JP2022044871A - 誘導加熱調理器 - Google Patents

Abstract

【課題】多層構造の被加熱物を安全に加熱する誘導加熱調理器を提供する。【解決手段】交流電源１０１を整流し直流電流に変換する電源手段と、前記電源手段に接続され加熱コイル１０７に電力を供給するインバータ回路１００と、前記インバータ回路１００を流れる電流を検出するインバータ電流検出手段１１１と、前記インバータ回路１００に印加される電圧を検出する電源電圧検出手段１１０と、前記インバータ電流検出手段１１１の電流検出値と前記電源電圧検出手段１１０の電圧検出値とに基づいて前記インバータ回路１００のスイッチング素子の駆動周波数を制御する制御手段１０９と、を備える誘導加熱調理器。【選択図】図３

Description

本発明は、誘導加熱調理器に関する。

誘導加熱調理器は、高周波電流を流す加熱コイルの近傍に配した金属負荷（鍋）に渦電流を発生させ、そのジュール熱によって金属負荷自体が発熱することで、被調理物を効率よく加熱するものである。近年、安全性や温度制御性に優れた点によって、ガスコンロや電熱ヒータによる調理器具から誘導加熱調理器への置き換えが進んでいる。

特許文献１は、その誘導加熱調理器の加熱制御として、加熱コイルに高周波電流を流すインバータ電源に、共振型インバータ回路を採用する様態が開示されている。

この様態で開示される加熱制御では、金属負荷を含めた加熱コイルのインダクタンスと、共振コンデンサを接続し、スイッチング素子を２０ｋＨｚ以上の周波数で動作し、スイッチング素子の駆動周波数を変化させることにより加熱コイルに流す電流を変化させている。

特開2020－77476号公報

前述の制御は、金属負荷の位置や材質に応じて動作する。例えば、調理中に使用者が金属負荷である鍋やフライパンを動かして鍋位置表示部より遠ざけた場合、等価インダクタンスが増加し等価抵抗は減少する。そして、等価インダクタンスが増加するため、共振周波数が下がることで電力が低下する。誘導加熱調理器は設定された火力（電力）を維持するために、共振周波数の低下に追従してインバータ駆動周波数を下げて、大きな電流を流すことで設定した電力を維持しようとする。また、遠ざけた鍋を近づけた場合は反対の制御が働き電力を維持しようとする。この制御は、金属負荷の材質が違う場合でも、同様の制御が行われる。

金属負荷である鍋には多くの種類がある。一例として、複数の金属を幾層にも重ね合わせ、重ね合わせた金属の中間層に磁性体の金属が存在する多層構造鍋がある。非磁性体で磁性体の中間層を挟み込む鍋では、大部分が磁性体の金属部に発生する渦電流により自己発熱する。非磁性体部分の伝熱性との差により、鍋底の温度を検出している温度センサの検出温度と、発熱する磁性体の金属部の温度との間に温度差が生じる。このため、温度センサの検出温度に基づいて鍋を加熱した場合には、中間層の磁性体部分が過度に加熱される場合がある。そして、磁性体の温度がキュリー温度を超えて磁気飽和が発生した場合、磁性体の透磁率が低下することにより、金属負荷と加熱コイルからみた等価回路の等価インダクタンスが小さくなり、共振周波数が高くなり駆動周波数に近づく。また、同時に等価抵抗も小さくなるため、回路に急激な過電流が流れる現象が発生する。

コイル電流の変化は電源電圧の波形にも依存する。このため、特許文献１で記載される加熱制御では、多層構造鍋を加熱する場合に、電源電圧波形の急激な変化に伴いコイル電流も急激な変化を起こすことで、不要な保護動作、つまり、電力の低減や加熱の停止が発生する恐れがある。、これは、調理に必要な火力を得られず、調理の出来上がりが悪く、使い勝手も低下するという問題を招く。

本発明は、上記事情に鑑みたものであって、その一様態は、 交流電源を整流し直流電流に変換する電源手段と、前記電源手段に接続され加熱コイルに電力を供給するインバータ回路と、前記インバータ回路を流れる電流を検出するインバータ電流検出手段と、前記インバータ回路に印加される電圧を検出する電源電圧検出手段と、前記インバータ電流検出手段の電流検出値と前記電源電圧検出手段の電圧検出値とに基づいて前記インバータ回路のスイッチング素子の駆動周波数を制御する制御手段と、を備え、前記制御手段は、前記交流電源の略ピーク電圧位相における前記電流検出値と前記電圧検出値との比が、前記交流電源の略ピーク電圧位相以外における前記電流検出値と前記電圧検出値との比から決まる閾値を外れた場合に、前記スイッチング素子の駆動周波数を制御する、誘導加熱調理器とした。

本発明によれば、多層構造の被加熱物を安全に加熱することができ、電源電圧の歪に対して過剰な保護動作が働かず、使い勝手が良く、調理の出来上がりに対して問題のない調誘導加熱調理器を提供できる。

ビルトイン型誘導加熱調理器の外観例図。 同誘導加熱調理器の上面図。 本発明に係る誘導加熱調理器回路の要部ブロック図。 駆動周波数によるインバータ電流の特性例。 電源電圧、インバータ電流とゼロクロスタイミングの波形例。 電源電圧波形に対する磁気飽和の有無によるインバータ電流の波形例。 各タイミングにおける電流電圧比の例。 各タイミングにおける閾値と電流電圧比の関係例。 タイミング数を変えた場合の閾値と電流電圧比の関係例。 負荷に磁気飽和が発生しているか判別する処理シーケンス例。

以下、図面等を用いて、本発明の実施例について説明する。以下の説明は本発明の内容の具体例を示すものであり、本発明がこれらの説明に限定されるものではない。本明細書に開示される技術的思想の範囲内において当業者による様々な変更および修正が可能であり、下記の実施例の構成を適宜組み合わせることも当初から予定している。また、本発明を説明するための全図において、同一の機能を有するものは、同一の符号を付け、その繰り返しの説明は省略する場合がある。

図１および図２に示されている調理器は、プレート３に３ヶ所の鍋載置部６ａ、６ｂ、６ｃを設けたビルトイン型の誘導加熱調理器である。
なお、本実施例は、キッチンに嵌め込むビルトイン型でなく、キッチンに載置する据置型の加熱調理器であっても差し支えない。

加熱調理器の本体２は、システムキッチン１の上面から落とし込んで設置することで組み込まれる。設置後は加熱調理器２の後述するロースター（グリル）４と操作部パネル５がシステムキッチン１の前面部から操作できるようになっている。
調理を行う際の調理鍋（図示せず）は、本体２の上面に配置された耐熱ガラス等からなるプレート３に載置される。

図示しない調理鍋は、プレート３に描かれた載置部６に載置されることで調理可能となる。載置部６は、本体２上面のプレート３の上面手前に載置部右６ａと載置部左６ｂが配置され、これら両載置部６ａおよび６ｂの間の奥（中央後部）に載置部中央６ｃが配置されている。そして、プレート３を挟んで各載置部６の下に調理鍋を加熱するための後述する加熱コイルユニットがそれぞれ設置されている。
調理者は上面操作部（操作部）９により載置部６ａ、６ｂ、６ｃ各々の火力（被加熱物を加熱するために加熱コイルに供給する加熱電力）を設定する。

図３において、交流電源１０１を整流回路１０２で直流脈流電源に変換し、インバータ回路部１００に接続する。インバータ回路部１００は、スイッチング素子１０３、１０４、逆並列ダイオード１０５、１０６、加熱コイル１０７と共振コンデンサ１０８で構成される共振回路からなる。入力電流検出手段１１０は交流電源１０１から供給される電流Iinを検出し、インバータ電流検出手段１１１はインバータの共振回路に流れる電流ILを検出する。直流電圧検出手段１１２はインバータ回路に印加される直流電源電圧Vinを検出する。ゼロクロス検出手段１１３は交流電源１０１のゼロクロスタイミングZCを検出する。

本例はいわゆる電流共振型インバータ回路であるが、電圧共振型インバータ回路でも同様に実施できる。制御手段１０９は使用者の火力設定にしたがい、スイッチング素子の駆動Gate信号を出力し、インバータ回路に高周波電流を流し加熱コイル近傍に配置した負荷（鍋）に渦電流を発生させて自己発熱させる。直流電源電圧Vin、入力電流Iin、インバータ電流ILの値から、負荷に投入される電力、負荷の材質や状態を検知し、Gate信号を再設定することで適切に加熱を継続、あるいは停止する。

図４はインバータ回路の電力制御において、Gate信号を周波数制御した場合のインバータ電流特性である。横軸はGate信号の周波数、縦軸はインバータ電流ILの大きさを示す。インバータ回路の負荷は共振回路であるから共振周波数f0で電流はピークとなる。通常、共振コンデンサは固定値であるため共振周波数は加熱コイルと負荷の組合せで決まる等価インダクタンスLに依存する。また、一般にスイッチング損失を低減するためにGate信号の周波数は共振周波数よりも高く設定し、スイッチング時にスイッチング素子間の電圧がゼロボルトになっているようにするゼロボルトスイッチングを行うようにしている。

所定の電力を得るためのGate信号の周波数をf1とすると、そのときのインバータ電流はIL1である。
このとき、前述のように負荷の磁性金属部分に磁気飽和が発生すると、共振回路を構成するインダクタンスは減少する。
共振回路等価インダクタンスは、磁気飽和発生前をL1、磁気飽和後をL2とすれば、L1 > L2と変化し、それぞれの共振周波数f0、f0'はf0 < f0'の関係になる。

したがって、インバータ電流の特性は実線から点線へと遷移し、Gate信号周波数がf1で動作していた時のインバータ電流はIL1からIL2へ急激に変化し、IL1 < IL2となる。なお、磁気飽和現象はインバータ電流が相対的に大きくなった期間、つまり、インバータ回路に直流脈流電圧が印加され、Gate信号の周波数が一定の制御中であれば電源電圧がピークとなるタイミング付近で発生する。磁気飽和により等価インダクタンスが著しく低下すると、Gate信号周波数よりも共振周波数が高くなり適切なタイミングでスイッチイング素子を駆動することができず（非ゼロボルトスイッチング)、スイッチング損失が過大となり故障に至るおそれがある。したがって、適切な検出と制御の補正が必要となる。

図５は交流電源のゼロクロスタイミングに対する直流脈流電源電圧とインバータ電流のタイミングである。交流電源のゼロクロスタイミングで発生するパルスZCに対して計時手段により、直流電源電圧Vinおよびインバータ電流の包絡線ILの値を、タイミングt1、t2、t3で検出する。ここで、t2は交流電源の略ピーク電圧位相となるタイミングであり、t1、t3はその前後で電源電圧が0Vにならないタイミングをとる。3点であることは必須ではなく、略ピーク電圧位相とそれ以外の計2点であっても良いし、さらに複数点を追加しても良い。また、略ピーク電圧位相と他のタイミング１点でもよい。（後述するが、判定精度と演算処理規模の兼ね合いとなる）

本例では、t1～t3のタイミングは、交流電源半波のπ/4、2π/4、3π/4とし、50Hz地域ではそれぞれ2.5ms、5.0ms、7.5ms、60Hz地域ではそれぞれ2.08ms、4.17ms、6.25msに相当する。

図６において、期間Aは電源電圧波形が正弦波状の場合で電力設定が低い場合、期間Bは電源電圧波形が正弦波状で電力設定が高い場合、期間C、Dは期間A、Bの状態に対して電源電圧ピーク電圧位相で歪電圧が重畳している場合を示す。また、波形はそれぞれ上から電源電圧Vin、正常な鍋のインバータ電流包絡線ILa、磁気飽和を起こしやすい鍋のインバータ電流包絡線ILbの例を示す。インバータ電流包絡線ILbにおいては、磁気飽和が発生する電流値レベルを示している。

図７は図６の状態における電流電圧比の例を示す。図７においてKLaは正常な鍋、KLbは磁気飽和を発生する鍋の例である。本発明を実施するにあたっては、電源電圧とインバータ電流の比を表す演算値が必要となる。ここでは、電源電圧Vinとインバータ電流ILに対して、その比Kを、K = IL / Vinとしている。

まず、正常な鍋ではインバータ電流包絡線ILaは電源電圧Vinの形状と相似の波形となる。つまり、インバータ電流包絡線ILaは電源電圧Vinに所定の比率をかけた値になる。したがって、期間AとB、期間CとDでは電力設定が異なるのでインバータ電流包絡線の値が異なるものの、t1～t3のタイミングに対してそれぞれの期間においてKは一定値である。つまり、K(t1) = K(t2) = K(t3) （期間A～D）であり、正常な鍋においては電源電圧波形の歪に対して影響を受けずに一定である。

次に、磁気飽和を起こしやすい鍋の場合について説明する。期間Aでは電力設定が低いために磁気飽和を起こさず、電源電圧Vinの形状とインバータ電流包絡線の形状は相似の波形となるので、比KはK(t1) = K(t2) = K(t3)で一定となる。

期間Bでは電源電圧のピーク電圧位相付近で磁気飽和が発生し、インバータ電流は急激に増大するため、その包絡線はピーク付近で電源電圧の形状の相似波形よりも高い値を示すが、それ以外の点では相似波形となる。したがって、t1とt3では同じ比であるが、ピーク電圧位相t2では高くなる。
このため、K(t1) = K(t3) < K(t2)となる。

期間Cでは同様にピーク電圧位相付近であってもインバータ電流が磁気飽和発生レベルに達しないので急激に増大することはなく、その包絡線は電源電圧の形状の相似となる。したがって、比も同様に、K(t1) = K(t2) = K(t3)となる。

期間Dでは電源電圧のピーク電圧位相付近で磁気飽和が発生し、インバータ電流は急激に増大するため、その包絡線はピーク付近で電源電圧の形状の相似波形よりも高い値を示すが、それ以外の点では相似波形となる。したがって、t1とt3では同じ比であるが、ピーク電圧位相t2では高くなる。
このため、K(t1) = K(t3) < K(t2)となる。

このように、電源電圧波形が正常または歪を含む場合であっても、磁気飽和が発生する鍋を加熱している場合には電源電圧波形に関わらずインバータ電流の異常な変化を捉えられる。したがって、磁気飽和が発生する鍋では電源電圧のピーク電圧位相における比の値を求め、ピーク電圧位相以外の比の値からの偏移を監視していれば、磁気飽和に起因するインバータ電流の急上昇を抑えることが可能である。

図８は、インバータ電流ILと電源電圧Vinの比を求める場合の演算と、その演算結果に対する判定方法を示したものである。ここで、電源電圧が一定、かつ、インバータ制御周波数が一定であり、期間E、F、Gはそれぞれ、正常なインバータ電流、磁気飽和が発生し始めたときのインバータ電流、磁気飽和が顕著になったときのインバータ電流における演算値を示し、それぞれの演算Kc、Kdは、Kc = IL / Vin、Kd = Vin / ILとしている。いずれの演算においても、タイミングt1、t3では正常状態と変わらないが、磁気飽和が発生するとその点の演算結果が大または小に変化する。

ここで、異常状態を判定するための閾値をΔKとし、各演算結果がこの閾値ΔK内に収まっているかを判定する。期間Eでは各演算結果は閾値ΔK内に収まっているが、期間Fではタイミングt2の値が閾値ΔKから外れている。したがって、期間Fでは異常状態が発生しており、つまり磁気飽和が発生していると判定できる。なお、閾値ΔKは、各信号の取得値やタイミングバラつきの発生に対して過敏な異常判定を起こさないように設定する。閾値ΔKは固定値であってもKcあるいはKdの値に連動して変化する値にしてもよい。

図９は、インバータ電流を取得するタイミング数を変えた場合の例である。Keでは交流電源の半周期に2回、Kfでは5回としている。いずれの場合であっても、ピーク電圧位相とその他のタイミングであり、判定することができる。取得タイミング数が少なければ、各信号の取得値やタイミングバラつきの影響を受けやすいので、取得タイミング数を多くすれば良いが、判定処理シーケンスにおける処理時間もかかるために、それらのバランスをとる必要がある。

図１０は、磁気飽和が発生しているかどうかを判定するための処理例である。nは電源電圧Vin、インバータ電流ILを検出するタイミング数であり、そのなかの一つは電源電圧の略ピーク位相である。処理の概要は、各タイミングにおける電流電圧比（IL/Vin）を求め、配列K(n)に格納し、その最大値が平均値に対して所定の値（ΔK）以上大きければNG判定（磁気飽和発生）とするものである。処理内容は以下の通りである。
<S01> 変数iを初期化する。
<S02> iがタイミング数nに達したらS5へ。
<S03> K(i)を計算する。
<S04> iを加算する。
<S05> Kmaxに配列K(n)の中の最大値を代入する。
<S06> Kavrに配列K(n)の平均値を代入する。
<S07> Kに最大値と平均値の差分を代入する。
<S08> Kと判定値ΔKを比較する。Kが大きければS9へ、それ以外ならばS10へ。
<S09> NG判定（磁気飽和発生判定）
<S10> OK判定（正常判定）

<S6>における平均値の計算は、配列中の最大値を除くことが望ましい。これは磁気飽和に伴う急激なインバータ電流の増大に対して判定しやすくなるためである。また、電流電圧比をVin/ILとする場合は、<S5><S7>において配列の最大値の代わりに最小値を用いればよい。

<S7>では平均値に対する最大値（あるいは最小値）の比を求め、<S8>において所定値（ΔK）と比較して判定してもよい。いずれも、最大値（あるいは最小値）が平均値に対し所定の偏差があることを判定できればよく、これらの例に限定されるものではない。

<S09>によりNG判定になった場合は、制御手段109はスイッチング素子の駆動周波数を変更して電力を下げる。これによりインバータ電流が低減されることにより金属負荷の磁気飽和発生が抑制される。あるいは、電力投入を停止し、再度加熱開始等を行ってもよい。その場合はNG判定が生じた加熱状態にならないようなスイッチング素子の駆動設定を行うことが望ましい。

また、<S8>による比較判定を複数段階にし、判定値ΔKとの差が大きくなるほどインバータ電流の低減度合いを大きくし、最も差が大きい場合には通電を停止する、等の処理にしてもよい。複数段階の判定により、加熱時に生じる加熱電力の制限状態の差が少なくなるために、制限状態であっても安定した電力を投入することが可能となる。

いずれの場合においても、電源電圧の歪に起因するインバータ電流の歪に対しては、負荷の磁気飽和が発生しない領域では保護動作が働かない。

１００ インバータ回路部
１０１ 電源
１０２ 整流回路
１０３、１０４ スイッチング素子
１０５、１０６ 逆並列ダイオード
１０７ 加熱コイル
１０８ 共振コンデンサ
１０９ 制御手段
１１０ 入力電流検出手段
１１１ インバータ電流検出手段
１１２ 直流電圧検出手段
１１３ ゼロクロス検出手段

Claims (1)

1. 交流電源を整流し直流電流に変換する電源手段と、
   前記電源手段に接続され加熱コイルに電力を供給するインバータ回路と、
   前記インバータ回路を流れる電流を検出するインバータ電流検出手段と、
   前記インバータ回路に印加される電圧を検出する電源電圧検出手段と、
   前記インバータ電流検出手段の電流検出値と前記電源電圧検出手段の電圧検出値とに基づいて前記インバータ回路のスイッチング素子の駆動周波数を制御する制御手段と、を備え、
   前記制御手段は、前記交流電源の略ピーク電圧位相における前記電流検出値と前記電圧検出値との比が、前記交流電源の略ピーク電圧位相以外における前記電流検出値と前記電圧検出値との比から決まる閾値を外れた場合に、前記スイッチング素子の駆動周波数を制御する、誘導加熱調理器。

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