CN114006518A - 用于使交错式功率转换器中的电流平衡的插值控制 - Google Patents

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Abstract

一种交错式功率转换器包括控制电路和多个相移的子转换器，每个所述子转换器具有至少一个功率开关。所述控制电路耦合到所述子转换器用于控制所述功率开关以在多个周期内使所述子转换器中的电流平衡。所述控制电路包括电流补偿器，所述电流补偿器被配置为：在多个周期内多次确定第一占空比，生成具有所述第一占空比的目前值的PWM控制信号用于在一个周期期间控制子转换器中的一个子转换器的功率开关，基于所述第一占空比的所述目前值和所述第一占空比的前一值确定第二占空比，以及生成具有所述第二占空比的另一个PWM控制信号用于在所述周期期间控制所述子转换器中的另一个子转换器的功率开关。还公开了其他示例功率转换器和控制电路。

Description

用于使交错式功率转换器中的电流平衡的插值控制
技术领域
本公开内容涉及用于使交错式功率转换器(interleaved power converter)中的电流平衡的插值控制。
背景技术
本部分提供了与本公开内容有关的背景信息，该背景信息不一定是现有技术。
多相功率转换器通常包括交错式PFC升压(boost)子转换器以及用于控制子转换器中的功率开关的控制电路。在一些实施例中，控制电路可以控制功率开关的占空比，以使子转换器中的轨电流(rail current，干线电流)平衡。在这样的实施例中，可以通过采用分裂升压电感器(split boost inductor)、多个电流传感器和/或多个用于使轨电流平衡的电流补偿器来使轨电流平衡。在其他实施例中，可以每循环对功率转换器的输入电压和电流进行多次采样，并且可以每循环使控制电路的电流补偿器执行多次，以调整占空比使轨电流平衡。
发明内容
本部分提供了本公开内容的总体概述，并且不是对其全范围或所有其特征的全面公开。
根据本公开内容的一个方面，一种交错式多相开关功率转换器包括多个子转换器和控制电路。所述子转换器包括具有功率开关的第一子转换器和具有功率开关的第二子转换器。所述第二子转换器相对于所述第一子转换器相移。所述控制电路耦合到所述第一子转换器和所述第二子转换器，用于控制所述第一子转换器的所述功率开关和所述第二子转换器的所述功率开关以在多个周期内使所述第一子转换器和所述第二子转换器中的电流平衡。所述控制电路包括电流补偿器，所述电流补偿器被配置为：基于所述开关功率转换器中的参考信号和感测电流在所述多个周期内多次确定第一占空比，生成具有所述第一占空比的目前值的第一PWM控制信号用于在所述多个周期中的一个周期期间控制所述第一子转换器的所述功率开关，基于所述第一占空比的所述目前值和所述第一占空比的前一值确定第二占空比，以及生成具有所述第二占空比的第二PWM控制信号用于在所述一个周期期间控制所述第二子转换器的所述功率开关。
根据本公开内容的另一个方面，公开了一种用于控制交错式多相开关功率转换器的方法。所述开关功率转换器至少包括具有功率开关的第一子转换器和具有功率开关的第二子转换器。所述第二子转换器相对于所述第一子转换器相移。所述控制电路被配置为耦合到所述第一子转换器和所述第二子转换器，用于控制所述第一子转换器的所述功率开关和所述第二子转换器的所述功率开关以在多个周期内使所述第一子转换器和所述第二子转换器中的电流平衡。所述控制电路包括电流补偿器，所述电流补偿器被配置为：基于所述开关功率转换器中的参考信号和感测电流在所述多个周期内多次确定第一占空比，生成具有所述第一占空比的目前值的第一PWM控制信号用于在所述多个周期中的一个周期期间控制所述第一子转换器的所述功率开关，基于所述第一占空比的所述目前值和所述第一占空比的前一值确定第二占空比，以及生成具有所述第二占空比的第二PWM控制信号用于在所述一个周期期间控制所述第二子转换器的所述功率开关。
另外的方面和适用性领域将从本文所提供的描述变得明了。应理解，本公开内容的各方面可以被单独实施或与一个或多个其他方面结合实施。还应理解，本文的描述和具体实施例仅意在用于例示目的并且不意在限制本公开内容的范围。
附图说明
本文所描述的附图仅是出于所选择的实施方案而非所有可能的实施方式的例示性目的，并且不意在限制本公开内容的范围。
图1是根据本公开内容的一个示例实施方案的交错式多相开关功率转换器的块图，该交错式多相开关功率转换器包括具有功率开关的两个子转换器和控制电路，该控制电路采用基于插值的控制用于确定功率开关的占空比以使子转换器中的轨电流平衡。
图2是示出了当使用常规控制技术时用于两个子转换器的占空比值以及输入电压的曲线图。
图3是示出了当使用常规控制技术时用于两个子转换器的占空比值的曲线图。
图4是示出了当使用常规控制技术时两个子转换器中的不平衡的轨电流的曲线图。
图5A-图5C是示出了在正循环的开始期间、在正峰值处和在负峰值处的图4的不平衡的轨电流的放大部分的曲线图。
图6是根据另一个示例实施方案的控制电路的电流补偿器的块图，该电流补偿器实施基于插值的控制用于确定占空比以使两个子转换器中的轨电流平衡。
图7是示出了根据又一个示例实施方案的当实施基于插值的控制时用于由图6的电流补偿器控制的子转换器的占空比值以及输入电压的曲线图。
图8是示出了根据另一个示例实施方案的当使用基于插值的控制时用于两个子转换器的占空比值的曲线图。
图9是示出了根据另一个示例实施方案的当实施基于插值的控制时两个子转换器中的平衡的轨电流的曲线图。
图10A-图10C是示出了在正循环的开始期间、在正峰值处和在负峰值处的图9的平衡的轨电流的放大部分的曲线图。
图11是根据又一个示例实施方案的控制电路的电流补偿器的块图，该电流补偿器实施基于插值的控制用于使三个子转换器中的轨电流平衡。
图12是根据另一个示例实施方案的包括电压补偿器和电流补偿器的控制电路的块图，该电压补偿器和电流补偿器实施基于插值的控制用于使两个子转换器中的轨电流平衡。
图13A和图14A是示出了当使用常规控制技术时包括具有相差百分之十的值的电感器的两个子转换器中的不平衡的轨电流的曲线图。
图13B和图14B是分别示出了在正峰值处的图13A和图14A的不平衡的轨电流的放大部分的曲线图。
图15A和图16A是示出了根据另一个示例实施方案的当实施基于插值的控制时包括具有相差百分之十的值的电感器的两个子转换器中的平衡的轨电流的曲线图。
图15B和图16B是分别示出了在正峰值处的图15A和图16A的不平衡的轨电流的放大部分的曲线图。
图17A和图18A是示出了当使用常规控制技术时具有相差十毫欧姆的电阻值的两个子转换器中的不平衡的轨电流的曲线图。
图17B和图18B是分别示出了在正峰值处的图17A和图18A的不平衡的轨电流的放大部分的曲线图。
图19A和图20A是示出了根据又一个示例实施方案的当实施基于插值的控制时具有相差十毫欧姆的电阻值的两个子转换器中的平衡的轨电流的曲线图。
图19B和图20B是分别示出了在正峰值处的图19A和图20A的不平衡的轨电流的放大部分的曲线图。
图21是根据另一个示例实施方案的交错式多相开关功率转换器的示意图，该交错式多相开关功率转换器包括具有功率开关的三个子转换器和控制电路，该控制电路采用基于插值的控制用于使子转换器中的轨电流平衡。
在附图的所有若干视图中，对应的参考数字指示对应的(但是不一定相同的)部分和/或特征。
具体实施方式
提供示例实施方案使得本公开内容将是透彻的，并且将向本领域技术人员充分地传达范围。阐述了许多具体的细节，诸如具体的部件、装置和方法的实施例，以提供对本公开内容的实施方案的透彻理解。对于本领域技术人员而言将明显的是，不必采用具体的细节、示例实施方案可以许多不同的形式体现并且不应被解释为限制本公开内容的范围。在一些示例实施方案中，未详细地描述众所周知的过程、众所周知的装置结构和众所周知的技术。
本文所使用的术语仅是出于描述具体示例实施方案的目的并不意在进行限制。如本文所使用的，单数形式“一(a)”、“一个(an)”和“所述(the)”也可以意在包括复数形式，除非上下文另有明确指示。术语“包括(comprises)”、“包括(comprising)”、“包含(including)”、和“具有(having)”是包含性的并且因此指定所陈述的特征、整数、步骤、操作、元件和/或部件的存在，但是不排除一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、部件和/或其组的存在或添加。本文所描述的方法步骤、过程和操作不被解释为必须要求它们以所讨论的或所例示的具体顺序执行，除非被明确地认定为一执行顺序。还应理解，可以采用附加步骤或替代步骤。
尽管本文可以使用术语第一、第二、第三等来描述各种元件、部件、区域、层和/或部分，但是这些元件、部件、区域、层和/或部分不应受这些术语限制。这些术语可以仅用来将一个元件、部件、区域、层或部分与另一个区域、层或部分区分开。术语诸如“第一”、“第二”和其他数值术语当在本文中使用时不暗示一次序或顺序，除非上下文明确地指示。因此，在不脱离示例实施方案的教导的情况下，下文所讨论的第一元件、部件、区域、层或部分可以被称为第二元件、部件、区域、层或部分。
为了易于描述，本文可以使用空间相对术语，诸如“内部”、“外部”、“在……下面”、“在……下方”、“下部”、“在……上方”、“上部”等，来描述如附图中所例示的一个元件或特征与另外的元件或特征的关系。除了附图中所描绘的定向之外，空间相对术语可以意在包含处于使用或操作中的装置的不同定向。例如，如果翻转附图中的装置，则被描述为在其他元件或特征“下方”或“下面”的元件将被定向为在所述其他元件或特征“上方”。因此，示例术语“在……下方”可以既包含“在……上方”的定向又包含“在……下方”的定向。装置可以其他方式定向(旋转90度或以其他定向)并且相应地解释本文所使用的空间相对描述。
现在将参考附图更充分地描述示例实施方案。
根据本公开内容的一个示例实施方案的交错式多相开关功率转换器被例示在图1中并且总体上由参考数字100指示。如图1中所示出的，交错式多相开关功率转换器100包括：相移的子转换器102、104，其具有功率开关106、108；以及控制电路10，其耦合到子转换器102、104，用于控制功率开关106、108以在多个周期内使子转换器102、104中的电流平衡。控制电路110包括电流补偿器112，该电流补偿器112被配置为：基于开关功率转换器100中的参考信号Iref和感测电流Isense在所述多个周期内多次确定占空比D1，生成具有占空比D1的目前值的PWM控制信号114用于在所述多个周期中的一个周期期间控制子转换器102的功率开关106，基于占空比D1的目前值和占空比D1的前一值确定另一个占空比D2，以及生成具有占空比D2的PWM控制信号116用于在所述周期期间控制子转换器104的功率开关108。
当以平均电流模式控制使子转换器运行时，控制电路110采用基于插值的控制，用于使子转换器102、104中的轨电流平衡。例如，控制电路110基于占空比D1的已知值确定用于控制子转换器104的占空比D2。在这样的实施例中，基于插值的控制使子转换器102(例如，主子转换器)和子转换器104(例如，从子转换器)之间的电流不平衡减轻，该电流不平衡是由例如控制信号延迟、控制外围延迟、子转换器102、104中的不同电感值、子转换器102、104中的不匹配的PCB迹线导致的。这样，子转换器102、104中的轨电流可以是相位同步的，并且具有类似的波形状和幅度。通过使子转换器102、104中的轨电流平衡，热量可以在功率开关106、108中均匀地散布和消散，同时有效地使纹波电流按与子转换器的数目成反比的因子减少。
常规地，用于控制不同的子转换器的控制信号的占空比基于相同的电流值和电压值进行更新。例如，在平均电流模式下，控制信号的占空比是基于电流参考(例如，Iref(t))和感测电流(例如，输入电流Iint(t))之间的误差计算的，该电流参考和感测电流二者随时间改变。电流参考Iref(t)受输入电压V(t)的影响很大。例如，图2例示了曲线图200，该曲线图示出了在多个周期循环内用于采用常规控制技术的两个子转换器的占空比202、204以及输入电压V。在此实施例中，用于生成PWM控制信号的PWM模块以180度相移φ运行。如图2中所示出的，增加输入电压V(t)(例如，在输入电压的向上AC斜坡期间)导致使占空比值(u)减小。占空比值继续减小，直到输入电压V(t)达到峰电压值。在输入电压的向下AC斜坡期间(未示出在图2中)，占空比值增加，直到输入电压V(t)达到最小电压值。
补偿器基于相同的输入电压V(t)每循环T更新用于子转换器的占空比值(u)一次。这样，当补偿器更新占空比值(u)时，用于一个子转换器的占空比值204相对于用于另一个子转换器的占空比值202被偏移和过度补偿。例如，并且如图2中所示出的，占空比值202、204采取不同的路径，因为输入电压V改变而更新的占空比值(u)在每个循环T内保持相同。结果，一个子转换器可以比另一个子转换器存储更多的能量，从而导致子转换器中的轨电流(例如，电感器电流)之间的不平衡。
例如，图3、图4和图5A-图5C例示了采用常规控制技术的功率转换器的两个子转换器中的占空比值302、304和轨电流402、404的曲线图300、400、500A、500B、500C。具体地，曲线图300例示了当功率转换器的输入电压处于其一个AC循环的向上斜坡时随时间变化的占空比值302、304，并且曲线图400例示了两个AC循环内的轨电流402、404。曲线图500A、500B、500C示出了在正循环的开始期间(参见图5A)、在正峰值处(参见图5B)和在负峰值处(参见图5C)的图4的轨电流402、404的放大部分。在此实施例中，功率转换器可以是运行在40kHz的两相交错式图腾柱(totem pole，推挽)PFC。
如图3中所示出的，用于子转换器之一的占空比值304相对于另一个子转换器的占空比值302被偏移和过度补偿。这导致子转换器中的轨电流402、404(例如，电感器电流)之间的不平衡，如图4和图5A-图5C中所示出的。
然而，并且如下文进一步解释的，如果如本文所公开的采用基于插值的控制方法，则占空比中的一个可以被校正以确保占空比沿着相同的路径追踪。结果，可以实现子转换器中的平衡的轨电流。
图1的控制电路110可以包括用于生成占空比以实现子转换器102、104中的平衡的轨电流的各种部件。例如，图6例示了电流补偿器612，该电流补偿器612可用在控制电路110中，用于确定占空比D1、D2的值以在多个周期(例如，循环)内使子转换器102、104中的轨电流平衡。如图6中所示出的，电流补偿器612包括比较器620、628、控制器622、限制器(limiter，限幅器)624、634、延迟装置626、乘法器630、加法器632以及PWM模块DPWM1、DPWM2。
在图6的实施例中，电流补偿器612接收电流参考信号Iref和感测电流Isense(例如，图1的开关功率转换器100的输入电流)。由于例如开关功率转换器的输入电压随时间改变，因此电流参考信号Iref可以从一个周期循环到下一个周期循环变化。比较器620在一个周期循环期间比较电流参考信号Iref和感测电流Isense，并且基于电流参考信号Iref和感测电流Isense之间的比较(例如，差异)生成电流误差信号err_i。
然后，控制器622基于当前的误差信号err_i生成表示用于该周期循环的占空比D1的信号u(t)。信号u(t)被传递通过限制器624，以限制信号u(t)的值。在这样的实施例中，当信号u(t)小于定义的值时，信号u(t)可以被强制变为该定义的值。然而，如果信号u(t)大于另一个定义的值，则信号u(t)可以被强制变为另一个定义的值。然后，PWM模块DPWM1生成具有占空比D1的目前值u(t)的控制信号PWM1用于在该周期循环期间控制子转换器(例如，图1的子转换器102)中的一个或多个功率开关。
图6的控制器622被示出为包括比例积分(PI)控制器。在这样的实施例中，控制器622可以包括用于将电流误差信号err_i与比例增益系数和积分器系数相乘的一个或多个放大器。在其他实施例中，控制器622可以包括另一合适类型的控制器，诸如比例积分微分(PID)控制器。
如图6中所示出的，比较器628比较占空比D1的目前值u(t)和前一值u(t-1)，并且基于这些值之间的比较(例如，差异)生成误差信号err。例如，并且如图6中所示出的，占空比D1的目前值u(t)被传递通过延迟装置626以从前一周期循环获得占空比D1的前一值u(t-1)。
乘法器630接收误差信号err和参考信号C1，并且基于误差信号err和参考信号C1的乘积生成信号。例如，参考信号C1可以是基于子转换器(例如，子转换器102、104)之间的相位延迟和周期循环定义的恒定值。例如，如果开关功率转换器包括两个交错式子转换器，则一个子转换器和另一个子转换器之间的相位延迟是180度，并且周期循环是360度。在这样的实施例中，可以通过将相位延迟(例如，180度)除以循环(例如，360度)来获得参考信号C1。
然后，加法器632将由乘法器630提供的信号和占空比D1的目前值u(t)相加以确定占空比D2。例如，表示占空比D2的目前值的信号u(t)'由加法器632提供并且被传递通过限制器634，该限制器634以与限制器624类似的方式起作用。表示占空比D2的目前值的信号u(t)'然后被传递到PWM模块DPWM2。PWM模块DPWM2生成具有占空比D2的目前值u(t)'的控制信号PWM2用于在该周期循环期间控制另一个子转换器(例如，图1的子转换器104)中的一个或多个功率开关。用于确定信号u(t)'的值的计算被示出在下文的等式(1)中。
等式(1)u(t)'＝[(u(t)-u(t-1))*C1]+u(t)
信号u(t)、u(t)'的值是参考时间的。这样，信号u(t)、u(t)'的值可以在一个PWM周期(例如，一个循环)有效。对于前一和/或随后的PWM周期，可以与上文所解释的类似的方式再次确定信号值。
当如上文所解释的确定占空比D2的信号u(t)'的值时，占空比D1、D2可以沿着相同的路径追踪，从而强制子转换器中的轨电流平衡。例如，图7例示了曲线图700，该曲线图700示出了当使用图6的电流补偿器612时用于两个子转换器的占空比值D1、D2。如图7中所示出的，随着输入电压V改变，占空比值D1、D2沿着类似的路径追踪。
在图6和图7的具体实施例中，占空比D2通过占空比D1的目前值u(t)和前一值u(t-1)的误差的一半进行校正。结果，占空比D2被计算以匹配占空比D1的目前值u(t)和未来值u(t+1)的中点。例如，如果输入电压在前一循环是95伏特(例如，V(t-1))，在目前循环是100伏特(例如，V(t))，并且在未来循环是105伏特(例如，V(t+1))，则当占空比D2被计算以匹配占空比D1的目前值u(t)和未来值u(t+1)的中点(例如，u(t+0.5))时，输入电压是102.5伏特(例如，V(t+0.5))。
由于占空比D1、D2沿着类似的路径追踪，因此功率开关可以被控制以实现子转换器中的平衡的电流。例如，图8、图9和图10A-图10C例示了采用本文所公开的基于插值的控制方法的功率转换器的两个子转换器中的占空比值802、804和轨电流ia、ib的曲线图800、900、1000A、1000B、1000C。具体地，曲线图800例示了当功率转换器的输入电压处于其一个AC循环的向上斜坡时随时间变化的占空比值802、804，并且曲线图900例示了两个AC循环内的轨电流ia、ib。曲线图1000A、1000B、1000C示出了在正循环的开始期间(参见图10A)、在正峰值处(参见图10B)和在负峰值处(参见图10C)的图9的轨电流ia、ib的放大部分。在此实施例中，功率转换器可以是运行在40kHz的两相交错式图腾柱PFC。
如图8中所示出的，占空比值802、804沿着类似的路径追踪。结果，流经子转换器中的一个(例如，图1的子转换器102)的轨电流ia和流经另一个子转换器(例如，图1的子转换器104)的轨电流ib是平衡的，如图9和图10A-图10C中所示出的。具体地，轨电流ia、ib是相位同步的，并且具有类似的波形状和幅度。
尽管图1和图6涉及用于控制功率转换器中的两个交错式子转换器的基于插值的控制方法，但是应很明了，所述方法可以被用来控制不止两个交错式子转换器。例如，图11例示了电流补偿器1112，该电流补偿器1112可用于确定用于使三个子转换器中的轨电流平衡的占空比D1、D2、D3。图11的电流补偿器1112大体上类似于图6的电流补偿器612，但是包括用于生成用于第三子转换器的占空比D3的另一个控制回路。例如，图11的电流补偿器1112包括比较器620、628、控制器622、限制器624、634、延迟装置626、乘法器630、加法器632和图6的PWM模块DPWM1、DPWM2，以及乘法器1130、加法器1132、限制器1134和PWM模块DPWM3。
占空比D1、D2是以与上文关于图6所描述的相同的方式确定的。例如，在一个周期循环期间，占空比D1(例如，表示占空比D1的目前值的信号u(t))是基于参考信号Iref和感测电流Isense的当前值确定的，并且占空比D2(例如，表示占空比D2的目前值的信号u(t)')是基于占空比D1的目前值u(t)和前一值u(t-1)确定的，如上所解释的。
在图11的实施例中，乘法器630接收来自比较器628的误差信号err和参考信号C1，并且基于误差信号err和参考信号C1的乘积生成信号，如上所解释的。在图11的具体实施例中，与图6的参考信号C1相比，参考信号C1被更改。具体地，图11的参考信号C1是通过将第一子转换器(例如，主子转换器)和第二子转换器(例如，从子转换器)之间的相位延迟和循环(例如，360度)相除确定的。在这样的实施例中，第一子转换器和第二子转换器之间的相位延迟是120度。因此，在图11的具体实施例中，参考信号C1是0.333(例如，120/360)。
类似于占空比D2，用于第三子转换器的占空比D3是基于占空比D1的目前值u(t)和前一值u(t-1)确定的。例如，并且如图11中所示出的，乘法器1130接收来自比较器628的误差信号err和参考信号C2，并且基于误差信号err和参考信号C2的乘积生成信号。
参考信号C2可以是以与参考信号C1类似的方式确定的定义的恒定值。例如，参考信号C2可以是基于第一子转换器(例如，主子转换器)和第三子转换器(例如，从子转换器)之间的相位延迟以及循环确定的。在这样的实施例中，第一子转换器和第三子转换器之间的相位延迟是240度。这样，参考信号C2可以通过将相位延迟(例如，240度)除以循环(例如，360度)来获得。因此，在图11的具体实施例中，参考信号C2是0.667(例如，240度/360度)。
然后，加法器1132将由乘法器1130提供的信号和占空比D1的目前值u(t)相加以确定占空比D3的目前值(例如，信号u(t)”)。表示占空比D3的目前值的信号u(t)”被传递通过限制器1134，该限制器1134以与上文所解释的限制器634类似的方式起作用。信号u(t)”然后被传递到PWM模块DPWM3。PWM模块DPWM3生成具有占空比D3的目前值u(t)”的控制信号PWM3用于在该周期循环期间控制第三子转换器中的一个或多个功率开关。用于确定信号u(t)”的值的计算被示出在下文的等式(2)中。
等式(2)u(t)"＝[(u(t)-u(t-1))*C2]+u(t)
在图11的具体实施例中，由于参考信号C1，因此占空比D2通过占空比D1的目前值u(t)和前一值u(t-1)的误差的三分之一进行校正。结果，占空比D2被计算以匹配占空比D1的目前值u(t)和未来值u(t+1)之间三分之一处的点。此外，由于参考信号C2，占空比D3通过占空比D1的目前值u(t)和前一值u(t-1)的误差的三分之二进行校正。这样，占空比D3被计算以匹配占空比D1的目前值u(t)和未来值u(t+1)之间三分之二处的点。
本文所公开的参考信号Iref可以是基于电压补偿器的输出生成的。例如，图12例示了用于控制开关功率转换器(例如，图1的开关功率转换器100)的两个子转换器中的功率开关以在多个周期内使电流平衡的控制电路1210。如所示出的，控制电路1210包括图6的电流补偿器612以及用于生成用于电流补偿器612的电流参考信号Iref的电路1212。
在图12的实施例中，电流参考信号Iref是基于开关功率转换器的输入电压Vin、开关功率转换器的输出电压Vo和参考电压Vref生成的。例如，并且如图12中所示出的，电路1212包括比较器1214、乘法器1216以及功率限制功能1218。比较器1214比较参考电压Vref和输出电压Vo，并且将输出提供给乘法器1216。输出电压Vo可以传递通过可选的零阶保持(ZOH)装置，诸如采样和保持(S&H)电路，该电路对输出电压Vo(例如，模拟信号)进行采样并且在一段时间(例如，采样间隔)内将其值保持在恒定水平以生成数字信号。
在一些实施例中，比较器1214可以表示电压补偿器。这样，比较器1214的输出可以是电压补偿器的输出。在这样的实施例中，控制器(例如，类似于图6的PI控制器622)可以耦合到比较器1214。
功率限制功能1218接收功率转换器的输入电压Vin(例如，经整流的输入电压)，并且将输出提供给乘法器1216。例如，功率限制功能1218可以输出表示平均输入电压的平方的倒数(例如，1/(average(Vin))A 2、1/Vacrms A 2等)的信号。替代地，如果期望，功率限制功能1218可以输出另一个信号。类似于输出电压Vo，如果期望，输入电压Vin可以传递通过可选的ZOH装置。
乘法器1216基于比较器1214的输出(例如，电压补偿器的输出)、功率限制功能1218的输出和功率转换器的输入电压Vin的乘积生成电流参考信号Iref。电流参考信号Iref然后被传递到电流补偿器612的比较器620，如上文所解释的。
在图12的实施例中，可以使用最少的传感器来确定PWM控制信号PWM1、PWM2的占空比。例如，可以使用单个电流传感器、单个输入电压传感器和单个输出电压传感器来确定占空比。
在一些实施例中，本文所公开的子转换器可以包括一个或多个电感器和/或PCB迹线。在这样的实施例中，不同的电感器值和/或PCB线(例如，不匹配的电阻)可归因于子转换器之间的至少一些电流不平衡。然而，如果采用本文所公开的基于插值的控制方法，即使电感器值相差±10％和/或电阻值相差±10毫欧姆，也可以使子转换器中的轨电流在幅度和相位上大体平衡。
例如，图13A-图16B例示了曲线图1300A、1300B、1400A、1400B、1500A、1500B、1600A、1600B，所述曲线图示出了电感器L1、L2中的轨电流1302、1304、1402、1404、1502、1504、1602、1604。电感器L1可以耦合在一个子转换器(例如，主子转换器，诸如图1的子转换器102)的轨中，并且电感器L2可以耦合在另一个子转换器(例如，从子转换器，诸如图1的子转换器104)的轨中。图13B、图14B、图15B、图16B的曲线图1300B、1400B、1500B、1600B示出了图13A、图14A、图15A、图16A的轨电流1302、1304、1402、1404、1502、1504、1602、1604在它们的正峰值处的放大部分。在图13A-图16B的实施例中，电感器L1、L2具有相差10％的值。例如，在图13A-图13B和图15A-图15B中，电感器L2值是电感器L1值的90％(例如，L2＝0.90*L1)，并且在图14A-图14B和图16A-图16B中，电感器L2值是电感器L1值的110％(例如，L2＝1.1*L1)。
如图13A-图13B和图14A-图14B中所示出的，当不采用插值控制方法时，电感的10％差异导致电感器L1中的电流1302、1402和电感器L2中的电流1304、1404之间的不平衡。然而，并且如图15A-图15B和图16A-图16B中所示出的，如果采用插值控制方法，则电感的10％差异导致电感器L1中的电流1502、1602和电感器L2中的电流1504、1604之间的最小不平衡。
此外，图17A-图20B例示了曲线图1700A、1700B、1800A、1800B、1900A、1900B、2000A、2000B，所述曲线图示出了流经包括电阻器R1、R2的子转换器的轨电流1702、1704、1802、1804、1902、1904、2002、2004。在一些实施例中，轨电流1702、1704、1802、1804、1902、1904、2002、2004可以表示子转换器中的电感器电流。电阻器R1可以表示一个子转换器(例如，主子转换器，诸如图1的子转换器102)中的PCB迹线，并且电阻器R2可以表示另一个子转换器(例如，从子转换器，诸如图1的子转换器104)中的PCB迹线。图17B、图18B、图19B、图20B的曲线图1700B、1800B、1900B、2000B示出了图17A、图18A、图19A、图20A的轨电流1702、1704、1802、1804、1902、1904、2002、2004在它们的正峰值处的放大部分。在图17A-图20B的实施例中，电阻器R1、R2具有相差10毫欧姆的值。例如，在图17A-图17B和图19A-图19B中，电阻器R2值比电阻器R1值大10毫欧姆(例如，R2＝R1+10毫欧姆)，并且在图18A-图18B和图20A-图20B中，电阻器R1值比电阻器R2值大10毫欧姆(例如，R1＝R2+10毫欧姆)。
如图17A-图17B和图18A-图18B中所示出的，当不采用插值控制方法时，电阻器R1、R2之间的10毫欧姆的差异导致流经主子转换器的电流1702、1802和流经从子转换器的电流1704、1804之间的不平衡。具体地，从子转换器中的电流1704、1804大于并且领先于主子转换器中的电流1702、1802。然而，并且如图19A-图19B和图20A-图20B中所示出的，如果采用基于插值的控制方法，则10毫欧姆的电阻差异导致流经主子转换器的电流1902、2002和流经从子转换器的电流1904、2004之间的最小不平衡。
本文所公开的交错式多相开关功率转换器可以包括用于提供AC/DC、DC/AC和/或DC/DC功率转换的任何合适的拓扑，诸如降压(buck)、升压、降压-升压、图腾柱等拓扑。在一些优选实施方案中，子转换器可以是开关功率转换器中的前端级，并且包括例如，以定义的相移并且以平均电流模式控制来运行的AC/DC升压PFC功率电路、图腾柱PFC功率电路等。在这样的实施例中，功率转换器可以具有3000W、大于或小于3000W等的额定功率。
例如，图21例示了包括三个交错式子转换器2102、2104、2106和控制电路2108的交错式多相开关功率转换器2100。子转换器2102、2104、2106并联耦合，并且分别包括电感器L1、L2、L3、二极管D1、D2、D3以及功率开关S1、S2、S3。子转换器2102、2104、2106的电感器、二极管和功率开关以PFC升压拓扑布置。在一些实施例中，子转换器2102可以是主子转换器，并且子转换器2104、2106可以是从子转换器。
控制电路2108耦合到子转换器2102、2104、2106，用于控制功率开关S1、S2、S3以使子转换器2102、2104、2106以它们之间的120度相移运行。控制电路2108可以包括例如图11的电流补偿器1112、图12的电路1212、或用于使子转换器2102、2104、2106中的轨电流平衡的另一个合适的电流补偿器和/或电压补偿器。在交错式多相开关功率转换器2100仅包括两个子转换器(例如，子转换器2102、2104)的场景中，控制电路2108可以包括例如图6的电流补偿器612或用于使轨电流平衡的另一个合适的电流补偿器。
如图21中所示出的，开关功率转换器2100还包括用于对AC输入电压V_ac进行整流的整流器(例如，二极管桥式整流器等)、耦合在子转换器2102、2104、2106与该整流器之间的电容器C3，以及耦合在子转换器2102、2104、2106与转换器的输出之间的电容器C4。此外，开关功率转换器2100包括可选二极管D4(例如，旁路二极管)，该二极管D4耦合在子转换器2102、2104、2106两端，用于当输入电压大于输出电压时将电流流动从输入重新路由到输出。在此状况期间，电感器中的能量不能够传递到输出。当输入电压小于输出电压时，二极管D4处于其不活动(inactive)状态。
控制电路2108可以采用本文所公开的基于插值的控制方法中的任何一种，以确保传递通过电感器L1、L2、L3的轨电流是平衡的。例如，控制电路2108可以基于感测电流Isense和参考信号确定用于(例如，主子转换器2102的)功率开关S1的占空比D1。参考信号可以是基于感测的输入电压Vin和感测的输出电压Vo确定的，如上文所解释的。控制电路2108还可以基于占空比D1的目前值和前一值以及恒定的参考信号(例如，图11的参考信号C1、C2)确定用于(例如，从子转换器2104、2106的)功率开关S2、S3的占空比D2、D3，如上文所解释的。然后，控制电路2108可以生成分别具有用于控制功率开关S1、S2、S3的占空比D1、D2、D3的PWM控制信号PWM1、PWM2、PWM3。
在图21的实施例中，信号Isense表示流经子转换器2102、2104、2106的组合电流，并且由单个电流传感器R1生成。替代地，如果期望，电流传感器可以与每个子转换器2102、2104、2106相关联。然而，采用多个电流传感器增加了部件，并且结果，增加了功率转换器2100的成本和复杂性。
本文所公开的控制电路可以包括模拟控制电路、数字控制电路或混合控制电路(例如，数字控制单元和模拟电路)。例如，如果控制电路是数字控制电路，则控制电路可以使用一个或多个硬件部件和/或软件来实施。例如，用于执行本文所公开的基于插值的控制方法的特征中的任何一个或多个的指令可以存储在非暂时性计算机可读介质等中和/或从非暂时性计算机可读介质等转移到一个或多个现有数字控制电路、新的数字控制电路等。在这样的实施例中，指令中的一个或多个可以存储在易失性存储器、非易失性存储器、ROM、RAM、一个或多个硬盘、磁盘驱动器、光盘驱动器、可移动存储器、不可移动存储器、盒式磁带、闪存卡、CD-ROM、DVD、云存储装置等中。
数字控制电路可以使用一种或多种类型的数字控制电路系统来实施。例如，数字控制电路每个可以包括数字信号控制器(DSC)、数字信号处理器(DSP)、微控制器单元(MCU)、现场可编程门阵列(FPGA)、专用集成电路(ASIC)等。
本文所公开的功率开关可以包括晶体管和/或另一个合适的开关装置。例如，功率开关可以包括金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，如图21中所示出的。
本文所公开的基于插值的控制方法可以被用来使交错式多相开关功率转换器的两个或更多个子转换器中的轨电流平衡。在一些实施例中，可以优选的是，在具有两个交错式子转换器或三个交错式子转换器的开关功率转换器中采用基于插值的控制方法来最小化所生成的控制信号中的噪声水平。控制方法可以在任何合适的负载和/或输入范围状况下实施，同时始终保持平衡的电流(例如，相位同步、类似的波形状、类似的幅度等)。
此外，可以结合平均电流模式控制技术来实施基于插值的控制方法，而无需附加的传感器、控制电路的校准(或重新校准)等。另外，所实施的控制方法需要最少的计算来控制子转换器以使它们的轨电流平衡。在一些实施例中，控制电路可能已经包括用于实施所需计算的部件。这样，控制方法对控制电路中的控制回路几乎无影响。例如，对于具有两个交错式子转换器(例如，两相交错式系统)的转换器，减法运算、乘法运算、累加运算和最小/最大限制运算可能是仅有的附加的所需的计算。对于具有三个或更多个交错式子转换器的转换器，所需的计算可以包括用于两个交错式子转换器的上文所提及的运算，以及用于每个附加的轨的乘法运算、累加运算和最小/最大限制运算。
出于例示和描述的目的已经提供了实施方案的前述描述。并不意在是穷举性的或限制本公开内容。一具体实施方案的各个元件或特征通常不限于该具体实施方案，而是在可适用的情况下可互换并且可以用在一所选择的实施方案中，即使未被具体示出或描述。也可以多种方式对其进行变化。这样的变化不应被视为脱离本公开内容，并且所有这样的修改意在被包括在本公开内容的范围内。

Claims (15)

1.一种交错式多相开关功率转换器，包括：
多个子转换器，所述多个子转换器包括具有功率开关的第一子转换器和具有功率开关的第二子转换器，所述第二子转换器相对于所述第一子转换器相移；以及
控制电路，所述控制电路耦合到所述第一子转换器和所述第二子转换器，用于控制所述第一子转换器的所述功率开关和所述第二子转换器的所述功率开关以在多个周期内使所述第一子转换器和所述第二子转换器中的电流平衡，所述控制电路包括电流补偿器，所述电流补偿器被配置为：基于所述开关功率转换器中的参考信号和感测电流在所述多个周期内多次确定第一占空比，生成具有所述第一占空比的目前值的第一PWM控制信号用于在所述多个周期中的一个周期期间控制所述第一子转换器的所述功率开关，基于所述第一占空比的所述目前值和所述第一占空比的前一值确定第二占空比，以及生成具有所述第二占空比的第二PWM控制信号用于在所述一个周期期间控制所述第二子转换器的所述功率开关。
2.根据权利要求1所述的交错式多相开关功率转换器，其中所述控制电路被配置为基于所述第一占空比的所述目前值和所述第一占空比的所述前一值之间的比较生成误差信号用于确定所述第二占空比。
3.根据权利要求2所述的交错式多相开关功率转换器，其中所述参考信号是第一参考信号，并且其中所述控制电路被配置为基于所述误差信号和第二参考信号的乘积生成信号用于确定所述第二占空比。
4.根据权利要求3所述的交错式多相开关功率转换器，其中通过将所述第一子转换器和所述第二子转换器之间的相位延迟除以360度来确定所述第二参考信号。
5.根据权利要求3所述的交错式多相开关功率转换器，其中所述控制电路被配置为将所述信号与所述第一占空比的所述目前值相加以确定所述第二占空比。
6.根据权利要求1所述的交错式多相开关功率转换器，其中所述控制电路包括电压补偿器，所述电压补偿器被配置为基于所述开关功率转换器的输入电压、所述开关功率转换器的输出电压和参考电压生成所述参考信号。
7.根据权利要求1所述的交错式多相开关功率转换器，其中所述参考信号是第一参考信号，其中所述多个子转换器包括具有功率开关的第三子转换器，其中所述第三子转换器相对于所述第二子转换器和所述第一子转换器相移，并且其中所述电流补偿器被配置为：基于所述第一占空比的所述目前值、所述第一占空比的所述前一值和第二参考信号确定第三占空比，以及生成具有所述第三占空比的第三PWM控制信号用于在所述一个周期期间控制所述第三子转换器的所述功率开关。
8.根据权利要求7所述的交错式多相开关功率转换器，其中通过将所述第一子转换器和所述第三子转换器之间的相位延迟除以360度来确定所述第二参考信号。
9.根据权利要求1所述的交错式多相开关功率转换器，其中所述控制电路被配置为以平均电流模式控制来控制所述第一子转换器的所述功率开关和所述第二子转换器的所述功率开关。
10.根据权利要求1所述的交错式多相开关功率转换器，其中所述控制电路包括数字控制器。
11.根据权利要求1所述的交错式多相开关功率转换器，其中所述第一子转换器和所述第二子转换器包括PFC升压拓扑。
12.一种用于控制交错式多相开关功率转换器的方法，用以在多个周期内使所述交错式多相开关功率转换器中的多个子转换器中的电流平衡，所述多个子转换器包括具有功率开关的第一子转换器并且包括具有功率开关的第二子转换器，所述第二子转换器相对于所述第一子转换器相移，所述方法包括：
经由耦合到所述第一子转换器和所述第二子转换器的控制电路的电流补偿器，基于所述开关功率转换器中的参考信号和感测电流在所述多个周期内多次确定第一占空比；
生成具有所述第一占空比的目前值的第一PWM控制信号用于在多个周期中的一个周期期间控制所述第一子转换器的所述功率开关；
基于所述第一占空比的所述目前值和所述第一占空比的前一值确定第二占空比；以及
生成具有所述第二占空比的第二PWM控制信号用于在所述一个周期期间控制所述第二子转换器的所述功率开关。
13.根据权利要求12所述的方法，还包括以平均电流模式控制来控制所述第一子转换器的所述功率开关和所述第二子转换器的所述功率开关。
14.根据权利要求12所述的方法，还包括基于所述第一占空比的所述目前值和所述第一占空比的所述前一值之间的比较生成误差信号用于确定所述第二占空比。
15.根据权利要求14所述的方法，其中所述参考信号是第一参考信号；并且还包括基于所述误差信号和第二参考信号的乘积生成信号用于确定所述第二占空比。
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