JP2022025040A - インターリーブ電力コンバータにおける電流を平衡化するための補間制御 - Google Patents

インターリーブ電力コンバータにおける電流を平衡化するための補間制御 Download PDF

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Abstract

【課題】インターリーブ電力コンバータにおける電流を平衡化する技術を提供する。【解決手段】インターリーブ電力コンバータ１００は、制御回路及び夫々が少なくとも１つの電源スイッチを有する複数の位相シフトされたサブコンバータを含む。制御回路は、電源スイッチを制御するためにサブコンバータに結合され、複数の周期に亘って第１のデューティサイクルを複数回決定し、１つの周期中にサブコンバータのうちの１つの電源スイッチを制御するための第１のデューティサイクルの現在の値を有するＰＷＭ制御信号を生成するとともに、第１のデューティサイクルの現在の値と第１のデューティサイクルの以前の値とに基づいて第２のデューティサイクルを決定して、前記周期中にサブコンバータのうちの他の１つの電源スイッチを制御するための第２のデューティサイクルを有する他のＰＷＭ制御信号を生成する電流補償器を含む。【選択図】図１

Description

本開示は、インターリーブ電力コンバータにおける電流を平衡化するための補間制御に関する。
この節は、必ずしも従来技術とは限らない本開示に関連する背景情報を提供する。
多相電力コンバータは、一般に、インターリーブＰＦＣブーストサブコンバータと、サブコンバータ内の電源スイッチを制御するための制御回路とを含む。幾つかの例において、制御回路は、サブコンバータ内のレール電流を平衡化するために電源スイッチのデューティサイクルを制御することができる。そのような例において、レール電流は、レール電流を平衡化するためのスプリットブーストインダクタ、複数の電流センサ、及び／又は、複数の電流補償器を使用することによって平衡され得る。他の例では、電力コンバータの入力電圧及び電流がサイクルごとに複数回サンプリングされてもよく、また、制御回路の電流補償器は、レール電流を平衡化するためにデューティサイクルを調整するべくサイクルごとに複数回実行されてもよい。
この節は、本開示の一般的な概要を提供し、その全範囲又はその特徴の全ての包括的な開示ではない。
本開示の１つの態様によれば、インターリーブ多相スイッチング電力コンバータは、複数のサブコンバータと、制御回路とを含む。サブコンバータは、電源スイッチを有する第１のサブコンバータと、電源スイッチを有する第２のサブコンバータとを含む。第２のサブコンバータは、第１のサブコンバータに対して位相シフトされる。制御回路は、第１のサブコンバータ及び第２のサブコンバータにおける電流を複数の周期にわたって平衡化するべく第１のサブコンバータの電源スイッチ及び第２のサブコンバータの電源スイッチを制御するために第１のサブコンバータ及び第２のサブコンバータに結合される。制御回路は、スイッチング電力コンバータにおける基準信号及び感知電流に基づいて複数の周期にわたって第１のデューティサイクルを複数回決定し、複数の周期のうちの１つの周期中に第１のサブコンバータの電源スイッチを制御するための第１のデューティサイクルの現在の値を有する第１のＰＷＭ制御信号を生成するとともに、第１のデューティサイクルの現在の値と第１のデューティサイクルの以前の値とに基づいて第２のデューティサイクルを決定して、１つの周期中に第２のサブコンバータの電源スイッチを制御するための第２のデューティサイクルを有する第２のＰＷＭ制御信号を生成するように構成される電流補償器を含む。
本開示の他の態様によれば、インターリーブ多相スイッチング電力コンバータを制御するための制御回路が開示される。スイッチング電力コンバータは、電源スイッチを有する第１のサブコンバータと、電源スイッチを有する第２のサブコンバータとを少なくとも含む。第２のサブコンバータは、第１のサブコンバータに対して位相シフトされる。制御回路は、第１のサブコンバータ及び第２のサブコンバータにおける電流を複数の周期にわたって平衡化するべく第１のサブコンバータの電源スイッチ及び第２のサブコンバータの電源スイッチを制御するために第１のサブコンバータ及び第２のサブコンバータに結合されるように構成される。制御回路は、スイッチング電力コンバータにおける基準信号及び感知電流に基づいて複数の周期にわたって第１のデューティサイクルを複数回決定し、複数の周期のうちの１つの周期中に第１のサブコンバータの電源スイッチを制御するための第１のデューティサイクルの現在の値を有する第１のＰＷＭ制御信号を生成するとともに、第１のデューティサイクルの現在の値と第１のデューティサイクルの以前の値とに基づいて第２のデューティサイクルを決定して、１つの周期中に第２のサブコンバータの電源スイッチを制御するための第２のデューティサイクルを有する第２のＰＷＭ制御信号を生成するように構成される電流補償器を含む。
更なる態様及び適用分野は、本明細書中で提供される説明から明らかになる。この開示の様々な態様が個別に又は１つ以上の他の態様と組み合わせて実施されてもよいことが理解されるべきである。本明細書中の説明及び特定の例が、単なる例示目的を意図しており、本開示の範囲を限定しようとしていないことも理解すべきである。
本明細書中で記載される図面は、選択された実施形態の例示を目的としたものにすぎず、全ての想定し得る実施ではなく、また、本開示の範囲を限定しようとするものではない。
電源スイッチを有する２つのサブコンバータと、サブコンバータにおけるレール電流を平衡化するべく電源スイッチのデューティサイクルを決定するための補間ベースの制御を使用する制御回路とを含む本開示の実施形態の１つの例に係るインターリーブ多相スイッチング電力コンバータのブロック図である。 従来の制御技術を使用する場合の２つのサブコンバータに関する入力電圧及びデューティサイクル値を示すグラフである。 従来の制御技術を使用する場合の２つのサブコンバータに関するデューティサイクル値を示すグラフである。 従来の制御技術を使用する場合の２つのサブコンバータにおける不平衡レール電流を示すグラフである。 正のサイクルの開始中における図４の不平衡レール電流の拡大部分を示すグラフである。 正のピーク値における図４の不平衡レール電流の拡大部分を示すグラフである。 負のピーク値における図４の不平衡レール電流の拡大部分を示すグラフである。 実施形態の他の例に係る２つのサブコンバータにおけるレール電流を平衡化するべくデューティサイクルを決定するための補間ベースの制御を実施する制御回路の電流補償器のブロック図である。 実施形態の更に他の例に係る補間ベースの制御を実施する場合の図６の電流補償器によって制御されるサブコンバータに関する入力電圧及びデューティサイクル値を示すグラフである。 実施形態の他の例に係る補間ベースの制御を使用する場合の２つのサブコンバータに関するデューティサイクル値を示すグラフである。 実施形態の他の例に係る補間ベースの制御を実施する場合の２つのサブコンバータにおける平衡レール電流を示すグラフである。 正のサイクルの開始中における図９の平衡レール電流の拡大部分を示すグラフである。 正のピーク値における図９の平衡レール電流の拡大部分を示すグラフである。 負のピーク値における図９の平衡レール電流の拡大部分を示すグラフである。 実施形態の更なる他の例に係る３つのサブコンバータにおけるレール電流を平衡化するための補間ベースの制御を実施する制御回路の電流補償器のブロック図である。 実施形態の他の例に係る２つのサブコンバータにおけるレール電流を平衡化するための補間ベースの制御を実施する電圧補償器及び電流補償器を含む制御回路のブロック図である。 従来の制御技術を使用する場合の値が１０％異なるインダクタを有する２つのサブコンバータにおける不平衡レール電流を示すグラフである。 正のピーク値における図１３Ａの不平衡レール電流の拡大部分を示すグラフである。 従来の制御技術を使用する場合の値が１０％異なるインダクタを有する２つのサブコンバータにおける不平衡レール電流を示すグラフである。 正のピーク値における図１４Ａの不平衡レール電流の拡大部分を示すグラフである。 実施形態の他の例に係る補間ベースの制御を実施する場合の値が１０％異なるインダクタを有する２つのサブコンバータにおける平衡レール電流を示すグラフである。 正のピーク値における図１５Ａの不平衡レール電流の拡大部分を示すグラフである。 実施形態の他の例に係る補間ベースの制御を実施する場合の値が１０％異なるインダクタを有する２つのサブコンバータにおける平衡レール電流を示すグラフである。 正のピーク値における図１６Ａの不平衡レール電流の拡大部分を示すグラフである。 従来の制御技術を使用する場合の１０ミリオームだけ異なる抵抗値を有する２つのサブコンバータにおける不平衡レール電流を示すグラフである。 正のピーク値における図１７Ａの不平衡レール電流の拡大部分を示すグラフである。 従来の制御技術を使用する場合の１０ミリオームだけ異なる抵抗値を有する２つのサブコンバータにおける不平衡レール電流を示すグラフである。 正のピーク値における図１８Ａの不平衡レール電流の拡大部分を示すグラフである。 実施形態の更なる他の例に係る補間ベースの制御を実施する場合の１０ミリオームだけ異なる抵抗値を有する２つのサブコンバータにおける平衡レール電流を示すグラフである。 正のピーク値における図１９Ａの不平衡レール電流の拡大部分を示すグラフである。 実施形態の更なる他の例に係る補間ベースの制御を実施する場合の１０ミリオームだけ異なる抵抗値を有する２つのサブコンバータにおける平衡レール電流を示すグラフである。 正のピーク値における図２０Ａの不平衡レール電流の拡大部分を示すグラフである。 電源スイッチを有する３つのサブコンバータと、サブコンバータにおけるレール電流を平衡化するために補間ベースの制御を使用する制御回路とを含む実施形態の他の例に係るインターリーブ多相スイッチング電力コンバータの概略図である。
対応する参照番号は、図面の幾つかの図にわたって対応する（しかし、必ずしも同一であるとは限らない）部分及び／又は特徴を示す。
実施形態の例は、この開示が完璧であって当業者に範囲を十分に伝えるように提供される。本開示の実施形態の完全な理解を与えるために、特定の構成要素、装置、及び、方法の例などの多くの特定の詳細が記載される。特定の詳細を用いる必要がないこと、実施形態の例を多くの異なる形態で具現化することができること、及び、いずれも本開示の範囲を限定するものと解釈されるべきではないことは、当業者に明らかである。実施形態の幾つかの例では、周知のプロセス、周知の装置構造、及び、周知の技術が詳細に記載されない。
本明細書中で使用される用語は、実施形態の特定の例のみを説明するためのものであり、限定しようとするものではない。本明細書中で使用される単数形「１つの（ａ）」、「１つの（ａｎ）」、及び、「その（ｔｈｅ）」は、文脈が別段明示しなければ、複数形も同様に含むべく意図され得る。「備える」、「備えている」、「含む」、及び、「有する」という用語は、包括的であり、したがって、記載された特徴、整数、ステップ、動作、要素、及び／又は、構成要素の存在を特定するが、１つ以上の他の特徴、整数、ステップ、動作、要素、構成要素、及び／又は、それらのグループの存在又は追加を排除しない。本明細書中に記載される方法ステップ、プロセス、及び、動作は、実行の順序として具体的に特定されなければ、必ずしも説明又は図示された特定の順序でのそれらの実行を必要とすると解釈されるべきでない。更なる又は代わりのステップが使用されてもよいことも理解されるべきである。
第１、第２、第３などの用語は、様々な要素、構成要素、領域、層、及び／又は、セクションを説明するために本明細書中で使用され得るが、これらの要素、構成要素、領域、層、及び／又は、セクションは、これらの用語によって限定されるべきでない。これらの用語は、１つの要素、構成要素、領域、層、又は、セクションを他の領域、層、又は、セクションから区別するためにのみ使用され得る。本明細書中で使用される場合の「第１」、「第２」などの用語及び他の数値用語は、文脈によって明示されなければ順序又は順番を意味しない。したがって、以下に記載される第１の要素、構成要素、領域、層、又は、セクションは、実施形態の例の教示内容から逸脱することなく、第２の要素、構成要素、領域、層、又は、セクションと称され得る。
「内側」、「外側」、「真下」、「下方」、「下側」、「上方」、「上側」などの空間的に相対的な用語は、本明細書中では、図に例示されるような１つの要素又は特徴と他の要素又は特徴との関係を記載するための説明を容易にするために使用され得る。空間的に相対的な用語は、図に描かれる向きに加えて、使用中又は動作中の装置の異なる向きを包含することが意図され得る。例えば、図中の装置の向きが変えられる場合、他の要素又は特徴の「下方」又は「真下」と記載される要素は、このとき、他の要素又は特徴の「上方」に向けられる。したがって、用語「下方」の例は、上方及び下方の両方の向きを包含することができる。装置は、他の方向に向けられ（９０度又は他の向きに回転され）てもよく、それに応じて本明細書中で使用される空間的に相対的な記述子が解釈される。
ここで、添付図面を参照して、実施形態の例についてより完全に説明する。
本開示の実施形態の１つの例に係るインターリーブ多相スイッチング電力コンバータが、図１に示されており、参照番号１００によって全体的に示される。図１に示されるように、インターリーブ多相スイッチング電力コンバータ１００は、電源スイッチ１０６，１０８を有する位相シフトされたサブコンバータ１０２，１０４と、複数の周期にわたってサブコンバータ１０２，１０４における電流を平衡化するべく電源スイッチ１０６，１０８を制御するためにサブコンバータ１０２，１０４に結合される制御回路１１０とを含む。制御回路１１０は、スイッチング電力コンバータ１００における基準信号Ｉｒｅｆ及び感知電流Ｉｓｅｎｓｅに基づいて複数の周期にわたってデューティサイクルＤ１を複数回決定し、複数の周期のうちの１つの周期中にサブコンバータ１０２の電源スイッチ１０６を制御するためのデューティサイクルＤ１の現在の値を有するＰＷＭ制御信号１１４を生成するとともに、デューティサイクルＤ１の現在の値とデューティサイクルＤ１の以前の値とに基づいて他のデューティサイクルＤ２を決定して、その周期中にわたってサブコンバータ１０４の電源スイッチ１０８を制御するためのデューティサイクルＤ２を有するＰＷＭ制御信号１１６を生成するように構成される電流補償器１１２を含む。
制御回路１１０は、サブコンバータが平均電流モード制御で動作されるときにサブコンバータ１０２，１０４におけるレール電流を平衡化するための補間ベースの制御を用いる。例えば、制御回路１１０は、デューティサイクルＤ１の既知の値に基づいて、サブコンバータ１０４を制御するためのデューティサイクルＤ２を決定する。そのような例において、補間ベースの制御は、例えば、制御信号遅延、制御周辺遅延、サブコンバータ１０２，１０４における異なるインダクタンス値、サブコンバータ１０２，１０４における不一致ＰＣＢトレースなどによって引き起こされるサブコンバータ１０２（例えば、マスターサブコンバータ）とサブコンバータ１０４（例えば、スレーブサブコンバータ）との間の電流不均衡を緩和する。したがって、サブコンバータ１０２，１０４におけるレール電流は、位相同期されて、同様の波形及び振幅を有し得る。サブコンバータ１０２，１０４におけるレール電流を平衡化することにより、サブコンバータの数に反比例する因数だけリップル電流を効果的に低減しながら、電源スイッチ１０６，１０８において熱を均一に拡散及び放散することができる。
従来、異なるサブコンバータを制御するための制御信号のデューティサイクルは、同じ電流値及び電圧値に基づいて更新される。例えば、平均電流モードにおいて、制御信号のデューティサイクルは、いずれも経時的に変化する電流基準（例えば、Ｉｒｅｆ（ｔ））と感知電流（例えば、入力電流Ｉｉｎｔ（ｔ））との間の誤差に基づいて計算される。電流基準Ｉｒｅｆ（ｔ）は、入力電圧Ｖ（ｔ）によって大きく影響される。例えば、図２は、従来の制御技術を使用する２つのサブコンバータに関するデューティサイクル２０２，２０４と複数の周期サイクルにわたる入力電圧Ｖとを示すグラフ２００を例示する。この例において、ＰＷＭ制御信号を生成するためのＰＷＭモジュールは、１８０度位相シフトφで動作する。図２に示されるように、入力電圧Ｖ（ｔ）の増大（例えば、入力電圧の上向きＡＣ勾配中）は、デューティサイクル値（ｕ）の減少をもたらす。デューティサイクル値は、入力電圧Ｖ（ｔ）がピーク電圧値に達するまで減少し続ける。入力電圧の下向きＡＣ勾配（図２に示されない）中、デューティサイクル値は、入力電圧Ｖ（ｔ）が最小電圧値に達するまで増大する。
補償器が、サイクルＴごとに一回、同じ入力電圧Ｖ（ｔ）に基づいてサブコンバータに関するデューティサイクル値（ｕ）を更新する。したがって、補償器がデューティサイクル値（ｕ）を更新すると、一方のサブコンバータに関するデューティサイクル値２０４は、他方のサブコンバータに関するデューティサイクル値２０２に対してシフトされて過補償される。例えば、図２に示されるように、更新されたデューティサイクル値（ｕ）が各サイクルＴを通じて同じままである間に入力電圧Ｖが変化するため、デューティサイクル値２０２，２０４は異なる経路をとる。結果として、一方のサブコンバータは他方のサブコンバータよりも多くのエネルギーを蓄えることができ、それにより、サブコンバータにおけるレール電流（例えば、インダクタ電流）間の不均衡が引き起こされる。
例えば、図３、図４、及び、図５Ａ～図５Ｃは、従来の制御技術を用いる電力コンバータの２つのサブコンバータにおけるデューティサイクル値３０２，３０４及びレール電流４０２，４０４のグラフ３００，４００，５００Ａ，５００Ｂ，５００Ｃを示す。具体的には、グラフ３００は、電力コンバータの入力電圧が１つのＡＣサイクルのその上向き勾配にあるときの経時的なデューティサイクル値３０２，３０４を示し、また、グラフ４００は、２つのＡＣサイクルにわたるレール電流４０２，４０４を示す。グラフ５００Ａ、５００Ｂ、５００Ｃは、正のサイクルの開始中（図５Ａ参照）における、正のピーク値（図５Ｂ参照）における、及び、負のピーク値（図５Ｃ参照）における図４のレール電流４０２，４０４の拡大部分を示す。この例において、電力コンバータは、４０ｋＨｚで動作する二相インターリーブトーテムポールＰＦＣであってもよい。
図３に示されるように、サブコンバータのうちの一方のデューティサイクル値３０４は、他方のサブコンバータに関するデューティサイクル値３０２に対してシフトされて過補償される。これは、図４及び図５Ａ～図５Ｃに示されるようなサブコンバータにおけるレール電流４０２，４０４（例えば、インダクタ電流）間の不均衡を引き起こす。
しかしながら、以下で更に説明されるように、本明細書中に開示されるような補間ベースの制御方法が使用される場合、デューティサイクルのうちの１つは、デューティサイクルが同じ経路に沿って進むようにするべく補正され得る。結果として、サブコンバータにおける平衡レール電流を達成できる。
図１の制御回路１１０は、サブコンバータ１０２，１０４において平衡レール電流を達成するべくデューティサイクルを生成するための様々な構成要素を含むことができる。例えば、図６は、複数の周期（例えば、サイクル）にわたってサブコンバータ１０２，１０４におけるレール電流を平衡化するべくデューティサイクルＤ１、Ｄ２の値を決定するための制御回路１１０内で使用できる電流補償器６１２を示す。図６に示されるように、電流補償器６１２は、比較器６２０，６２８と、コントローラ６２２と、リミッタ６２４，６３４と、遅延デバイス６２６と、乗算器６３０と、加算器６３２と、ＰＷＭモジュールＤＰＷＭ１、ＤＰＷＭ２とを含む。
図６の例において、電流補償器６１２は、電流基準信号Ｉｒｅｆ及び感知電流Ｉｓｅｎｓｅ（例えば、図１のスイッチング電力コンバータ１００の入力電流）を受ける。電流基準信号Ｉｒｅｆは、例えば、経時的に変化するスイッチング電力コンバータの入力電圧に起因して、１つの周期サイクルから次の周期サイクルへ変化し得る。比較器６２０は、電流基準信号Ｉｒｅｆと感知電流Ｉｓｅｎｓｅとを一周期サイクル中に比較し、電流基準信号Ｉｒｅｆと感知電流Ｉｓｅｎｓｅとの間の比較（例えば、差異）に基づいて電流誤差信号ｅｒｒ＿ｉを生成する。
その後、コントローラ６２２は、電流誤差信号ｅｒｒ＿ｉに基づいて、周期サイクルに関するデューティサイクルＤ１を表わす信号ｕ（ｔ）を生成する。信号ｕ（ｔ）は、信号ｕ（ｔ）の値を制限するべくリミッタ６２４に通される。そのような例では、信号ｕ（ｔ）が規定の値未満であると、信号ｕ（ｔ）がその規定された値を強いられ得る。しかしながら、信号ｕ（ｔ）が他の規定された値よりも大きい場合には、信号ｕ（ｔ）が他の規定された値を強いられ得る。その後、ＰＷＭモジュールＤＰＷＭ１は、周期サイクル中にサブコンバータ（例えば、図１のサブコンバータ１０２）における１つ以上の電源スイッチを制御するためのデューティサイクルＤ１の現在の値ｕ（ｔ）を有する制御信号ＰＷＭ１を生成する。
図６のコントローラ６２２は、比例積分（Ｐｌ）コントローラを含むものとして示される。そのような例において、コントローラ６２２は、電流誤差信号ｅｒｒ＿ｉに比例利得係数及び積分係数を乗算するための１つ以上の増幅器を含んでもよい。他の例において、コントローラ６２２は、比例・積分・微分（ＰＩＤ）コントローラなどの他の適したタイプのコントローラを含んでもよい。
図６に示されるように、比較器６２８は、デューティサイクルＤ１の現在の値ｕ（ｔ）と以前の値ｕ（ｔ－１）とを比較し、値間の比較（例えば、差）に基づいて誤差信号ｅｒｒを生成する。例えば、図６に示されるように、以前の周期サイクルからデューティサイクルＤ１の以前の値ｕ（ｔ－１）を取得するためにデューティサイクルＤ１の現在の値ｕ（ｔ）が遅延デバイス６２６に通される。
乗算器６３０は、誤差信号ｅｒｒ及び基準信号Ｃ１を受けて、誤差信号ｅｒｒと基準信号Ｃ１との積に基づく信号を生成する。例えば、基準信号Ｃ１は、サブコンバータ（例えば、サブコンバータ１０２，１０４）間の位相遅延と周期サイクルとに基づく所定の一定値であってもよい。例えば、スイッチング電力コンバータが２つのインターリーブサブコンバータを含む場合、一方のサブコンバータと他方のサブコンバータとの間の位相遅延は１８０度であり、周期サイクルは３６０度である。このような例において、基準信号Ｃ１は、位相遅延（例えば、１８０度）を周期（例えば、３６０度）で除算することによって取得されてもよい。
その後、加算器６３２は、乗算器６３０によって与えられる信号とデューティサイクルＤ１の現在の値ｕ（ｔ）とを加算して、デューティサイクルＤ２を決定する。例えば、デューティサイクルＤ２の現在の値を表わす信号ｕ（ｔ）´が、加算器６３２によって与えられて、リミッタ６２４と同様に機能するリミッタ６３４に通される。その後、デューティサイクルＤ２の現在の値を表わす信号ｕ（ｔ）´はＰＷＭモジュールＤＰＷＭ２に渡される。ＰＷＭモジュールＤＰＷＭ２は、周期サイクル中に他方のサブコンバータ（例えば、図１のサブコンバータ１０４）における１つ以上の電源スイッチを制御するためのデューティサイクルＤ２の現在の値ｕ（ｔ）´を有する制御信号ＰＷＭ２を生成する。信号ｕ（ｔ）´の値を決定するための計算が以下の式（１）に示される。
式（１） ｕ（ｔ）´＝［（ｕ（ｔ）－ｕ（ｔ－１））＊Ｃ１］＋ｕ（ｔ）
信号ｕ（ｔ）、ｕ（ｔ）´の値は時間に関連付けられる。したがって、信号ｕ（ｔ）、ｕ（ｔ）´の値は、１つのＰＷＭ周期（例えば、１サイクル）内で有効であり得る。信号値は、以前の及び／又はその後のＰＷＭ周期に関して前述したのと同様の態様で再び決定されてもよい。
デューティサイクルＤ２に関する信号ｕ（ｔ）´の値が前述のように決定されると、デューティサイクルＤ１、Ｄ２が同じ経路に沿って進み、それにより、サブコンバータにおけるレール電流が平衡化される。例えば、図７は、図６の電流補償器６１０を使用する場合の２つのサブコンバータに関するデューティサイクル値Ｄ１、Ｄ２を示すグラフ７００を例示する。図７に示されるように、デューティサイクル値Ｄ１、Ｄ２は、入力電圧Ｖが変化するのと同様の経路に沿って進む。
図６及び図７の特定の例において、デューティサイクルＤ２は、デューティサイクルＤ１の現在の値ｕ（ｔ）と以前の値ｕ（ｔ－１）との誤差の半分だけ補正される。結果として、デューティサイクルＤ１の現在の値ｕ（ｔ）と将来の値ｕ（ｔ＋１）との中点に一致するようにデューティ比Ｄ２が演算される。例えば、入力電圧が、以前のサイクルで９５ボルト（例えば、Ｖ（ｔ－１））、現在のサイクルで１００ボルト（例えば、Ｖ（ｔ））、将来のサイクルで１０５ボルト（例えば、Ｖ（ｔ＋１））である場合、デューティサイクルＤ ２がデューティサイクルＤ１の現在の値ｕ（ｔ）と将来の値ｕ（ｔ＋１）との中点（例えば、ｕ（ｔ＋０．５））と一致するように計算されると、入力電圧は１０２．５ボルト（例えば、Ｖ（ｔ＋０．５））である。
デューティサイクルＤ１、Ｄ２が同様の経路に沿って進む結果として、電源スイッチは、サブコンバータにおいて平衡電流を達成するように制御されてもよい。例えば、図８、図９及び図１０Ａ～図１０Ｃは、本明細書中に開示される補間ベースの制御方法を用いる電力コンバータの２つのサブコンバータにおけるデューティサイクル値８０２，８０４及びレール電流１ａ、１ｂを示すグラフ８００，９００、１０００Ａ、１０００Ｂ、１０００ Ｃを例示する。具体的には、グラフ８００は、電力コンバータの入力電圧が１つのＡＣサイクルのその上向き勾配にあるときの経時的なデューティサイクル値８０２，８０４を示し、また、グラフ９００は、２つのＡＣサイクルにわたるレール電流１ａ、１ｂ（例えば、インダクタ電流）を示す。グラフ１０００ａ、１０００ｂ、１０００ｃは、正のサイクルの開始中（図１０Ａ参照）における、正のピーク値（図１０Ｂ参照）における、及び、負のピーク値（図１０Ｃ参照）における図９のレール電流１ａ、１ｂの拡大部分を示す。この例において、電力コンバータは、４０ｋＨｚで動作する二相インターリーブトーテムポールＰＦＣであってもよい。
図８に示されるように、デューティサイクル値８０２，８０４は同様の経路に沿って進む。結果として、図９及び図１０Ａ～図１０Ｃに示されるように、サブコンバータのうちの一方（例えば、図１のサブコンバータ１０２）を通じて流れるレール電流１ａと他方のサブコンバータ（例えば、図１のサブコンバータ１０４）を通じて流れるレール電流１ｂとが平衡化される。具体的には、レール電流１ａ、１ｂは位相同期されるとともに、同様の波形及び振幅を有する。
図１及び図６は、電力コンバータにおける２つのインターリーブサブコンバータを制御するための補間ベースの制御方法に関するが、方法が３つ以上のインターリーブサブコンバータを制御するために使用されてもよいことは明らかなはずである。例えば、図１１は、３つのサブコンバータにおけるレール電流を平衡化するべくデューティサイクルＤ１、Ｄ２、Ｄ３を決定するために使用できる電流補償器１１１２を示す。図１１の電流補償器１１１２は、図６の電流補償器６１２と実質的に同様であるが、第３のサブコンバータに関するデューティサイクルＤ３を生成するための他の制御ループを含む。例えば、図１１の電流補償器１１１２は、比較器６２０，６２８、コントローラ６２２、リミッタ６２４，６３４、遅延デバイス６２６、乗算器６３０、加算器６３２、及び、図６のＰＷＭモジュールＤＰＷＭ１、ＤＰＷＭ２、並びに、乗算器１１３０、加算器１１３２、リミッタ１１３４、及び、ＰＷＭモジュールＤＰＷＭ３を含む。
デューティサイクルＤ１、Ｄ２は、図６に関連して前述したのと同じ態様で決定される。例えば、一周期サイクル中、デューティサイクルＤ１（例えば、デューティサイクルＤ１の現在の値を表わす信号ｕ（ｔ））は、基準信号Ｉｒｅｆ及び感知電流Ｉｓｅｎｓｅの電流値に基づいて決定され、また、デューティサイクルＤ２（例えば、デューティサイクルＤ２の現在の値を表わす信号ｕ（ｔ）´）は、前述したように、デューティサイクルＤ１の現在の値ｕ（ｔ）及び以前の値ｕ（ｔ－１）に基づいて決定される。
図１１の例において、乗算器６３０は、比較器６２８からの誤差信号ｅｒｒと基準信号Ｃ１とを受け、前述したように誤差信号ｅｒｒと基準信号Ｃ１との積に基づく信号を生成する。図１１の特定の例において、基準信号Ｃ１は、図６の基準信号Ｃ１と比較されて変更される。具体的には、図１１の基準信号Ｃ１は、第１のサブコンバータ（例えば、マスターサブコンバータ）と第２のサブコンバータ（例えば、スレーブサブコンバータ）との間の位相遅延とサイクル（例えば、３６０度）とを除算することによって決定される。そのような例では、第１のサブコンバータと第２のサブコンバータとの間の位相遅延が１２０度である。したがって、図１１の特定の例では、基準信号Ｃ１が０．３３３（例えば、１２０Ｉ３６０）である。
デューティサイクルＤ２と同様に、第３のサブコンバータに関するデューティサイクルＤ３は、デューティサイクルＤ１の現在の値ｕ（ｔ）及び以前の値ｕ（ｔ－１）に基づいて決定される。例えば、図１１に示されるように、乗算器１１３０は、比較器６２８からの誤差信号ｅｒｒ及び基準信号Ｃ２を受け、誤差信号ｅｒｒと基準信号Ｃ２との積に基づく信号を生成する。
基準信号Ｃ２は、基準信号Ｃ１と同様の態様で決定される所定の一定値であってもよい。例えば、基準信号Ｃ２は、第１のサブコンバータ（例えば、マスターサブコンバータ）と第３のサブコンバータ（例えば、スレーブサブコンバータ）との間の位相遅延及びサイクルに基づいて決定されてもよい。このような例では、第１のサブコンバータと第３のサブコンバータとの間の位相遅延が２４０度である。このように、基準信号Ｃ２は、位相遅延（例えば、２４０度）をサイクル（例えば、３６０度）で除算することによって取得されてもよい。したがって、図１１の特定の例では、基準信号Ｃ２が０．６６７（例えば、２４０度／３６０度）である。
その後、加算器１１３２は、デューティサイクルＤ３の現在の値（例えば、信号ｕ（ｔ）´´）を決定するために乗算器１１３０によって与えられる信号とデューティサイクルＤ１の現在の値ｕ（ｔ）とを加算する。デューティサイクルＤ３の現在の値を表わす信号ｕ（ｔ）´´は、前述したリミッタ６３４と同様に機能するリミッタ１１３４に通される。その後、信号ｕ（ｔ）´´はＰＷＭモジュールＤＰＷＭ３に渡される。ＰＷＭモジュールＤＰＷＭ３は、周期サイクル中に第３のサブコンバータにおける１つ以上の電源スイッチを制御するためのデューティサイクルＤ３の現在の値ｕ（ｔ）´´を有する制御信号ＰＷＭ３を生成する。信号ｕ（ｔ）´´の値を決定するための計算が以下の式（２）で示される。
式（２） ｕ（ｔ）´´＝［（ｕ（ｔ）－ｕ（ｔ－１））＊Ｃ２］＋ｕ（ｔ）
図１１の特定の例において、デューティサイクルＤ２は、基準信号Ｃ１に起因するデューティサイクルＤ１の現在の値ｕ（ｔ）と以前の値ｕ（ｔ－１）との誤差の１／３だけ補正される。結果として、デューティサイクルＤ２は、デューティサイクルＤ１の現在の値ｕ（ｔ）と将来の値ｕ（ｔ＋１）との間の範囲の１／３の点に一致するように計算される。更に、デューティサイクルＤ３は、基準信号Ｃ２に起因するデューティサイクルＤ１の現在の値ｕ（ｔ）と以前の値ｕ（ｔ－１）との誤差の２／３だけ補正される。したがって、デューティサイクルＤ３は、デューティサイクルＤ１の現在の値ｕ（ｔ）と将来の値ｕ（ｔ＋１）との間の範囲の２／３の点に一致するように計算される。
本明細書中に開示される基準信号Ｉｒｅｆは、電圧補償器の出力に基づいて生成されてもよい。例えば、図１２は、複数の周期にわたって電流を平衡化するべくスイッチング電力コンバータ（例えば、図１のスイッチング電力コンバータ１００）の２つのサブコンバータにおける電源スイッチを制御するための制御回路１２１０を示す。図示のように、制御回路１２１０は、図６の電流補償器６１２と、電流補償器６１２に関する電流基準信号Ｉｒｅｆを生成するための回路１２１２とを含む。
図１２の例において、電流基準信号Ｉｒｅｆは、スイッチング電力コンバータの入力電圧Ｖｉｎ、スイッチング電力コンバータの出力電圧Ｖｏ、及び、基準電圧Ｖｒｅｆに基づいて生成される。例えば、図１２に示されるように、回路１２１２は、比較器１２１４、乗算器１２１６、及び、電力制限機能１２１８を含む。比較器１２１４は、基準電圧Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖｏとを比較して、乗算器１２１６に出力を与える。出力電圧Ｖｏは、デジタル信号を生成するべく出力電圧Ｖｏ（例えば、アナログ信号）をサンプリングしてその値を所定期間（例えば、サンプル間隔）にわたって一定レベルに保持するサンプル・アンド・ホールド（Ｓ＆Ｈ）回路などの随意的なゼロ次ホールド（ＺＯＨ）デバイスを通過してもよい。
幾つかの例では、比較器１２１４が電圧補償器に相当してもよい。したがって、比較器１２１４の出力が電圧補償器の出力であってもよい。そのような例では、コントローラ（例えば、図６のＰＩコントローラ６２２と同様）を比較器１２１４に結合することができる。
電力制限機能１２１８は、電力コンバータの入力電圧Ｖｉｎ（例えば、調整された入力電圧）を受け、乗算器１２１６に出力を与える。例えば、電力制限機能１２１８は、平均入力電圧の二乗の逆数を表わす信号（例えば、１／（ａｖｅｒａｇｅ（Ｖｉｎ））Ａ２、１／Ｖａｃｒｍｓ Ａ２など）を出力してもよい。或いは、電力制限機能１２１８は、必要に応じて他の信号を出力してもよい。出力電圧Ｖｏと同様に、入力電圧Ｖｉｎは、必要に応じて随意的なＺＯＨデバイスを通過してもよい。
乗算器１２１６は、比較器１２１４の出力（例えば、電圧補償器の出力）と電力制限機能１２１８の出力との積及び電力コンバータの入力電圧Ｖｉｎとに基づいて電流基準信号Ｉｒｅｆを生成する。その後、電流基準信号Ｉｒｅｆは、前述したように、電流補償器６１２の比較器６２０に渡される。
図１２の例において、ＰＷＭ制御信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２のデューティサイクルは、最小センサを使用して決定されてもよい。例えば、デューティサイクルは、単一の電流センサ、単一の入力電圧センサ、及び、単一の出力電圧センサを使用して決定されてもよい。
幾つかの例において、本明細書中に開示されるサブコンバータは、１つ以上のインダクタ及び／又はＰＣＢトレースを含んでもよい。そのような例において、異なるインダクタ値及び／又はＰＣＢトレース（例えば、不一致抵抗）は、サブコンバータ間の電流不均衡の少なくとも一部に起因し得る。しかしながら、本明細書中に開示される補間ベースの制御方法が使用される場合、サブコンバータにおけるレール電流は、インダクタ値が±１０％異なる場合及び／又は抵抗値が±１０ミリオーム異なる場合でも、振幅及び位相が実質的に平衡化され得る。
例えば、図１３Ａ～図１６Ｂは、インダクタＬ１、Ｌ２におけるレール電流１３０２、１３０４、１４０２、１４０４、１５０２、１５０４、１６０２、１６０４を示すグラフ１３００Ａ、１３００Ｂ、１４００Ａ、１４００Ｂ、１５００Ａ、１５００Ｂ、１６００Ａ、１６００Ｂを例示する。インダクタＬ１が一方のサブコンバータ（例えば、図１のサブコンバータ１０２などのマスターサブコンバータ）のレールで結合されてもよく、また、インダクタＬ２が他方のサブコンバータ（例えば、図１のサブコンバータ１０４などのスレーブサブコンバータ）のレールで結合されてもよい。図１３Ｂ、図１４Ｂ、図１５Ｂ、図１６Ｂのグラフ１３００Ｂ、１４００Ｂ、１５００Ｂ、１６００Ｂは、それらの正のピーク値における図１３Ａ、図１４Ａ、図１５Ａ、図１６Ａのレール電流１３０２、１３０４、１４０２、１４０４、１５０２、１５０４、１６０２、１６０４の拡大部分を示す。図１３Ａ～図１６Ｂの例では、インダクタＬ１、Ｌ２が１０％異なる値を有する。例えば、インダクタＬ２値は、図１３Ａ～図１３Ｂ及び図１５Ａ～図１５ＢにおけるインダクタＬ１値の９０％であり（例えば、Ｌ２＝０．９０＊Ｌ１）、また、インダクタＬ２値は、図１４Ａ～図１４Ｂ及び図１６Ａ～図１６ＢにおけるインダクタＬ１値の１１０％である（例えば、Ｌ２＝１．１＊Ｌ１）。
図１３Ａ～図１３Ｂ及び図１４Ａ～図１４Ｂに示されるように、インダクタンスの１０％の差は、補間制御方法が用いられない場合にインダクタＬ１における電流１３０２、１４０２とインダクタＬ２における電流１３０４、１４０４との間の不均衡をもたらす。しかしながら、図１５Ａ～図１５Ｂ及び図１６Ａ～図１６Ｂに示されるように、補間制御方法が使用される場合、インダクタンスにおける１０％の差は、インダクタＬ１における電流１５０２、１６０２とインダクタＬ２における電流１５０４、１６０４との間の不均衡を最小にする。
更に、図１７Ａ～図２０Ｂは、抵抗器Ｒ１、Ｒ２を含むサブコンバータを通じて流れるレール電流１７０２、１７０４、１８０２、１８０４、１９０２、１９０４、２００２、２００４を示すグラフ１７００Ａ、１７００Ｂ、１８００Ａ、１８００Ｂ、１９００Ａ、１９００Ｂ、２０００Ａ、２０００Ｂを例示する。幾つかの例では、レール電流１７０２、１７０４、１８０２、１８０４、１９０２、１９０４、２００２、２００４がサブコンバータにおけるインダクタ電流を表わしてもよい。抵抗器Ｒ１は、一方のサブコンバータ（例えば、図１のサブコンバータ１０２などのマスターサブコンバータ）におけるＰＣＢトレースを表わしてもよく、また、抵抗器Ｒ２は、他のサブコンバータ（例えば、図１のサブコンバータ１０４などのスレーブサブコンバータ）におけるＰＣＢトレースを表わしてもよい。図１７Ｂ、図１８Ｂ、図１９Ｂ、図２０Ｂのグラフ１７００Ｂ、１８００Ｂ、１９００Ｂ、２０００Ｂは、それらの正のピーク値における図１７Ａ、図１８Ａ、図１９Ａ、図２０Ａのレール電流１７０２、１７０４、１８０２、１８０４、１９０２、１９０４、２００２、２００４の拡大部分を示す。図１７Ａ～図２０Ｂの例では、抵抗器Ｒ１、Ｒ ２が１０ミリオームだけ異なる値を有する。例えば、抵抗器Ｒ２の値は、図１７Ａ～図１７Ｂ及び図１９Ａ～図１９Ｂにおける抵抗器Ｒ１の値よりも１０ミリオーム大きく（例えば、Ｒ２＝Ｒ１＋１０ミリオーム）、また、抵抗器Ｒ１の値は、図１８Ａ～図１８Ｂ及び図２０Ａ～図２０Ｂにおける抵抗器Ｒ２の値よりも１０ミリオーム大きい（例えば、Ｒ１＝Ｒ２＋１０ミリオーム）。
図１７Ａ～図１７Ｂ及び図１８Ａ～図１８Ｂに示されるように、抵抗器Ｒ１と抵抗器Ｒ２との間の１０ミリオームの差は、補間制御方法が使用されない場合、マスターサブコンバータを通じて流れる電流１７０２、１８０２とスレーブサブコンバータを通じて流れる電流１７０４、１８０４との間の不均衡をもたらす。具体的には、スレーブサブコンバータにおける電流１７０４、１８０４は、マスターサブコンバータにおける電流１７０２、１８０２よりも大きくそれを先導する。しかしながら、図１９Ａ～図１９Ｂ及び図２０Ａ～図２０Ｂに示されるように、補間ベースの制御方法が使用される場合、１０ミリオームの抵抗差は、マスターサブコンバータを通じて流れる電流１９０２、２００２とスレーブサブコンバータを通じて流れる電流１９０４、２００４との間の不均衡を最小限にする。
本明細書中で開示されるインターリーブ多相スイッチング電力コンバータは、ＡＣ／ＤＣ、ＤＣ／ＡＣ及び／又はＤＣ／ＤＣ電力変換を行なうためのバック、ブースト、バック－ブースト、トーテムポールなどのトポロジなどの任意の適切なトポロジを含んでもよい。幾つかの好ましい実施形態において、サブコンバータは、スイッチング電力コンバータにおけるフロントエンド段であってもよく、例えば、所定の位相シフトで及び平均電流モード制御により動作されるＡＣ／ＤＣブーストＰＦＣ電力回路、トーテムポールＰＦＣ電力回路などを含む。そのような例において、電力コンバータは、３０００Ｗ、３０００Ｗより大きい又は小さい電力定格などを有してもよい。
例えば、図２１は、３つのインターリーブサブコンバータ２１０２、２１０４、２１０６と制御回路２１０８とを含むインターリーブ多相スイッチング電力コンバータ２１００を示す。サブコンバータ２１０２、２１０４、２１０６は、並列に結合されるとともに、インダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、及び、電源スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３をそれぞれ含む。サブコンバータ２１０２、２１０４、２１０６のインダクタ、ダイオード、及び、電源スイッチは、ＰＦＣブーストトポロジを成して配置される。幾つかの例では、サブコンバータ２１０２がマスターサブコンバータであってもよく、また、サブコンバータ２１０４、２１０６がスレーブサブコンバータであってもよい。
制御回路２１０８は、サブコンバータ２１０２、２１０４、２１０６をそれらの間の位相シフトが１２０度で動作させるべく電源スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３を制御するためにサブコンバータ２１０２、２１０４、２１０６に結合される。制御回路２１０８は、例えば、図１１の電流補償器１１１２、図１２の回路１２１２、又は、サブコンバータ２１０２、２１０４、２１０６におけるレール電流を平衡化するための他の適した電流補償器及び／又は電圧補償器を含んでもよい。インターリーブ多相スイッチング電力コンバータ２１００が２つのサブコンバータ（例えば、サブコンバータ２１０２、２１０４）のみを含むシナリオにおいて、制御回路２１０８は、例えば、図６の電流補償器６１２又はレール電流を平衡化するための他の適した電流補償器を含んでもよい。
図２１に示されるように、スイッチング電力コンバータ２１００は、ＡＣ入力電圧Ｖ＿ａｃを調整するための整流器（例えば、ダイオードブリッジ整流器など）と、サブコンバータ２１０２、２１０４、２１０６と整流器との間に結合されるコンデンサＣ３と、サブコンバータ２１０２、２１０４、２１０６とコンバータの出力との間に結合されるコンデンサＣ４とを更に含む。更に、スイッチング電力コンバータ２１００は、入力電圧が出力電圧よりも大きいときに電流の流れを入力から出力へと経路変更するためにサブコンバータ２１０２、２１０４、２１０６の両端間に結合される随意的なダイオードＤ４（例えば、バイパスダイオード）を含む。この状態中、インダクタにおけるエネルギーが出力に伝わることができない。入力電圧が出力電圧未満であるとき、ダイオードＤ４はその非アクティブ状態にある。
制御回路２１０８は、インダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３を通過するレール電流が平衡化されるようにするべく本明細書中に開示される補間ベースの制御方法のいずれかを使用してもよい。例えば、制御回路２１０８は、感知電流Ｉｓｅｎｓｅ及び基準信号に基づいて（例えば、マスターサブコンバータ２１０２の）電源スイッチＳ１に関するデューティサイクルＤ１を決定してもよい。基準信号は、前述したように、感知入力電圧Ｖｉｎ及び感知出力電圧Ｖｏに基づいて決定されてもよい。また、制御回路２１０８は、前述したように、デューティサイクルＤ１の現在及び以前の値並びに一定の基準信号（例えば、図１１の基準信号Ｃ１、Ｃ２）に基づいて（例えば、スレーブサブコンバータ２１０４、２１０６の）電源スイッチＳ２、Ｓ３に関するデューティサイクルＤ２、Ｄ３を決定してもよい。その後、制御回路２１０８は、電源スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３をそれぞれ制御するためのデューティサイクルＤ１、Ｄ２、Ｄ３を有するＰＷＭ制御信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２、ＰＷＭ３を生成してもよい。
図２１の例において、信号Ｉｓｅｎｓｅは、サブコンバータ２１０２、２１０４、２１０６を通じて流れる合成電流に相当し、単一の電流センサＲ１によって生成される。或いは、必要に応じて、電流センサが各サブコンバータ２１０２、２１０４、２１０６と関連付けられてもよい。しかしながら、複数の電流センサを使用すると、構成要素が増加し、結果として、電力コンバータ２１００のコスト及び複雑さが増加する。
本明細書中で開示される制御回路は、アナログ制御回路、デジタル制御回路、又は、ハイブリッド制御回路（例えば、デジタル制御ユニット及びアナログ回路）を含んでもよい。例えば、制御回路がデジタル制御回路である場合、制御回路は、１つ以上のハードウェア構成要素及び／又はソフトウェアにより実装されてもよい。例えば、本明細書中に開示される補間ベースの制御方法の特徴のうちの任意の１つ以上を実行するための命令は、持続性コンピュータ可読媒体などに記憶され及び／又は持続性コンピュータ可読媒体などから１つ以上の既存のデジタル制御回路、新たなデジタル制御回路などに転送されてもよい。そのような例において、命令のうちの１つ以上は、揮発性メモリ、不揮発性メモリ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、１つ以上のハードディスク、磁気ディスクドライブ、光ディスクドライブ、取り外し可能なメモリ、取り外し不能なメモリ、磁気テープカセット、フラッシュメモリカード、ＣＤ－ＲＯＭ、ＤＶＤ、クラウドストレージなどに記憶されてもよい。
デジタル制御回路は、１つ以上のタイプのデジタル制御回路により実装されてもよい。例えば、デジタル制御回路はそれぞれ、デジタル信号コントローラ（ＤＳＣ）、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、マイクロコントローラユニット（ＭＣＵ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、特定用途向けＩＣ（ＡＳＩＣ）などを含んでもよい。
本明細書中に開示される電源スイッチは、トランジスタ及び／又は他の適したスイッチングデバイスを含んでもよい。例えば、電源スイッチは、図２１に示されるように金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を含んでもよい。
本明細書中で開示される補間ベースの制御方法は、インターリーブ多相スイッチング電力コンバータの２つ以上のサブコンバータにおけるレール電流を平衡化するために使用され得る。幾つかの例では、生成される制御信号におけるノイズレベルを最小にするために、２つのインターリーブサブコンバータ又は３つのインターリーブサブコンバータを有するスイッチング電力コンバータにおいて補間ベースの制御方法を使用することが好ましい場合がある。制御方法は、常に平衡電流（例えば、位相同期された、類似の波形、類似の振幅など）を維持しながら任意の適切な負荷及び／又は入力範囲条件で実施されてもよい。
更に、補間ベースの制御方法は、更なるセンサ、制御回路の較正（又は再較正）などを必要とせずに平均電流モード制御技術と併せて実施されてもよい。更に、実施される制御方法は、サブコンバータのレール電流を平衡化するためにサブコンバータを制御するための最小限の計算を必要とする。幾つかの例において、制御回路は、必要な計算を実施するための構成要素を既に含んでいてもよい。したがって、制御方法は、制御回路内の制御ループに殆ど影響を及ぼさない。例えば、減算演算、乗算演算、累積演算、及び、最小／最大制限演算が、２つのインターリーブサブコンバータ（例えば、二相インターリーブシステム）を有するコンバータに必要な唯一の更なる計算であってもよい。３つ以上のインターリーブサブコンバータを有するコンバータの場合、必要な計算は、２つのインターリーブサブコンバータに関する前述の演算を含んでもよく、また、それぞれの更なるレールごとに、乗算演算、累積演算、及び、最小／最大制限演算を含んでもよい。
実施形態の前述の説明は、例示及び説明の目的で与えられてきた。実施形態の前述の説明は、包括的であるように意図されておらず、或いは、本開示を限定しようとするものではない。特定の実施形態の個々の要素又は特徴は、一般に、その特定の実施形態に限定されず、適用可能な場合には交換可能であり、また、具体的に図示又は説明されていなくても、選択された実施形態で使用することができる。また、特定の実施形態の個々の要素又は特徴が多くの方法で変更されてもよい。そのような変更が本開示からの逸脱と見なされるべきでなく、また、全てのそのような修正は、本開示の範囲内に含まれることが意図される。

Claims (15)

  1. インターリーブ多相スイッチング電力コンバータにおいて、
    電源スイッチを有する第１のサブコンバータと電源スイッチを有する第２のサブコンバータとを含む複数のサブコンバータであって、前記第２のサブコンバータが前記第１のサブコンバータに対して位相シフトされる、複数のサブコンバータと、
    前記第１のサブコンバータ及び前記第２のサブコンバータにおける電流を複数の周期にわたって平衡化するべく前記第１のサブコンバータの前記電源スイッチ及び前記第２のサブコンバータの前記電源スイッチを制御するために前記第１のサブコンバータ及び前記第２のサブコンバータに結合される制御回路であって、該制御回路が、前記スイッチング電力コンバータにおける基準信号及び感知電流に基づいて複数の周期にわたって第１のデューティサイクルを複数回決定し、複数の周期のうちの１つの周期中に前記第１のサブコンバータの前記電源スイッチを制御するための前記第１のデューティサイクルの現在の値を有する第１のＰＷＭ制御信号を生成するとともに、前記第１のデューティサイクルの前記現在の値と前記第１のデューティサイクルの以前の値とに基づいて第２のデューティサイクルを決定して、前記１つの周期中に前記第２のサブコンバータの前記電源スイッチを制御するための前記第２のデューティサイクルを有する第２のＰＷＭ制御信号を生成するように構成される電流補償器を含む、制御回路と、
    を備えるインターリーブ多相スイッチング電力コンバータ。
  2. 前記制御回路は、前記第２のデューティサイクルを決定するために前記第１のデューティサイクルの前記現在の値と前記第１のデューティサイクルの前記以前の値との間の比較に基づいて誤差信号を生成するように構成される、請求項１に記載のインターリーブ多相スイッチング電力コンバータ。
  3. 前記基準信号が第１の基準信号であり、前記制御回路は、前記第２のデューティサイクルを決定するために前記誤差信号と第２の基準信号との積に基づく信号を生成するように構成される、請求項２に記載のインターリーブ多相スイッチング電力コンバータ。
  4. 前記第２の基準信号は、前記第１のサブコンバータと前記第２のサブコンバータとの間の位相遅延を３６０度で除算することによって決定される、請求項３に記載のインターリーブ多相スイッチング電力コンバータ。
  5. 前記制御回路は、前記第２のデューティサイクルを決定するために前記信号を前記第１のデューティサイクルの現在の値に加算するように構成される、請求項３に記載のインターリーブ多相スイッチング電力コンバータ。
  6. 前記制御回路は、前記スイッチング電力コンバータの入力電圧、前記スイッチング電力コンバータの出力電圧、及び、基準電圧に基づいて前記基準信号を生成するように構成される電圧補償器を含む、請求項１に記載のインターリーブ多相スイッチング電力コンバータ。
  7. 前記基準信号が第１の基準信号であり、前記複数のサブコンバータが電源スイッチを有する第３のサブコンバータを含み、該第３のサブコンバータは、前記第２のサブコンバータ及び前記第１のサブコンバータに対して位相シフトされ、前記電流補償器は、前記第１のデューティサイクルの前記現在の値、前記第１のデューティサイクルの前記以前の値、及び、第２の基準信号に基づいて第３のデューティサイクルを決定するとともに、前記１つの周期中に前記第３のサブコンバータの前記電源スイッチを制御するための前記第３のデューティサイクルを有する第３のＰＷＭ制御信号を生成するように構成される、請求項１に記載のインターリーブ多相スイッチング電力コンバータ。
  8. 前記第２の基準信号は、前記第１のサブコンバータと前記第３のサブコンバータとの間の位相遅延を３６０度で除算することによって決定される、請求項７に記載のインターリーブ多相スイッチング電力コンバータ。
  9. 前記制御回路は、平均電流モード制御によって前記第１のサブコンバータの前記電源スイッチ及び前記第２のサブコンバータの前記電源スイッチを制御するように構成される、請求項１に記載のインターリーブ多相スイッチング電力コンバータ。
  10. 前記制御回路がデジタルコントローラを含む、請求項１に記載のインターリーブ多相スイッチング電力コンバータ。
  11. 前記第１のサブコンバータ及び前記第２のサブコンバータがＰＦＣブーストトポロジを含む、請求項１に記載のインターリーブ多相スイッチング電力コンバータ。
  12. インターリーブ多相スイッチング電力コンバータを制御して、前記インターリーブ多相スイッチング電力コンバータ内の複数のサブコンバータにおける電流を複数の周期にわたって平衡化する方法であって、前記複数のサブコンバータが、電源スイッチを有する第１のサブコンバータを含むとともに、電源スイッチを有する第２のサブコンバータを含み、該第２のサブコンバータが前記第１のサブコンバータに対して位相シフトされ、前記方法は、
    前記第１及び第２のサブコンバータに結合される制御回路の電流補償器により、前記スイッチング電力コンバータにおける基準信号及び感知電流に基づき、複数の周期にわたって第１のデューティサイクルを複数回決定するステップと、
    複数の周期のうちの１つの周期中に前記第１のサブコンバータの前記電源スイッチを制御するための前記第１のデューティサイクルの現在の値を有する第１のＰＷＭ制御信号を生成するステップと、
    前記第１のデューティサイクルの前記現在の値及び前記第１のデューティサイクルの以前の値に基づいて第２のデューティサイクルを決定するステップと、
    前記１つの周期中に前記第２のサブコンバータの前記電源スイッチを制御するための前記第２のデューティサイクルを有する第２のＰＷＭ制御信号を生成するステップと、
    を含む方法。
  13. 前記第１のサブコンバータの前記電源スイッチ及び前記第２のサブコンバータの前記電源スイッチを平均電流モード制御により制御するステップを更に含む、請求項１２に記載の方法。
  14. 前記第２のデューティサイクルを決定するために前記第１のデューティサイクルの前記現在の値と前記第１のデューティサイクルの前記以前の値との間の比較に基づいて誤差信号を生成するステップを更に含む、請求項１２に記載の方法。
  15. 前記基準信号が第１の基準信号であり、前記第２のデューティサイクルを決定するために前記誤差信号と第２の基準信号との積に基づく信号を生成するステップを更に含む、請求項１４に記載の方法。
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