JP2022020374A - モータ駆動装置及びその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】新たな回路を追加することなくＤＣリンク電圧の上昇を抑制する。【解決手段】入力交流電圧を整流して整流電圧を生成する整流回路と、整流電圧を昇圧して昇圧電圧を生成する昇圧回路と、昇圧電圧を保持する小容量キャパシタと、小容量キャパシタに保持される昇圧電圧を、モータを駆動する出力交流電圧に変換するインバータと、モータの回転速度が目標の回転速度に近付くように制御するインバータ制御回路と、入力交流電圧の変動の度合いに応じて、インバータ制御回路で処理される、モータに流れるｑ軸電流の目標である目標ｑ軸電流を補正する補正手段とを備えたモータ駆動装置。【選択図】図１０

Description

本発明は、モータ駆動装置及びその制御方法に関する。

整流器が、入力ＡＣ電力を整流し、ブーストコンバータが、整流器によって整流された電力をブーストし、キャパシタが、ブーストコンバータからの脈動電圧を蓄え、複数のスイッチング素子を備えたインバータが、キャパシタ両端の電圧を用いてＡＣ電力を変換し、変換された電力をモータに出力し、キャパシタとインバータとの間に配置された回生電力消費ユニットが、モータからの回生電力を消費し、スイッチング駆動ユニットが、キャパシタ両端の電圧が所定の電圧以上である場合に、回生電力消費ユニットのスイッチング素子にスイッチング制御信号を出力し、インバータ制御部に動作制御信号を出力する、モータ駆動装置は、知られている（例えば、特許文献１参照）。

米国特許出願公開第２０１５／０３５４８８０号明細書

回生電力消費ユニットでモータからの回生電力を消費することによりＤＣリンク電圧の上昇を抑制する構成を採用したのでは、ＤＣリンク電圧の上昇を抑制するために新たな回路を追加する必要がある。

本発明の目的は、新たな回路を追加することなくＤＣリンク電圧の上昇を抑制することにある。

かかる目的のもと、本発明は、入力交流電圧を整流して整流電圧を生成する整流回路と、整流電圧を昇圧して昇圧電圧を生成する昇圧回路と、昇圧電圧を保持する小容量キャパシタと、小容量キャパシタに保持される昇圧電圧を、モータを駆動する出力交流電圧に変換するインバータと、モータの回転速度が目標の回転速度に近付くように制御するインバータ制御回路と、入力交流電圧の変動の度合いに応じて、インバータ制御回路で処理される、モータに流れるｑ軸電流の目標である目標ｑ軸電流を補正する補正手段とを備えたモータ駆動装置を提供する。

補正手段は、入力交流電圧の変動の度合いとして、入力交流電圧の歪み量を用いる、ものであってよい。その場合、モータ駆動装置は、整流回路により生成された整流電圧と理想の整流電圧との差分を求めることにより、入力交流電圧の歪み量を算出する算出手段を更に備えた、ものであってよい。或いは、整流回路により生成された整流電圧と昇圧回路により生成された昇圧電圧との差分を求めることにより、入力交流電圧の歪み量を算出する算出手段を更に備えた、ものであってもよい。

また、本発明は、入力交流電圧を整流して整流電圧を生成する整流回路と、整流電圧を昇圧して昇圧電圧を生成する昇圧回路と、昇圧電圧を保持する小容量キャパシタと、小容量キャパシタに保持される昇圧電圧を、モータを駆動する出力交流電圧に変換するインバータと、モータの回転速度が目標の回転速度に近付くように制御するインバータ制御回路とを含むモータ駆動装置の制御方法であって、入力交流電圧の変動の度合いを検出するステップと、検出された変動の度合いに応じて、インバータ制御回路で処理される、モータに流れるｑ軸電流の目標である目標ｑ軸電流を補正するステップとを含むモータ駆動装置の制御方法も提供する。

本発明によれば、新たな回路を追加することなくＤＣリンク電圧の上昇を抑制することができる。

本発明の実施の形態が適用されるモータ駆動装置の構成例を示した図である。 交流電源が劣悪電源である場合における交流電源からの入力電圧の波形を示したグラフである。 交流電源が劣悪電源である場合における対策前の整流電圧及びＤＣリンク電圧の波形を示したグラフである。 実整流電圧と理想整流電圧とを比較する様子を示したグラフである。 実整流電圧と理想整流電圧との差分を示したグラフである。 インバータ消費量調整フラグをオンするタイミングを示したグラフである。 （ａ）は、図６に示したグラフから得られた補正量を示したグラフであり、（ｂ）は、目標ｑ軸電流Ｉｑ^＊から補正量を減算するときの様子を示したグラフである。 目標ｑ軸電流Ｉｑ^＊が補正された後の目標ｑ軸電流Ｉｑ^＊、実ｑ軸電流Ｉｑ、目標ｄ軸電流Ｉｄ^＊、及び、実ｄ軸電流Ｉｄの波形を示したグラフである。 目標ｑ軸電流Ｉｑ^＊が補正された後の整流電圧及びＤＣリンク電圧の波形を示したグラフである。 本実施の形態の方法を実現するための制御装置の機能構成例を示したブロック図である。 本実施の形態の方法を実現するための制御装置の動作例を示したフローチャートである。

近年、世界各国での環境規制強化に伴う省エネルギー製品へのニーズが増大している。空調機市場においても、新興国を中心として省エネルギー製品の需要は拡大し、インバータ化率が高まっている。ここで、家電製品をインバータ化する上での課題は小型軽量化及び低コスト化である。現在のシステムは、一般的に使用されているＡＣ／ＤＣ／ＡＣの構成でベクトル制御された可変変速機である。このシステムの回路構成では、ＤＣリンク部に電解キャパシタを使用する必要があり、このことがシステムの小型軽量化を妨げる。

ところで、小型軽量化を実現する方式としては、電解キャパシタを小容量フィルムキャパシタに置き換えるキャパシタレスインバータがある。電解キャパシタは寿命が短いが、キャパシタレスインバータにはそのことよる制約を受けず製品寿命が長くなるという利点もある。

しかしながら、キャパシタレスインバータには、ＤＣリンク部が脈動することによる欠点がある。必要な運転範囲を確保できない、騒音や振動や効率の悪化が懸念される、といった欠点である。また、特に、系統インピーダンスの影響、瞬時電圧変動の影響、劣悪電源の影響等の電源の影響を受け易い、といった欠点である。

このような欠点を除去する案として、キャパシタレスインバータに昇圧機能を付加したシステムによりＤＣリンク部の脈動を抑制し電圧利用率を上げることが考えられる。

図１は、本実施の形態が適用されるモータ駆動装置１の構成例を示した図である。図示するように、モータ駆動装置１は、交流電源２及びモータ３に接続され、整流回路１０と、昇圧回路２０と、ＤＣリンク部３０と、インバータ４０と、ＰＦＣ（Power Factor Correction）制御回路５０と、インバータ制御回路６０とを含む。交流電源２は単相電源とするが、多相電源でもよい。モータ３は、例えば、永久磁石埋込型同期モータである。

整流回路１０は、交流電源２から供給される単相交流（入力交流電圧）を直流に整流する。整流回路１０は、ダイオードブリッジＤＢを備えている。ダイオードブリッジＤＢは、直接接続されたダイオードＤ１１，Ｄ１２と、直接接続されたダイオードＤ１３，Ｄ１４とが並列に接続されて構成されている。つまり、ダイオードＤ１１，Ｄ１２が接続点ａで直列接続され、ダイオードＤ１３，Ｄ１４が接続点ｂで直列接続されている。そして、これらが接続点ｃと接続点ｄとの間に並列接続されている。尚、ダイオードＤ１１～Ｄ１４は、接続点ｄから接続点ｃに向かう方向に電流が流れるように接続されている。

また、整流回路１０は、接続点ｃに電圧検知部１１を備えている。電圧検知部１１は、整流回路１０の出力電圧（以下、「整流電圧」という）を検知する。

昇圧回路２０は、整流電圧を昇圧する。昇圧回路２０は、インダクタＬ１と、スイッチング素子ＳＷ１と、帰還ダイオードＤｆ１とを備えている。

インダクタＬ１は、一方の端子が接続点ｃに、他方の端子が接続点ｅに接続されている。

スイッチング素子ＳＷ１は、一方の端子が接続点ｅに接続され、他方の端子が接続点ｆに接続されている。スイッチング素子ＳＷ１は、高耐圧の電力用のスイッチング素子である。スイッチング素子ＳＷ１には、例えば、電界効果トランジスタ、絶縁ゲート型バイポーラトランジタ（ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）等が適用できる。スイッチング素子ＳＷ１は、３端子素子であって、オン／オフを制御する端子はゲートと呼ばれる。

帰還ダイオードＤｆ１は、スイッチング素子ＳＷ１に並列に接続されている。帰還ダイオードＤｆ１は、接続点ｆから接続点ｅに電流が流れる方向に接続されている。帰還ダイオードＤｆ１の電流の流れる向きは、スイッチング素子ＳＷ１に電流が流れる向きの逆向きである。

また、昇圧回路２０は、整流回路１０の出力電流（以下、「整流電流」という）を検知する電流検知部２１を備える。

尚、昇圧回路２０は、インターリーブ方式としてもよい。

ＤＣリンク部３０は、ダイオードＤ２と、キャパシタＣ１とを備えている。ダイオードＤ２は、一方の端子（アノード）が接続点ｅに、他方の端子（カソード）が接続点ｇに接続されている。キャパシタＣ１は、小容量のフィルムキャパシタであり、一方の端子が接続点ｇに接続され、他方の端子が接続点ｈに接続されている。

また、ＤＣリンク部３０は、接続点ｇに電圧検知部３１を備えている。電圧検知部３１は、ＤＣリンク部３０の出力電圧を検知（電圧値を測定）する。尚、ＤＣリンク部３０における接続点ｈは基準電位であり、この基準電位に対する接続点ｇの電位（電圧）を、ＤＣリンク電圧（昇圧電圧）Ｖｄｃと表記することがある。つまり、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃは、キャパシタＣ１の電圧（接続点ｇと接続点ｈとの間の電圧）である。そして、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが、ＤＣリンク部３０の出力電圧としてインバータ４０に供給される。

インバータ４０は、ＤＣリンク部３０が供給する直流をスイッチングして、負荷であるモータ３を駆動する交流（出力交流電圧）を生成する。ここでは、インバータ４０は、三相交流（Ｕ相、Ｖ相及びＷ相）を生成する。

インバータ４０は、スイッチング素子ＳＷ２１～ＳＷ２６及びそれらに並列に接続された帰還ダイオード（符号なし）を備える。そして、直列接続された２個のスイッチング素子の組が、３個並列に接続されている。つまり、スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２が直列接続され、スイッチング素子ＳＷ２３，ＳＷ２４が直列接続され、スイッチング素子ＳＷ２５，ＳＷ２６が直列接続されている。そして、これらがインバータ４０の入力端子Ｐ，Ｎ間に並列接続されている。スイッチング素子ＳＷ２１～ＳＷ２６及びそれらに並列に接続された帰還ダイオード（符号なし）は、入力端子Ｐから入力端子Ｎに電流が流れる方向に接続されている。この帰還ダイオードの電流の流れる向きは、スイッチング素子ＳＷ２１～ＳＷ２６に電流が流れる向きに対して逆向きである。

そして、スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２の接続点がＵ相、スイッチング素子ＳＷ２３，ＳＷ２４の接続点がＶ相、及び、スイッチング素子ＳＷ２５，ＳＷ２６の接続点がＷ相として、モータ３に接続されている。

また、インバータ４０は、三相交流（Ｕ相、Ｖ相及びＷ相）を検知する電流検知部４１を備える。電流検知部４１は、例えば１シャント方式により電流を検知するとよい。

ＰＦＣ制御回路５０は、ＬＰＦ（Low-pass filter）５１と、演算器５２と、ＰＩ（Proportional Integral）制御部５３と、位相検出器５４と、乗算器５５と、演算器５６と、ＰＩ制御部５７と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御部５８とを備えている。

ＬＰＦ５１は、電圧検知部３１が検出したＤＣリンク電圧Ｖｄｃの高周波成分を遮断し、低周波成分を通過させる。

演算器５２は、予め定められた目標のＤＣリンク電圧（以下、「目標ＤＣリンク電圧」という）Ｖｄｃ^＊と、ＬＰＦ５１が出力するＤＣリンク電圧Ｖｄｃとの差分を演算し、その結果を出力する。

ＰＩ制御部５３は、演算器５２が出力する差分をゼロに近付けるための電流値ＡをＰＩ制御によって演算し、その結果を出力する。以下では、ＰＩ制御部５３を「ＡＶＲ」と称し、このＡＶＲにおけるＰＩ制御で用いるゲインを「ＡＶＲゲイン」と称する。

位相検出器５４は、交流電源２の位相θを検出し、検出した位相θの余弦波の絶対値｜ｃｏｓθ｜を出力する。

乗算器５５は、ＰＩ制御部５３が出力した電流値Ａと、位相検出器５４が出力した余弦波の絶対値｜ｃｏｓθ｜とを乗算し、その結果Ａ×｜ｃｏｓθ｜を出力する。

演算器５６は、乗算器５５が出力した乗算結果Ａ×｜ｃｏｓθ｜を目標の整流電流とし、この目標の整流電流と、電流検知部２１が検知した整流電流との差分を演算し、その結果を出力する。

ＰＩ制御部５７は、演算器５６が出力する差分をゼロに近付けるためのデューティをＰＩ制御によって演算し、その結果を出力する。以下では、ＰＩ制御部５７を「ＡＣＲ」と称し、このＡＣＲにおけるＰＩ制御で用いるゲインを「ＡＣＲゲイン」と称する。

ＰＷＭ制御部５８は、ＰＩ制御部５７が出力したデューティに応じて、スイッチング素子ＳＷ１のオン／オフを切り替えるタイミングを制御する。

インバータ制御回路６０は、速度推定部７１と、角度推定部７２と、三相二相変換部７３と、演算器７４と、ＰＩ制御部７５と、乗算器７６とを備えている。また、インバータ制御回路６０は、演算器８１と、ＰＩ制御部８２と、演算器８３と、ＰＩ制御部８４と、二相三相変換部８５と、ＰＷＭ制御部８６とを備えている。

速度推定部７１は、モータ３の実際の角速度ωｒｍを推定し、その結果を出力する。ここで、モータ３の実際の角速度ωｒｍは、公知の手法を用いて推定すればよい。

角度推定部７２は、速度推定部７１が推定したモータ３の実際の角速度ωｒｍに基づいて、モータ３の角度を推定し、その結果を出力する。

三相二相変換部７３は、電流検知部４１が検知した三相交流（Ｕ相、Ｖ相及びＷ相）と、角度推定部７２が出力したモータ３の角度とに基づいて、実際のｄ軸電流（以下、「実ｄ軸電流」という）Ｉｄと、実際のｑ軸電流（以下、「実ｑ軸電流」という）Ｉｑとを生成し、出力する。

演算器７４は、予め定められたモータ３の目標の角速度ωｒｍ^＊と、速度推定部７１が出力したモータ３の実際の角速度ωｒｍとの差分を演算し、その結果を出力する。

ＰＩ制御部７５は、演算器７４が出力する差分をゼロに近付けるための電流値ＢをＰＩ制御によって演算し、その結果を出力する。

乗算器７６は、ＰＩ制御部７５が出力した電流値Ｂと、位相検出器５４が出力した余弦波の絶対値｜ｃｏｓθ｜とを乗算し、その結果Ｂ×｜ｃｏｓθ｜を出力する。

演算器８１は、乗算器７６が出力した乗算結果Ｂ×｜ｃｏｓθ｜を目標のｑ軸電流（以下、「目標ｑ軸電流」という）Ｉｑ^＊とし、この目標ｑ軸電流Ｉｑ^＊と、三相二相変換部７３が出力した実ｑ軸電流Ｉｑとの差分を演算し、その結果を出力する。

ＰＩ制御部８２は、演算器８１が出力する差分をゼロに近付けるためのモータ３に印加するｑ軸の電圧をＰＩ制御によって演算し、その結果を出力する。

演算器８３は、予め定められた目標のｄ軸電流（以下、「目標ｄ軸電流」という）Ｉｄ^＊と、三相二相変換部７３が出力した実ｄ軸電流Ｉｄとの差分を演算し、その結果を出力する。

ＰＩ制御部８４は、演算器８３が出力する差分をゼロに近付けるためのモータ３に印加するｄ軸の電圧をＰＩ制御によって演算し、その結果を出力する。

二相三相変換部８５は、ＰＩ制御部８２が出力したモータ３に印加するｑ軸の電圧と、ＰＩ制御部８４が出力したモータ３に印加するｄ軸の電圧と、角度推定部７２が出力したモータ３の角度とに基づいて、三相（Ｕ相、Ｖ相及びＷ相）の電圧を演算し、その結果を出力する。

ＰＷＭ制御部８６は、二相三相変換部８５が出力した三相（Ｕ相、Ｖ相及びＷ相）の電圧をモータ３に印加できるように、スイッチング素子ＳＷ２１～ＳＷ２６のオン／オフを切り替えるタイミングを制御する信号を生成し、出力する。

尚、以上のモータ駆動装置１の構成は一般的なものであり、その動作も一般的なものであるので、その動作の詳細な説明は省略する。

以上、キャパシタレスインバータに昇圧機能を付加したシステムによりＤＣリンク部３０の脈動を抑制することについて述べたが、これだけでは、ＤＣリンク部３０の脈動を完全に抑制することはできない。

そのため、ここでは、交流電源２の電圧変動が発生した場合の対策を考える。交流電源２の電圧変動には、例えば、瞬時の電圧変動や、交流電源２が劣悪電源である場合の電圧変動がある。

図２は、交流電源２が劣悪電源である場合における交流電源２からの入力電圧の波形を示したグラフである。このグラフでは、入力電圧に電圧変動が発生し、入力電圧の最大値が約４１０Ｖになっている。

図１のモータ駆動装置１では、キャパシタＣ１として小容量のフィルムキャパシタを使用しているため、交流電源２の電圧変動が発生すると、ＤＣリンク電圧が跳ね上がる可能性がある。また、昇圧回路２０による昇圧制御が悪影響を与えて跳ね上がりを増加させる可能性もある。ＤＣリンク電圧が跳ね上がると、素子を保護するために運転を停止させる必要がある。

図３は、交流電源２が劣悪電源である場合における対策前の整流電圧及びＤＣリンク電圧の波形を示したグラフである。図中、細線が整流電圧を示し、太線がＤＣリンク電圧を示す。例えば、ＤＣリンク電圧が４３０Ｖ以上を継続した場合に過電圧エラーが発生して運転が停止するものとすると、このグラフでは、ＤＣリンク電圧の最大値は約４３５Ｖとなっているので、過電圧エラーが発生して運転が停止する。

ところが、モータ駆動装置１としては、運転を継続することが顧客に対するメリットとなる。そこで、本実施の形態では、ＤＣリンク電圧の上昇を抑制する方法を提案する。

具体的には、交流電源２の電圧変動を検出した場合に、電圧変動の度合いに応じて、目標ｑ軸電流Ｉｑ^＊を補正する方法である。例えば、目標ｑ軸電流Ｉｑ^＊から補正量を減算することで、一時的にインバータ４０の消費電力を低減することができ、これにより、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの上昇を抑制する。ここで、交流電源２の電圧変動の度合いとしては、例えば、交流電源２の電圧の歪み量を用いるとよい。また、交流電源２の歪み量の算出方法には、実整流電圧と理想整流電圧との差分の大きさ（周波数ごとの歪み量）を求める第１の方法や、実整流電圧とＤＣリンク電圧との差分の大きさ（周波数ごとの歪み量）を求める第２の方法がある。

以下、第１の方法を例にとって、その具体的な内容について説明する。

図４は、実整流電圧と理想整流電圧とを比較する様子を示したグラフである。図中、細線が実整流電圧の波形を示し、太線が理想整流電圧の波形を示す。

この第１の方法では、次に、実整流電圧と理想整流電圧との差分が計算される。

図５は、実整流電圧と理想整流電圧との差分を示したグラフである。図中、細線が実整流電圧の波形から理想整流電圧の波形を減算して得られた差分の波形を示し、太線がその差分の波形からローパスフィルタで低周波成分のみを取り出した後のローパス後差分の波形を示す。

この第１の方法では、次いで、インバータ消費量調整フラグをオンするタイミングが計算される。

図６は、インバータ消費量調整フラグをオンするタイミングを示したグラフである。図中、細い実線が、実整流電圧の波形から理想整流電圧の波形を減算して得られた差分の波形からローパスフィルタで低周波成分のみを取り出したローパス後差分の波形を示す。また、細い破線が、インバータ消費量調整フラグをオンするための閾値を示し、太い実線が、インバータ消費量調整フラグをオンした状態を示す。例えば、時刻Ｓ１から時刻Ｔ２の区間について見ると、時刻Ｓ１でローパス後差分は閾値を下回っているが、この時点ですぐにインバータ消費量調整フラグをオンとせずに、ローパス後差分が閾値を下回った状態が一定時間続いた時刻Ｔ１においてインバータ消費量調整フラグをオンにする。また、時刻Ｓ２でローパス後差分は閾値を上回っているが、この時点ですぐにインバータ消費量調整フラグをオフとせずに、ローパス後差分が閾値を上回った状態が一定時間続いた時刻Ｔ２２においてインバータ消費量調整フラグをオフにする。

図７（ａ）は、図６に示したグラフから得られた補正量を示したグラフである。図中、実線の曲線が、補正量を示す。図６でインバータ消費量調整フラグがオンとなっていた時刻Ｔ１から時刻Ｔ２までの区間、時刻Ｔ３から時刻Ｔ４までの区間等に補正量が設定されている。

図７（ｂ）は、目標ｑ軸電流Ｉｑ^＊から補正量を減算するときの様子を示したグラフである。図中、細線が、目標ｑ軸電流Ｉｑ^＊の波形を示し、太線が、目標ｑ軸電流Ｉｑ^＊から補正量を減算した後の波形を示す。このように整流電圧が低くなっているときに目標ｑ軸電流Ｉｑ^＊を小さくすることで、一時的にインバータ４０の消費電力を低減し、これにより、キャパシタＣ１に蓄積された電力をできるだけ消費しないようにしている。

図８は、図７（ｂ）で目標ｑ軸電流Ｉｑ^＊が補正された後の目標ｑ軸電流Ｉｑ^＊、実ｑ軸電流Ｉｑ、目標ｄ軸電流Ｉｄ^＊、及び、実ｄ軸電流Ｉｄの波形を示したグラフである。図中、細い実線が、目標ｑ軸電流Ｉｑ^＊の波形を示し、太い実線が実ｑ軸電流Ｉｑの波形を示し、細い破線が、目標ｄ軸電流Ｉｄ^＊の波形を示し、太い破線が実ｄ軸電流Ｉｄの波形を示す。

図９は、図７（ｂ）で目標ｑ軸電流Ｉｑ^＊が補正された後の整流電圧及びＤＣリンク電圧の波形を示したグラフである。図中、細線が整流電圧を示し、太線がＤＣリンク電圧を示す。例えば、ＤＣリンク電圧が４３０Ｖ以上を継続した場合に過電圧エラーが発生して運転が停止するものとすると、このグラフでは、ＤＣリンク電圧の最大値は約４２３Ｖとなっているので、運転継続可能である。

尚、上記では、整流電圧が低くなっているときに目標ｑ軸電流Ｉｑ^＊から補正量を減算するようにしたが、これには限らない。整流電圧が高くなっているときに目標ｑ軸電流Ｉｑ^＊に補正量を加算するようにしてもよい。

また、第２の方法は、理想整流電圧に代えてＤＣリンク電圧を用いる点でのみ第１の方法と異なっているので、詳細な説明は省略する。

図１０は、本実施の形態の方法を実現するための制御装置９０の機能構成例を示したブロック図である。図示するように、制御装置９０は、整流電圧受信部９１と、電圧変動量算出部９２と、目標ｑ軸電流補正部９３とを備えている。

整流電圧受信部９１は、電圧検知部１１（図１参照）から整流電圧を受信する。

電圧変動量算出部９２は、整流電圧受信部９１が受信した整流電圧に基づいて、交流電源２の電圧の変動量を算出する。具体的には、実整流電圧と理想整流電圧との差分を求めることにより、交流電源２の周波数ごとの歪み量を算出する。或いは、実整流電圧とＤＣリンク電圧との差分を求めることにより、交流電源２の周波数ごとの歪み量を算出してもよい。後者の場合、制御装置９０は、電圧検知部３１（図１参照）からＤＣリンク電圧を受信するものとする。本実施の形態では、整流回路により生成された整流電圧と理想の整流電圧との差分を求めることにより、入力交流電圧の歪み量を算出する算出手段の一例として、また、整流回路により生成された整流電圧と昇圧回路により生成された昇圧電圧との差分を求めることにより、入力交流電圧の歪み量を算出する算出手段の一例として、電圧変動量算出部９２を設けている。

目標ｑ軸電流補正部９３は、電圧変動量算出部９２が算出した交流電源２の電圧の変動量に応じて、演算器８１で算出される目標ｑ軸電流Ｉｑ^＊を補正する。具体的には、交流電源２の電圧の変動量に応じて、補正量を決定する。そして、算出した目標ｑ軸電流Ｉｑ^＊を、決定した補正量で補正するように、演算器８１に指示する。本実施の形態では、入力交流電圧の変動の度合いに応じて、インバータ制御回路で処理される、モータに流れるｑ軸電流の目標である目標ｑ軸電流を補正する補正手段の一例として、目標ｑ軸電流補正部９３を設けている。

尚、制御装置９０は、モータ駆動装置１に含まれ、例えばマイクロコンピュータによって実現されるとよい。この場合、ＣＰＵ（図示せず）がＲＯＭ（図示せず）に格納されたプログラムをＲＡＭ（図示せず）に読み込んで実行することにより、整流電圧受信部９１、電圧変動量算出部９２、目標ｑ軸電流補正部９３は実現される。

図１２は、制御装置９０の動作例を示したフローチャートである。

図示するように、制御装置９０では、まず、整流電圧受信部９１が、電圧検知部１１（図１参照）から整流電圧を受信する（ステップ９０１）。

次に、電圧変動量算出部９２が、ステップ９０１で受信された整流電圧に基づいて、交流電源２の電圧の変動量を算出する（ステップ９０２）。

最後に、目標ｑ軸電流補正部９３が、ステップ９０２で算出された交流電源２の電圧の変動量に応じて、演算器８１で設定される目標ｑ軸電流Ｉｑ^＊を補正する（ステップ９０３）。

このように、本実施の形態では、制御装置９０が交流電源２の電圧の歪み量に応じてインバータ制御回路６０で処理される目標ｑ軸電流Ｉｑ^＊を補正するようにした。これにより、新たな回路を追加することなくＤＣリンク電圧の上昇を抑制することができるようになった。

１…モータ駆動装置、１０…整流回路、１１…電圧検知部、２０…昇圧回路、３０…ＤＣリンク部、４０…インバータ、５０…ＰＦＣ制御回路、６０…インバータ制御回路、８１…演算器、９０…制御装置、９１…整流電圧受信部、９２…電圧変動量算出部、９３…目標ｑ軸電流補正部

Claims (5)

1. 入力交流電圧を整流して整流電圧を生成する整流回路と、
   前記整流電圧を昇圧して昇圧電圧を生成する昇圧回路と、
   前記昇圧電圧を保持する小容量キャパシタと、
   前記小容量キャパシタに保持される前記昇圧電圧を、モータを駆動する出力交流電圧に変換するインバータと、
   前記モータの回転速度が目標の回転速度に近付くように制御するインバータ制御回路と、
   前記入力交流電圧の変動の度合いに応じて、前記インバータ制御回路で処理される、前記モータに流れるｑ軸電流の目標である目標ｑ軸電流を補正する補正手段と
   を備えたことを特徴とするモータ駆動装置。
2. 前記補正手段は、前記入力交流電圧の変動の度合いとして、前記入力交流電圧の歪み量を用いることを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記整流回路により生成された整流電圧と理想の整流電圧との差分を求めることにより、前記入力交流電圧の歪み量を算出する算出手段を更に備えたことを特徴とする請求項２に記載のモータ駆動装置。
4. 前記整流回路により生成された整流電圧と前記昇圧回路により生成された前記昇圧電圧との差分を求めることにより、前記入力交流電圧の歪み量を算出する算出手段を更に備えたことを特徴とする請求項２に記載のモータ駆動装置。
5. 入力交流電圧を整流して整流電圧を生成する整流回路と、当該整流電圧を昇圧して昇圧電圧を生成する昇圧回路と、当該昇圧電圧を保持する小容量キャパシタと、当該小容量キャパシタに保持される当該昇圧電圧を、モータを駆動する出力交流電圧に変換するインバータと、当該モータの回転速度が目標の回転速度に近付くように制御するインバータ制御回路とを含むモータ駆動装置の制御方法であって、
   前記入力交流電圧の変動の度合いを検出するステップと、
   検出された前記変動の度合いに応じて、前記インバータ制御回路で処理される、前記モータに流れるｑ軸電流の目標である目標ｑ軸電流を補正するステップと
   を含むことを特徴とするモータ駆動装置の制御方法。

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