JP2022039161A - 回転電機の制御装置及び電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高回転速度時において、回転角度のセンサ検出値に含まれる交流成分の誤差を低減しつつ、電流検出値に含まれる高周波のノイズ成分による回転角度の誤差の増加を抑制できる回転電機の制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供する。【解決手段】真の回転角度に対する制御用の回転角度θｃの偏差である推定実角度偏差Δθｅを推定し、回転角度の検出値θｄに対する制御用の回転角度θｃの偏差である検出角度偏差Δθｄを算出し、推定実角度偏差Δθｅと検出角度偏差Δθｄとを内分して、制御角度偏差Δθｃを算出し、制御角度偏差Δθｃが０に近づくようにフィードバック制御を行って、制御用の回転角度θｃを算出し、回転速度が速度閾値よりも高い場合に、推定実角度偏差の割合Ｋｅを、検出角度偏差の割合Ｋｄよりも高くする回転電機の制御装置。【選択図】図６

Description

本願は、回転電機の制御装置及び電動パワーステアリング装置に関するものである。

ロータに磁石を設けた回転電機を制御するためには、ロータの回転角度を検出する必要がある。回転センサにより検出された回転角度には、真の回転角度に対して誤差がある。センサ角度誤差の直流成分は、トルクの直流成分の誤差となり、センサ角度誤差の交流成分は、トルクの交流成分の誤差（トルク脈動誤差）となる。トルク脈動誤差は、回転電機からの騒音の要因となる。よって、回転電機を静音状態で回転させるには、角度誤差の交流成分を低減することが重要である。

特許文献１の技術は、軸誤差演算器６０５により軸誤差Δθｄｃを推定し、電気角速度補正演算器６０３により軸誤差Δθｄｃを０に制御する補正量Δω１ｃを演算し、正常な回転位置センサにより検出した電気角速度ω１ｓｃに補正量Δω１ｃを加算して、補正後の電気角速度ω１ｃを算出し、電気角速度ω１ｃに基づいて、回転子位相θｄｃを算出している。

特開２０１９－０５０６８４号公報

しかしながら、特許文献１の技術では、推定した軸誤差Δθｄｃを０にする補正量Δω１ｃは、正常な回転位置センサにより検出した電気角速度ω１ｓｃに加算されるため、電気角速度ω１ｓｃに交流成分の誤差が含まれる場合は、交流成分の誤差を補償するため、軸誤差Δθｄｃ及び補正量Δω１ｃは、交流成分の周波数で応答する必要がある。交流成分の周波数は、回転周波数に比例するため、回転速度が増加するに従って、交流成分の周波数が増加する。高い回転速度で、補正量Δω１ｃを回転周波数で応答させるためには、補正量Δω１ｃを算出するフィードバック制御の応答周波数を、最大の回転周波数まで高くする必要がある。フィードバック制御の応答周波数を高くすると、軸誤差Δθｄｃの算出に用いられる電流検出値に含まれる高周波ノイズ成分にも応答し、補正量Δω１ｃにノイズ成分が重畳する問題が生じる。すなわち、特許文献１の技術では、高回転速度時において、回転角度のセンサ検出値に含まれる交流成分の誤差の低減と、電流検出値に含まれるノイズ成分による誤差の増加とが、トレードオフの関係になり、回転角度を精度よく検出することが困難であった。

そこで、本願は、高回転速度時において、回転角度のセンサ検出値に含まれる交流成分の誤差を低減しつつ、電流検出値に含まれる高周波のノイズ成分による回転角度の誤差の増加を抑制できる回転電機の制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することを目的とする。

本願に係る回転電機の制御装置は、複数相の巻線を設けたステータと磁石を設けたロータとを有する回転電機を、電力変換器を介して制御する回転電機の制御装置であって、
回転センサの出力信号に基づいて前記ロータの回転角度を検出する回転検出部と、
前記ロータの制御用の回転角度を算出する制御用角度算出部と、
電流センサの出力信号に基づいて前記複数相の巻線に流れる電流を検出する電流検出部と、
前記制御用の回転角度及び電流検出値に基づいて、前記複数相の巻線に印加する電圧指令値を算出する電圧指令値算出部と、
前記電圧指令値に基づいて前記電力変換器が有する複数のスイッチング素子をオンオフするスイッチング制御部と、を備え、
前記制御用角度算出部は、
前記電流検出値の情報、及び前記電圧指令値の情報に基づいて、前記ロータの真の回転角度に対する前記制御用の回転角度の偏差である推定実角度偏差を推定し、
回転角度の検出値に対する前記制御用の回転角度の偏差である検出角度偏差を算出し、
前記推定実角度偏差と前記検出角度偏差とを内分した値を、制御角度偏差として算出し、
前記制御角度偏差が０に近づくようにフィードバック制御を行うことにより、前記制御用の回転角度を算出し、
前記ロータの回転角速度に比例する物理量である速度比例物理量が、予め設定された速度閾値よりも高い場合に、前記制御角度偏差における前記推定実角度偏差の割合を、前記検出角度偏差の割合よりも高くし、
前記速度比例物理量が、前記速度閾値よりも低い場合に、前記制御角度偏差における前記推定実角度偏差の割合を、前記検出角度偏差の割合よりも低くするものである。

本願に係る電動パワーステアリング装置は、
上記の回転電機の制御装置と、
前記電力変換器と、
前記回転電機と、
前記回転電機の駆動力を車両の操舵装置に伝達する駆動力伝達機構と、を備え、
前記制御角度偏差から前記制御用の回転角度までの応答周波数は、９０Ｈｚ以上に設定されている。

本願に係る回転電機の制御装置及び電動パワーステアリング装置によれば、推定実角度偏差と検出角度偏差とを内分した制御角度偏差が０に近づくようにフィードバック制御を行うことにより、制御用の回転角度を算出しているので、特許文献１のように、回転角速度のセンサ検出値をフィードバック制御値により補正するように構成されておらず、高回転速度時において、回転角度のセンサ検出値に含まれる交流成分の誤差を低下するように、フィードバック制御の応答周波数を高くする必要がない。そのため、フィードバック制御の応答周波数を、比較的低周波数の機械的な回転角度の振動周波数に応答できるように設定し、比較的高周波の電流検出値のノイズ成分の周波数に応答しないように設定することができる。また、高回転速度時において、推定実角度偏差の割合が、検出角度偏差の割合よりも高くされると共に、制御角度偏差を０に近づけるフィードバック制御により制御用の回転角度が算出されるので、回転角度のセンサ検出値に含まれる交流成分の誤差が、制御用の回転角度に反映されることを抑制でき、制御用の回転角度を真の回転角度に近づけることができる。従って、高回転速度時において、回転角度のセンサ検出値に含まれる交流成分の誤差を低減しつつ、電流検出値に含まれる高周波のノイズ成分による回転角度の誤差の増加を抑制できる。また、低回転速度において、検出角度偏差の割合が、推定実角度偏差の割合よりも高くされた場合でも、制御角度偏差を０に近づけるフィードバック制御により制御用の回転角度が算出されるので、回転角度のセンサ検出値に含まれる交流成分の誤差が、制御用の回転角度に反映されることを抑制できる。

実施の形態１に係る回転電機、電力変換器、及び制御装置の概略構成図である。 実施の形態１に係る制御装置の概略ブロック図である。 実施の形態１に係る制御装置のハードウェア構成図である。 実施の形態１に係る制御領域を説明する図である。 実施の形態１に係る制御領域を説明する図である。 実施の形態１に係る制御用角度算出部のブロック図である。 実施の形態１に係る内分率の設定を説明する図である。 実施の形態１に応答周波数を説明するボード線図である。 実施の形態２に係る制御用角度算出部のブロック図である。

１．実施の形態１
実施の形態１に係る回転電機の制御装置１０（以下、単に制御装置１０と称す）について図面を参照して説明する。図１は、本実施の形態に係る回転電機１、電力変換器４、及び制御装置１０の概略構成図である。本実施の形態では、回転電機１が、電動パワーステアリング装置１００の駆動力源となっており、回転電機１、電力変換器４、及び制御装置１０が、電動パワーステアリング装置１００を構成している。

１－１．回転電機１
回転電機１は、ステータと、ステータの径方向内側に配置されたロータと、を備えている。ステータには、複数相の巻線（本例では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相の巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗ）が設けられている。ロータには、磁石が設けられている。本実施の形態では、磁石は永久磁石であり、回転電機１は、永久磁石式の同期回転電機とされている。なお、磁石は、界磁巻線を有する電磁石であってもよい。３相の巻線は、スター結線されてもよいし、デルタ結線されてもよい。

ロータには、ロータの回転角度を検出するための回転センサ２が備えられている。回転センサ２には、レゾルバ、エンコーダ、ＭＲセンサ等が用いられる。回転センサ２の出力信号は、制御装置１０に入力される。

１－２．電力変換器４
電力変換器４としてインバータが用いられている。なお、電力変換器４として、インバータ以外の電力変換器、例えば、マトリックスコンバータが用いられてもよい。

インバータ４は、直流電源３の正極側に接続される正極側のスイッチング素子ＳＰと直流電源３の負極側に接続される負極側のスイッチング素子ＳＮとが直列接続された直列回路（レッグ）を、３相各相に対応して３セット設けている。そして、各相の直列回路における２つのスイッチング素子の接続点が、対応する相の巻線に接続されている。

具体的には、Ｕ相の直列回路では、Ｕ相の正極側のスイッチング素子ＳＰｕとＵ相の負極側のスイッチング素子ＳＮｕとが直列接続され、２つのスイッチング素子の接続点がＵ相の巻線Ｃｕに接続されている。Ｖ相の直列回路では、Ｖ相の正極側のスイッチング素子ＳＰｖとＶ相の負極側のスイッチング素子ＳＮｖとが直列接続され、２つのスイッチング素子の接続点がＶ相の巻線Ｃｖに接続されている。Ｗ相の直列回路では、Ｗの正極側のスイッチング素子ＳＰｗとＷ相の負極側のスイッチング素子ＳＮｗとが直列接続され、２つのスイッチング素子の接続点がＷ相の巻線Ｃｗに接続されている。平滑コンデンサ５が、直流電源３の正極側と負極側との間に接続されている。

スイッチング素子には、ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、ダイオードが逆並列接続されたバイポーラトランジスタ等が用いられる。各スイッチング素子のゲート端子は、ゲート駆動回路等を介して、制御装置１０に接続されている。各スイッチング素子は、制御装置１０から出力されたスイッチング信号ＧＰｕ～ＧＮｗによりオン又はオフされる。

直流電源３は、インバータ４に直流電圧Ｖｄｃを出力する。本実施の形態では、直流電圧Ｖｄｃは、１２Ｖとされている。直流電源３として、バッテリー、ＤＣ－ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、ＰＷＭ整流器等、直流電圧Ｖｄｃを出力する機器であれば、どのような機器であってもよい。直流電源３には、直流電圧Ｖｄｃを検出する電圧センサが設けられ、電圧センサの出力信号が制御装置１０に入力されてもよい。制御装置１０は、検出した直流電圧Ｖｄｃを用いて、制御を行ってもよい。

各相の巻線に流れる電流を検出するための電流センサ６が設けられている。電流センサ６は、シャント抵抗又はホール素子等の電流センサとされる。電流センサ６の出力信号は、制御装置１０に入力される。

本実施の形態では、電流センサ６は、各相の２つのスイッチング素子の直列回路に備えられている。Ｕ相の抵抗Ｒｕ、Ｖ相の抵抗Ｒｖ、及びＷ相の抵抗Ｒｗは、各相の負極側のスイッチング素子ＳＮの負極側に直列接続されている。３相の抵抗Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗは、アンプ２１、２２、２３により各相の抵抗の両端電位差が検出され、両端電位差が制御装置１０に入力される。

なお、電流センサ６は、各相の２つのスイッチング素子の直列回路と各相のコイルとを接続する電線上に備えられてもよい。或いは、電流センサは、インバータ４と直流電源３と接続する電線上に設けられ、公知の「母線１シャント方式」により、各相の巻線の電流が検出されてもよい。

１－３．電動パワーステアリング装置１００
電動パワーステアリング装置１００は、回転電機の制御装置１０と、インバータ４と、回転電機１と、回転電機１の駆動力を車両の操舵装置１０２に伝達する駆動力伝達機構１０１と、を備えている。

回転電機１のロータの回転軸は、駆動力伝達機構１０１を介して車輪１０３の操舵装置１０２に連結される。例えば、電動パワーステアリング装置１００は、運転者が左右に回転するハンドル１０４と、ハンドル１０４に連結されて、ハンドル１０４による操舵トルクを車輪１０３の操舵装置１０２に伝達するシャフト１０５と、シャフト１０５に取り付けられ、ハンドル１０４による操舵トルクＴｓを検出するトルクセンサ１０６と、回転電機１の回転軸をシャフト１０５に連結するウォームギヤ機構等の駆動力伝達機構１０１と、を備えている。トルクセンサ１０６の出力信号は、制御装置１０（入力回路９２）に入力される。

１－４．制御装置１０
制御装置１０は、インバータ４を介して回転電機１を制御する。図２に示すように、制御装置１０は、回転検出部３１、制御用角度算出部３２、電流検出部３３、電圧指令値算出部３４、及びスイッチング制御部３５等を備えている。制御装置１０の各機能は、制御装置１０が備えた処理回路により実現される。具体的には、制御装置１０は、図３に示すように、処理回路として、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等の演算処理装置９０（コンピュータ）、演算処理装置９０とデータのやり取りする記憶装置９１、演算処理装置９０に外部の信号を入力する入力回路９２、及び演算処理装置９０から外部に信号を出力する出力回路９３等を備えている。

演算処理装置９０として、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＩＣ（Integrated Circuit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、各種の論理回路、及び各種の信号処理回路等が備えられてもよい。また、演算処理装置９０として、同じ種類のもの又は異なる種類のものが複数備えられ、各処理が分担して実行されてもよい。記憶装置９１として、演算処理装置９０からデータを読み出し及び書き込みが可能に構成されたＲＡＭ（Random Access Memory）、演算処理装置９０からデータを読み出し可能に構成されたＲＯＭ（Read Only Memory）等が備えられている。入力回路９２は、回転センサ２、電流センサ６、トルクセンサ１０６等の各種のセンサ、スイッチが接続され、これらセンサ、スイッチの出力信号を演算処理装置９０に入力するＡ／Ｄ変換器等を備えている。出力回路９３は、スイッチング素子をオンオフ駆動するゲート駆動回路等の電気負荷が接続され、これら電気負荷に演算処理装置９０から制御信号を出力する駆動回路等を備えている。

そして、制御装置１０が備える各制御部３１～３５等の各機能は、演算処理装置９０が、ＲＯＭ等の記憶装置９１に記憶されたソフトウェア（プログラム）を実行し、記憶装置９１、入力回路９２、及び出力回路９３等の制御装置１０の他のハードウェアと協働することにより実現される。なお、各制御部３１～３５等が用いる内分率、制御ゲイン等の設定データは、ソフトウェア（プログラム）の一部として、ＲＯＭ等の記憶装置９１に記憶されている。以下、制御装置１０の各機能について詳細に説明する。

１－４－１．基本制御
回転検出部３１は、回転センサ２の出力信号に基づいて、ロータの回転角度θｄを検出する。ロータの回転角度の検出値θｄとして、Ｕ相の巻線位置に対する電気角での磁石の磁極（Ｎ極）の回転角度（磁極位置）が検出される。

電流検出部３３は、電流センサ６の出力信号に基づいて、３相の巻線に流れる電流Ｉｕｄ、Ｉｖｄ、Ｉｗｄを検出する。電流検出部３３は、電流センサ６の出力信号に基づいて、Ｕ相の巻線に流れる電流Ｉｕｄを検出し、Ｖ相の巻線に流れる電流Ｉｖｄを検出し、Ｗ相の巻線に流れる電流Ｉｗｄを検出する。なお、電流センサ６が２相の巻線電流を検出するように構成され、残りの１相の巻線電流が、２相の巻線電流の検出値に基づいて算出されてもよい。例えば、電流センサ６が、Ｖ相及びＷ相の巻線電流Ｉｖｄ、Ｉｗｄを検出し、Ｕ相の巻線電流Ｉｕｄが、Ｉｕｄ＝－Ｉｖｄ－Ｉｗｄにより算出されてもよい。

電圧指令値算出部３４は、後述する制御用角度算出部３２により算出された制御用の回転角度θｃ及び電流検出値に基づいて、３相の巻線に印加する３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏを算出する。

本実施の形態では、電圧指令値算出部３４は、電流指令値算出部３４１、電流座標変換部３４２、ｄｑ軸電圧指令値算出部３４３、及び電圧座標変換部３４４を備えている。

電流座標変換部３４２は、３相巻線の電流検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ、Ｉｗｄを、制御用の回転角度θｃに基づいてｄ軸及びｑ軸の電流検出値Ｉｄｄ、Ｉｑｄに変換する。本実施の形態では、電流座標変換部３４２は、３相巻線の電流検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ、Ｉｗｄを、次式に示すように、制御用の回転角度θｃに基づいて３相２相変換及び回転座標変換を行って、ｄ軸及びｑ軸の電流検出値Ｉｄｄ、Ｉｑｄに変換する。

なお、ｄ軸は、磁石の磁極（Ｎ極）の方向に定められ、ｑ軸は、ｄ軸より電気角で９０度進んだ方向に定められる。本例では、制御用の回転角度θｃに基づいて座標変換されるので、制御用の回転角度θｃの方向がｄ軸となる。

電流指令値算出部３４１は、ｄ軸及びｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏを算出する。電流指令値算出部３４１は、トルクセンサ１０６の出力信号に基づいて、運転者の操舵トルクＴｓを検出する。そして、電流指令値算出部３４１は、次式に示すように、操舵トルクＴｓに基づいてｑ軸の電流指令値Ｉｑｏを設定し、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏを０に設定する。すなわち、Ｉｄ＝０制御が行われる。Ｉｄ＝０制御では、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏが０に設定される。Ｉｄ＝０制御は、表面磁石型の回転電機に好適である。
Ｉｑｏ＝Ｋａ×Ｔｓ
Ｉｄｏ＝０ ・・・（２）

ここで、Ｋａは、定数であるが、操舵トルクＴｓ及び車両の走行速度等に応じて変化されてもよい。また、ｑ軸の電流指令値Ｉｑｏは、操舵状況に応じた公知の補償制御に基づいて設定されてもよい。埋込磁石型の回転電機の場合は、Ｉｄ＝０制御の代わりに、最大トルク電流制御によりｄ軸及びｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏが設定されてもよい。最大トルク電流制御では、同一電流に対して発生トルクを最大にするようなｄ軸及びｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏが算出される。

回転角速度が高い領域で、Ｉｄ＝０制御又は最大トルク電流制御により算出されるｄ軸の電流指令値よりも、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏを負方向に増加させる弱め磁束制御が行われる。例えば、弱め磁束制御の実行領域は、回転角速度ωが、インバータが出力する線間電圧の振幅が直流電圧Ｖｄｃに到達する基底速度以上になる領域に設定される。

図４に、表面磁石型の回転電機において、Ｉｄ＝０制御及び弱め磁束制御が行われる場合の、各制御の実行領域を示す。図５に、埋込磁石型の回転電機において、最大トルク電流制御及び弱め磁束制御が行われる場合の、各制御の実行領域を示す。

ｄｑ軸電圧指令値算出部３４３は、次式に示すように、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｄがｄ軸の電流指令値Ｉｄｏに近づき、ｑ軸の電流検出値Ｉｑｄがｑ軸の電流指令値Ｉｑｏに近づくように、ｄ軸の電圧指令値Ｖｄｏ及びｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏを、ＰＩ制御等により変化させる電流フィードバック制御を行う。

ここで、Ｋｄ、Ｋｑは、比例ゲインであり、Ｔｄ、Ｔｑは、積分時定数であり、ｓは、ラプラス演算子である。

なお、ｄ軸電流とｑ軸電流の非干渉化のためのフィードフォワード制御が行われてもよい。すなわち、ｄ軸の電圧指令値Ｖｄｏに、「－ωｃ×Ｌｑ×Ｉｑｃ」が加算され、ｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏに、「ωｃ×（Ｌｄ×Ｉｄｃ＋ψ）」が加算されてもよい。ここで、ωｃは、後述する制御用の回転角速度であり、ωｃの代わりに、後述する回転角速度の検出値ωｄが用いられてもよい。Ｌｑは、ｑ軸のインダクタンスであり、Ｌｄは、ｄ軸のインダクタンスであり、ψは、磁石の起磁力が巻線に鎖交する鎖交磁束である。

電圧座標変換部３４４は、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値Ｖｄｏ、Ｖｑｏを、制御用の回転角度θｃに基づいて３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏに変換する。本実施の形態では、電圧座標変換部３４４は、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値Ｖｄｏ、Ｖｑｏを、次式に示すように、制御用の回転角度θｃに基づいて固定座標変換及び２相３相変換を行って、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏに変換する。

なお、電圧座標変換部３４４は、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏに対して、２相変調、３次高調波重畳等の公知の変調を加えてもよい。

スイッチング制御部３５は、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏに基づいて、インバータ４が有する複数のスイッチング素子をオンオフする。スイッチング制御部３５は、公知のキャリア比較ＰＷＭ又は空間ベクトルＰＷＭを用いる。

キャリア比較ＰＷＭが用いられる場合は、スイッチング制御部３５は、キャリア波と３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏのそれぞれとを比較し、比較結果に基づいて、複数のスイッチング素子をオンオフする。キャリア波は、ＰＷＭ周期Ｔｃで０を中心に直流電圧の半分値Ｖｄｃ／２の振幅で振動する三角波とされている。スイッチング制御部３５は、各相について、キャリア波が電圧指令値を下回った場合は、正極側のスイッチング素子のスイッチング信号ＧＰをオンして、正極側のスイッチング素子をオンし、キャリア波ＣＡが電圧指令値を上回った場合は、正極側のスイッチング素子のスイッチング信号ＧＰをオフして、正極側のスイッチング素子をオフする。一方、スイッチング制御部３５は、各相について、キャリア波が電圧指令値を下回った場合は、負極側のスイッチング素子のスイッチング信号ＧＮをオフして、負極側のスイッチング素子をオフして、負極側のスイッチング素子をオフし、キャリア波ＣＡが電圧指令値を上回った場合は、負極側のスイッチング素子のスイッチング信号ＧＮをオンして、負極側のスイッチング素子をオンする。なお、各相について、正極側のスイッチング素子のオン期間と負極側のスイッチング素子のオン期間との間には、正極側及び負極側のスイッチング素子の双方をオフにする短絡防止期間（デッドタイム）が設けられてもよい。

空間ベクトルＰＷＭが用いられる場合は、スイッチング制御部３５は、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏから電圧指令ベクトルを生成し、電圧指令ベクトルに基づいて、ＰＷＭ周期における７つの基本電圧ベクトルの出力時間配分を決定し、７つの基本電圧ベクトルの出力時間配分に基づいて、ＰＷＭ周期において各スイッチング素子をオンオフするスイッチング信号を生成する。

１－４－２．制御用角度算出部３２
制御用角度算出部３２は、ロータの制御用の回転角度θｃを算出する。制御用角度算出部３２は、電流検出値の情報、及び電圧指令値の情報に基づいて、ロータの真の回転角度に対する制御用の回転角度θｃの偏差である推定実角度偏差Δθｅを推定する。制御用角度算出部３２は、回転角度の検出値θｄに対する制御用の回転角度θｃの偏差である検出角度偏差Δθｄを算出する。そして、制御用角度算出部３２は、推定実角度偏差Δθｅと検出角度偏差Δθｄとを内分した値を、制御角度偏差Δθｃとして算出する。そして、制御用角度算出部３２は、制御角度偏差Δθｃが０に近づくようにフィードバック制御を行うことにより、制御用の回転角度θｃを算出する。

制御用角度算出部３２は、ロータの回転角速度に比例する物理量である速度比例物理量が、予め設定された速度閾値Ｔｈよりも高い場合に、制御角度偏差Δθｃにおける推定実角度偏差Δθｅの割合Ｋｅを、検出角度偏差の割合Ｋｄよりも高くし、速度比例物理量が、速度閾値Ｔｈよりも低い場合に、制御角度偏差Δθｃにおける推定実角度偏差Δθｅの割合Ｋｅを、検出角度偏差の割合Ｋｄよりも低くする。

この構成によれば、推定実角度偏差Δθｅと検出角度偏差Δθｄとを内分した制御角度偏差Δθｃが０に近づくようにフィードバック制御を行うことにより、制御用の回転角度θｃを算出しているので、特許文献１のように、回転角速度のセンサ検出値をフィードバック制御値により補正するように構成されておらず、高回転速度時において、回転角度のセンサ検出値に含まれる交流成分の誤差を低下するように、フィードバック制御の応答周波数を高くする必要がない。そのため、フィードバック制御の応答周波数を、比較的低周波数の機械的な回転角度の振動周波数に応答できるように設定し、比較的高周波の電流検出値のノイズ成分の周波数に応答しないように設定することができる。また、高回転速度時において、推定実角度偏差Δθｅの割合Ｋｅが、検出角度偏差Δθｄの割合Ｋｄよりも高くされると共に、制御角度偏差Δθｃを０に近づけるフィードバック制御により制御用の回転角度θｃが算出されるので、回転角度の検出値θｄに含まれる交流成分の誤差が、制御用の回転角度θｃに反映されることを抑制でき、制御用の回転角度θｃを真の回転角度に近づけることができる。従って、高回転速度時において、回転角度の検出値θｄに含まれる交流成分の誤差を低減しつつ、電流検出値に含まれる高周波のノイズ成分による回転角度の誤差の増加を抑制できる。また、低回転速度において、検出角度偏差Δθｄの割合Ｋｄが、推定実角度偏差Δθｅの割合Ｋｅよりも高くされた場合でも、制御角度偏差Δθｃを０に近づけるフィードバック制御により制御用の回転角度θｃが算出されるので、回転角度の検出値θｄに含まれる交流成分の誤差が、制御用の回転角度θｃに反映されることを抑制できる。

＜検出角度偏差Δθｄの算出＞
図６に、本実施の形態に係る制御用角度算出部３２のブロック図を示す。制御用角度算出部３２は、次式に示すように、回転角度の検出値θｄから制御用の回転角度θｃを減算して、検出角度偏差Δθｄを算出する。
Δθｄ＝θｄ－θｃ ・・・（５）

＜推定実角度偏差Δθｅの算出＞
上述したように、制御用角度算出部３２は、電流検出値の情報、及び電圧指令値の情報に基づいて、ロータの真の回転角度に対する制御用の回転角度θｃの偏差である推定実角度偏差Δθｅを推定する。本実施の形態では、制御用角度算出部３２は、ｄ軸及びｑ軸の電流検出値Ｉｄｄ、Ｉｑｄ、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値Ｖｄｏ、Ｖｑｏ、及び制御用の回転角速度ωｃに基づいて、ロータの真の回転角度に対する制御用の回転角度θｃの偏差である推定実角度偏差Δθｅを推定する。

制御用角度算出部３２は、次式を用いて、推定実角度偏差Δθｅを算出する。
ΔＶｄ＝－Ｖｄｏ＋Ｒ×Ｉｄｄ－ωｃ×Ｌｑ×Ｉｑｄ
ΔＶｑ＝ Ｖｑｏ－Ｒ×Ｉｑｄ－ωｃ×Ｌｄ×Ｉｄｄ
Δθｅ＝ａｒｃｔａｎ（ΔＶｄ／ΔＶｑ） ・・・（６）

ここで、Ｒは、予め設定された巻線の抵抗値であり、Ｌｑは、予め設定されたｑ軸のインダクタンスであり、Ｌｄは、予め設定されたｄ軸のインダクタンスである。Ｌｄ、Ｌｑは、永久磁石の磁気飽和を考慮し、ｄ軸電流及びｑ軸電流のマップデータを用いて設定されもよい。式（６）は、電圧方程式に基づいて導出された式であり、ΔＶｄは、制御用の回転角度θｃが実際の回転角度（ここでは、電圧方程式が成り立つ回転角度）から逸脱したことによるｄ軸電圧の誤差であり、ΔＶｑは、制御用の回転角度θｃが実際の回転角度から逸脱したことによるｑ軸電圧の誤差である。そして、ΔＶｄ／ΔＶｑの逆正接関数の値を算出することにより、真の回転角度に対する制御用の回転角度θｃの偏差である推定実角度偏差Δθｅが算出される。

なお、制御用の回転角速度ωｃの代わりに、回転角度の検出値θｄを微分して算出された回転角速度の検出値ωｄが用いられてもよい。また、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値Ｖｄｏ、Ｖｑｏの代わりに、３相巻線に印加されるＵ相印加電圧Ｖｕ＿ＰＷＭ、Ｖ相印加電圧Ｖｖ＿ＰＷＭ、Ｗ相印加電圧Ｖｗ＿ＰＷＭを検出し、３相の電圧検出値Ｖｕ＿ＰＷＭ、Ｖｖ＿ＰＷＭ、Ｖｗ＿ＰＷＭを、制御用の回転角度θｃに基づいて３相２相変換及び回転座標変換を行ったｄ軸及びｑ軸の電圧検出値Ｖｄｄ、Ｖｑｄが用いられてもよい。

制御用角度算出部３２は、回転角速度の検出値ωｄの絶対値が、閾値よりも小さい場合は、式（６）を用いた推定実角度偏差Δθｅを停止し、Δθｅ＝０に設定してもよい。これは、回転角速度が低い場合において、ｑ軸電圧の誤差ΔＶｑが０に近くなり、ΔＶｄ／ΔＶｑが大きくなり過ぎ、Δθｅの算出誤差が大きくなり過ぎることを防止するためである。

＜回転角速度の検出値ωｄの算出＞
制御用角度算出部３２は、次式を用いて、回転角速度の検出値ωｄを算出する。
ωｄ（ｎ）＝｛θｄ（ｎ）－θｄ（ｎ－１）｝／ΔＴ ・・・（７）
ここで、θｄ（ｎ－１）は、前回の演算タイミングで検出した回転角度であり、θｄ（ｎ）は、今回の演算タイミングで検出した回転角度である。ΔＴは、演算周期である。回転角速度の検出値ωｄとして、式（７）の算出値に対して、ローパスフィルタ処理をした値が用いられてもよい。

＜内分による制御角度偏差Δθｃの算出＞
制御用角度算出部３２は、次式に示すように、推定実角度偏差Δθｅに推定実角度偏差の内分率Ｋｅを乗算した値と、検出角度偏差Δθｄに検出角度偏差の内分率Ｋｄを乗算した値と、を合計した値を、制御角度偏差Δθｃとして算出する。
Δθｃ＝Ｋｅ×Δθｅ＋Ｋｄ×Δθｄ
Ｋｅ＋Ｋｄ＝１、０≦Ｋｅ≦１、０≦Ｋｄ≦１ ・・・（８）

ここで、推定実角度偏差の内分率Ｋｅは、制御角度偏差Δθｃにおける推定実角度偏差Δθｅの割合Ｋｅであり、検出角度偏差の内分率Ｋｄは、制御角度偏差Δθｃにおける検出角度偏差Δθｄの割合Ｋｄである。推定実角度偏差の内分率Ｋｅと検出角度偏差の内分率Ｋｄとの合計値が１になるように、推定実角度偏差の内分率Ｋｅ及び検出角度偏差の内分率Ｋｄは、それぞれ、０以上１以下の範囲に設定される。

Ｋｄ＝１－Ｋｅになる。よって、（Δθｃ－Δθｅ）：（Δθｄ－Δθｃ）＝Ｋｅ：（１－Ｋｅ）になり、制御角度偏差Δθｃは、推定実角度偏差Δθｅと検出角度偏差Δθｄとを、Ｋｅ：（１－Ｋｅ）の比に内分した値になる。

＜速度比例物理量に応じた内分率の変化＞
図７に、本実施の形態に係る内分率Ｋｅ、Ｋｄの設定例を示す。本実施の形態では、速度比例物理量として、回転角速度の検出値ωｄが用いられる。制御用角度算出部３２は、回転角速度の検出値ωｄが、予め設定された速度閾値Ｔｈよりも高い場合に、推定実角度偏差の内分率Ｋｅを、検出角度偏差の内分率Ｋｄよりも高くし、回転角速度の検出値ωｄが、速度閾値Ｔｈよりも低い場合に、推定実角度偏差の内分率Ｋｅを、検出角度偏差の内分率Ｋｄよりも低くする。すなわち、制御用角度算出部３２は、回転角速度の検出値ωｄが、速度閾値Ｔｈよりも高い場合に、推定実角度偏差の内分率Ｋｅを０．５よりも高くし、検出角度偏差の内分率Ｋｄを０．５よりも低くする。また、制御用角度算出部３２は、回転角速度の検出値ωｄが、速度閾値Ｔｈよりも低い場合に、推定実角度偏差の内分率Ｋｅを０．５よりも低くし、検出角度偏差の内分率Ｋｄを０．５よりも高くする。なお、回転角速度の検出値ωｄの代わりに、制御用の回転角速度ωｃが用いられてもよい。

制御用角度算出部３２は、速度閾値Ｔｈを含む予め設定された速度比例物理量の範囲（本例では、回転角速度の範囲、以下、入替角速度範囲と称す）において、回転角速度の検出値ωｄが増加するに従って、推定実角度偏差の内分率Ｋｅを連続的に増加させると共に、検出角度偏差の内分率Ｋｄを連続的に減少させる。

速度閾値Ｔｈから所定値を減算した値が、入替角速度範囲の下限角速度ＴｈＬになり、速度閾値Ｔｈに所定値を加算した値が、入替角速度範囲の上限角速度ＴｈＨになり、入替角速度範囲は、下限角速度ＴｈＬから上限角速度ＴｈＨまでの範囲になる。図７に示す例では、速度閾値Ｔｈが入替角速度範囲の中心になるように、入替角速度範囲が設定される。

この構成によれば、入替速度範囲において、内分率Ｋｅ、Ｋｄを連続的に変化させることで、推定実角度偏差Δθｅと検出角度偏差Δθｄとの間に差がある場合に、制御角度偏差Δθｃが急峻に変化することを抑制し、制御用の回転角度θｃが急峻に変化し、トルクが急峻に変化することを抑制できる。よって、運転者の操舵感が悪化することを抑制できる。なお、速度閾値Ｔｈの前後で、内分率Ｋｅ、Ｋｄをステップ的に変化させてもよい。

制御用角度算出部３２は、速度閾値Ｔｈを含む入替角速度範囲において、回転角速度の検出値ωｄが増加するに従って、推定実角度偏差の内分率Ｋｅを０から１まで連続的に増加させると共に、検出角度偏差の内分率Ｋｄを１から０まで連続的に減少させる。また、制御用角度算出部３２は、回転角速度の検出値ωｄが、入替角速度範囲よりも低い場合は、推定実角度偏差の内分率Ｋｅを０に設定すると共に、検出角度偏差の内分率Ｋｄを１に設定し、回転角速度の検出値ωｄが、入替角速度範囲よりも高い場合は、推定実角度偏差の内分率Ｋｅを１に設定すると共に、検出角度偏差の内分率Ｋｄを０に設定する。

＜速度閾値Ｔｈを弱め磁束制御の実行領域に対応して設定＞
速度閾値Ｔｈは、Ｉｄ＝０制御又は最大トルク電流制御の実行領域と弱め磁束制御の実行領域との境界の回転角速度ωｂｄに対応して設定されている。以下に、この設定の効果を説明する。

角度誤差Δθｅｒｒがある場合の、トルク誤差ΔＴｅｒｒは、次式のように近似できる。
ΔＴｅｒｒ≒Ｉｑ×ｃｏｓ（Δθｅｒｒ）＋Ｉｄ×ｓｉｎ（Δθｅｒｒ）
・・・（９）

誤差がある場合も、角度誤差Δθｅｒｒは０に近いので、ｃｏｓ（Δθｅｒｒ）＜＜ｓｉｎ（Δθｅｒｒ）になり、式（９）の右辺の第１項を無視できる。よって、トルク誤差ΔＴｅｒｒは、ｄ軸電流Ｉｄの絶対値が大きくなると、大きくなる。上述したように、弱め磁束制御では、Ｉｄ＝０制御又は最大トルク電流制御により算出されるｄ軸の電流指令値よりも、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏが負方向に増加される。そのため、弱め磁束制御の実行領域では、ｄ軸電流Ｉｄの絶対値が大きくなり、角度誤差Δθｅｒｒがあると、トルク誤差ΔＴｅｒｒが大きくなる。上記のように、速度閾値Ｔｈを設定することにより、弱め磁束制御の実行領域で、推定実角度偏差の内分率Ｋｅが高くされ、推定実角度偏差Δθｅが減少するように、制御用の回転角度θｃが算出されるため、真の回転角度に対する制御用の回転角度θｃの偏差（推定実角度偏差Δθｅ）が小さくなり、角度誤差Δθｅｒｒが小さくなる。式（６）を用いて説明したように、真の回転角度は、電圧方程式が成り立つ回転角度であり、式（９）のトルク誤差ΔＴｅｒｒも、電圧方程式に基づいて導出されるので、推定実角度偏差Δθｅが減少するように、制御用の回転角度θｃを算出することにより、トルク誤差ΔＴｅｒｒを減少させることができる。式（６）の推定実角度偏差Δθｅの算出精度は、誘起電圧が高くなる場合に高くなるので、弱め磁束制御が実行される誘起電圧が高くなる領域で、推定実角度偏差の内分率Ｋｅが高くされることで、角度誤差Δθｅｒｒの低減精度を高くできる。

本実施の形態では、回転角速度の検出値ωｄが、入替角速度範囲の下限角速度ＴｈＬよりも大きくなる場合に、推定実角度偏差Δθｅが制御用の回転角度θｃの算出に反映される。よって、Ｉｄ＝０制御又は最大トルク電流制御の実行領域と弱め磁束制御の実行領域との境界の回転角速度ωｂｄが、入替角速度範囲の下限角速度ＴｈＬ以上になるように、速度閾値Ｔｈ及び入替角速度範囲が設定されるとよい。例えば、速度閾値Ｔｈが境界の回転角速度ωｂｄに一致するように設定されるとよい。或いは、境界の回転角速度ωｂｄが入替角速度範囲に含まれるように、速度閾値Ｔｈ及び入替角速度範囲が設定されてもよい。図５に示すように、埋込磁石式の回転電機の場合は、境界の回転角速度ωｂｄは、トルクに応じて変化するため、速度閾値Ｔｈ及び入替角速度範囲は、トルクに応じて変化されてもよい。

或いは、埋込磁石式の回転電機では、最大トルク電流制御においても、ｄ軸電流は０よりも小さい値になるため、速度閾値Ｔｈ及び入替角速度範囲は、最大トルク電流制御の実行領域に設定されてもよい。

速度比例物理量として、制御用の回転角速度ωｃが用いられてもよい。速度比例物理量として、回転角速度以外の物理量が用いられもよい。例えば、巻線に生じる誘起電圧は、回転角速度に比例し、巻線の印加電圧は、誘起電圧に比例する。速度比例物理量として、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値Ｖｄｏ、Ｖｑｏの電圧ベクトルの大きさ、又はＶｄｏの２乗とＶｑｏの２乗との和が用いられてもよい。

なお、制御用角度算出部３２は、直流電圧Ｖｄｃが電圧閾値よりも低くなった場合に、推定実角度偏差の内分率Ｋｅを０に固定し、検出角度偏差の内分率Ｋｄを１に固定し、推定実角度偏差Δθｅが制御角度偏差Δθｃに反映されないようにしてもよい。これは、直流電圧Ｖｄｃが低下するに従って、基底速度が低下し、より低い回転速度から弱め磁束制御を行うことになるが、低回転速度時には誘起電圧が低いことにより、式（６）による推定実角度偏差Δθｅの推定精度が低下するためである。

＜制御角度偏差Δθｃに基づいた、制御用の回転角度θｃの算出＞
上述したように、制御用角度算出部３２は、制御角度偏差Δθｃが０に近づくようにフィードバック制御を行うことにより、制御用の回転角度θｃを算出する。本実施の形態では、制御用角度算出部３２は、制御角度偏差Δθｃが０に近づくようにフィードバック制御を行うことにより、制御用の回転角速度ωｃを変化させ、制御用の回転角速度ωｃを積分して、制御用の回転角度θｃを算出する。

この構成によれば、フィードバック制御により制御用の回転角速度ωｃを変化させることにより、フィードバック制御により直接、制御用の回転角度θｃを変化させる必要がなく、フィードバック制御の応答周波数を回転周波数まで高くする必要がない。よって、フィードバック制御の応答周波数を、回転周波数よりも低くすることができ、機械的な回転角度速度の振動周波数に応じて設定することができる。

例えば、制御用角度算出部３２は、次式に示すように、制御角度偏差Δθｃが０に近づくように、ＰＩ制御により制御用の回転角速度ωｃを変化させフィードバック制御を行う。
ωｃ＝Ｋｃ×（１＋１／（Ｔｃ×ｓ））×Δθｃ ・・・（１０）
ここで、Ｋｃは、比例ゲインであり、Ｔｃは、積分時定数であり、ｓは、ラプラス演算子である。なお、ＰＩ制御の代わりに、ＰＩＤ制御等の各種のフィードバック制御が用いられてもよい。

＜Δθｃからθｃまでの応答周波数＞
制御角度偏差Δθｃから制御用の回転角度θｃまでの伝達関数Ｇは、次式になる。
Ｇ（ｓ）＝θｃ／Δθｃ＝Ｋｃ×（１＋１／（Ｔｃ×ｓ））／ｓ ・・・（１１）

非特許文献１（栗重他、「電動パワーステアリングの操舵トルク低減制御方式」、日本機械学会論文集（C編）、６８巻６７５号）のＦｉｇ．９より、ステアリングの操舵速度は、おおよそ３５Ｈｚで振動していることがわかる（Ｆｉｇ．９では、０．１ｓで約３．５周期であるため）。よって、ステアリングの真の速度変動は、この程度の周波数で起こりうる。よって、制御角度偏差Δθｃから制御用の回転角度θｃまでの応答は、３５Ｈｚ以上は必要であり、余裕をもって約３倍の９０～１００Ｈｚが好ましく、５倍の１７５Ｈｚ以上がより好ましい。この回転角速度の振動周波数は、ロータの回転軸に連結された機械的な動力伝達機構の共振周波数に対応している。

ここで、式（１１）の伝達関数Ｇをボード線図に表すと図８になる。ただし、Ｔｃ＝５／Ｋｃとした。同図より、伝達関数Ｇは、ω＝Ｋｃ［ｒａｄ／ｓ］で、０ｄＢになっており、カットオフ周波数が比例ゲインＫｃ［ｒａｄ／ｓ］の１次ローパスフィルタの特性となっている。ここで、１次ローパスフィルタとした根拠は、０ｄＢ付近で、－２０ｄＢ／ｄｅｃになっているためである。

よって、制御角度偏差Δθｃから制御用の回転角度θｃまでの応答は、入力角周波数ωが比例ゲインＫｃ以下であれば、Δθｃ＝０になるように、θｃが応答し、入力角周波数ωがＫｃを超えると、Δθｃの変動に、θｃが追従できなくなる。

そこで、制御角度偏差Δθｃから制御用の回転角度θｃまでの応答が、３５Ｈｚ以上必要であることは、比例ゲインＫｃが、２π×３５［ｒａｄ／ｓ］以上必要であることを意味する。さらに、余裕をもって、応答を約３倍の９０～１００Ｈｚにするには、比例ゲインＫｃを、２π×９０～２π×１００［ｒａｄ／ｓ］にすることが必要であり、応答を５倍の１７５Ｈｚ以上にするには、比例ゲインＫｃを、２π×１７５［ｒａｄ／ｓ］以上にする必要がある。以上より、比例ゲインＫｃは、少なくとも、２π×３５［ｒａｄ／ｓ］は必要であり、余裕を考えるとその約３倍の２π×９０～２π×１００［ｒａｄ／ｓ］は必要であり、より望ましくは２π×１７５［ｒａｄ／ｓ］以上であるとよい。

このように比例ゲインＫｃを設定することで、制御角度偏差Δθｃから制御用の回転角度θｃまでの応答周波数（カットオフ周波数）を、真の速度変動の周波数３５Ｈｚよりも高くすることができ、制御用の回転角度θｃを真の速度変動に追従させることができ、角度誤差によりトルク変動が生じることを抑制できる。一方、電流検出値に含まれるノイズ成分又は角度検出値に含まれるノイズ成分による制御角度偏差Δθｃの高周波の振動成分は、カットオフされ、制御用の回転角度θｃに反映されないようにできる。よって、制御角度偏差Δθｃから制御用の回転角度θｃまでの応答周波数（カットオフ周波数）を、真の速度変動の周波数の３倍値から５倍値の間（例えば、９０Ｈｚ以上）に設定することで、制御用の回転角度θｃを真の速度変動に追従させることができると共に、電流検出値のノイズ成分の影響を受け難くすることができる。その結果、トルク変動を低減でき、回転電機を静音化することができる。

また、制御角度偏差Δθｃから制御用の回転角度θｃまでの応答周波数（カットオフ周波数）は、速度閾値Ｔｈに対応する回転周波数よりも低く設定される。この構成によれば、回転速度が速度閾値Ｔｈよりも高く、推定実角度偏差Δθｅの内分率Ｋｅが、検出角度偏差Δθｄの内分率Ｋｄよりも高くなる領域で、電流検出値等に含まれる回転周波数のノイズ成分が、制御用の回転角度θｃに反映されることを抑制できる。

また、制御角度偏差Δθｃから制御用の回転角度θｃまでの応答周波数（カットオフ周波数）は、ロータの回転速度に生じる機械的な共振周波数（本例では、３５Ｈｚ）よりも高く設定されている。特に、制御角度偏差Δθｃから制御用の回転角度θｃまでの応答周波数（カットオフ周波数）は、ロータの回転速度に生じる機械的な共振周波数（本例では、３５Ｈｚ）の３倍値から５倍値の間に設定されるとよい。この構成によれば、制御用の回転角度θｃを機械的な回転角速度の変動に追従させることができると共に、高周波のノイズ成分の影響を受け難くすることができる。

一方、特許文献１の技術では、上述したように、Δω１ｃを算出するフィードバック制御器は、最大の回転速度までの周波数の追従性能が必要となり、高級なマイコンが必要でかつ、Δθｄｃに含まれる電流検出値のノイズ成分との切り分けが困難である。一方、本願では、応答周波数を、最大の回転周波数よりも低い、真の速度変動の周波数に応じて設定することができ、特許文献１ほどの周波数追従性能は不要である。よって、電流検出値のノイズ成分との切り分けが容易であり、低級なマイコン（ＣＰＵ）を用いることができる。

２．実施の形態２
実施の形態２に係る回転電機１、電力変換器４、及び制御装置１０について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る回転電機１、電力変換器４、及び制御装置１０の基本的な構成は実施の形態１と同様であるが、制御用の回転角度θｃに上下限制限が行われる点が実施の形態１と異なる。図９は、制御用角度算出部３２のブロック図である。

本実施の形態では、制御用角度算出部３２は、回転角度の検出値θｄに基づいて、制御用の回転角度の上限値θｃｍａｘ及び下限値θｃｍｉｎを算出する。そして、制御用角度算出部３２は、制御用の回転角度θｃが、上限値θｃｍａｘから下限値θｃｍｉｎまでの範囲を逸脱した場合に、回転角度の検出値θｄに基づいて制御用の回転角度θｃを修正する。

例えば、制御用角度算出部３２は、次式に示すように、回転角度の検出値θｄに、予め設定された制限角度幅Δθｌｍｔを加算及び減算して、上限値θｃｍａｘ及び下限値θｃｍｉｎを算出する。制限角度幅Δθｌｍｔは、例えば、電気角で９０度以内に設定される。
θｃｍａｘ＝θｄ＋Δθｌｍｔ
θｃｍｉｎ＝θｄ－Δθｌｍｔ ・・・（１２）

そして、制御用角度算出部３２は、次式に示すように、制御用の回転角度θｃを、上限値θｃｍａｘ及び下限値θｃｍｉｎにより上下限制限する。
１）θｃ＞θｃｍａｘの場合
θｃ＝θｃｍａｘ
２）θｃ＜θｃｍｉｎの場合 ・・・（１３）
θｃ＝θｃｍｉｎ
３）θｃｍｉｎ≦θｃ≦θｃｍａｘ
θｃ＝θｃ

このように、制御用の回転角度θｃを、回転角度の検出値θｄに基づいて設定した上限値θｃｍａｘ及び下限値θｃｍｉｎにより制限することにより、制御用の回転角度θｃの算出値に異常が生じた場合でも、制御用の回転角度θｃを適切な範囲に維持でき、回転電機の性能が大幅に悪化することを防止できる、

なお、本願は、回転センサが多重化されている場合にも用いることができる。例えば、２重系の回転センサ（例えば、２重系のレゾルバ、又は２重系のＭＲセンサ)が用いられる場合は、正常な一方の系統の回転センサにより検出された回転角度が、回転角度の検出値θｄとして用いられればよい。

また、回転電機１は、電動パワーステアリング装置１００以外の各種の装置の駆動力源とされてもよい。例えば、回転電機１は、車輪の駆動力源とされてもよい。

また、ステータに３相以外の複数相（例えば、２相、４相）の巻線が設けられてもよい。

また、ステータに複数組（例えば２組）の３相の巻線が設けられ、各組の３相の巻線に対応してインバータ及び制御装置の各部が設けられてもよい。

本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

１ 回転電機、２ 回転センサ、３ 直流電源、４ 電力変換器、６ 電流センサ、１０ 回転電機の制御装置、３１ 回転検出部、３２ 制御用角度算出部、３３ 電流検出部、３４ 電圧指令値算出部、３５ スイッチング制御部、１００ 電動パワーステアリング装置、１０１ 駆動力伝達機構、１０２ 操舵装置、Ｋｄ 検出角度偏差の割合（内分率）、Ｋｅ 推定実角度偏差の割合（内分率）、Ｔｈ 速度閾値、Δθｃ 制御角度偏差、Δθｄ 検出角度偏差、Δθｅ 推定実角度偏差、θｃ 制御用の回転角度、θｃｍａｘ 上限値、θｃｍｉｎ 下限値、θｄ 回転角度の検出値、ωｃ 制御用の回転角速度、ωｄ 回転角速度の検出値

Claims (11)

1. 複数相の巻線を設けたステータと磁石を設けたロータとを有する回転電機を、電力変換器を介して制御する回転電機の制御装置であって、
   回転センサの出力信号に基づいて前記ロータの回転角度を検出する回転検出部と、
   前記ロータの制御用の回転角度を算出する制御用角度算出部と、
   電流センサの出力信号に基づいて前記複数相の巻線に流れる電流を検出する電流検出部と、
   前記制御用の回転角度及び電流検出値に基づいて、前記複数相の巻線に印加する電圧指令値を算出する電圧指令値算出部と、
   前記電圧指令値に基づいて前記電力変換器が有する複数のスイッチング素子をオンオフするスイッチング制御部と、を備え、
   前記制御用角度算出部は、
   前記電流検出値の情報、及び前記電圧指令値の情報に基づいて、前記ロータの真の回転角度に対する前記制御用の回転角度の偏差である推定実角度偏差を推定し、
   回転角度の検出値に対する前記制御用の回転角度の偏差である検出角度偏差を算出し、
   前記推定実角度偏差と前記検出角度偏差とを内分した値を、制御角度偏差として算出し、
   前記制御角度偏差が０に近づくようにフィードバック制御を行うことにより、前記制御用の回転角度を算出し、
   前記ロータの回転角速度に比例する物理量である速度比例物理量が、予め設定された速度閾値よりも高い場合に、前記制御角度偏差における前記推定実角度偏差の割合を、前記検出角度偏差の割合よりも高くし、
   前記速度比例物理量が、前記速度閾値よりも低い場合に、前記制御角度偏差における前記推定実角度偏差の割合を、前記検出角度偏差の割合よりも低くする回転電機の制御装置。
2. 前記制御用角度算出部は、前記速度閾値を含む予め設定された前記速度比例物理量の範囲において、前記速度比例物理量が増加するに従って、前記推定実角度偏差の割合を連続的に増加させると共に、前記検出角度偏差の割合を連続的に減少させる請求項１に記載の回転電機の制御装置。
3. 前記制御用角度算出部は、前記速度閾値を含む予め設定された前記速度比例物理量の範囲において、前記速度比例物理量が増加するに従って、前記推定実角度偏差の割合を０から１まで連続的に増加させると共に、前記検出角度偏差の割合を１から０まで連続的に減少させ、
   前記速度比例物理量が前記速度比例物理量の範囲よりも低い場合は、前記推定実角度偏差の割合を０に設定すると共に、前記検出角度偏差の割合を１に設定し、
   前記速度比例物理量が前記速度比例物理量の範囲よりも高い場合は、前記推定実角度偏差の割合を１に設定すると共に、前記検出角度偏差の割合を０に設定する請求項１に記載の回転電機の制御装置。
4. 前記速度閾値は、Ｉｄ＝０制御又は最大トルク電流制御の実行領域と弱め磁束制御の実行領域との境界の前記速度比例物理量に対応して設定されている請求項１から３のいずれか一項に記載の回転電機の制御装置。
5. 前記制御用角度算出部は、前記制御角度偏差が０に近づくようにフィードバック制御を行うことにより、前記ロータの制御用の回転角速度を変化させ、前記制御用の回転角速度を積分して、前記制御用の回転角度を算出する請求項１から４のいずれか一項に記載の回転電機の制御装置。
6. 前記電圧指令値算出部は、前記制御用の回転角度の方向をｄ軸とし、前記ｄ軸よりも電気角で９０度進んだ方向をｑ軸とし、前記複数相の巻線の電流検出値を、前記制御用の回転角度に基づいてｄ軸及びｑ軸の電流検出値に変換し、前記ｄ軸及びｑ軸の電流検出値が、それぞれ、ｄ軸及びｑ軸の電流指令値に近づくように、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値を変化させ、前記ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値を、前記制御用の回転角度に基づいて複数相の電圧指令値に変換し、
   前記制御用角度算出部は、
   前記ｄ軸及びｑ軸の電流検出値、前記ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値、及び前記制御用の回転角速度に基づいて、前記ロータの真の回転角度に対する前記制御用の回転角度の偏差である前記推定実角度偏差を推定する請求項５に記載の回転電機の制御装置。
7. 前記制御用角度算出部は、前記回転角度の検出値に基づいて、前記制御用の回転角度の上限値及び下限値を算出し、
   前記制御用の回転角度が、前記上限値から前記下限値までの範囲を逸脱した場合に、前記回転角度の検出値に基づいて前記制御用の回転角度を修正する請求項１から６のいずれか一項に記載の回転電機の制御装置。
8. 前記制御角度偏差から前記制御用の回転角度までの応答周波数は、前記速度閾値に対応する回転周波数よりも低く設定されている請求項１から７のいずれか一項に記載の回転電機の制御装置。
9. 前記制御角度偏差から前記制御用の回転角度までの応答周波数は、前記ロータの回転角速度に生じる機械的な共振周波数よりも高く設定されている請求項１から８のいずれか一項に記載の回転電機の制御装置。
10. 前記制御角度偏差から前記制御用の回転角度までの応答周波数は、前記ロータの回転角速度に生じる機械的な共振周波数の３倍値から５倍値の間に設定されている請求項１から９のいずれか一項に記載の回転電機の制御装置。
11. 請求項１から８のいずれか一項に記載の回転電機の制御装置と、
    前記電力変換器と、
    前記回転電機と、
    前記回転電機の駆動力を車両の操舵装置に伝達する駆動力伝達機構と、を備え、
    前記制御角度偏差から前記制御用の回転角度までの応答周波数は、９０Ｈｚ以上に設定されている電動パワーステアリング装置。

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