_cfar、fs_comp_cfar+ΔFD、及びfs_comp_cfar +2ΔFDとも表すことができる。）。
また、例えば、図１６における（ｂ）に示すように、fs_comp_cfar＞０の場合、±1/(2Tr)のドップラ範囲において、fs_comp_cfar -2Ncode/NDM、fs_comp_cfar -Ncode/NDM、fs_comp_cfar、及び、fs_comp_cfar +Ncode/NDM、の4（=Loc×NDM）通りのドップラ成分の可能性がある（ΔFD＝Ncode／NDM を用いて、それぞれfs_comp_cfar-2ΔFD、fs_comp_cfar-ΔFD、fs_comp_cfar、及びfs_comp_cfar +ΔFDとも表すことができる。）。fs_comp_cfarに対し、これらの可能性のあるドップラ成分（4（=Loc×NDM）通り）をfs_comp_cfarに対する「ドップラ成分候補」と呼ぶ。以下では、このような4（=Loc×NDM）通りのドップラ成分候補が存在する各ドップラ領域に対し、図１６に示すようなドップラ折り返し範囲を示すインデックス「Dr」を用いて表記する。Drはドップラ折り返し範囲を示すインデックスであり、例えば、Dr∈{-ceil(Loc×NDM/2),…, ceil(Loc×NDM/2)-1}の範囲の整数値を用いる。図１６において、Dr=-2,…,1である。なお、Dr=0の領域はドップラ折り返しがない領域であり、Dr≠0の領域はドップラ折り返しが発生する領域であることを示す。また、Drの絶対値が大きいほどDr=0で示すドップラ領域から離れたドップラ領域であることを示す。
符号化ドップラ多重分離部２１２は、図１６に示すような±1/(2Tr)のドップラ範囲において、折り返しを含む4（=Loc×NDM）通りのドップラ成分に対応した位相変化を補正して、符号化ドップラ多重数をNCM個より小さく設定した符号化ドップラ多重信号（換言すると未使用の符号化ドップラ多重信号）の符号化ドップラ多重分離処理を行う。
そして、符号化ドップラ多重分離部２１２は、未使用の符号化ドップラ多重信号を符号化ドップラ多重分離処理して得られた成分の受信電力に基づいて、各ドップラ成分候補について真のドップラ成分か否かを判定する。
例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、fs_comp_cfarに対するドップラ成分候補のうち、未使用の符号化ドップラ多重信号に基づいて符号化ドップラ多重分離処理して得られた成分の受信電力が最小のドップラ成分を検出し、検出したドップラ成分を真のドップラ成分と判定してよい。換言すると、符号化ドップラ多重分離部２１２は、fs_comp_cfarに対するドップラ成分候補のうち、最小の受信電力と異なる他の受信電力のドップラ成分を偽のドップラ成分と判定してよい。
この折り返し判定処理により、±1/(2Tr)のドップラ範囲における曖昧性を解決できる。また、この折り返し判定処理により、ドップラ多重による折り返しが発生しないドップラ範囲±1/(2Loc×NDM×Tr)=±1/(8Tr)と比較して、曖昧性なくドップラ周波数を検出できる範囲を、-1/(2Tr)以上、かつ、1/(2Tr)未満の範囲に拡大できる。
これは、未使用の符号化ドップラ多重信号に基づいて符号化ドップラ多重分離することにより、例えば、真のドップラ成分については、当該ドップラ成分の位相変化が正しく補正され、多重送信に用いた符号化ドップラ多重信号と未使用の符号化ドップラ多重信号との間の直交性が維持される。よって、多重送信に用いた符号化ドップラ多重信号符号と未使用の符号化ドップラ多重信号とは無相関となり、受信電力はノイズレベル程度となる。
一方、例えば、偽のドップラ成分については、当該ドップラ成分の位相変化が誤って補正され、多重送信に用いた符号化ドップラ多重信号と未使用の符号化ドップラ多重信号との間の直交性は維持されない。よって、多重送信に用いた符号化ドップラ多重信号符号と未使用の符号化ドップラ多重信号と相関成分（干渉成分）が発生し、例えば、ノイズレベルよりも大きい受信電力が検出され得る。よって、上述したように、符号化ドップラ多重分離部２１２は、未使用の符号化ドップラ多重信号に基づいて符号化ドップラ多重分離されたfs_comp_cfarに対するドップラ成分候補のうち、受信電力が最小のドップラ成分を真のドップラ成分と判定し、最小の受信電力と異なる受信電力の他のドップラ成分を偽のドップラ成分であると判定してよい。
例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、各アンテナ系統処理部２０１におけるドップラ解析部２１０の出力に基づいて、fs_comp_cfarに対するドップラ成分候補の各ドップラ成分に応じた位相変化を補正し、未使用の符号化ドップラ多重信号を用いた符号分離後の受信電力PDAR（fb_cfar，fs_comp_cfar，Dr, nuc,nud）を、式(40)に従って算出する。
ここで、nuc,nudは未使用の符号化ドップラ多重信号となる直交符号のインデックスとドップラ多重信号のインデックスを表す。例えば、図３の(b)の場合は、未使用の符号化ドップラ多重信号は、図中の×印で示されており、Code2が符号割り当てられ、DOP1のドップラシフト量が割り当てられている。従って、未使用の符号化ドップラ多重信号が割り当てられている直交符号のインデックスnuc=2, nud=1となる。
以下では、符号化ドップラ多重信号に用いられる直交符号のインデックスとドップラ多重信号のインデックスの組を「DCI(直交符号のインデックス, ドップラ多重信号のインデックス)」として記載する。DCI(nuc,nud)は、例えば、未使用の符号化ドップラ多重信号が割り当てられる直交符号のインデックスとドップラ多重信号のインデックスを表す。例えば、図３の(b)の場合、未使用の符号化ドップラ多重信号は、DCI（2,1）に割り当てられる。同様に、例えば、図５の(a)の場合、未使用の符号化ドップラ多重信号は、DCI(2, 2)とDCI(2,3)に割り当てられる。また、例えば、図６の(c)の場合は、未使用の符号化ドップラ多重信号はDCI(1,2)とDCI(2,3)に割り当てられる。
Figure 2022092247000043
ここで、Yz(fb_cfar，fs_comp_cfar，Dr, nuc,nud)は、次式(41)のようにｚ番目のアンテナ系統処理部２０１におけるドップラ解析部２１０の出力に基づいて、fs_comp_cfarに対するドップラ成分候補の各ドップラ成分に応じた位相変化を補正し、DCI(nuc,nud)が割り当てられている未使用の符号化ドップラ多重信号を分離した後の受信信号である。
Figure 2022092247000044
式(40)及び式(41)では、DCI(nuc,nud)が割り当てられた未使用の符号化ドップラ多重信号を分離するため、ｚ番目のアンテナ系統処理部２０１におけるドップラ解析部２１０の出力VFTALLz(fb_cfar，fs_comp_cfar，Dr, nud)に対して、未使用直交符号Codenucを用いた符号分離後の受信電力が算出され、全てのアンテナ系統処理部２０１に対し、それらの電力の総和が算出される。これにより、受信信号レベルが低い場合でも、折り返し判定精度を向上できる。ただし、式(40)の代わりに、一部のアンテナ系統処理部２０１におけるドップラ解析部２１０の出力に対して、未使用の符号化ドップラ多重信号分離後の受信電力が算出されてもよい。この場合でも、例えば、受信信号レベルが十分高い範囲では、折り返し判定の精度を保ちつつ、演算処理量を削減できる。
なお、式(40)及び式(41)において、Drはドップラ折り返し範囲を示すインデックスであり、例えば、Dr∈{-ceil(Loc×NDM/2),…, ceil(Loc×NDM/2)-1}の範囲の整数値をとる。
また、式(41)において、
Figure 2022092247000045
 は、要素数が等しいベクトル同士の要素毎の積を表す。例えば、n次ベクトルA=[a1,..,an]及びB=[b1,..,bn]に対して、要素毎の積は以下の式(42)で表される。
Figure 2022092247000046
また、式(41)において、上付き添え字Tはベクトル転置を表し、上付き添え字＊（アスタリスク）は複素共役演算子を表す。
式(41)において、α(fs_comp_cfar，Dr)は「ドップラ位相補正ベクトル」を表す。ドップラ位相補正ベクトルα(fs_comp_cfar，Dr)は、例えば、CFAR部２１１において抽出されたドップラ周波数インデックスfs_comp_cfarが、ドップラ折り返しを含まないドップラ解析部２１０の出力範囲（換言すると、ドップラ範囲）とする場合に、ドップラ折り返し範囲DrでのLoc個のドップラ解析部２１０間におけるドップラ解析の時間差に起因するドップラ位相回転を補正する。
例えば、ドップラ位相補正ベクトルα(fs_comp_cfar，Dr)は、次式(43)のように表される。式(43)に示すドップラ位相補正ベクトルα(fs_comp_cfar，Dr)は、例えば、第１番のドップラ解析部２１０の出力VFTｚ 1（fb_cfar, fs_comp_cfar）のドップラ解析時間を基準として、第２番のドップラ解析部２１０の出力VFTｚ 2（fb_cfar, fs_comp_cfar）から第Loc番のドップラ解析部VFTｚ Loc（fb_cfar, fs_comp_cfar）のそれぞれにおけるTr,2Tr,…,(Loc-1)Trの時間遅れにより生じるドップラ周波数インデックスfs_comp_cfarのドップラ折り返し範囲Drにおけるドップラ成分での位相回転を補正するドップラ位相補正係数を要素とするベクトルである。なお、式(43)における、DrNcode/NDMの項は、ΔFD＝Ncode／NDMを用いて、DrΔFDとも表記できる。従って、ΔFD＝Ncode／NDMに限らず適用できる。
Figure 2022092247000047
このようなドップラ位相補正ベクトルα（fs_comp_cfar, Dr）による位相補正は、fs_comp_cfarに対するドップラ成分候補における各ドップラ成分に応じた位相変化を補正することに対応している。
また、式(41)において、VFTALLz（fb_cfar, fs_comp_cfar, Dｒ,nud）は、例えば、次式(44)のように、第ｚ番のアンテナ系統処理部２０１におけるLoc個のドップラ解析部２１０の出力VFTｚ noc（fb, fs）のうち、CFAR部２１１において抽出された距離インデックスfｂ_cfar及びドップラ周波数インデックスfs_comp_cfarに対応して、ドップラ折り返し範囲Drにおいて、DCI(nuc,ndu)が割り当てられている未使用の符号化ドップラ多重信号のドップラ多重信号を抽出した成分をベクトル形式で表したものである。ただし、noc=1,…,Locであり、Dr={-ceil(Loc×NDM/2),…, ceil(Loc×NDM/2)-1}の範囲の整数値をとる。
Figure 2022092247000048
式(44)において、NcodeFR(Dr, nud)/NDMは、ドップラ折り返し範囲Drにおいて、nud番目のドップラ多重信号の、fs_comp_cfarに対するドップラインデックスのオフセット値を表す。なお、式(44)における、NcodeFR(Dr, nud)/NDMの項は、ΔFD＝Ncode／NDM を用いて、FR(Dr, nud) ΔFDとも表記できる。従って、ΔFD＝Ncode／NDMに限らず適用できる。ここで、ndm=1,…, NDMである。
FR(Dr, nud)は、ドップラ折り返し範囲Drと、ドップラシフト量DOP1 、DOP２、 …、 DOPN_DMを付与する位相回転量φ1、φ２、…、φN_DMが定まれば予め設定可能である。そのため、例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、ドップラ折り返し範囲Dr及び位相回転量と、FR(Dr, nud)との対応関係をテーブル化し、ドップラ折り返し範囲Dr及び位相回転量に基づいて、FR(Dr, nud)を読み出してもよい。また、例えば、ドップラシフト量DOP1 、DOP２、 …、 DOPN_DMを付与する位相回転量φ1、φ２、…、φN_DMが-π≦φ1<φ2<…<φN_DM<πを満たす場合、FR(Dr, nud)を次式(45)のように表すことができる。
Figure 2022092247000049
例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、式(40),式(41)に従って、DCI(nuc,nud)が割り当てられる未使用の符号化ドップラ多重信号を用いた符号分離後の受信電力PDAR（fb_cfar，fs_comp_cfar，Dr, nuc,nud）を、各Dr∈{-ceil(Loc×NDM/2),…, ceil(Loc×NDM/2)-1}の範囲においてそれぞれ算出する。
そして、符号化ドップラ多重分離部２１２は、各Drの範囲のうち、受信電力PDAR（fb_cfar，fs_comp_cfar，Dr, nuc,nud）が最小となるDrを検出する。以下では、次式(46)に示すように、各Drの範囲のうち、受信電力PDAR（fb_cfar，fs_comp_cfar，Dr, nuc,nud）が最小となるDrを「Dr min」と表す。
Figure 2022092247000050
なお、未使用の符号化ドップラ多重信号が複数ある場合、符号化ドップラ多重分離部２１２は、受信電力PDAR（fb_cfar，fs_comp_cfar，Dr, nuc,nud）の代わりに、次式(47)のように、全ての未使用直交符号を用いた符号分離後の受信電力PallDAR(fb_cfar，fs_comp_cfar，Dr)を用いてもよい。
Figure 2022092247000051
全ての未使用直交符号を用いた符号分離後の受信電力を求めることで、受信信号レベルが低い場合でも、折り返し処理の精度を向上できる。
例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、各Dr∈{-ceil(Loc×NDM/2),…, ceil(Loc×NDM/2)-1}の範囲においてPallDAR(fb_cfar，fs_comp_cfar，Dr)を算出し、PallDAR(fb_cfar，fs_comp_cfar，Dr)が最小となるDr（換言すると、Dr min）を検出する。例えば、式(47)を用いる場合、以下では、次式(48)に示すように、各Drの範囲において最小となる受信電力を与えるDrを「Dr min」と表す。
Figure 2022092247000052
また、符号化ドップラ多重分離部２１２は、例えば、DCI(nuc,nud)が割り当てられる未使用の符号化ドップラ多重信号を用いた符号分離後の最小受信電力PallDAR(fb_cfar，fs_comp_cfar，Dr_min)と、CFAR部２１１においてドップラシフト多重した各信号ピーク位置を合わせて電力加算した式(39)の受信電力PowerFT_comp(fb_cfar，fs_comp_cfar)とを比較して、折り返し判定の確からしさを判定（換言すると、測定）する処理を行ってもよい。この場合、符号化ドップラ多重分離部２１２は、例えば、次式(49)及び式(50)に従って、折り返し判定の確からしさを判定してもよい。
Figure 2022092247000053
Figure 2022092247000054
例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、CFAR部２１１において抽出された距離インデックスfｂ_cfar及びドップラ周波数インデックスfs_comp_cfarにおけるPowerFT_comp(fb，fs_comp_cfar)に所定値ThresholdDRを乗算した値よりも、DCI(nuc,nud)が割り当てられている未使用の符号化ドップラ多重信号を用いた符号分離後の最小受信電力PallDAR(fb_cfar，fs_comp_cfar，Drmin)が小さい場合（例えば、式(49)）、折り返し判定が十分に確からしいと判定する。この場合、レーダ装置１０は、例えば、以降の処理（例えば、符号分離処理）を行ってもよい。
一方、例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、PowerFT_comp(fb，fs_comp_cfar)に、ThresholdDRを乗算した値よりも、DCI(nuc,nud)が割り当てられている未使用の符号化ドップラ多重信号を用いた符号分離後の最小受信電力PallDAR(fb_cfar，fs_comp_cfar，Drmin)が等しい又は大きい場合（例えば、式(50)）、折り返し判定の精度が十分ではなく、折り返し判定の信頼性が低い（例えば、ノイズ成分）と判定する。この場合、レーダ装置１０は、例えば、以降の処理（例えば、符号分離処理）を行わなくてもよい。
このような処理により、折り返し判定の判定誤りを低減でき、また、ノイズ成分を除去できる。なお、所定値ThresholdDRは、例えば、０から１未満の範囲に設定されてよい。一例として、ノイズ成分が含まれることを考慮すると、ThresholdDRは、0.1～0.5程度の範囲で設定されてもよい。
以上、折り返し処理の動作例について説明した。
＜（２）多重送信に用いた符号化ドップラ多重信号のドップラ符号分離処理＞
符号化ドップラ多重分離部２１２は、折り返し判定結果に基づいて、多重送信に用いた符号化ドップラ多重信号の符号化ドップラ多重分離処理を行う。
例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、次式(51)のように、折り返し判定処理における折り返し判定結果であるDrminに基づいて、式(41)を適用することにより、多重送信に用いたDCI(ncm,ndm)が割り当てられた符号化ドップラ多重信号の分離受信を行う。例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、次式(51)を用いた分離処理を行うことにより、多重送信に用いたDCI(ncm,ndm)が割り当てられた符号化ドップラ多重信号の分離受信を行う。折り返し判定処理にて、-1/(2Tr)以上、かつ、1/(2Tr)未満のドップラ範囲で、真のドップラ折り返し範囲であるインデックス（Drtrue）を判定できることから（換言すると、Drmin＝Drtrueとなるように判定できることから）、符号化ドップラ多重分離部２１２においては、-1/(2Tr)以上、かつ、1/(2Tr)未満のドップラ範囲で、符号多重に使用された直交符号間の相関値をゼロとすることができ、符号多重信号間の干渉を抑圧した分離処理が可能となる。
Figure 2022092247000055
ここで、Yz(fb_cfar，fs_comp_cfar，Drmin, ncm,ndm)は、第z番のアンテナ系統処理部２０１におけるドップラ解析部２１０の距離インデックスfb_cfar及びドップラ周波数インデックスfs_comp_cfarの出力において、ドップラ範囲Drminのndm番目の符号化ドップラ多重信号VFTALLz(fb_cfar，fs_comp_cfar，Drmin, ndm)に対して、直交符号Codencmを用いて符号多重信号を符号分離した出力（例えば、符号化ドップラ多重分離結果）であり、多重送信に用いたDCI(ncm,ndm)が割り当てられた符号化ドップラ多重信号を分離することができる。なお、z=1,…,Naであり、ncm=1,…,NCMである。
以上のような符号分離処理によって、レーダ装置１０は、ドップラ解析部２１０の折り返しが発生しないドップラ範囲±1/(2Loc×Tr)のLoc倍のドップラ範囲±1/(2Tr)までを想定した折り返し判定結果に基づいて、多重送信に用いたDCI(ncm,ndm)が割り当てられた符号化ドップラ多重信号を分離受信できる。
また、DCI(ncm,ndm)が割り当てられた符号化ドップラ多重信号は、送信アンテナTx#[ncm,ndm]から送信されるため、送信アンテナ１０９の判定も可能となる。換言すると、レーダ装置１０は、送信アンテナTx#[ncm,ndm]から送信されたDCI(ncm,ndm)が割り当てられている符号化ドップラ多重信号を分離受信できる。
また、レーダ装置１０は、例えば、符号化ドップラ多重分離処理時に、符号要素毎のドップラ解析部２１０の出力に対して、ドップラ折り返しを含めたドップラ位相補正（例えば、ドップラ位相補正ベクトルα（fs_comp_cfar, Dr）による位相補正を行う。これらの位相補正は、fs_comp_cfarに対するドップラ成分候補における各ドップラ成分に応じた位相変化を補正することに対応している。このため、符号多重信号間における相互干渉は、例えば、ノイズレベル程度にまで低減可能である。換言すると、レーダ装置１０では、符号間干渉を低減でき、レーダ装置１０における検出性能の劣化への影響を抑制できる。
以上、符号化ドップラ多重分離部２１２の動作例について説明した。
図１において、ピーク抽出部２１３は、CFAR部２１１から入力される距離インデックスfｂ_cfar及びドップラ周波数インデックスfs_comp_cfarに対するドップラ解析部２１０の少なくとも一つの出力を、方向推定部２１４に出力する。この際、ピーク抽出部２１３は、例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２から入力されるドップラ折り返し判定結果であるDrminを用いてよい。
例えば、図１に示す例では、ピーク抽出部２１３は、第１番目のドップラ解析部２１０（ドップラ解析部２１０－１）の出力VFTｚ 1（fb_cfar, fs_comp_cfar+(NcodeFR(Drmin, ndm_BF)/NDM))を方向推定部２１４へ出力する。ここで、ndm_BFは、1,…, NDMの何れかであり、ndm_BF番目のドップラ多重信号が割り当てられた複数の送信アンテナ１０９は、例えば、上述した隣り合う配置の条件を満たす送信アンテナ１０９の組み合わせである。
図１において、方向推定部２１４は、符号化ドップラ多重分離部２１２から入力される距離インデックスfｂ_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_comp_cfarに対するドップラ折り返し判定結果Drminに基づいて、送信アンテナTx#[ncm,ndm]から送信された、DCI(ncm,ndm)が割り当てられた符号化ドップラ多重信号の分離受信信号Yz(fb_cfar，fs_comp_cfar，Drmin, ncm,ndm)、及び、ピーク抽出部２１３から入力される一部のドップラ解析部２１０（図１では、ドップラ解析部２１０－１）からの出力に基づいて、ターゲットの方向推定処理を行う。
なお、以下では、一例として第１番目のドップラ解析部２１０からの出力VFTｚ 1（fb_cfar, fs_comp_cfar+(NcodeFR(Drmin, ndm_BF)/NDM))を用いる場合について説明するが、ピーク抽出部２１３からの出力はこれに限定されない。また、z=1,…,Naである。
例えば、方向推定部２１４は、符号化ドップラ多重分離部２１２及びピーク抽出部２１３の出力に基づいて、次式(52)に示すような仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_comp_cfar）を生成し、方向推定処理を行う。
仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_comp_cfar）は、送信アンテナ数Ntと受信アンテナ数Naとの積であるNt×Na個の要素を含み、更にビーム送信アンテナを用いることによる要素を含む。以下その詳細を説明する。
また、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_comp_cfar）は、ピーク抽出部２１３から入力される一部のドップラ解析部２１０の出力（例えば、VFTｚ 1（fb_cfar, fs_comp_cfar+(NcodeFR(Drmin, ndm_BF)/NDM))）に基づく、同一のドップラ多重を用いて符号多重送信され、隣り合う送信アンテナ１０９によってサブアレーを構成して直交ビーム送信するビーム送信アンテナの要素を含む。
例えば、ビーム送信アンテナがNBF個ある場合、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_comp_cfar）は、（Nt＋NBF）×Na個の要素を含む。一例として、ビーム送信アンテナ数NBF=1の場合、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_comp_cfar）は次式(52)のように表される。式(52)では、ピーク抽出部２１３が第１のドップラ解析部２１０からの出力VFTｚ 1（fb_cfar, fs_comp_cfar+(NcodeFR(Drmin, ndm_BF)/NDM))を方向推定部２１４へ出力する例を示すが、これに限定されない。
また、符号化ドップラ多重分離部２１２の出力と、ピーク抽出部２１３の出力とでは、ノイズレベルが異なるので、正規化する係数を乗算した値を仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_comp_cfar）に用いてもよい。
Figure 2022092247000056
仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_comp_cfar）は、ターゲットからの反射波信号に対して各受信アンテナ２０２間の位相差に基づく方向推定を行う処理に用いる。
なお、ビーム送信アンテナと送信アンテナ１０９とは指向性パターンが異なるため、例えば、方向推定部２１４は、ビーム送信アンテナと送信アンテナ１０９との指向性利得の差が所定範囲内となる範囲において方向推定処理を行うことがより好適である。
［アンテナの配置例］
例えば、多重送信に用いる送信アンテナ数Nt=3の場合に、ドップラ多重数NDM=2、符号多重数NCM=2とし、符号長Loc=2の直交符号系列Code１=｛1，1｝、Code2=｛1，-1｝とし、符号化ドップラ多重数をNDOP_CODE(1)=2, NDOP_CODE(2)=1とする場合について説明する。なお、ビーム送信アンテナ数NBF=１とし、ビーム送信アンテナに用いるドップラ多重信号のインデックスとしてndm_BF=１を用いる。
図１７では、例えば、レーダ装置１０において、水平方向に配置される３個の送信アンテナ１０９（Tx#1、Tx#2及びTx#3）は、左側のアンテナから、送信アンテナTx#[1, 1]、送信アンテナTx#[2, 1]、送信アンテナTx#[1, 2]である。図１７では、左側から２つの隣り合う送信アンテナTx#1（Tx#[1, 1]）及びTx#2（Tx#[2, 1]）は、同一のドップラ多重（ドップラシフト量=DOP1）を用いてレーダ送信信号を送信する。よって、図１７では、Tx#1及びTx#2によってビーム送信アンテナが形成される。図１７では、ビーム送信アンテナ数NBF=1である。以下では、図１７におけるビーム送信アンテナを「Tx#4」と表記することもある。
また、図１７に示ように、受信アンテナ数Naは2個（例えば、Rx#1, Rx#2）である。なお、受信アンテナ数Naは、２個に限定されず、例えば、３個以上でもよい。
例えば、隣り合うTx#1（Tx#[1, 1]）とTx#2（Tx#[2, 1]）とから例えば、等電力でレーダ送信信号が送信される場合、Tx#1及びTx#2の中点位置がビーム送信アンテナTx#4の位相中心となる（図１７の（ａ）に示す×印）。なお、ビーム送信アンテナを構成する送信アンテナ１０９から、レーダ送信信号を等電力で送信しない場合は、ビーム送信アンテナを構成する各送信アンテナ１０９の送信電力の比に応じた位置（各送信アンテナからの送信電力の重心位置）をサブアレーの位相中心としたビーム送信アンテナによる送信として扱うことができる。
図１７の（ａ）に示すような送信アンテナTx#1～Tx#3及びビーム送信アンテナTx#4（例えば、Nt+NBF個の送信アンテナ）、及び、受信アンテナRx#1,Rx#2（例えば、Na個の受信アンテナ）の配置から、図１７の（ｂ）に示すような仮想受信アンテナ（又は、MIMO仮想アンテナ）の配置VA#１～VA#8が構成される。図１７の（ｂ）において、ビーム送信アンテナTx#4に基づいて得られる仮想受信アンテナ配置は、VA#7及びVA#8に相当する。
ここで、仮想受信アンテナ（仮想受信アレー）の配置は、例えば、送信アレーアンテナを構成する送信アンテナ１０９の位置（例えば、給電点の位置）及び受信アレーアンテナを構成する受信アンテナ２０２の位置（例えば、給電点の位置）に基づいて、次式(53)のように表されてよい。
Figure 2022092247000057
ここで、送信アレーアンテナを構成する送信アンテナ１０９（例えば、Tx#n）の位置座標を（XT_#n,YT_#n）（例えば、n=1,.., Nt+NBF）と表し、受信アレーアンテナを構成する受信アンテナ２０２（例えば、Rx#m）の位置座標を（XR_#m,YR_#m）（例えば、m=1,.., Na）と表し、仮想受信アレーアンテナを構成する仮想アンテナVA#kの位置座標を（XV_#k,YV_#k）（例えば、k=1,.., (Nt+NBF)×Na）と表す。
なお、式(53)では、例えば、VA#1を仮想受信アレーの位置基準（0,0）として表す。
図１７の（ｂ）に示すように、ビーム送信アンテナを用いた仮想受信アンテナ配置は、８素子の等間隔アレー配置となる。その一方で、図１８に示すように、図１７の（ａ）と同様のアンテナ配置においてビーム送信アンテナを用いない場合に、図１７の（ｂ）と同様に等間隔配置を構成する場合、送信アンテナ数Nt=3、受信アンテナ数Na=2より、仮想受信アンテナ配置は６素子の等間隔アレー配置となる。
このように、ビーム送信アンテナを用いた仮想受信アンテナ配置により、仮想受信アンテナの開口長を拡大でき（例えば、仮想受信アンテナ数を増加でき）、角度分解能を向上できる。また、ビーム送信アンテナを用いた仮想受信アンテナ配置において、仮想受信アンテナを密に配置することでサイドローブの上昇を抑制して角度分解能の向上を図ることができる。
なお、図１７に示す例では、送信アンテナ数Nt=3、及び、ビーム送信アンテナ数NBF=1の場合を示すが、送信アンテナ数Nt、及び、ビーム送信アンテナ数NBFは、これに限定されない。例えば、送信アンテナ１０９の数の増加により、多くのビーム送信アンテナ数を用いることが可能となり、角度分解能の向上、あるいは、サイドローブレベルの抑圧を図ることができる。なお、図１７及び図１８に示すアンテナは、レーダ装置１０が有する複数のアンテナの一部であってよい。
以上、アンテナの配置例について説明した。
方向推定部２１４は、例えば、方向推定評価関数値PH（θ, fb_cfar, fs_comp_cfar）における方位方向θを規定された角度範囲内で可変として空間プロファイルを算出する。方向推定部２１４は、算出した空間プロファイルの極大ピークを大きい順に所定数抽出し、極大ピークの方位方向を到来方向推定値（例えば、測位出力）として出力する。
なお、方向推定評価関数値PH（θ, fb_cfar, fs_comp_cfar）は、到来方向推定アルゴリズムによって各種の方法がある。例えば、非特許文献３に開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。
例えば、（Nt+NBF）×Na個の仮想受信アンテナが等間隔dHで直線状に配置される場合、ビームフォーマ法は次式(54)及び式(55)のように表すことができる。他にも、Capon, MUSICといった手法も同様に適用可能である。
Figure 2022092247000058
Figure 2022092247000059
ここで、式(54)において、上付き添え字Ｈはエルミート転置演算子である。また、a(θu)は、方位方向θuの到来波に対する仮想受信アレーの方向ベクトルを示す。
また、方位方向θuは到来方向推定を行う方位範囲内を方位間隔β1で変化させたベクトルである。例えば、θuは以下のように設定される。
θu＝θmin + uβ1、u=0,…, NU
NU=floor[(θmax-θmin)/β1]+1
ここでfloor（ｘ）は、実数ｘを超えない最大の整数値を返す関数である。
また、式(54)において、Dcalは、送信アレーアンテナ間及び受信アレーアンテナ間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正係数及びアンテナ間の素子間結合の影響を低減する係数を含む(（Nt+NBF）×Na)次の行列である。仮想受信アレーのアンテナ間の結合が無視できる場合、Dcalは、対角行列となり、対角成分に送信アレーアンテナ間及び受信アレーアンテナ間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正係数が含まれる。
方向推定部２１４は、例えば、方向推定結果とともに、測位結果として、距離インデックスfb_cfarに基づく距離情報、及び、ターゲットのドップラ周波数判定結果（符号化ドップラ多重分離部２１２におけるドップラ折り返し判定処理結果）に基づくターゲットのドップラ速度情報を出力してもよい。
なお、位相回転量として、例えば、式(5)を用いる場合、ドップラ周波数情報は、符号化ドップラ多重分離部２１２におけるドップラ折り返し判定処理結果であるDrminを用いて、次式(56)のように拡張した範囲で算出可能となる。
Figure 2022092247000060
また、位相回転量として、例えば、式(6)を用いる場合、ドップラ周波数情報は、ドップラ折り返し判定処理結果であるDrminを用いて、次式(57)のように拡張した範囲で算出可能となる。
Figure 2022092247000061
なお、ドップラ周波数情報は相対速度成分に変換して出力されてもよい。ターゲットのドップラ折り返し判定結果であるDrminを用いてドップラ周波数インデックスfoutを相対速度成分vd(fout)に変換するには、次式(58)を用いてもよい。ここで、λは送信無線部（図示せず）から出力されるRF信号のキャリア周波数の波長（チャープ信号を用いる場合は、チャープ信号の中心周波数における波長を用いる。）である。また、Δfは、ドップラ解析部２１０におけるFFT処理でのドップラ周波数間隔である。例えば、本実施の形態では、Δf=1/{Ncode×Loc ×Tr}である。
Figure 2022092247000062
以上のように、本実施の形態では、レーダ装置１０は、レーダ送信信号に対してドップラシフト量と直交符号系列とに対応する位相回転量を付与することにより、レーダ送信信号（換言すると、符号化ドップラ多重信号）を複数の送信アンテナ１０９から多重送信する。また、少なくとも一組の隣り合う送信アンテナ１０９は、同一のドップラ多重（ドップラシフト量）を適用したレーダ送信信号を送信することにより、同一のドップラ多重を用いて符号多重送信する。
これにより、少なくとも一組の隣り合う送信アンテナ１０９から送信された信号に対応する、送信周期毎の受信信号は、直交ビーム送信の受信信号とみなすことができるため、少なくとも一組の隣り合う送信アンテナ１０９によって、サブアレーを構成するビーム送信アンテナが得られる。例えば、ビーム送信アンテナを構成する送信アンテナ１０９から例えば、等電力でレーダ送信信号が送信される場合、ビーム送信アンテナは、当該送信アンテナ１０９の中点位置をサブアレーの位相中心としたアンテナとして扱うことができる。なお、ビーム送信アンテナを構成する送信アンテナ１０９から、レーダ送信信号を等電力で送信しない場合は、ビーム送信アンテナを構成する各送信アンテナ１０９の送信電力の比に応じた位置（各送信アンテナからの送信電力の重心位置）をサブアレーの位相中心としたビーム送信アンテナによる送信として扱うことができる。
よって、本実施の形態によれば、レーダ装置１０は、多重送信する送信アンテナ１０９の数（Nt個）を超える送信アンテナを利用できる。また、例えば、レーダ装置１０（レーダ受信部２００（受信回路に相当））は、隣り合う送信アンテナ１０９によって構成されるビーム送信アンテナ（例えば、NBF個のアンテナ）と、複数（例えば、Nt個）の送信アンテナ１０９と、複数（例えば、Na個）の受信アンテナ２０２と、により構成される仮想受信アンテナ（例えば、（Nt+NBF）×Na個）を用いて、物標（ターゲット）の検知処理を行う。このように、レーダ装置１０は、１つ以上のビーム送信アンテナと複数の送信アンテナ１０９を用いることにより、仮想受信アンテナを増加できるため、レーダ装置１０の方向推定部２１４における角度分解能の向上、あるいは、サイドローブレベルの低減が可能となる。このような測角性能の向上により、レーダ装置１０における物標の検知精度を向上できる。
また、本実施の形態では、複数の送信アンテナ１０９それぞれに対して、ドップラシフト量（DOPndm）及び直交符号系列（DOPncm）の少なくとも一方が異なる組み合わせが対応付けられる。また、本実施の形態では、符号化部１０７は、例えば、最大等間隔ドップラシフト量設定を含む等間隔ドップラシフト量設定を用いて、ドップラシフト量と直交符号系列との組み合わせにおける各ドップラシフト量に対応する直交符号系列の多重数（換言すると、符号数）を異なるように（換言すると、ドップラ多重送信信号毎の符号化ドップラ多重数を不均一に）設定してよい。
ドップラ多重送信信号毎の符号化ドップラ多重数を不均一に設定することにより、レーダ装置１０は、例えば、各符号化ドップラ多重信号に対して符号分離した信号の受信電力に基づいて、各符号化ドップラ多重信号（換言すると、ドップラシフト量及び直交符号系列の組み合わせ）に対応付けられた送信アンテナ１０９、及び、ドップラ折り返しの有無を判定できる。これにより、レーダ装置１０は、ドップラ折り返しが有る場合でも、ターゲットのドップラ周波数を適切に判定できる。
よって、本実施の形態によれば、レーダ装置１０は、実効的なドップラ周波数帯域幅を1/(Tr)（例えば、±1/(2Tr)のドップラ範囲）に拡大でき、曖昧性（Ambiguity）が生じないドップラ周波数（相対速度）の検出範囲を拡大できる。これにより、レーダ装置１０は、より広いドップラ周波数範囲において、物標の検知精度を向上できる。
また、本実施の形態では、符号化部１０７は、例えば、最大等間隔ドップラシフト量設定よりも狭い間隔の等間隔ドップラシフト量設定を用いて、ドップラ多重送信信号毎の符号化ドップラ多重数を同数になるように（換言すると、ドップラ多重信号に対する符号化ドップラ多重数を均一に）設定してよい。ドップラ多重送信信号毎の符号化ドップラ多重数を均一に設定することにより、レーダ装置１０は、例えば、受信処理における折り返し判定処理よって、±1/（2×Loc×Tr）のドップラ範囲に亘って、複数の送信アンテナ１０９から符号化ドップラ多重送信された信号を個別に分離して受信できる。
また、本実施の形態では、符号化部１０７は、例えば、最大等間隔ドップラシフト量設定を用いて、ドップラ多重送信信号毎の符号化ドップラ多重数を同数になるように（換言すると、ドップラ多重信号に対する符号化ドップラ多重数を均一に）設定してよい。ドップラ多重送信信号毎の符号化ドップラ多重数を均一に設定することにより、レーダ装置１０は、例えば、受信処理における折り返し判定処理を適用しない。また、レーダ装置１０は、例えば、±1/（2Loc×NDM×Tr）のドップラ範囲に亘って、複数の送信アンテナ１０９から符号化ドップラ多重送信された信号を個別に分離して受信できる。
また、本実施の形態では、符号化ドップラ多重は、ドップラ多重と符号化とを併用するので、多重送信において、ドップラ多重のみを用いる場合と比較して、ドップラ多重数を低減できる。そのため、ドップラシフトを付与する位相回転量の間隔を広くできるので、例えば、位相器の精度要件（位相変調精度）を緩和でき、位相器の調整の工数も含めてRF部のコスト低減効果も得られる。
また、本実施の形態では、符号化ドップラ多重は、ドップラ多重と符号化とを併用するので、レーダ装置１０は、符号要素毎にドップラ周波数検出（相対速度検出）のためのフーリエ周波数解析（FFT処理）を行う。これにより、例えば、多重送信において、ドップラ多重のみを用いたドップラ周波数検出（相対速度検出）のためのフーリエ周波数解析（FFT処理）と比較して、FFTサイズは、（１／符号長分）となり、FFTの処理回数は、（符号長）倍となる。例えば、FFTサイズNcのFFT演算量を、概算Nｃ×log2(Nc)として見積もる場合、ドップラ多重のみのFFT演算に対して、本実施の形態に係る符号化ドップラ多重は{Loc×Nc／Loc×log2(Nc/Loc)}/ {Nc×log2(Nc)}=1- log2(Loc)/ log2(Nc)程度の演算量比となる。例えば、Loc=2,Nc=1024の場合、演算量比は０．９となり、FFT処理の演算低減効果が得られ、回路構成の簡易化及び低コスト化の効果も得られる。
（実施の形態１のバリエーション１）
ドップラシフト量DOPndmを付与するための位相回転量φndmは、例えば、式(5)等に示した値に限定されない。例えば、位相回転量φndmは、次式(59)に示す値でもよい。ここで、round(x)は実数値ｘに対し、四捨五入した整数値を出力するラウンド関数である。なお、round(Ｎcode／ＮDM)の項は、位相回転量を、ドップラ解析部２１０におけるドップラ周波数間隔の整数倍とする目的で導入している。また、式(59)では、角度はラジアン単位で示している。
Figure 2022092247000063
（実施の形態１のバリエーション２）
実施の形態１では、ドップラシフト設定部１０６は、ドップラ多重数NDMを２以上として、ドップラシフト量DOPndmを付与するための位相回転量φndm（ここで、ndm=1,…, NDMである）を設定する場合について説明したが、これに限定されず、ドップラ多重数NDM=1を設定してもよい。
この場合、ドップラシフト設定部１０６は、例えば、ドップラシフト量DOP1を、0≦DOP1＜1/(Tr×LOC)を満たすように設定する。又は、ドップラシフト設定部１０６は、例えば、ドップラシフト量DOP1を、-1/(2Tr×LOC)≦DOP1＜1/(2Tr×LOC)を満たすように設定してもよい。
また、ドップラシフト量DOP1を付与するための位相回転量φ１は、同様に、式(3)のように割り当てられてよい。
また、ドップラ多重数NDM=1が設定される場合の符号化部１０７の動作は、実施の形態１においてドップラ多重数NDM=1、NDOP_CODE(1)=Ntとする場合の動作と同様である。例えば、符号化部１０７は、符号多重数NCM=Ntの直交符号系列を用いて、ドップラシフト設定部１０６から入力されるドップラシフト量DOP１を付与する位相回転量φ１に対して、式(10)に示す符号化ドップラ位相回転量ψndop_code(１), １(m)を設定して、位相回転部１０８に出力する。ここで、ndop_code(１)=1,…, Nｔである。
以降のレーダ送信部１００の動作は、実施の形態１と同様であるため、その説明を省略する。
なお、ドップラ多重数NDM=1に設定する場合、全ての送信アンテナ１０９は、同一のドップラ多重（ドップラシフト量DOP1）を用いてレーダ送信信号を送信する。このため、送信アンテナ１０９の配置と、符号化ドップラ位相回転量の割り当てとは関連付けられなくてもよい。また、ドップラ多重数NDM=1に設定する場合、１つのビーム送信アンテナ（NBF=1）を利用できるため、レーダ装置１０は、多重送信する送信アンテナ数Ntに対して、（Nt+1）×Na個の仮想受信アンテナを利用できる。
また、ドップラ多重数NDM=1が設定される場合、レーダ受信部２００において、符号化ドップラ多重分離部２１２は、符号多重分離処理を行う。
以下、レーダ受信部２００において、実施の形態１と異なる動作について説明する。
CFAR部２１１は、ドップラ多重数NDM=1が設定される場合、ドップラ領域圧縮CFAR処理を適用しない。例えば、CFAR部２１１は、式(38)を適用して、適応的に閾値を設定し、閾値よりも大きい受信電力となる距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_cfar、及び、受信電力情報PowerFT(fb_cfar, fs_cfar)を符号化ドップラ多重分離部２１２に出力する。
符号化ドップラ多重分離部２１２は、CFAR部２１１から入力される距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_cfar、及び、ドップラ解析部２１０の出力に基づいて、符号多重送信された信号を分離する。
例えば、ドップラシフト量DOP1＝０の場合、符号化ドップラ多重分離部２１２は、次式(60)のように、符号多重信号の分離受信を行う。例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、式(60)に基づく分離処理を行うことにより、符号多重送信に用いたCodencmが割り当てられている送信信号を分離受信できる。
Figure 2022092247000064
ここで、YCz(fb_cfar，fs_cfar，ncm)は、第z番のアンテナ系統処理部２０１におけるドップラ解析部２１０の距離インデックスfb_cfar及びドップラ周波数インデックスfs_cfarの出力VFTALLCz(fb_cfar，fs_cfar)に対して、直交符号Codencmを用いて符号多重信号を符号分離した出力である。このように、符号化ドップラ多重分離部２１２は、Codencmが割り当てられている送信信号を分離受信できる。なお、z=1,…,Naであり、ncm=1,…,NCMである。
なお、ドップラシフト量DOP1≠０の場合は、符号化ドップラ多重分離部２１２は、例えば、レーダ送信部１００にて付与されたドップラシフト量DOP1に対応するドップラ周波数インデックスをfs_cfarから減算したドップラ周波数インデックスを、式(60)におけるα(fb_cfar，０)のfs_cfarに代入することで、符号多重送信に用いたCodencmが割り当てられている送信信号を、ドップラシフト量DOP1＝０の場合と同様に分離受信できる。
符号化ドップラ多重分離部２１２では、例えば、-1/（2×Loc×Tr）以上、かつ、1/（2×Loc×Tr）未満のドップラ範囲において分離処理が可能となる。
なお、式(60)において、VFTALLCz（fb_cfar, fs_cfar）は、例えば、次式(61)のように、第ｚ番のアンテナ系統処理部２０１におけるLoc個のドップラ解析部２１０の出力VFTｚ noc（fb, fs）のうち、CFAR部２１１において抽出された距離インデックスfｂ_cfar及びドップラ周波数インデックスfs_cfarに対応して抽出した成分をベクトル形式で表したものである。ただし、noc=1,…,Locである。
Figure 2022092247000065
また、ドップラ位相補正ベクトルα（fs_cfar, 0）による位相補正は、fs_cfarに対するドップラ成分候補における各ドップラ成分に応じた位相変化を補正することに対応している。このため、符号多重信号間における相互干渉は、例えば、ノイズレベル程度にまで低減可能である。換言すると、レーダ装置１０では、符号間干渉を低減でき、レーダ装置１０における検出性能の劣化への影響を抑制できる。
以上、符号化ドップラ多重分離部２１２における符号多重分離処理の動作例について説明した。
ピーク抽出部２１３は、CFAR部２１１から入力される距離インデックスfｂ_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_cfarに対するドップラ解析部２１０の少なくとも一つの出力を、方向推定部２１４に出力する。例えば、第１番目のドップラ解析部２１０（例えば、ドップラ解析部２１０－１）の出力を用いる場合、ピーク抽出部２１３は、VFTｚ 1（fb_cfar, fs_cfar)を方向推定部２１４へ出力する。
方向推定部２１４は、符号化ドップラ多重分離部２１２から入力される距離インデックスfｂ_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_cfarに対する符号多重信号の分離受信信号YCz(fb_cfar，fs_cfar，ncm)、及び、ピーク抽出部２１３から入力される一部のドップラ解析部２１０の出力に基づいて、ターゲットの方向推定処理を行う。
なお、以下では、一例として第１番目のドップラ解析部２１０からの出力VFTｚ 1（fb_cfar, fs_cfar)を用いる場合について説明するが、ピーク抽出部２１３からの出力はこれに限定されない。また、z=1,…,Naであり、ncm=1,…,NCMである。
例えば、方向推定部２１４は、符号化ドップラ多重分離部２１２及びピーク抽出部２１３からの出力に基づいて、次式(62)に示すような仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_cfar）を生成し、方向推定処理を行う。
仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_cfar）は、送信アンテナ数Ntと受信アンテナ数Naとの積であるNt×Na個の要素を含み、更にビーム送信アンテナを用いることによる要素を含む。以下その詳細を説明する。
また、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_cfar）は、ピーク抽出部２１３から入力される一部のドップラ解析部２１０の出力（例えば、VFTｚ 1（fb_cfar, fs_cfar)）に基づく、同一のドップラ多重を用いて符号多重送信され、隣り合う送信アンテナ１０９によってサブアレーを構成して直交ビーム送信するビーム送信アンテナの要素を含む。
例えば、NDM=1の場合、ビーム送信アンテナがNBF=1であるので、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_cfar）は、（Nt＋1）×Na個の要素を含む。一例として、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_cfar）は次式(62)のように表される。式(62)では、ピーク抽出部２１３が第１のドップラ解析部２１０からの出力VFTｚ 1（fb_cfar, fs_cfar)を方向推定部２１４へ出力する例を示すが、これに限定されない。
Figure 2022092247000066
仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_ cfar）は、ターゲットからの反射波信号に対して各受信アンテナ２０２間の位相差に基づく方向推定を行う処理に用いる。
なお、ビーム送信アンテナと送信アンテナ１０９とは指向性パターンが異なるため、例えば、方向推定部２１４は、ビーム送信アンテナと送信アンテナ１０９との指向性利得の差が所定範囲内となる範囲において方向推定処理を行うことがより好適である。
方向推定部２１４における、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_ cfar）を用いた方向推定処理及びそれ以降の動作は、実施の形態１と同様であるため、説明を省略する。
［アンテナの配置例］
例えば、多重送信に用いる送信アンテナ数Nt=2の場合に、ドップラ多重数NDM=1、符号多重数NCM=2とし、符号長Loc=2の直交符号系列Code１=｛1，1｝、Code2=｛1，-1｝とし、符号化ドップラ多重数をNDOP_CODE(1)=2とする場合について説明する。なお、ビーム送信アンテナ数NBF=１とし、ビーム送信アンテナに用いるドップラ多重信号のインデックスとしてndm_BF=１を用いる。
図１９では、例えば、レーダ装置１０において、水平方向に配置される２個の送信アンテナ１０９（Tx#1及びTx#2）は、左側のアンテナから、送信アンテナTx#[1, 1]、送信アンテナTx#[2, 1]である。図１９では、２つの隣り合う送信アンテナTx#1（Tx#[1, 1]）及びTx#2（Tx#[2, 1]）は、同一のドップラ多重（ドップラシフト量=DOP1）を用いてレーダ送信信号を送信する。よって、図１９では、ビーム送信アンテナ数NBF=1である。以下では、図１９におけるビーム送信アンテナを「Tx#3」と表記することもある。
また、図１９に示すように、受信アンテナ数Naは2個（例えば、Rx#1, Rx#2）である。なお、受信アンテナ数Naは、２個に限定されず、例えば、３個以上でもよい。
例えば、隣り合うTx#1（Tx#[1, 1]）とTx#2（Tx#[2, 1]）とから、例えば、等電力でレーダ送信信号が送信される場合、Tx#1及びTx#2の中点位置がビーム送信アンテナTx#3の位相中心となる（図１９の（ａ）に示す×印）。なお、ビーム送信アンテナを構成する送信アンテナ１０９から、レーダ送信信号を等電力で送信しない場合は、ビーム送信アンテナを構成する各送信アンテナ１０９の送信電力の比に応じた位置（各送信アンテナからの送信電力の重心位置）をサブアレーの位相中心としたビーム送信アンテナによる送信として扱うことができる。
図１９の（ａ）に示すような送信アンテナTx#1、Tx#2及びビーム送信アンテナTx#3（例えば、Nt+1個の送信アンテナ）、及び、受信アンテナRx#1,Rx#2（例えば、Na個の受信アンテナ）の配置から、図１９の（ｂ）に示すような仮想受信アンテナ（又は、MIMO仮想アンテナ）の配置VA#１～VA#6が構成される。図１９の（ｂ）において、ビーム送信アンテナTx#3に基づいて得られる仮想受信アンテナ配置は、VA#5及びVA#6に相当する。
図１９の（ｂ）に示すように、ビーム送信アンテナを用いた仮想受信アンテナ配置は、（Nt+1）=3、Na=2より、6素子の等間隔アレー配置となる。その一方で、図１９の（ａ）と同様のアンテナ配置においてビーム送信アンテナを用いない場合に、図１９の（ｂ）と同様に等間隔配置を構成する場合（図示せず）、送信アンテナ数Nt=2、受信アンテナ数Na=2より、仮想受信アンテナ配置は4素子の等間隔アレー配置となる。
このように、ビーム送信アンテナを用いた仮想受信アンテナ配置により、仮想受信アンテナの開口長を拡大でき（例えば、仮想受信アンテナ数を増加でき）、角度分解能を向上できる。また、ビーム送信アンテナを用いた仮想受信アンテナ配置において、仮想受信アンテナを密に配置することでサイドローブの上昇を抑制して角度分解能の向上を図ることができる。
なお、図１９に示す例では、送信アンテナ数Nt=２の場合を示すが、送信アンテナ数Ntは、これに限定されない。例えば、送信アンテナ１０９の数の増加により、多くの送信アンテナ１０９をビーム送信アンテナに用いることが可能となり、指向性利得の向上を図れる。例えば、多重送信に用いる送信アンテナ数Nt=4の場合、ドップラ多重数NDM=1、符号多重数NCM=4とし、符号長Loc=4の直交符号系列を用いることで、４（＝Nt）個の送信アンテナ１０９をビーム送信アンテナに用いることが可能となる。なお、図１９に示すアンテナは、レーダ装置１０が有する複数のアンテナの一部であってよい。
以上、アンテナの配置例について説明した。
以上のように、レーダ装置１０は、レーダ送信信号に対して直交符号系列に対応する位相回転量を付与することにより、レーダ送信信号（換言すると、符号多重信号）を複数の送信アンテナ１０９から多重送信する。また、送信周期毎の受信信号は、直交ビーム送信の受信信号とみなすことができるため、複数の送信アンテナ１０９によって、サブアレーを構成するビーム送信アンテナが得られる。例えば、ビーム送信アンテナを構成する送信アンテナ１０９から等電力でレーダ送信信号が送信される場合、ビーム送信アンテナは、当該送信アンテナ１０９の中点位置をサブアレーの位相中心とした新たな送信アンテナ（ビーム送信アンテナ）として扱うことができる。なお、ビーム送信アンテナを構成する送信アンテナ１０９から、レーダ送信信号を等電力で送信しない場合は、ビーム送信アンテナを構成する各送信アンテナ１０９の送信電力の比に応じた位置（各送信アンテナからの送信電力の重心位置）をサブアレーの位相中心としたビーム送信アンテナによる送信として扱うことができる。
よって、レーダ装置１０は、多重送信する送信アンテナ１０９の数（Nt個）を超える送信アンテナを利用できる。また、例えば、レーダ装置１０（レーダ受信部２００）は、複数の送信アンテナ１０９によって構成されるビーム送信アンテナと、複数の送信アンテナ１０９と、複数の受信アンテナ２０２と、により構成される仮想受信アンテナ（例えば、（Nt+1）×Na個）を用いて、物標（ターゲット）の検知処理を行う。このように、レーダ装置１０は、例えば、ビーム送信アンテナと複数の送信アンテナ１０９を用いることにより、仮想受信アンテナを増加できる（例えば、多重送信する送信アンテナ数Ntに対して（Nt+1）×Na個の仮想受信アンテナが利用できる）ため、レーダ装置１０の方向推定部２１４における角度分解能の向上、あるいは、サイドローブレベルの低減が可能となる。このような測角性能の向上により、レーダ装置１０における物標の検知精度を向上できる。
（実施の形態１のバリエーション３）
実施の形態１のバリエーション３では、最大等間隔ドップラシフト量設定よりも狭い間隔の等間隔ドップラシフト量設定を用いて、符号化部１０７が、ドップラ多重信号に対する符号化ドップラ多重数を均一に設定する場合の処理（例えば、受信処理）について説明する。
例えば、以下では、ドップラシフト設定部１０６が最大等間隔ドップラシフト量設定よりも狭い間隔の等間隔ドップラシフト量設定（例えば、式(6)）を用いて、ドップラ多重信号に対する符号化ドップラ多重数を均一に設定する場合のレーダ受信部２００の動作について説明する。以下、レーダ受信部２００における実施の形態１と異なる動作について説明する。
CFAR部２１１は、例えば、式(6)に示す位相回転量φndmを用いた等間隔ドップラシフト量設定を用いる場合、ΔFD=Ncode／(NDM+Nint)の間隔でそれぞれNDM個のピークが検出されるため、ドップラ領域圧縮CFAR処理を適用できる。例えば、CFAR部２１１は、次式(63)に示すように、ドップラ多重した各信号のピーク位置を合わせて電力加算し、ドップラ領域圧縮CFAR処理を行う。ここで、fs_comp=-ΔFD/2,…, ΔFD/2-1=Ncode/{2(NDM+Nint)},…,Ncode/{2(NDM+Nint)}-1である。
Figure 2022092247000067
ただし、式(63)において、
Figure 2022092247000068
 の場合は、Ncodeを加えたドップラ周波数インデックスを用いる。
同様に式(63)において、
Figure 2022092247000069
 の場合は、更にNcodeを減算したドップラ周波数インデックスを用いる。
これにより、CFAR処理のドップラ周波数範囲を1／(NDM+Nint)に圧縮でき、CFAR処理量を削減でき、かつ、回路構成の簡易化を図ることができる。また、CFAR部２１１では、NDM個のドップラシフト多重した各信号を電力加算できるため、SNRを（NDM）1/2程度改善でき、レーダ装置１０におけるレーダ検知性能を向上できる。
ドップラ領域圧縮CFAR処理を用いたCFAR部２１１は、例えば、適応的に閾値を設定し、閾値よりも大きい受信電力となる距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfｓ_comp_cfar、及び、NDM個のドップラ多重信号のドップラ周波数インデックス（fｓ_comp_cfar+(nfd-ceil((NDM+Nint)/2)-1)×ΔFD）における受信電力情報PowerFT(fb_cfar, fｓ_comp_cfar+(nfd-ceil((NDM+Nint)/2)-1)×ΔFD)、nfd=1,…, NDM+Nintを符号化ドップラ多重分離部２１２に出力する。
次に、図１に示す符号化ドップラ多重分離部２１２の動作例について説明する。なお、以下では、CFAR部２１１において、ドップラ領域圧縮CFAR処理を用いた場合の符号化ドップラ多重分離部２１２の処理の一例について説明する。
符号化ドップラ多重分離部２１２は、CFAR部２１１の出力である距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_comp_cfar、及び、(NDM+Nint)個のドップラ多重信号のドップラ周波数インデックス（fs_comp_cfar+(nfd-ceil((NDM+Nint)/2)-1)×ΔFD）における受信電力情報PowerFT(fb_cfar, fs_comp_cfar+(nfd-ceil((NDM+Nint)/2)-1)×ΔFD)、nfd=1,…, (NDM+Nint)に基づいて、ドップラ解析部２１０の出力を用いて、符号化ドップラ多重送信された信号を分離し、送信アンテナ１０９の判別（換言すると、判定又は識別とも呼ぶ）、及び、ドップラ周波数（換言すると、ドップラ速度又は相対速度）の判別を行う。
上述したように、最大等間隔ドップラシフト量設定よりも狭い間隔の等間隔ドップラシフト量設定（例えば、式(6)）を用いて、ドップラ多重信号に対する符号化ドップラ多重数が均一に設定される場合、符号化ドップラ多重分離部２１２は、例えば、（１）折り返し判定を行い、（２）折り返し判定結果に基づいて、多重送信に用いた符号化ドップラ多重信号のドップラ符号分離処理を行う。
以下、上述した符号化ドップラ多重分離部２１２における処理（１）及び（２）についてそれぞれ説明する。
＜（１）折り返し判定処理（未使用の符号化ドップラ多重信号の検出処理）＞
例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、折り返し判定において、CFAR部２１１の出力である距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_comp_cfar、及び、(NDM+Nint)個のドップラ多重信号のドップラ周波数インデックス（fs_comp_cfar+(nfd-ceil((NDM+Nint)/2)-1)×ΔFD）における受信電力情報PowerFT(fb_cfar, fs_comp_cfar+(nfd-ceil((NDM+Nint)/2)-1)×ΔFD)、nfd=1,…, (NDM+Nint)を用いて、ΔFD＝Ncode／(NDM+Nint)の間隔でそれぞれNDM個のピークを検出する。例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、(NDM+Nint)個のドップラ多重信号のドップラ周波数インデックス（fs_comp_cfar+(nfd-ceil((NDM+Nint)/2)-1)×ΔFD）における受信電力情報PowerFT(fb_cfar, fs_comp_cfar+(nfd-ceil((NDM+Nint)/2)-1)×ΔFD)を用いて、多重送信に用いていないNint個の符号化ドップラ多重信号のドップラ周波数インデックスを検出する。これにより、符号化ドップラ多重分離部２１２は、±1/（2Loc×Tr）のドップラ範囲において折り返し判定を行う。
例えば、式(6)を用いる場合に、NDM＝３の場合に、Nint＝１と設定すると、
Figure 2022092247000070
 となり、φ1,φ2, φ3（＝φN_DM)はそれぞれ0°,90°,180°となる。ここで、ndm=1,…, NDMである。
また、このような位相回転に対応する各ドップラシフト量は、DOP1=0、DOP2＝ΔFD, DOP3（=DOPN_DM)=2ΔFDとなる。したがって、ΔFD間隔でNDM個のドップラ多重信号が割り当てられる一方で、ΔFD間隔で割り当てられないドップラシフト量は、Nint個ある。ここでは、Nint＝１であり、-ΔFDのドップラシフト量にはドップラ多重信号が割り当てられていない。また、レーダ装置１０は、ΔFD間隔で割り当てられないドップラシフト量を検出できれば、ΔFD間隔で割り当てられたNDM個のドップラ多重信号（DOP1、DOP2, DOP3（＝DOPN_DM)を特定できる。
このようなレーダ送信部１００において付与されたドップラシフト量の関係性を保持した信号が、レーダ装置１０におけるレーダ受信信号となる。このことから、符号化ドップラ多重分離部２１２は、CFAR部２１１の出力である距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_comp_cfar、及び、(NDM+Nint)個のドップラ多重信号のドップラ周波数インデックス（fs_comp_cfar+(nfd-ceil((NDM+Nint)/2)-1)×ΔFD）における受信電力情報PowerFT(fb_cfar, fs_comp_cfar+(nfd-ceil((NDM+Nint)/2)-1)×ΔFD)、nfd=1,…, (NDM+Nint)を用いて、ドップラ多重送信に用いられないNint個の符号化ドップラ多重信号のドップラ周波数インデックスを検出することで、±1/（2Loc×Tr）のドップラ範囲で折り返し判定を行うことができる。
ここで、ドップラ多重送信に用いられないNint個の符号化ドップラ多重信号のドップラ周波数インデックスの検出は、受信電力情報PowerFT(fb_cfar, fs_comp_cfar+(nfd-ceil((NDM+Nint)/2)-1)×ΔFD)を用いて、以下のように行われてよい。
例えば、Nint=1の場合、次式(64)に示すように、符号化ドップラ多重分離部２１２は、各Drの範囲のうち、受信電力PowerFT(fb_cfar, fs_comp_cfar+(Dr-ceil((NDM+Nint)/2)-1)×ΔFD)が最小となるDrを検出し、「Dr min」と表す。ここで、DrはDr=-ceil((NDM+Nint)/2),…,ceil((NDM+Nint)/2)-1の範囲の整数値をとる。
Figure 2022092247000071
例えば、Nint＞２の場合、符号化ドップラ多重分離部２１２は、各Drにおけるドップラ多重送信に用いられないNint個の符号化ドップラ多重信号のドップラ周波数インデックスの相対的な位置関係は予め既知であることを利用して、最小となるDrを検出する。例えば、Nint＞２の場合、符号化ドップラ多重分離部２１２は、次式(65)を用いて、各Drの範囲のうち、受信電力が最小となるDrを検出し、「Dr min」と表す。ここで、DrはDr=-ceil((NDM+Nint)/2),…,ceil((NDM+Nint)/2)-1の範囲の整数値をとる。ここで、Fnint(Dr)は、Drにおけるドップラ多重送信に用いられない第nint番目の符号化ドップラ多重信号のドップラ周波数インデックスの相対的な位置関係を表すインデックスである。なお、Fnint(Dr)の表すインデックスは、ΔFDをインデックス間隔としている。ここで、nint＝１、…、Nintである。
Figure 2022092247000072
また、符号化ドップラ多重分離部２１２は、fb_cfar，fs_comp_cfarに対する受信信号に対する折り返し判定結果（例えば、fb_cfar、fs_comp_cfar、Drmin）をピーク抽出部２１３に出力する。
以上、折り返し処理の動作例について説明した。
＜（２）多重送信に用いた符号化ドップラ多重信号のドップラ符号分離処理＞
符号化ドップラ多重分離部２１２は、折り返し判定結果に基づいて、多重送信に用いた符号化ドップラ多重信号の符号化ドップラ多重分離処理を行う。
例えば、符号化ドップラ多重分離部は、式(51)に基づいて、折り返し判定処理における折り返し判定結果であるDｒminに基づいて、多重送信に用いたDCI(ncm,ndm)が割り当てられた符号化ドップラ多重信号の分離受信を行う。例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、式(51)を用いた分離処理を行うことにより、多重送信に用いたDCI(ncm,ndm)が割り当てられた符号化ドップラ多重信号の分離受信を行うことができる。
なお、式(51)における、VFTALLz(fb_cfar，fs_comp_cfar，Dr, ndm)は次式(66)を用いる。なお、式(66)における、NcodeFR(Dr, ndm)/(NDM+Nint)の項は、ΔFD＝Ncode／(NDM+Nint)を用いて、FR(Dr, ndm) ΔFDとも表記できる。従って、ΔFD＝Ncode／(NDM+Nint)に限らず適用できる。また、以降に示す式に含まれるNcode／(NDM +Nint)の項は、ΔFDを表しており、ΔFD＝Ncode／(NDM +Nint)を用いない場合は、Ncode／(NDM +Nint)をΔFDと置き換えることで同様に適用でき、同様な効果が得られる。ここで、ndm=1,…, NDMである。
Figure 2022092247000073
式(66)において、FR(Dr, ndm)は、ドップラ折り返し範囲Drと、ドップラシフト量DOP1 、DOP２、 …、 DOPN_DMを付与する位相回転量φ1、φ２、…、φN_DMとが定まれば予め設定可能である。そのため、例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、ドップラ折り返し範囲Dr及び位相回転量と、FR(Dr, ndm)との対応関係をテーブル化し、ドップラ折り返し範囲Dr及び位相回転量に基づいて、FR(Dr, ndm)を読み出してもよい。また、例えば、ドップラシフト量DOP1 、DOP２、 …、 DOPN_DMを付与する位相回転量φ1、φ２、…、φN_DMが-π≦φ1<φ2<…<φN_DM<πを満たす場合、FR(Dr, ndm)を次式(67)のように表すことができる。
Figure 2022092247000074
折り返し判定処理にて、-1/(2LOC×Tr)以上、かつ、1/(2LOC×Tr)未満のドップラ範囲で、真のドップラ折り返し範囲であるインデックス（Drtrue）を判定できることから（換言すると、Drmin＝Drtrueとなるように判定できることから）、符号化ドップラ多重分離部２１２においては、-1/(2LOC×Tr)以上、かつ、1/(2LOC×Tr)未満のドップラ範囲で、符号多重に使用された直交符号間の相関値をゼロとすることができ、符号多重信号間の干渉を抑圧した分離処理が可能となる。
以上のような符号分離処理によって、レーダ装置１０は、ドップラ範囲±1/(2Loc×Tr)までを想定した折り返し判定結果に基づいて、多重送信に用いたDCI(ncm,ndm)が割り当てられている符号化ドップラ多重信号を分離受信できる。
また、DCI(ncm,ndm)が割り当てられた符号化ドップラ多重信号は、送信アンテナTx#[ncm,ndm]から送信されるため、送信アンテナ１０９の判定も可能となる。換言すると、レーダ装置１０は、送信アンテナTx#[ncm,ndm]から送信されたDCI(ncm,ndm)が割り当てられている符号化ドップラ多重信号を分離受信できる。
また、レーダ装置１０は、例えば、符号化ドップラ多重分離処理時に、符号要素毎のドップラ解析部２１０の出力に対して、ドップラ折り返しを含めたドップラ位相補正（例えば、ドップラ位相補正ベクトルα（fs_comp_cfar, Dr）による位相補正を行う。これらの位相補正は、fs_comp_cfarに対するドップラ成分候補における各ドップラ成分に応じた位相変化を補正することに対応している。このため、符号多重信号間における相互干渉は、例えば、ノイズレベル程度にまで低減可能である。換言すると、レーダ装置１０では、符号間干渉を低減でき、レーダ装置１０における検出性能の劣化への影響を抑制できる。
以上、符号化ドップラ多重分離部２１２の動作例について説明した。
図１において、ピーク抽出部２１３は、CFAR部２１１から入力される距離インデックスfｂ_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_comp_cfarに対するドップラ解析部２１０の少なくとも一つの出力を、方向推定部２１４に出力する。この際、ピーク抽出部２１３は、例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２から入力されるドップラ折り返し判定結果であるDrminを用いてよい。
例えば、図１に示す例では、ピーク抽出部２１３は、第１番目のドップラ解析部２１０（ドップラ解析部２１０－１）の出力VFTｚ 1（fb_cfar, fs_comp_cfar+(NcodeFR(Drmin, ndm_BF)/(NDM+ Nint)))を方向推定部２１４へ出力する。ここで、ndm_BFは、1,…, NDMの何れかであり、ndm_BF番目のドップラ多重信号が割り当てられた複数の送信アンテナ１０９は、例えば、上述した隣接する配置の条件を満たす送信アンテナ１０９の組み合わせである。
図１において、方向推定部２１４は、符号化ドップラ多重分離部２１２から入力される距離インデックスfｂ_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_comp_cfarに対する折り返し判定結果Drminに基づいて、送信アンテナTx#[ncm,ndm]から送信された、DCI(ncm,ndm)が割り当てられた符号化ドップラ多重信号の分離受信信号Yz(fb_cfar，fs_comp_cfar，Drmin, ncm,ndm)、及び、ピーク抽出部２１３から入力される一部のドップラ解析部２１０（図１では、ドップラ解析部２１０－１）からの出力に基づいて、ターゲットの方向推定処理を行う。
なお、以下では、一例として第１番目のドップラ解析部２１０からの出力VFTｚ 1（fb_cfar, fs_comp_cfar+(NcodeFR(Drmin, ndm_BF)/(NDM+Nint)))を用いる場合について説明するが、ピーク抽出部２１３からの出力はこれに限定されない。また、z=1,…,Naである。
例えば、方向推定部２１４は、符号化ドップラ多重分離部２１２及びピーク抽出部２１３の出力に基づいて、次式(68)に示すような仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_comp_cfar）を生成し、方向推定処理を行う。
仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_comp_cfar）は、送信アンテナ数Ntと受信アンテナ数Naとの積であるNt×Na個の要素を含み、更にビーム送信アンテナを用いることによる要素を含む。以下その詳細を説明する。
また、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_comp_cfar）は、ピーク抽出部２１３から入力される一部のドップラ解析部２１０の出力（例えば、VFTｚ 1（fb_cfar, fs_comp_cfar+(NcodeFR(Drmin, ndm_BF)/(NDM+Nint)))）に基づく、同一のドップラ多重を用いて符号多重送信され、隣り合う送信アンテナ１０９によってサブアレーを構成して直交ビーム送信するビーム送信アンテナの要素を含む。
例えば、ビーム送信アンテナがNBF個ある場合、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_comp_cfar）は、（Nt＋NBF）×Na個の要素を含む。一例として、ビーム送信アンテナ数NBF=1の場合、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_comp_cfar）は次式(68)のように表される。式(68)では、ピーク抽出部２１３が第１のドップラ解析部２１０からの出力VFTｚ 1（fb_cfar, fs_comp_cfar+(NcodeFR(Drmin, ndm_BF)/(NDM+Nint)))を方向推定部２１４へ出力する例を示すが、これに限定されない。
また、符号化ドップラ多重分離部２１２の出力と、ピーク抽出部２１３の出力とでは、ノイズレベルが異なるので、正規化する係数を乗算した値を仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_comp_cfar）に用いてもよい。
Figure 2022092247000075
仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_comp_cfar）は、ターゲットからの反射波信号に対して各受信アンテナ２０２間の位相差に基づく方向推定を行う処理に用いる。
方向推定部２１４の以降の動作は、実施の形態１における動作と同様のため、その説明を省略する。
以上、最大等間隔ドップラシフト量設定よりも狭い間隔の等間隔ドップラシフト量設定を用いて、符号化部１０７が、ドップラ多重信号に対する符号化ドップラ多重数を均一に設定する場合のレーダ受信部２００における動作例について説明した。
［アンテナの配置例］
以下、符号化ドップラ多重数を均一に設定する場合のアンテナの配置例について説明する。また、例えば、ドップラ多重信号に対する符号化ドップラ多重数が均一に設定され、ビーム送信アンテナ数が複数設定される場合のアンテナ配置例を示す。
図２０では、例えば、レーダ装置１０において、多重送信に用いる送信アンテナ数Nt=4の場合に、ドップラ多重数NDM=2、NCM=2とし、符号長Loc=2の直交符号系列Code１=｛1，1｝、Code2=｛1，-1｝とし、符号化ドップラ多重数をNDOP_CODE(1)=2, NDOP_CODE(2)=2とする場合について説明する。なお、ビーム送信アンテナ数NBF=２とし、ビーム送信アンテナに用いるドップラ多重信号のインデックスとしてndm_BF１=１、及びndm_BF２=２を用いる。
図２０では、例えば、水平方向に配置される４個の送信アンテナ１０９（Tx#1、Tx#2、Tx#3及びTx#4）は、左側のアンテナから、送信アンテナTx#[1, 1]、送信アンテナTx#[2, 1]、送信アンテナTx#[1, 2]、送信アンテナTx#[2, 2]である。図２０では、２つの送信アンテナTx#1（Tx#[1, 1]）及びTx#2（Tx#[2, 1]）は、同一のドップラ多重（ドップラシフト量=DOP1）を用いてレーダ送信信号を送信する。また、２つの送信アンテナTx#3（Tx#[1, 2]）及びTx#4（Tx#[2, 2]）は、同一のドップラ多重（ドップラシフト量=DOP2）を用いてレーダ送信信号を送信する。よって、図２０では、Tx#1及びTx#2によって１つのビーム送信アンテナが形成され、Tx#3及びTx#4によって１つのビーム送信アンテナが形成される。図２０では、ビーム送信アンテナ数NBF=2である。以下では、図２０において、Tx#1及びTx#2に対応するビーム送信アンテナを「Tx#5」と表記し、Tx#3及びTx#4に対応するビーム送信アンテナを「Tx#6」と表記することもある。
また、図２０では、受信アンテナ数Naは2個（例えば、Rx#1, Rx#2）である。なお、受信アンテナ数Naは、２個に限定されず、例えば、３個以上でもよい。
例えば、隣り合うTx#1（Tx#[1, 1]）とTx#2（Tx#[2, 1]）、及び、隣り合うTx#3（Tx#[1, 2]）とTx#4（Tx#[2, 2]）のそれぞれから、例えば、等電力でレーダ送信信号が送信される場合、Tx#1及びTx#2の中点位置がビーム送信アンテナTx#5の位相中心となり、Tx#3及びTx#4の中点位置がビーム送信アンテナTx#6の位相中心となる（図２０の（ａ）に示す×印）。なお、ビーム送信アンテナを構成する送信アンテナ１０９から、レーダ送信信号を等電力で送信しない場合は、各ビーム送信アンテナを構成する各送信アンテナ１０９の送信電力の比に応じた位置（各送信アンテナからの送信電力の重心位置）をサブアレーの位相中心としたビーム送信アンテナによる送信として扱うことができる。
図２０の（ａ）に示すような送信アンテナTx#1～Tx#4及びビーム送信アンテナTx#5、Tx#6、及び、受信アンテナRx#1,Rx#2の配置から、図２０の（ｂ）に示すような仮想受信アンテナ（又は、MIMO仮想アンテナ）の配置VA#１～VA#12が構成される。図２０の（ｂ）において、ビーム送信アンテナTx#5、Tx#6に基づいて得られる仮想アンテナ配置は、VA#9,VA#11,VA#10,及びVA#12に相当する。
ここで、仮想受信アレーの配置は、例えば、送信アレーアンテナを構成する送信アンテナ１０９の位置（例えば、給電点の位置）及び受信アレーアンテナを構成する受信アンテナ２０２の位置（例えば、給電点の位置）に基づいて、式(53)のように表されてよい。
図２０の（ｂ）に示すように、ビーム送信アンテナを用いた仮想受信アンテナ配置は、（Nt+NBF）=6，Na=2より、12素子の等間隔アレー配置となる。その一方で、図２０の（ａ）と同様のアンテナ配置においてビーム送信アンテナを用いない場合に、図１９の（ｂ）と同様に等間隔配置を構成する場合（図示せず）、送信アンテナ数Nt=4、受信アンテナ数Na=2より、仮想受信アンテナ配置は8素子の等間隔アレー配置となる。
このように、ドップラ多重数NDMの増加により、ビーム送信アンテナ数を増加できるので、仮想受信アンテナ数をより増大できる。また、符号化部１０７がドップラ多重信号に対する符号化ドップラ多重数を均一に設定することで、レーダ装置１０では、全ての送信アンテナ１０９が何れかのビーム送信アンテナに用いられるので、ドップラ多重信号に対する符号化ドップラ多重数を不均一に設定する場合と比較して、ビーム送信アンテナ数を増加しやすい。換言すると、ビーム送信アンテナ数を増加するための送信アンテナ１０９の数を低減できる。
例えば、符号多重数NCM=2とし、ビーム送信アンテナ数NBF=１とするためには、ドップラ多重信号に対する符号化ドップラ多重数が不均一に設定される場合には送信アンテナ数Nt>2が条件となる一方、ドップラ多重信号に対する符号化ドップラ多重数が均一に設定される場合には送信アンテナ数Nt＝2でも可能となる。
このようなドップラ多重数NDMの増加に伴うビーム送信アンテナ数の増加により、ビーム送信アンテナを用いた仮想受信アンテナ配置は、仮想受信アンテナの開口長をさらに拡大でき、角度分解能をより向上できる。また、仮想受信アンテナが密に配置されることにより、サイドローブの上昇を抑制し、角度分解能の向上を図ることができる。
なお、図２０に示す例では、ビーム送信アンテナ数NBF=２の場合を示すが、ビーム送信アンテナ数NBFは、これに限定されない。例えば、送信アンテナ１０９の増加により、多くのビーム送信アンテナ数を設定可能となり、レーダ装置１０の角度分解能の向上あるいはサイドローブレベルの抑圧を図ることができる。
また、図２０では、水平方向に、複数の送信アンテナ１０９及び受信アンテナ２０２を配置する場合について示したが、送信アンテナ１０９及び受信アンテナ２０２の配置は、これに限定されない。例えば、送信アンテナ１０９及び受信アンテナ２０２の少なくとも一方は、垂直方向に配置されてもよく、水平方向及び垂直方向の面的に配置されてもよく、これらの場合でも同様の効果が得られる。なお、図２０に示すアンテナは、レーダ装置１０が有する複数のアンテナの一部であってよい。
（実施の形態２）
本実施の形態では、実施の形態１の動作に加え、ビーム送信アンテナの指向性を所定の方向に形成する指向性ウェイトを付加する方法（ビーム送信アンテナの指向性を制御する方法）について説明する。
［レーダ装置の構成］
図２１において、実施の形態１（図１）と同様の構成には同一の符号を付し、その説明を省略する。
レーダ装置２０のレーダ送信部３００において、位相回転量設定部１０５は、指向性ウェイト付加部３０１を備えてよい。
指向性ウェイト付加部３０１は、符号化部１０７から入力される、式(10)で示される第m番目の送信周期Trにおける各符号化ドップラ位相回転量ψndop_code(ndm), ndm(m)のうち、ビーム送信アンテナに用いるndm_BF番目の各符号化ドップラ位相回転量ψndop_code(ndm_BF), ndm_BF(m)に対して、さらに、次式(69)に示す位相回転DIRndop_code(ndm_BF),ndm_BF(θ)及びTxCALndop_code(ndm_BF),ndm_BFを付与した位相回転量DWndop_code(ndm_BF),ndm_BF(m)を、位相回転部１０８に出力する。
Figure 2022092247000076
ここで、ピーク抽出部２１３には、OC_INDEXがnoc_BFとなる送信周期Trをビーム送信アンテナの送信タイミングとみなして、第noc_BF番目のドップラ解析部２１０の出力が入力される。noc_BFは、ビーム送信アンテナによる送信が行われるタイミング（送信周期）に対応する符号要素のインデックスを表す。ここで、noc_BFは、符号化部１０７で用いる符号長Locからなる符号多重数NCM個の直交符号系列符号要素のインデックスであるnoc=1,…,Locのうちの何れかの値である。
式(69)において、TxCALndop_code(ndm_BF),ndm_BFは、ndm_BF番目のドップラシフトDOPndm_BFを付与するNDOP_CODE(ndm_BF)個の送信アンテナTx#[1, ndm_BF]、送信アンテナTx#[2, ndm_BF]、…、送信アンテナTx#[NDOP_CODE(ndm_BF), ndm_BF]間の位相偏差（例えば、アンテナ又は給電線の線路長などの差によって生じる位相差）を補正する位相補正係数である。
また、式(69)において、angle[OCndop_code(ndm_BF)(noc_BF)]の項は、OC_INDEXがnoc_BFとなる場合の送信周期Trにおいて符号化部１０７で付与される符号OCndop_code(ndm_BF)(noc_BF)による位相回転の影響をなくして（換言すると、符号OCndop_code(ndm_BF)(noc_BF)による位相回転を基準位相とする。）指向性ウェイト形成するための位相補正係数である。
また、式(69)において、DIRndop_code(ndm_BF),ndm_BF(θ)は、ndm_BF番目のドップラシフトDOPndm_BFを付与するNDOP_CODE(ndm_BF)個の送信アンテナTx#[1, ndm_BF]、送信アンテナTx#[2, ndm_BF]、…、送信アンテナTx#[NDOP_CODE(ndm_BF), ndm_BF]に対して、所定の方向に指向性を向ける指向性ウェイト係数である。式(69)では、一例として方位θ方向に指向性を向ける指向性ウェイト係数を示すが、これに限定されず、仰角方向φあるいは、方位θ及び仰角方向φを含む２次元的に指向性方向を向ける指向性ウェイト係数を用いてもよい。
指向性ウェイト係数DIRndop_code(ndm_BF),ndm_BF(θ)は、ビーム送信アンテナとして用いるNDOP_CODE(ndm_BF)個の送信アンテナTx#[1, ndm_BF]、送信アンテナTx#[2, ndm_BF]、…、送信アンテナTx#[NDOP_CODE(ndm_BF), ndm_BF]の配置に依存する。例えば、NDOP_CODE(ndm_BF)個の送信アンテナ１０９が素子間隔dSAで直線状に配置され、送信ビーム方向をθTxBF方向に向ける場合、指向性ウェイト付加部３０１は、次式(70)のような指向性ウェイト係数DIRndop_code(ndm_BF),ndm_BF(θTxBF)を生成する。ここで、ndop_code(ndm_BF)=1, …, NDOP_CODE(ndm_BF)である。
Figure 2022092247000077
ここで、λはレーダ送信信号の波長を示す。
なお、指向性ウェイト付加部３０１は、ビーム送信アンテナに使用されないndm番目の各符号化ドップラ位相回転量ψndop_code(ndm), ndm(m)に対して、例えば、次式(71)のように、符号化部１０７から入力される、式(10)で示される第m番目の送信周期Trにおける各符号化ドップラ位相回転量ψndop_code(ndm), ndm(m)をそのまま出力してよい。
Figure 2022092247000078
Nt個の位相回転部１０８は、送信周期Tr毎に、レーダ送信信号生成部１０１から入力されるチャープ信号に対して、指向性ウェイト付加部３０１から入力されるDWndop_code(ndm),ndm(m)をそれぞれ付与する。位相回転部１０８のNt個の出力（例えば、符号化ドップラ多重信号と呼ぶ）は、規定された送信電力に増幅後に、Nt個の送信アンテナ１０９（送信アレーアンテナ部とも呼ぶ）から空間に放射される。
図２１に示すレーダ装置２０のレーダ受信部２００は、例えば、実施の形態１と同様の動作を行う。ここで、ピーク抽出部２１３は、OC_INDEXがnoc_BFとなる送信周期Trをビーム送信アンテナの送信タイミングとみなすため、CFAR部２１１から入力される距離インデックスfｂ_cfar及びドップラ周波数インデックスfs_comp_cfarに対する第noc_BF番目のドップラ解析部２１０の出力を方向推定部２１４に出力する。この際、ピーク抽出部２１３は、例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２から入力されるドップラ折り返し判定結果であるDrminを用いてよい。
以上のように、位相回転量設定部１０５に、指向性ウェイト付加部３０１を設けることにより、レーダ装置２０は、ビーム送信アンテナの指向性を所定の方向に形成でき、所定方向の指向性利得を向上できる。これにより、例えば、ビーム送信アンテナの3dBビーム幅程度内をレーダ装置２０の視野角とする場合に、レーダ装置２０の検知距離を拡大できる。
なお、ビーム送信アンテナの3dBビーム幅程度内をレーダ装置２０の視野角とする場合、レーダ装置２０の検知距離を拡大できる効果が得られるため、CFAR部２１１への入力を、第noc_BF番目のドップラ解析部２１０の出力としてもよい。例えば、図２２は、noc_BF=１を用いた場合、CFAR部２１１への入力を、ドップラ解析部２１０－１の出力のみとする例を示す図である。なお、noc_BF=1に限定されない。
図２２において、CFAR部２１１は、次式(72)に示すように、第noc_BF番目のドップラ解析部２１０の出力VFTz noc_BF（fb, fs）を電力加算したPowerFT(fb,fs)を算出する。以降は、実施の形態１と同様な受信処理を行う。
Figure 2022092247000079
図２２に示すように、ビーム送信アンテナの3dBビーム幅程度内をレーダ装置２０の視野角とする場合、CFAR部２１１は、第noc_BF番目のドップラ解析部２１０の出力VFTz noc_BF（fb, fs）を電力加算したPowerFT(fb,fs)を用いてCFAR処理が可能となるため、CFAR部２１１のピーク検出性能が向上する。例えば、ピーク検出率の向上、ピーク未検出率の低下が可能となる。
また、例えば、CFAR部２１１は、第noc_BF番目のドップラ解析部２１０の出力VFTz noc_BF（fb, fs）を電力加算すればよいので、電力加算の演算処理量を低減できる。
なお、ビーム送信アンテナが複数ある場合、複数（例えば、全て）のビーム送信アンテナの送信タイミング（送信周期）を一致させてもよい。すなわち、隣り合う送信アンテナ１０９によってそれぞれ構成される複数のビーム送信アンテナ（例えば、第１ビーム送信アンテナと第２ビーム送信アンテナ）間では、レーダ送信信号の送信タイミングは同一でもよい。これにより、例えば、図２２に示すように、１つのドップラ解析部２１０の出力によってCFAR検出が可能となり、CFAR処理性能を向上でき、かつ、CFAR部２１１における電力加算の演算処理量を低減できる。
例えば、ビーム送信アンテナが複数（例えば、２個）ある場合、指向性ウェイト付加部３０１は、符号化部１０７から入力される式(10)で示される第m番目の送信周期Trにおける各符号化ドップラ位相回転量ψndop_code(ndm), ndm(m)のうち、ビーム送信アンテナに用いるndm_BF１番目及びndm_BF２番目の各符号化ドップラ位相回転量ψndop_code(ndm_BF1), ndm_BF１(m)、ψndop_code(ndm_BF2), ndm_BF２(m)に対し、さらに次式(73)のような位相回転量DWndop_code(ndm_BF1),ndm_BF1(m)、DWndop_code(ndm_BF2),ndm_BF2(m)を、位相回転部１０８に出力する。ここで、ピーク抽出部２１３は、OC_INDEXがnoc_BFとなる送信周期Trを２つのビーム送信アンテナの送信タイミングとみなして第noc_BF番目のドップラ解析部２１０の出力をピーク抽出部２１３の入力とする場合を示す。
Figure 2022092247000080
または、ビーム送信アンテナが複数ある場合、複数（例えば、全て）のビーム送信アンテナの送信タイミング（送信周期）を一致させなくてもよい。すなわち、隣り合う送信アンテナ１０９によってそれぞれ構成される複数のビーム送信アンテナ（例えば、第１ビーム送信アンテナと第２ビーム送信アンテナ）間では、送信タイミングは異なってもよい。この場合、１つのドップラ解析部２１０の出力によるCFAR検出（例えば、図２２の構成）を適用できないが、送信周期による受信電力変動が平滑化されるため、A/Dのダイナミックレンジを狭くでき、AD量子化ビット数を削減できる効果が得られる。
例えば、ビーム送信アンテナが複数（例えば、２個）ある場合、指向性ウェイト付加部３０１は、符号化部１０７から入力される式(10)で示される第m番目の送信周期Trにおける各符号化ドップラ位相回転量ψndop_code(ndm), ndm(m)のうち、ビーム送信アンテナに用いるndm_BF１番目及びndm_BF２番目の各符号化ドップラ位相回転量ψndop_code(ndm_BF1), ndm_BF１(m)、ψndop_code(ndm_BF2), ndm_BF２(m)に対し、さらに次式(74)のような位相回転量DWndop_code(ndm_BF1),ndm_BF1(m)、DWndop_code(ndm_BF2),ndm_BF2(m)を、位相回転部１０８に出力する。ここで、ピーク抽出部２１３は、OC_INDEXがnoc_BF１となる送信周期Tr及び、OC_INDEXがnoc_BF２となる送信周期Trを２つのビーム送信アンテナそれぞれの送信タイミングとみなして第noc_BF１番目のドップラ解析部２１０及び第noc_BF2番目のドップラ解析部２１０の出力をピーク抽出部２１３の入力とする場合を示す。ここで、noc_BF1、及びnoc_BF2は、それぞれ符号化部１０７で用いる符号長Locからなる符号多重数NCM個の直交符号系列符号要素のインデックスであるnoc=1,…,Locのうちの何れかの値であり、noc_BF1≠noc_BF2である。
Figure 2022092247000081
また、ビーム送信アンテナが複数ある場合、ピーク抽出部２１３は、CFAR部２１１から入力される距離インデックスfｂ_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_comp_cfarに対するドップラ解析部２１０の少なくとも一つの出力を方向推定部２１４に出力する。この際、ピーク抽出部２１３は、符号化ドップラ多重分離部２１２から入力されるドップラ折り返し判定結果であるDrminを用いてよい。
ここで、ビーム送信アンテナが複数ある場合において、複数（例えば、全て）のビーム送信アンテナとなる送信周期を一致させる場合、例えば、OC_INDEXがnoc_BFとなる送信周期Trをビーム送信アンテナの送信タイミングとみなして第noc_BF番目のドップラ解析部２１０の出力をピーク抽出部２１３への入力とする。
例えば、第１番目（noc_BF=1）のドップラ解析部２１０を用いる場合、ピーク抽出部２１３は、
Figure 2022092247000082
 を出力する。ここで、ndm_BFは、1,…, NDMの何れかの値であり、ndm_BF番目のドップラ多重信号が割り当てられた複数の送信アンテナは、隣接した配置条件を満たすものである。
一方で、ビーム送信アンテナが複数ある場合において、ビーム送信アンテナとなる送信周期を一致させない場合、例えば、OC_INDEXががnoc_BF１及びnoc_BF２なる送信周期Trをビーム送信アンテナの送信タイミングとみなして第noc_BF１番目のドップラ解析部２１０及び第noc_BF２番目のドップラ解析部２１０からの出力のそれぞれをピーク抽出部２１３への入力とする。
なお、ビーム送信アンテナが複数ある場合にビーム送信アンテナの送信タイミングを一致させる場合又は一致させない場合の動作は、本実施の形態に係る構成（例えば、ビーム送信アンテナの指向性を制御する構成）に限定されず、例えば、実施の形態１に係る構成（例えば、上述した指向性制御を行わない構成）に適用してもよい。
例えば、図２３は、実施の形態１において、ビーム送信アンテナが複数ある場合にビーム送信アンテナとなる送信周期を一致させない場合の動作を適用したレーダ装置１０ａの構成例を示すブロック図である。また、図２４は、実施の形態２において、ビーム送信アンテナが複数ある場合にビーム送信アンテナとなる送信周期を一致させない場合の動作を適用したレーダ装置２０ａの構成例を示すブロック図である。
図２３及び図２４において、例えば、符号化ドップラ多重信号のうち、ndm_BF１番目及びndm_BF２番目の符号化ドップラ多重信号をビーム送信アンテナに用いる場合について説明する。例えば、noc_BF１が第１番目のドップラ解析部２１０を用いてndm_BF１番目のビーム送信アンテナの送信タイミングに対応し、noc_BF２が第２番目のドップラ解析部２１０を用いてndm_BF２番目のビーム送信アンテナの送信タイミングに対応する場合、ピーク抽出部２１３ａは、
Figure 2022092247000083
 を方向推定部２１４へ出力する。
ここで、ndm_BFは、1,…, NDMの何れかの値であり、ndm_BF番目のドップラ多重信号が割り当てられた複数の送信アンテナは、隣接した配置条件を満たすものである。
なお、本実施の形態において、指向性ウェイト付加部３０１において、ビーム送信アンテナの指向性を所定の方向に形成する際の指向性は、複数の測定毎に一定方向に固定してもよく、測定毎に指向性を可変してもよい。測定毎に指向性を可変に設定する場合、指向性ウェイト付加部３０１における指向性ウェイト係数DIRndop_code(ndm_BF),ndm_BF(θ)を測定毎に異なるθ方向となる指向性ウェイト係数を用いることで、測定毎に指向性を可変することができる。
［アンテナの配置例２－１］
符号化ドップラ多重数を不均一に設定する場合のアンテナ配置の例について説明する。また、ビーム送信アンテナ数が複数である場合のアンテナ配置の例について説明する。
図２５では、例えば、レーダ装置２０において、多重送信に用いる送信アンテナ数がNt=５であり、ドップラ多重数NDM=3、NCM=2とし、符号長Loc=2の直交符号系列Code１=｛1，1｝、Code2=｛1，-1｝とし、符号化ドップラ多重数をNDOP_CODE(1)=2, NDOP_CODE(2)=2, NDOP_CODE(2)=1とする場合について説明する。なお、ビーム送信アンテナ数NBF=２とし、ビーム送信アンテナに用いるドップラ多重信号のインデックスとしてndm_BF１=１、及びndm_BF２=２を用いる。
図２５では、例えば、水平方向に配置される５個の送信アンテナ１０９（Tx#1～Tx#5）は、左側のアンテナから、送信アンテナTx#[1, 1]、送信アンテナTx#[2, 1]、送信アンテナTx#[1, 2]、送信アンテナTx#[2, 2]、送信アンテナTx#[1, 3]である。図２５では、２つの送信アンテナTx#1（Tx#[1, 1]）及びTx#2（Tx#[2, 1]）は、同一のドップラ多重（ドップラシフト量=DOP1）を用いてレーダ送信信号を送信する。また、２つの送信アンテナTx#3（Tx#[1, 2]）及びTx#4（Tx#[2, 2]）は、同一のドップラ多重（ドップラシフト量=DOP2）を用いてレーダ送信信号を送信する。よって、図２５では、Tx#1及びTx#2によって１つのビーム送信アンテナが形成され、Tx#3及びTx#4によって１つのビーム送信アンテナが形成される。図２５では、ビーム送信アンテナ数NBF=2である。以下では、Tx#1及びTx#2に基づくビーム送信アンテナを「Tx#6」と表記し、Tx#3及びTx#4に基づくビーム送信アンテナを「Tx#7」と表記することもある。
また、図２５では、受信アンテナ数Naは2個（例えば、Rx#1, Rx#2）である。なお、受信アンテナ数Naは、２個に限定されず、例えば、３個以上でもよい。
例えば、隣り合うTx#1（Tx#[1, 1]）とTx#2（Tx#[2, 1]）とから、例えば等電力でレーダ送信信号が送信される場合、Tx#1及びTx#2の中点位置がビーム送信アンテナTx#6の位相中心となる（図２５の（ａ）に示す×印）。また、例えば、隣り合うTx#3（Tx#[1, 2]）とTx#4（Tx#[2, 2]）とから、例えば、等電力でレーダ送信信号が送信される場合、Tx#3及びTx#4の中点位置がビーム送信アンテナTx#7の位相中心となる（図２５の（ａ）に示す×印）。なお、ビーム送信アンテナを構成する各送信アンテナ１０９から、レーダ送信信号を等電力で送信しない場合は、各ビーム送信アンテナを構成する各送信アンテナ１０９の送信電力の比に応じた位置（各送信アンテナからの送信電力の重心位置）をサブアレーの位相中心としたビーム送信アンテナによる送信として扱うことができる。
図２５の（ａ）に示すような送信アンテナTx#1～Tx#5及びビーム送信アンテナTx#6、Tx#7、及び、受信アンテナRx#1,Rx#2の配置から、図２５の（ｂ）に示すような仮想受信アンテナ（又は、MIMO仮想アンテナ）の配置VA#1～VA#14が構成される。図２５の（ｂ）において、ビーム送信アンテナTx#6に基づいて得られる仮想受信アンテナ配置はVA#11及びVA#12に相当し、ビーム送信アンテナTx#7に基づいて得られる仮想受信アンテナ配置はVA#13及びVA#14に相当する。
ここで、仮想受信アンテナ（仮想受信アレー）の配置は、例えば、送信アレーアンテナを構成する送信アンテナ１０９の位置（例えば、給電点の位置）及び受信アレーアンテナを構成する受信アンテナ２０２の位置（例えば、給電点の位置）に基づいて、式(53)のように表されてよい。
図２５の（ｂ）に示すように、ビーム送信アンテナを用いた仮想受信アンテナ配置は、（Nt+NBF）=7，Na=2より、14素子の等間隔アレー配置となる。その一方で、図２５の（ａ）と同様のアンテナ配置においてビーム送信アンテナを用いない場合に、図２５の（ｂ）と同様に等間隔配置を構成する場合（図示せず）、送信アンテナ数Nt=5、受信アンテナ数Na=2より、仮想受信アンテナ配置は10素子の等間隔アレー配置となる。
このように、ドップラ多重数NDMの増加により、ビーム送信アンテナ数を増加でき、仮想受信アンテナ数をより増大できるので、ビーム送信アンテナを用いた仮想受信アンテナ配置は、仮想受信アンテナの開口長をさらに拡大でき、角度分解能をより向上できる。また、仮想受信アンテナが密に配置されることにより、サイドローブの上昇を抑制し、角度分解能の向上を図ることができる。
なお、図２５に示す例では、ビーム送信アンテナ数NBF=２の場合を示すが、ビーム送信アンテナ数NBFは２個に限定されない。例えば、送信アンテナ１０９の増加により、多くのビーム送信アンテナ数を設定可能となり、レーダ装置１０の角度分解能の向上あるいはサイドローブレベルの抑圧を図ることができる。
また、図２５では、水平方向に、複数の送信アンテナ１０９及び受信アンテナ２０２を配置する場合について示したが、送信アンテナ１０９及び受信アンテナ２０２の配置は、これに限定されない。例えば、送信アンテナ１０９及び受信アンテナ２０２の少なくとも一方は、垂直方向に配置されてもよく、水平方向及び垂直方向の面的に配置されてもよく、これらの場合でも同様の効果が得られる。なお、図２５に示すアンテナは、レーダ装置２０が有する複数のアンテナの一部であってよい。
［アンテナの配置例２－２］
サブアレーを用いた２次元のアンテナ配置例について説明する。また、符号化ドップラ多重数を均一に設定する場合のアンテナ配置の例について説明する。
図２６では、例えば、レーダ装置２０において、多重送信に用いる送信アンテナ数がNt=４であり、ドップラ多重数NDM=２、NCM=2とし、符号長Loc=2の直交符号系列Code１=｛1，1｝、Code2=｛1，-1｝とし、符号化ドップラ多重数をNDOP_CODE(1)=2, NDOP_CODE(2)=2とする場合について説明する。なお、ビーム送信アンテナ数NBF=２とし、ビーム送信アンテナに用いるドップラ多重信号のインデックスとしてndm_BF1=１、及びndm_BF2=２を用いる。
図２６に示すように、複数の送信アンテナ１０９及び受信アンテナ２０２は水平及び垂直方向に配置される。
図２６では、例えば、垂直方向の上段に配置される送信アンテナ１０９（Tx#1及びTx#2）は、左側のアンテナから、送信アンテナTx#[1, 1]及び送信アンテナTx#[2, 1]であり、垂直方向の下段に配置される送信アンテナ１０９（Tx#3及びTx#4）は、左側のアンテナから、送信アンテナTx#[1, 2]及び送信アンテナTx#[2, 2]である。
図２６では、２つの送信アンテナTx#1（Tx#[1, 1]）及びTx#2（Tx#[2, 1]）は、同一のドップラ多重（ドップラシフト量=DOP1）を用いてレーダ送信信号を送信する。また、図２６では、２つの送信アンテナTx#3（Tx#[1, 2]）及びTx#4（Tx#[2, 2]）は、同一のドップラ多重（ドップラシフト量=DOP2）を用いてレーダ送信信号を送信する。よって、図２６では、Tx#1及びTx#2によって１つのビーム送信アンテナが形成され、Tx#3及びTx#4によって１つのビーム送信アンテナが形成される。図２６では、ビーム送信アンテナ数NBF=2である。以下では、Tx#1及びTx#2に基づくビーム送信アンテナを「Tx#5」と表記し、Tx#3及びTx#4に基づくビーム送信アンテナを「Tx#6」と表記することもある。
また、図２６では、受信アンテナ数Naは８個（Rx#1～#8）である。なお、受信アンテナ数Naは、８個に限定されず、他の個数でもよい。
例えば、水平方向において隣り合うTx#1（Tx#[1, 1]）とTx#2（Tx#[2, 1]）とから例えば、等電力でレーダ送信信号が送信される場合、Tx#1及びTx#2の中点位置がビーム送信アンテナTx#5の位相中心となる（図２６に示す×印）。また、例えば、水平方向において隣り合うTx#3（Tx#[1, 2]）とTx#4（Tx#[2, 2]）とから、例えば、等電力でレーダ送信信号が送信される場合、Tx#3及びTx#4の中点位置がビーム送信アンテナTx#6の位相中心となる（図２６に示す×印）。なお、各ビーム送信アンテナを構成する送信アンテナ１０９から、レーダ送信信号を等電力で送信しない場合は、ビーム送信アンテナを構成する各送信アンテナ１０９の送信電力の比に応じた位置（各送信アンテナからの送信電力の重心位置）をサブアレーの位相中心としたビーム送信アンテナによる送信として扱うことができる。
また、送信アンテナ１０９は、例えば、図２７に示すようなサブアレー構成のアンテナを用いてもよい。サブアレー構成のアンテナを用いることにより、アンテナの指向性利得を向上でき、レーダ装置２０における検知性能（例えば、検知距離）を向上できる。例えば、図２７に示す例では、４個の送信アンテナ１０９（Tx#1～Tx#4）のそれぞれは、平面パッチアンテナを縦に３素子、横に２素子並べた６素子のサブアレー構成である。なお、サブアレーの構成は、図２７に示す構成に限定されない。
図２６に示すような送信アンテナTx#1～Tx#4及びビーム送信アンテナTx#5、Tx#6、及び、受信アンテナRx#1～Rx#8の配置から、図２８に示すような仮想受信アンテナ（又は、MIMO仮想アンテナ）の配置VA#1～VA#48が構成される。図２８において、ビーム送信アンテナTx#5に基づいて得られる仮想受信アンテナ配置はVA#33～VA#40に相当し、ビーム送信アンテナTx#6に基づいて得られる仮想受信アンテナ配置はVA#41～VA#48に相当する。
ここで、仮想受信アンテナ（仮想受信アレー）の配置は、例えば、送信アレーアンテナを構成する送信アンテナ１０９の位置（例えば、給電点の位置）及び受信アレーアンテナを構成する受信アンテナ２０２の位置（例えば、給電点の位置）に基づいて、式(53)のように表されてよい。
図２８に示すように、ビーム送信アンテナを用いた仮想受信アンテナは、（Nt+NBF）=6，Na=8より、48素子のアレー配置となる。その一方で、図２６と同様のアンテナ配置においてビーム送信アンテナを用いない場合の仮想受信アンテナ配置は、例えば、図２９に示すように、送信アンテナ数Nt=4、受信アンテナ数Na=8より、32素子のアレー配置となる。
このように、ドップラ多重数NDMの増加により、ビーム送信アンテナ数を増加でき、仮想受信アンテナ数をより増大できるので、ビーム送信アンテナを用いた仮想受信アンテナ配置は、仮想受信アンテナの開口長をさらに拡大でき、角度分解能を向上できる。また、仮想受信アンテナが密に配置することにより、サイドローブの上昇を抑制し、角度分解能の向上を図ることができる。
なお、図２６に示す例では、ビーム送信アンテナ数NBF=２の場合を示すが、ビーム送信アンテナ数NBFは２個に限定されない。例えば、送信アンテナ１０９の増加により、多くのビーム送信アンテナ数を設定可能となり、レーダ装置１０の角度分解能の向上あるいはサイドローブレベルの抑圧を図ることができる。
以上、アンテナの配置例について説明した。
図３０の（ａ）及び（ｂ）は、方向推定部２１４の到来方向推定アルゴリズムにビームフォーマ法を用いた場合の方向推定結果（計算機シミュレーション結果）の一例を示す図である。
図３０の（ａ）及び（ｂ）では、ターゲット真値を、水平０度及び垂直０度とした場合の水平方向±90度範囲、及び、垂直方向±90度範囲における到来方向推定評価関数値の出力をプロットしている。なお、各アンテナの指向性は、無指向性として算出している。
例えば、図３０の（ａ）は、図２８に示すビーム送信アンテナを用いた４８素子の仮想受信アンテナ配置（ただし、DH =0.5λ、DV =0.5λ）を用いた場合の方向推定結果の一例を示す図である。また、図３０の（ｂ）は、図３０の（ａ）との比較のために、一例として、図２９に示す送信アンテナ数Nt=4、受信アンテナ数Na=8より構成される３２素子の仮想受信アンテナ配置（ただし、DH =0.5λ、DV =0.5λ）を用いた場合の方向推定結果の一例を示す図である。
図３０の（ｂ）では、ターゲット真値の水平０度及び垂直０度の方向と異なる他の方向において、サイドローブが水平方向及び垂直方向に発生している。例えば、図３０の（ｂ）では、水平方向により多くのサイドローブが発生している。これに対して、図３０の（ａ）では、図３０の（ｂ）と比較して、ターゲット真値の水平０度及び垂直０度の方向と異なる他の方向のサイドローブ（例えば、水平方向のサイドローブ）のピークレベルが低減されていることが確認できる。例えば、図３０の（ａ）では、水平０度及び垂直０度の方向のメインローブのピーク電力値に対する、水平０度及び垂直０度の方向と異なる方向のメインローブを除いた最も高い水平方向のサイドローブのピーク電力値の比（PSLR：peak to sidelobe ratio）は-13dB程度であり、図３０の（ｂ）では、水平方向のサイドローブのPSLRは-5dB程度である。よって、図３０の（ａ）では、図３０の（ｂ）と比較して、PSLRの低減効果が高いことが確認できる。
このように、図２６（又は図２７）に示すMIMOアレー配置における素子サイズが１λ程度でも、ビーム送信アンテナを用いることにより、仮想受信アンテナにおいては、水平方向のグレーティングローブあるいはサイドローブの低減効果が得られる。なお、図２６、図２７に示すアンテナは、レーダ装置２０が有する複数のアンテナの一部であってよい。
以上、本開示の各実施の形態について説明した。
［他の実施の形態］
（１）上述した各実施の形態において、ドップラシフト設定部１０６は、例えば、直交符号系列の符号長Locに対応する送信周期の期間（例えば、Loc×Tr）において、ドップラシフト量DOPndmを付与するための位相回転量φndmを設定して、符号化部１０７へ出力する動作について説明した。ドップラシフト設定部１０６は、例えば、符号多重に用いる符号長Locからなる直交符号系列の符号要素毎に、ドップラシフト量DOP1、DOP2,..,DOPN_DMを可変に設定してもよい。換言すると、符号多重に用いる符号長Locからなる直交符号系列の符号要素毎に、ドップラシフト量DOP1、DOP2,..,DOPN_DMを付与する位相回転量を可変に設定してもよい。
例えば、ドップラシフト設定部１０６は、符号要素の送信周期（Loc×Tr）毎に異なる位相回転量φndm(noc)を付与してもよい。ここで、nocは符号要素のインデックスであり、noc=1,…,Locである。換言すると、第ｍ番目の送信周期において、OC_INDEX=mod(m-1、Loc)＋１に依存して、位相回転量φndm(OC_INDEX)を可変して付与してもよい。ここで、OC_INDEX＝1,…,Locである。すなわち、同一のドップラシフト量DOPndmに相当する位相回転量φndm(noc)は、直交符号系列の符号要素に対応する送信周期毎に異なる。ここで、ndm=1,.., NDMである。換言すると、例えば、図１２に示すTx＃[1,1]、Tx＃[2,1]は、直交符号系列の符号要素毎に、ドップラシフト量DOP1、DOP2,..,DOPN_DMが異なる。
ドップラシフト設定部１０６は、例えば、図１２に示すように、隣り合う送信アンテナのペアが同一のドップラシフト量の組み合わせが対応付けられている場合でなくても、直交符号系列の符号要素毎に、ドップラシフト量DOP1、DOP2,..,DOPN_DMが異なるように設定してもよい。
また、ドップラシフト設定部１０６が設定したドップラシフト量を、位相回転部１０８が隣り合う送信アンテナ１９０のペアの同一の位相回転量（同一のドップラシフト量）として設定する場合、符号化部１０７は、符号化ドップラ多重数を同一の値にしてもよいし、異なる値にしてもよい。
符号多重に用いる符号長Locの直交符号の符号要素毎に、ドップラシフト量DOP1、DOP2,..,DOPN_DMを付与する位相回転量を可変に設定する方法の例として、以下の３つの方法が挙げられる。
＜位相回転量可変方法１＞
ドップラシフト設定部１０６は、例えば、最大等間隔ドップラシフト量設定よりも狭い間隔の等間隔ドップラシフト量設定と、最大等間隔ドップラシフト量設定と、に基づいて、ドップラシフト量DOP1、DOP2,..,DOPN_DMを付与する位相回転量において可変した位相回転量を設定してもよい。換言すると、直交符号系列の符号要素毎に、ドップラシフト量DOP1、DOP2,..,DOPN_DMを可変して設定してもよい。
例えば、符号多重数NCM=2を用いる場合(符号長Loc=2の場合)に、ドップラシフト設定部１０６は、noc=1（あるいはOC_INDEX=1となる送信周期）では、最大等間隔ドップラシフト量設定よりも狭い間隔の等間隔ドップラシフト量設定（例えば、式(6)）に基づき、noc=2（あるいはOC_INDEX=2となる送信周期）では、最大等間隔ドップラシフト量設定（例えば、式(5)）に基づいて、ドップラシフト量DOP1、DOP2,..,DOPN_DMを付与する位相回転量を可変に設定してもよい。換言すると、直交符号系列の符号要素毎に、ドップラシフト量DOP1、DOP2,..,DOPN_DMを可変して設定してもよい。この場合、符号要素の送信周期（Loc×Tr）毎の位相回転量φndm(noc)は、例えば、次式(75)及び式(76)で表される。
Figure 2022092247000084
Figure 2022092247000085
＜位相回転量可変方法２＞
ドップラシフト設定部１０６は、例えば、最大等間隔ドップラシフト量設定よりも狭い間隔の等間隔ドップラシフト量設定に基づく場合に、ドップラシフト量DOP1、DOP2,..,DOPN_DMを付与する位相回転量においてNintを可変に設定した位相回転量を用いてもよい。換言すると、直交符号系列の符号要素毎に、ドップラシフト量DOP1、DOP2,..,DOPN_DMを可変して設定してもよい。
例えば、符号多重数NCM=2を用いる場合(符号長Loc=2の場合)に、ドップラシフト設定部１０６は、noc=1（あるいはOC_INDEX=1となる送信周期）では、等間隔ドップラシフト量設定（例えば、式(6)）においてNint=1に基づき、noc=2（あるいはOC_INDEX=2となる送信周期）では、等間隔ドップラシフト量設定（例えば、式(6)）においてNint=2に基づいて、ドップラシフト量DOP1、DOP2,..,DOPN_DMを付与する位相回転量を可変に設定してもよい。換言すると、直交符号系列の符号要素毎に、ドップラシフト量DOP1、DOP2,..,DOPN_DMを可変して設定してもよい。この場合、符号要素の送信周期（Loc×Tr）毎の位相回転量φndm(noc)は、例えば、次式(77)及び式(78)で表される。
Figure 2022092247000086
Figure 2022092247000087
＜位相回転量可変方法３＞
ドップラシフト設定部１０６は、例えば、最大等間隔ドップラシフト量設定よりも狭い間隔の等間隔ドップラシフト量設定に基づく場合に、ドップラシフト量DOP1、DOP2,..,DOPN_DMを付与する位相回転量のインデックスを可変に設定してもよい。換言すると、直交符号系列の符号要素毎に、ドップラシフト量DOP1、DOP2,..,DOPN_DMを可変して設定してもよい。
例えば、符号多重数NCM=2を用いる場合(符号長Loc=2の場合)に、符号要素の送信周期（Loc×Tr）毎の位相回転量φndm(noc)は次式(79)及び式(80)で表される。ここで、noc=1,…,Locである。
Figure 2022092247000088
Figure 2022092247000089
式(79)及び式(80)を用いる場合、第１番目の符号要素を送信する送信周期のドップラシフト量のインデックス設定と、第２番目の符号要素を送信する送信周期のドップラシフト量のインデックス設定とは、インデックス（ndm）を１つ分シフトした設定となる。
なお、インデックスのシフト方法は、これに限定されず、他のシフト方法でもよい。例えば、インデックスのシフト方法が予め既知の場合、レーダ受信部２００の符号化ドップラ多重分離部２１２にて分離処理が可能である。
以上、位相回転量を可変に設定する方法（換言すると、ドップラシフト量を可変に設定する方法）の例について説明した。
以下、一例として、符号多重に用いる符号長Locの直交符号系列の符号要素毎に、ドップラシフト量DOP1、DOP2,..,DOPN_DMを付与する位相回転量を可変に設定する場合(換言すると、直交符号系列の符号要素毎に、ドップラシフト量DOP1、DOP2,..,DOPN_DMを可変に設定する場合)、すなわち、符号要素に対応する送信周期（Loc×Tr）毎に異なる位相回転量φndm(noc)を付与する場合の動作について、実施の形態１と異なる動作について説明する。
なお、以下では、位相回転量φndm(noc)を付与する際にNint(noc)と表記する。例えば、位相回転量可変方法１における式(75)及び式(76)は、次式(81)及び式(82)のように表記される。
Figure 2022092247000090
Figure 2022092247000091
符号化部１０７は、例えば、ドップラシフト設定部１０６から入力されるNDM個のドップラシフト量を付与する位相回転量に対して、直交符号系列に基づく位相回転量を設定する。例えば、符号化部１０７は、第m番目の送信周期Trにおいて、第ndm番目のドップラシフト量DOPndmを付与する位相回転量φndm(OC_INDEX)に対して、式(10)の代わりに、次式(83)に示す符号化ドップラ位相回転量ψndop_code(ndm), ndm(m)を設定して、位相回転部１０８に出力してもよい。ここで、ndop_code(ndm)=1,…, NDOP_CODE(ndm)であり、ndm=1,.., NDMである。
Figure 2022092247000092
以降のレーダ送信部１００の動作は実施の形態１と同様である。
次に、レーダ受信部２００において、実施の形態１と異なる動作について説明する。
位相回転量可変方法１～３の何れにおいても最大等間隔ドップラシフト量設定よりも狭い間隔の等間隔ドップラシフト量設定が適用されるため、CFAR部２１１は、以下のような処理を行ってよい。
例えば、位相回転量可変方法１を用いる場合、CFAR部２１１は、第1～第Na番目の信号処理部２０６のドップラ解析部２１０の出力VFTz noc（fb, fs）のうち、最大等間隔ドップラシフト量設定よりも狭い間隔の等間隔ドップラシフト量設定に基づく位相回転量の設定に対応するnoc（あるいはOC_INDEX=nocとなる送信周期）に基づいて電力加算を行う。例えば、CFAR部２１１は、最大等間隔ドップラシフト量設定よりも狭い間隔の等間隔ドップラシフト量設定に基づく位相回転量の設定に対応するnoc（あるいはOC_INDEX=nocとなる送信周期）と等しいドップラ解析部２１０の出力VFTz noc（fb, fs）を用いて電力加算を行ってもよい。
例えば、符号多重数NCM=２の場合、noc=1（あるいはOC_INDEX=1となる送信周期）では、最大等間隔ドップラシフト量設定よりも狭い間隔の等間隔ドップラシフト量設定として式(6)を用い、noc=2（あるいはOC_INDEX=2となる送信周期）では、最大等間隔ドップラシフト量設定として式(5)を用いる場合、CFAR部２１１は、式(38)の代わりに、次式(84)のように、第1～第Na番目の信号処理部２０６のドップラ解析部２１０の出力VFTz 1（fb, fs）を電力加算してもよい。
Figure 2022092247000093
そして、CFAR部２１１は、例えば、電力加算値に基づいて、距離軸とドップラ周波数軸（相対速度に相当）とからなる２次元のCFAR処理、又は、１次元のCFAR処理を組み合わせたCFAR処理を行ってもよい。
また、例えば、位相回転量可変方法２を用いる場合、CFAR部２１１は、第1～第Na番目の信号処理部２０６のドップラ解析部２１０の出力VFTz noc（fb, fs）のうち、一つのnoc（あるいはOC_INDEX=nocとなる送信周期）を用いて電力加算を行う。例えば、CFAR部２１１は、式(6)を用いる場合、Nintが最も小さい位相回転量設定に対応するnoc（あるいはOC_INDEX=nocとなる送信周期）を用いて電力加算を行ってもよい。例えば、式(6)を用いる場合、CFAR部２１１は、nocが、Nintが最も小さい位相回転量設定に対応するnoc（あるいはOC_INDEX=nocとなる送信周期）と等しいドップラ解析部２１０の出力VFTz noc（fb, fs）を用いて電力加算を行ってもよい。
例えば、noc=1（あるいはOC_INDEX=1となる送信周期）が、式(6)においてNintが最も小さい位相回転量設定に対応する場合（以下、この場合のNintをNintMINと表記する）、CFAR部２１１は、式(38)の代わりに、次式(85)のように、第1～第Na番目の信号処理部２０６のドップラ解析部２１０の出力VFTz 1（fb, fs）を電力加算してもよい。
Figure 2022092247000094
そして、CFAR部２１１は、例えば、電力加算値に基づいて、距離軸とドップラ周波数軸（相対速度に相当）とからなる２次元のCFAR処理、又は、１次元のCFAR処理を組み合わせたCFAR処理を行ってもよい。
上述した位相回転量可変方法１～３の何れにおいてもCFAR処理に用いる電力加算値PowerFT(fb, fs)は、最大等間隔ドップラシフト量設定よりも狭い間隔の等間隔ドップラシフト量設定として式(6)に示す位相回転量φndmを用いた等間隔ドップラシフト量設定を用いている。このため、ΔFD＝Ncode／(NDM+Nint)の間隔でそれぞれNDM個のピークが検出されるため、CFAR部２１１は、ドップラ領域圧縮CFAR処理を適用できる。
例えば、次式(86)に示すように、CFAR部２１１は、ドップラシフト多重した各信号ピーク位置を合わせて電力加算し、ドップラ領域圧縮CFAR処理を行ってもよい。ここで、fs_comp=-ΔFD/2,…,ΔFD/2-1=Ncode/{2(NDM+Nint)},…,Ncode/{2(NDM+Nint)}-1である。
Figure 2022092247000095
なお、以下では、位相回転量可変方法２を用いる場合は、各式及び説明におけるNintの代わりに、「NintMIN」を用いる。
ただし、式(86)において、
Figure 2022092247000096
 の場合は、Ncodeを加えたドップラ周波数インデックスを用いる。
同様に式(86)において、
Figure 2022092247000097
 の場合は、更に、Ncodeを減算したドップラ周波数インデックスを用いる。
これにより、CFAR処理のドップラ周波数範囲を1／(NDM+Nint)に圧縮でき、CFAR処理量を削減でき、かつ、回路構成の簡易化を図ることができる。また、CFAR部２１１では、NDM個のドップラシフト多重した各信号を電力加算できるため、SNRを（NDM）1/2程度改善でき、レーダ装置１０におけるレーダ検知性能を向上できる。
ドップラ領域圧縮CFAR処理を用いたCFAR部２１１は、例えば、適応的に閾値を設定し、閾値よりも大きい受信電力となる距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfｓ_comp_cfar、及び、NDM個のドップラ多重信号のドップラ周波数インデックス（fｓ_comp_cfar+(nfd-ceil((NDM+Nint)/2)-1)×ΔFD）における受信電力情報PowerFT(fb_cfar, fｓ_comp_cfar+(nfd-ceil((NDM+Nint)/2)-1)×ΔFD)、nfd=1,…, NDM+Nintを符号化ドップラ多重分離部２１２に出力する。
以上、CFAR部２１１における動作例について説明した。
次に、図１に示す符号化ドップラ多重分離部２１２の動作例について説明する。なお、以下では、CFAR部２１１において、ドップラ領域圧縮CFAR処理を用いた場合の符号化ドップラ多重分離部２１２の処理の一例について説明する。
符号化ドップラ多重分離部２１２は、CFAR部２１１の出力である距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_comp_cfar、及び、(NDM+Nint)個のドップラ多重信号のドップラ周波数インデックス（fs_comp_cfar+(nfd-ceil((NDM+Nint)/2)-1)×ΔFD）における受信電力情報PowerFT(fb_cfar, fs_comp_cfar+(nfd-ceil((NDM+Nint)/2)-1)×ΔFD)、nfd=1,…, (NDM+Nint)に基づいて、ドップラ解析部２１０の出力を用いて、符号化ドップラ多重送信された信号を分離し、送信アンテナ１０９の判別（換言すると、判定又は識別とも呼ぶ）、及び、ドップラ周波数（換言すると、ドップラ速度又は相対速度）の判別を行う。
上述したように、最大等間隔ドップラシフト量設定よりも狭い間隔の等間隔ドップラシフト量設定（例えば、式(6)）を用いて、ドップラ多重信号に対する符号化ドップラ多重数が設定される場合、符号化ドップラ多重分離部２１２は、例えば、（１）折り返し判定を行い、（２）折り返し判定結果に基づいて、多重送信に用いた符号化ドップラ多重信号のドップラ符号分離処理を行う。
以下、上述した符号化ドップラ多重分離部２１２における処理（１）及び（２）についてそれぞれ説明する。
＜（１）折り返し判定処理（未使用の符号化ドップラ多重信号の検出処理）＞
例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、折り返し判定において、ΔFD＝Ncode／(NDM+Nint)の間隔でそれぞれNDM個のピークを検出する。例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、CFAR部２１１の出力である距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_comp_cfar、及び、(NDM+Nint)個のドップラ多重信号のドップラ周波数インデックス（fs_comp_cfar+(nfd-ceil((NDM+Nint)/2)-1)×ΔFD）における受信電力情報PowerFT(fb_cfar, fs_comp_cfar+(nfd-ceil((NDM+Nint)/2)-1)×ΔFD)、nfd=1,…, (NDM+Nint)を用いて、ΔFDの間隔でそれぞれNDM個のピークを検出する。例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、(NDM+Nint)個のドップラ多重信号のドップラ周波数インデックス（fs_comp_cfar+(nfd-ceil((NDM+Nint)/2)-1)×ΔFD）における受信電力情報PowerFT(fb_cfar, fs_comp_cfar+(nfd-ceil((NDM+Nint)/2)-1)×ΔFD)を用いて、多重送信に用いていないNint個の符号化ドップラ多重信号のドップラ周波数インデックスを検出する。これにより、符号化ドップラ多重分離部２１２は、±1/（2Loc×Tr）のドップラ範囲で折り返し判定を行う。
ここで、ドップラ多重送信に用いられないNint個の符号化ドップラ多重信号のドップラ周波数インデックスの検出は、受信電力情報PowerFT(fb_cfar, fs_comp_cfar+(nfd-ceil((NDM+Nint)/2)-1)×ΔFD)を用いて、以下のように行われてよい。
例えば、Nint=1の場合、符号化ドップラ多重分離部２１２は、次式(87)に示すように、各Drの範囲のうち、受信電力PowerFT(fb_cfar, fs_comp_cfar+(Dr-ceil((NDM+Nint)/2)-1)×ΔFD)が最小となるDrを検出し、「Dr min」と表す。ここで、DrはDr=-ceil((NDM+Nint)/2), …, ceil((NDM+Nint)/2)-1の範囲の整数値をとる。
Figure 2022092247000098
例えば、Nint＞２の場合、符号化ドップラ多重分離部２１２は、各Drにおけるドップラ多重送信に用いられないNint個の符号化ドップラ多重信号のドップラ周波数インデックスの相対的な位置関係は予め既知であることを利用して最小となるDrを検出する。例えば、Nint＞２の場合、符号化ドップラ多重分離部２１２は、次式(88)を用いて、各Drの範囲のうち、受信電力が最小となるDrを検出し、「Dr min」と表す。ここで、DrはDr=-ceil((NDM+Nint)/2),…,ceil((NDM+Nint)/2)-1の範囲の整数値をとる。ここで、Fnint(Dr)は、Drにおけるドップラ多重送信に用いられない第nint番目の符号化ドップラ多重信号のドップラ周波数インデックスの相対的な位置関係を表すインデックスである。なお、Fnint(Dr)の表すインデックスは、ΔFDをインデックス間隔としている。ここで、nint＝１、…、Nintである。
Figure 2022092247000099
また、符号化ドップラ多重分離部２１２は、例えば、fb_cfar，fs_comp_cfarに対する受信信号に対する折り返し判定結果（例えば、fb_cfar、fs_comp_cfar、Drmin）をピーク抽出部２１３に出力する。
以上、折り返し処理の動作例について説明した。
＜（２）多重送信に用いた符号化ドップラ多重信号のドップラ符号分離処理＞
符号化ドップラ多重分離部２１２は、折り返し判定結果に基づいて、多重送信に用いた符号化ドップラ多重信号の符号化ドップラ多重分離処理を行う。
例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、折り返し判定処理における折り返し判定結果であるDｒminに基づいて、式(51)を適用することにより、多重送信に用いたDCI(ncm,ndm)が割り当てられた符号化ドップラ多重信号の分離受信を行う。例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、式(51)を用いた分離処理を行うことにより、多重送信に用いたDCI(ncm,ndm)が割り当てられた符号化ドップラ多重信号の分離受信を行うことができる。
なお、式(51)におけるVFTALLz（fb_cfar, fs_comp_cfar, Dｒ,ndm）には、次式(89)が用いられてもよい。
Figure 2022092247000100
式(89)において、FR(Dr, ndm,noc)は、ドップラ折り返し範囲Dr、noc、及びドップラシフト量DOP1 、DOP２、 …、 DOPN_DMを付与する位相回転量φndm(noc)が定まれば予め設定可能である。そのため、例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、ドップラ折り返し範囲Dr、noc、及び位相回転量と、FR(Dr, ndm,noc)との対応関係をテーブル化し、ドップラ折り返し範囲Dr及び位相回転量に基づいて、FR(Dr, ndm,noc)を読み出してもよい。
折り返し判定処理にて、-1/(2LOC×Tr)以上、かつ、1/(2LOC×Tr)未満のドップラ範囲で、真のドップラ折り返し範囲であるインデックス（Drtrue）を判定できることから（換言すると、Drmin＝Drtrueとなるように判定できることから）、符号化ドップラ多重分離部２１２においては、-1/(2LOC×Tr)以上、かつ、1/(2LOC×Tr)未満のドップラ範囲で、符号多重に使用している直交符号間の相関値をゼロとすることができ、符号多重信号間の干渉を抑圧した分離処理が可能となる。
以上のような符号分離処理によって、レーダ装置１０は、ドップラ範囲±1/(2Loc×Tr)までを想定した折り返し判定結果に基づいて、多重送信に用いたDCI(ncm,ndm)が割り当てられている符号化ドップラ多重信号の分離受信できる。
また、DCI(ncm,ndm)が割り当てられた符号化ドップラ多重信号は、送信アンテナTx#[ncm,ndm]から送信されるため、送信アンテナ１０９の判定も可能となる。換言すると、レーダ装置１０は、送信アンテナTx#[ncm,ndm]から送信されたDCI(ncm,ndm)が割り当てられている符号化ドップラ多重信号を分離受信できる。
また、レーダ装置１０は、例えば、符号化ドップラ多重分離処理時に、符号要素毎のドップラ解析部２１０の出力に対して、ドップラ折り返しを含めたドップラ位相補正（例えば、ドップラ位相補正ベクトルα（fs_comp_cfar, Dr）による位相補正を行う。これらの位相補正は、fs_comp_cfarに対するドップラ成分候補における各ドップラ成分に応じた位相変化を補正することに対応している。このため、符号多重信号間における相互干渉は、例えば、ノイズレベル程度にまで低減可能である。換言すると、レーダ装置１０では、符号間干渉を低減でき、レーダ装置１０における検出性能の劣化への影響を抑制できる。
以上、符号化ドップラ多重分離部２１２の動作例について説明した。
図１において、ピーク抽出部２１３は、CFAR部２１１から入力される距離インデックスfｂ_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_comp_cfarに対するドップラ解析部２１０の少なくとも一つの出力を方向推定部２１４に出力する。この際、ピーク抽出部２１３は、例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２から入力されるドップラ折り返し判定結果であるDrminを用いてよい。
例えば、図１に示す例では、ピーク抽出部２１３は、第１番目のドップラ解析部２１０（ドップラ解析部２１０－１）の出力VFTｚ 1（fb_cfar, fs_comp_cfar+(NcodeFR(Drmin, ndm_BF,1)/(NDM+ Nint(1))))を方向推定部２１４へ出力する。ここで、ndm_BFは、1,…, NDMの何れかであり、ndm_BF番目のドップラ多重信号が割り当てられた複数の送信アンテナ１０９は、例えば、上述した隣接する配置の条件を満たす送信アンテナ１０９の組み合わせである。
図１において、方向推定部２１４は、符号化ドップラ多重分離部２１２から入力される距離インデックスfｂ_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_comp_cfarに対する折り返し判定結果Drminに基づいて、送信アンテナTx#[ncm,ndm]から送信された、DCI(ncm,ndm)が割り当てられた符号化ドップラ多重信号の分離受信信号Yz(fb_cfar，fs_comp_cfar，Drmin, ncm,ndm)、及び、ピーク抽出部２１３から入力される一部のドップラ解析部２１０（図１では、ドップラ解析部２１０－１）からの出力に基づいて、ターゲットの方向推定処理を行う。
なお、以下では、一例として第１番目のドップラ解析部２１０からの出力VFTｚ 1（fb_cfar, fs_comp_cfar+(NcodeFR(Drmin, ndm_BF,1)/(NDM+Nint(1))))を用いる場合について説明するが、ピーク抽出部２１３からの出力はこれに限定されない。また、z=1,…,Naである。
例えば、方向推定部２１４は、符号化ドップラ多重分離部２１２及びピーク抽出部２１３の出力に基づいて、次式(90)に示すような仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_comp_cfar）を生成し、方向推定処理を行う。
仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_comp_cfar）は、送信アンテナ数Ntと受信アンテナ数Naとの積であるNt×Na個の要素を含み、更に、ビーム送信アンテナを用いることによる要素を含む。以下その詳細を説明する。
また、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_comp_cfar）は、ピーク抽出部２１３から入力される一部のドップラ解析部２１０の出力（例えば、VFTｚ 1（fb_cfar, fs_comp_cfar+(NcodeFR(Drmin, ndm_BF,1)/(NDM+Nint(1))))）に基づく、同一のドップラ多重を用いて符号多重送信され、隣り合う送信アンテナ１０９によってサブアレーを構成して直交ビーム送信するビーム送信アンテナの要素を含む。
例えば、ビーム送信アンテナがNBF個ある場合、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_comp_cfar）は、（Nt＋NBF）×Na個の要素を含む。一例として、ビーム送信アンテナ数NBF=1の場合、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_comp_cfar）は次式(90)のように表される。式(90)では、ピーク抽出部２１３が第１のドップラ解析部２１０からの出力VFTｚ 1（fb_cfar, fs_comp_cfar+(NcodeFR(Drmin, ndm_BF,1)/(NDM+Nint(1))))を方向推定部２１４へ出力する例を示すが、これに限定されない。
また、符号化ドップラ多重分離部２１２の出力と、ピーク抽出部２１３の出力とでは、ノイズレベルが異なるので、正規化する係数を乗算した値を仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_comp_cfar）に用いてもよい。
Figure 2022092247000101
仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_comp_cfar）は、ターゲットからの反射波信号に対して各受信アンテナ２０２間の位相差に基づく方向推定を行う処理に用いる。
以降の動作は、実施の形態１における動作説明と同様なため、その説明を省略する。
以上のような動作により、ドップラシフト設定部１０６は、符号多重に用いる符号長Locの直交符号の符号要素毎に、ドップラシフト量DOP1、DOP2,..,DOPN_DMを付与する位相回転量を可変に設定してもよい。換言すると、直交符号系列の符号要素毎に、ドップラシフト量DOP1、DOP2,..,DOPN_DMを可変して設定してもよい。この場合でも、符号化ドップラ多重分離部２１２における折り返し判定処理にて、-1/（2Loc×Tr）以上、かつ、1/（2Loc×Tr）のドップラ範囲未満のドップラ範囲において、真のドップラ折り返し範囲であるインデックス（Dｒtrue）を判定できる。また、符号化ドップラ多重分離部２１２において、-1/（2Loc×Tr）以上、かつ、1/（2Loc×Tr）未満のドップラ範囲において、符号多重に使用している直交符号間の相関値をゼロとすることができ、符号多重信号間の干渉を抑圧した分離処理が可能となる。
また、実施の形態１と同様に、同一のドップラ多重（例えば、ドップラシフト量）を用いて符号多重送信し、隣接する送信アンテナ間でサブアレーを構成して直交ビーム送信するビーム送信アンテナがNBF個ある場合、レーダ装置１０は、多重送信する送信アンテナ数を超える送信アンテナを利用できる。この場合、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_comp_cfar）に、（Nt＋NBF）×Na個の要素を含めることができるので、レーダ装置１０において角度分解能の向上あるいはサイドローブレベルの抑圧を図ることができる。
以上、符号多重に用いる符号長Locからなる直交符号系列の符号要素毎に、ドップラシフト量を付与する位相回転量を可変に設定する動作の例について説明した。
なお、ここでは、一例として、ビーム送信アンテナを用いる場合（例えば、ドップラシフト量DOPndmと直交符号系列との複数の組み合わせのうち、複数の送信アンテナ１０９において隣り合う送信アンテナそれぞれに対応付けられる組み合わせでは、ドップラシフト量が同一である場合）について説明したが、これに限定されない。例えば、複数の送信アンテナ１０９において隣り合う送信アンテナそれぞれに対応付けられる組み合わせにおけるドップラシフト量が異なる場合において、直交符号系列の符号要素毎に、ドップラシフト量DOP1、DOP2,..,DOPN_DMを可変して設定してもよい。また、このとき、ドップラシフト量DOPndmと直交符号系列との複数の組み合わせにおいて、少なくとも１つのドップラシフト量DOPndmに対応付けられる直交符号系列による多重数（符号化ドップラ多重数）は、他のドップラシフト量に対応付けられる符号化ドップラ多重数と異なってよい（換言すると、不均一に設定されてよい）。または、このとき、ドップラシフト量DOPndmと直交符号系列との複数の組み合わせにおいて、ドップラシフト量DOPndmそれぞれに対応付けられる直交符号系列による多重数（符号化ドップラ多重数）は同一でよい（換言すると、均一に設定されてよい）。
（２）本開示の一実施例に係るレーダ装置において、レーダ送信部及びレーダ受信部は、物理的に離れた場所に個別に配置されてもよい。また、本開示の一実施例に係るレーダ受信部において、方向推定部と、他の構成部とは、物理的に離れた場所に個別に配置されてもよい。
（３）本開示の一実施例において用いた、送信アンテナ数Nt、受信アンテナ数Na、ドップラ多重数NDM、符号数NCM、ビーム送信アンテナ数NBFといったパラメータの数値は一例であり、それらの値に限定されない。
本開示の一実施例に係るレーダ装置は、図示しないが、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、制御プログラムを格納したＲＯＭ（Read Only Memory）等の記憶媒体、およびＲＡＭ（Random Access Memory）等の作業用メモリを有する。この場合、上記した各部の機能は、ＣＰＵが制御プログラムを実行することにより実現される。但し、レーダ装置のハードウェア構成は、かかる例に限定されない。例えば、レーダ装置の各機能部は、集積回路であるＩＣ（Integrated Circuit）として実現されてもよい。各機能部は、個別に１チップ化されてもよいし、その一部または全部を含むように１チップ化されてもよい。
以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。また、開示の趣旨を逸脱しない範囲において、上記実施形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。
また、上述した実施の形態における「・・・部」という表記は、「・・・回路（circuitry）」、「・・・アッセンブリ」、「・・・デバイス」、「・・・ユニット」、又は、「・・・モジュール」といった他の表記に置換されてもよい。
上記各実施形態では、本開示はハードウェアを用いて構成する例にとって説明したが、本開示はハードウェアとの連携においてソフトウェアでも実現することも可能である。
また、上記各実施形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。集積回路は、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックを制御し、入力端子と出力端子を備えてもよい。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサを用いて実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＬＳＩ内部の回路セルの接続又は設定を再構成可能なリコンフィギュラブル プロセッサ（Reconfigurable Processor）を利用してもよい。
さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術により、ＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックを集積化してもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。
＜本開示のまとめ＞
本開示の一実施例に係るレーダ装置は、送信信号を送信する複数の送信アンテナと、前記送信信号に対してドップラシフト量と符号系列とに対応する位相回転量を付与することにより、前記送信信号を前記複数の送信アンテナから多重送信する送信回路と、を具備し、前記複数の送信アンテナに対して、前記ドップラシフト量及び前記符号系列の少なくとも一方が異なる、前記ドップラシフト量と前記符号系列との組み合わせがそれぞれ対応付けられ、前記複数の送信アンテナにおいて隣り合う送信アンテナのペアには、複数の前記組み合わせのうち、前記ドップラシフト量が同一である組み合わせが、対応付けられる。
本開示の一実施例において、複数の前記組み合わせにおいて、前記ドップラシフト量それぞれに対応付けられる前記符号系列による多重数は同一である。
本開示の一実施例において、複数の前記組み合わせにおいて、少なくとも１つの前記ドップラシフト量に対応付けられる前記符号系列による多重数は、他の前記ドップラシフト量に対応付けられる前記符号系列による多重数と異なる。
本開示の一実施例において、前記送信信号がターゲットに反射した反射波信号を受信する複数の受信アンテナと、前記複数の送信アンテナと、前記複数の受信アンテナと、前記複数の送信アンテナのうち前記隣り合う送信アンテナによって構成されるアンテナと、により構成される仮想受信アンテナを用いて、前記ターゲットの検知処理を行う受信回路と、を更に具備する。
本開示の一実施例において、前記送信回路は、前記隣り合う送信アンテナのペアによって構成されるアンテナの指向性を制御する。
本開示の一実施例において、前記隣り合う送信アンテナのペアである第１のアンテナと第２のアンテナとの前記送信信号の送信タイミングは、同一である。
本開示の一実施例において、前記隣り合う送信アンテナのペアである第１のアンテナと第２のアンテナとの前記送信信号の送信タイミングは、異なる。
本開示の一実施例において、前記隣り合う送信アンテナのペアに対応付けた同一の前記ドップラシフト量は、前記符号系列の符号要素を送信する送信周期毎に異なる。
本開示の一実施例において、前記送信アンテナは、サブアレー構成である。
本開示の一実施例に係るレーダ装置は、送信信号を送信する複数の送信アンテナと、前記送信信号に対してドップラシフト量と符号系列とに対応する位相回転量を付与することにより、前記送信信号を前記複数の送信アンテナから多重送信する送信回路と、を具備し、前記複数の送信アンテナに対して、前記ドップラシフト量及び前記符号系列の少なくとも一方が異なる、前記ドップラシフト量と前記符号系列との組み合わせがそれぞれ対応付けられ、複数の前記組み合わせにおいて、前記ドップラシフト量それぞれに対応付けられる前記符号系列による多重数は同一である。
本開示の一実施例に係るレーダ装置は、送信信号を送信する複数の送信アンテナと、前記送信信号に対してドップラシフト量と符号系列とに対応する位相回転量を付与することにより、前記送信信号を前記複数の送信アンテナから多重送信する送信回路と、を具備し、前記複数の送信アンテナに対して、前記ドップラシフト量及び前記符号系列の少なくとも一方が異なる、前記ドップラシフト量と前記符号系列との組み合わせがそれぞれ対応付けられ、前記複数の送信アンテナにおいて隣り合う送信アンテナのペアに対応付けた同一の前記ドップラシフト量は、前記符号系列の符号要素を送信する送信周期毎に異なる。
本開示の一実施例において、複数の前記組み合わせにおいて、前記ドップラシフト量それぞれに対応付けられる前記符号系列による多重数は同一である。
本開示の一実施例において、複数の前記組み合わせにおいて、少なくとも１つの前記ドップラシフト量に対応付けられる前記符号系列による多重数は、他の前記ドップラシフト量に対応付けられる前記符号系列による多重数と異なる。
本開示は、広角範囲を検知するレーダ装置として好適である。
１０，１０ａ，２０ レーダ装置
１００，３００ レーダ送信部
１０１ レーダ送信信号生成部
１０２ 送信信号生成制御部
１０３ 変調信号発生部
１０４ ＶＣＯ
１０５ 位相回転量設定部
１０６ ドップラシフト設定部
１０７ 符号化部
１０８ 位相回転部
１０９ 送信アンテナ
２００ レーダ受信部
２０１ アンテナ系統処理部
２０２ 受信アンテナ
２０３ 受信無線部
２０４ ミキサ部
２０５ ＬＰＦ
２０６ 信号処理部
２０７ ＡＤ変換部
２０８ ビート周波数解析部
２０９ 出力切替部
２１０ ドップラ解析部
２１１ ＣＦＡＲ部
２１２ 符号化ドップラ多重分離部
２１３，２１３ａ ピーク抽出部
２１４ 方向推定部
３０１ 指向性ウェイト付加部

Claims (13)

  1. 送信信号を送信する複数の送信アンテナと、
    前記送信信号に対してドップラシフト量と符号系列とに対応する位相回転量を付与することにより、前記送信信号を前記複数の送信アンテナから多重送信する送信回路と、
    を具備し、
    前記複数の送信アンテナに対して、前記ドップラシフト量及び前記符号系列の少なくとも一方が異なる、前記ドップラシフト量と前記符号系列との組み合わせがそれぞれ対応付けられ、
    複数の前記組み合わせのうち、前記複数の送信アンテナにおいて隣り合う送信アンテナそれぞれに対応付けられる組み合わせでは、前記ドップラシフト量が同一である、
    レーダ装置。
  2. 複数の前記組み合わせにおいて、前記ドップラシフト量それぞれに対応付けられる前記符号系列による多重数は同一である、
    請求項１に記載のレーダ装置。
  3. 複数の前記組み合わせにおいて、少なくとも１つの前記ドップラシフト量に対応付けられる前記符号系列による多重数は、他の前記ドップラシフト量に対応付けられる前記符号系列による多重数と異なる、
    請求項１に記載のレーダ装置。
  4. 前記送信信号がターゲットに反射した反射波信号を受信する複数の受信アンテナと、
    前記複数の送信アンテナと、前記複数の受信アンテナと、前記複数の送信アンテナのうち前記隣り合う送信アンテナによって構成されるアンテナと、により構成される仮想受信アンテナを用いて、前記ターゲットの検知処理を行う受信回路と、を更に具備する、
    請求項１に記載のレーダ装置。
  5. 前記送信回路は、前記隣り合う送信アンテナによって構成されるアンテナの指向性を制御する、
    請求項１に記載のレーダ装置。
  6. 前記隣り合う送信アンテナによって構成される第１のアンテナと、前記隣り合う送信アンテナによって構成される第２のアンテナとの間では、前記送信信号の送信タイミングは同一である、
    請求項１に記載のレーダ装置。
  7. 前記隣り合う送信アンテナによって構成される第１のアンテナと、前記隣り合う送信アンテナによって構成される第２のアンテナとの間では、前記送信信号の送信タイミングは異なる、
    請求項１に記載のレーダ装置。
  8. 同一の前記ドップラシフト量は、前記符号系列の符号要素を送信する送信周期毎に異なる、
    請求項１に記載のレーダ装置。
  9. 前記送信アンテナは、サブアレー構成である、
    請求項１に記載のレーダ装置。
  10. 送信信号を送信する複数の送信アンテナと、
    前記送信信号に対してドップラシフト量と符号系列とに対応する位相回転量を付与することにより、前記送信信号を前記複数の送信アンテナから多重送信する送信回路と、
    を具備し、
    前記複数の送信アンテナに対して、前記ドップラシフト量及び前記符号系列の少なくとも一方が異なる、前記ドップラシフト量と前記符号系列との組み合わせがそれぞれ対応付けられ、
    複数の前記組み合わせにおいて、前記ドップラシフト量それぞれに対応付けられる前記符号系列による多重数は同一である、
    レーダ装置。
  11. 送信信号を送信する複数の送信アンテナと、
    前記送信信号に対してドップラシフト量と符号系列とに対応する位相回転量を付与することにより、前記送信信号を前記複数の送信アンテナから多重送信する送信回路と、
    を具備し、
    前記複数の送信アンテナに対して、前記ドップラシフト量及び前記符号系列の少なくとも一方が異なる、前記ドップラシフト量と前記符号系列との組み合わせがそれぞれ対応付けられ、
    同一の前記ドップラシフト量は、前記符号系列の符号要素を送信する送信周期毎に異なる、
    レーダ装置。
  12. 複数の前記組み合わせにおいて、前記ドップラシフト量それぞれに対応付けられる前記符号系列による多重数は同一である、
    請求項１１に記載のレーダ装置。
  13. 複数の前記組み合わせにおいて、少なくとも１つの前記ドップラシフト量に対応付けられる前記符号系列による多重数は、他の前記ドップラシフト量に対応付けられる前記符号系列による多重数と異なる、
    請求項１１に記載のレーダ装置。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2024048003A1 (ja) * 2022-08-31 2024-03-07 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 レーダ装置

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SE545649C2 (en) * 2022-02-17 2023-11-21 Topgolf Sweden Ab Doppler radar coexistence
WO2024103407A1 (zh) * 2022-11-18 2024-05-23 华为技术有限公司 信号发射方法、装置及系统

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2247356A (en) * 1990-08-25 1992-02-26 Siemens Plessey Electronic Radar systems
JP6430215B2 (ja) * 2014-11-06 2018-11-28 株式会社東芝 レーダシステム及びそのレーダ信号処理方法
US10222467B2 (en) * 2015-11-10 2019-03-05 Northrop Grumman Systems Corporation Two-way coded aperture three-dimensional radar imaging
DE102018221085A1 (de) * 2018-12-06 2020-06-10 Robert Bosch Gmbh Mehrdeutigkeitsauflösung für MIMO-Radarsystem
US11099267B2 (en) * 2018-12-18 2021-08-24 Nxp Usa, Inc. Extended doppler PMCW code division MIMO radar
US11555882B2 (en) * 2019-03-12 2023-01-17 Ay Dee Kay Llc High resolution MIMO radar system
US11614531B2 (en) * 2020-12-02 2023-03-28 Nxp Usa, Inc. Co-prime coded (CPC) doppler division multiplexing (DDM) MIMO radar method and system

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2024048003A1 (ja) * 2022-08-31 2024-03-07 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 レーダ装置

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