JP2021521763A - 再循環スナバ技術分野を有した電力コンバータ - Google Patents

Abstract

電力コンバータが、一対の第１整流回路出力端子を有した第１整流回路、および一対の第２整流回路出力端子を有した第２整流回路と、第１ノードで互いに接続され、一対の第１整流回路出力端子を接続する第１ダイオードおよび第１キャパシタ、第２ノードで互いに接続され、一対の第２整流回路出力端子を接続する第２ダイオードおよび第２キャパシタ、第１ノードを一対の第２整流回路出力端子の一方に接続する第３ダイオード、および第２ノードを一対の第１整流回路出力端子の一方に接続する第４ダイオードを有したスナバ回路と、を備えている。

Description

本発明は、一般に、電力コンバータに関し、特に、再循環スナバ回路を有した電力コンバータに関する。

なお、本発明は、ＮＡＳＡに付与の契約番号ＮＮＣ１６ＣＡ２１Ｃのもと、米国政府の補助によりなされた。したがって、米国政府は、本発明の一定の権利を有する。

電力コンバータは、電圧特性および電流特性の第１のセットから電圧特性および電流特性の第２のセットへ電力を変換するように多くの用途で使用されている。電力コンバータの使用により、単一の電源、例えばバッテリまたは貯蔵された他のエネルギ構成要素は、異なる電力要求をそれぞれ有し得る複数の異なる電子構成要素に電力を供給することができる。

セットアップコンバータと呼ばれる電力コンバータの１つの例示的な形式は、より高い出力電圧を達成するために、積み重ねられた複数の整流部を有する。整流部の各々は、ブリッジ整流器と、該ブリッジ整流器を電圧出力部に接続する回路とを備えている。従来の高電圧ブリッジ整流器は、シリコンカーバイドダイオードを用いて構成されていた。しかし、シリコンカーバイド基ダイオードは、放射線に対するシリコンカーバイド基ダイオードの感度のために、ある環境、例えば宇宙空間での使用に適していない。

１つの例示的な実施形態では、電力コンバータが、一対の第１整流回路出力端子を有した第１整流回路、および一対の第２整流回路出力端子を有した第２整流回路と、第１ノードで互いに接続され、一対の第１整流回路出力端子を接続する第１ダイオードおよび第１キャパシタ、第２ノードで互いに接続され、一対の第２整流回路出力端子を接続する第２ダイオードおよび第２キャパシタ、第１ノードを一対の第２整流回路出力端子の一方に接続する第３ダイオード、および第２ノードを一対の第１整流回路出力端子の一方に接続する第４ダイオードを有したスナバ回路と、を備えている。

上述の電力コンバータの他の例では、第１キャパシタは、第３ダイオードに接続されない一対の第１整流回路出力端子の一方に接続されており、第２キャパシタは、第４ダイオードに接続されない一対の第２整流回路出力端子の一方に接続される。

上述の電力コンバータの他の例では、フィルタ回路は、第３ダイオードに接続されない一対の第１整流回路出力端子の一方を中点ノードに接続する第１フィルタインダクタと、第４ダイオードに接続されない一対の第２整流回路出力端子の一方を中点ノードに接続する第２フィルタインダクタと、をさらに備える。

上述の電力コンバータの他の例では、第１整流回路および第２整流回路の各々は、フルブリッジ整流器およびセンタータップ整流器の一方である。

上述の電力コンバータの他の例では、第１整流器および第２整流器は、複数のシリコンダイオードを有する。

上述の電力コンバータの他の例では、第１整流回路および第２整流回路の各々は、複相電力システムによって駆動される変圧器からの電流を整流する。

上述の電力コンバータの他の例では、第１整流回路および第２整流回路の各々は、他の対応した整流部の各々と実質的に同一である。

電力コンバータにおいて電圧スパイクを減少させる例示的な方法は、スナバ回路を通してスナバエネルギを再循環させることを含み、スナバ回路は、第１ノードで互いに接続され、一対の第１整流回路出力端子を接続する第１ダイオードおよび第１キャパシタと、第２ノードで互いに接続され、一対の第２整流回路出力端子を接続する第２ダイオードおよび第２キャパシタと、第１ノードを一対の第２整流回路出力端子の一方に接続する第３ダイオードと、第２ノードを一対の第１整流回路出力端子の一方に接続する第４ダイオードとを有する。

電力コンバータにおいて電圧スパイクを減少させる方法の他の例は、高電圧出力ノードを中点ノードに接続する第３キャパシタと、低電圧出力ノードを前記中点ノードに接続する第４キャパシタを用いて、高電圧出力ノードと低電圧出力ノードとの間で電圧をフィルタリングすることをさらに含む。

電力コンバータにおいて電圧スパイクを減少させる上述の例示的な方法の他の例では、第１キャパシタおよび第２キャパシタは、ほぼ同じキャパシタンスを有する。

上述の電力コンバータの他の例では、複相電力システムが、パルス幅変調モードまたは位相シフトブリッジモードで選択的に動作され得るドライバを有する。

上述の電力コンバータの他の例では、各整流器が、一次巻き線を有した少なくとも１つの変圧器から電力を受ける。

上述の電力コンバータの他の例では、各一次巻き線の両端の電圧が、クランピングダイオードによって制限される。

本発明のこれらまたは他の特徴部が、以下の明細書および図面から最も理解されることができる。

積み重ねられた複数の整流部を有した電力コンバータを示す図である。 図１と組み合わせて用いられ得る左右反対の例示的な整流部を概略的に示した図である。 デュアルフルブリッジコンバータでの利用のための左右反対の例示的な整流部を概略的に示した図である。

図１は、積み重ねられた複数の整流部１１０Ａ，１１０Ｂを有した電力コンバータ１００を概略的に示している。整流部１１０Ａ，１１０Ｂの各々は、スナバ回路１３０Ａ，１３０Ｂに接続されたダイオード（図２の２２０Ａ，２２０Ｂ参照）から構成されたブリッジ回路１２０Ａ，１２０Ｂと、電圧出力部１４０Ａ，１４０Ｂと、出力フィルタ１６０Ａ，１６０Ｂとを備えている。変圧器１８０を介して整流部１１０Ａ，１１０Ｂに電流を駆動する対応したドライバ１５０が、整流器と二つひと組にされている。ドライバ１５０は、所与の用途の必要性に応じて、単一のドライバまたは複数のドライバとされることができる。同様に、変圧器１８０は、所与の用途の必要性に応じて、単一の変圧器または複数の変圧器とされることができる。

整流部１１０Ａ，１１０Ｂは、左右反対とされており、スナバ再循環回路１３２を有し、このスナバ再循環回路１３２は、各スナバ部１３０Ａまたは１３０Ｂから左右反対の対応したスナバ回路１３０Ｂまたは１３０Ａにスナバ電流を流すように構成されている。ブリッジ整流器を耐放射線（放射線に対してより抵抗力がある）にするために、ブリッジ整流器は、他のダイオード、例えばシリコンカーバイドから形成されるダイオードの代わりに、シリコン基ダイオードを用いて構成されることができる。しかし、シリコン基ダイオードは、逆回復時間と呼ばれる、より長いスイッチオフ時間を有しており、ブリッジ整流器の出力電圧のスパイクを生じさせ得る。スナバ回路１３０Ａ，１３０Ｂは、整流回路１２０Ａ，１２０Ｂの出力電圧のスパイクの振幅を制限するように作動する。

スナバ回路１３０Ａ，１３０Ｂは、整流回路１２０Ａ，１２０Ｂのダイオードの逆回復時間によって生じる電圧スパイクを低減する。現存するスナバ回路は、電力のかなりの量を発散することによって電圧スパイクを低減し、熱エネルギのかなりの量を生成する。宇宙の用途および同様の環境では、熱エネルギの発散は困難である。

代替的なスナバ回路は、エネルギを循環させることによって逆回復時間を低減する。この形式のスナバ回路は、少量のエネルギの発散にもかかわらず、「無損失性」スナバ回路と呼ばれている。無損失性スナバ回路は、スナバ回路内での１つまたは複数のトランジスタの能動的な切り換えを利用するとともに能動的な制御を必要とし、これにより、システム全体に対する複雑さが加えられる。

他の更なる現存の無損失性スナバ回路では、付加的なインダクタが受動的なスナビングをもたらすように組み込まれているが、これにより、スナバ回路の重量およびコストが増加してしまう。

現存の例とは対照的に、図１の左右反対のスナバ回路１３０Ａ，１３０Ｂは、左右反対の構成を用いることによって、付加されたトランジスタまたはインダクタの必要性を排除する。出力フィルタ回路１６０Ａ，１６０Ｂは、フィルタ回路１６０Ａの出力フィルタインダクタが整流回路１２０Ａの低電圧接続部に接続され、フィルタ回路１６０Ｂの出力インダクタが整流回路１２０Ｂの高電圧接続部に接続されるように、出力フィルタインダクタ接続部（図２参照）に対して左右反対とされている。一方のフィルタ部１６０Ａの出力インダクタが、整流部１３０Ａの負の出力端子１７１に接続されており、該出力端子１７１は、中点ノード１７２に接続されている。他方の整流部１１０Ｂの出力インダクタが、整流部１３０Ｂの正の出力端子１７３に接続されており、該出力端子１７３は、中点ノード１７２に接続されている。代わりに、この構成は、出力端子１４０の間に直列に接続されているものとすることができ、出力端子１４０の両端の出力電圧を増加させるために、一方の高電圧出力部が他方の低電圧出力部に接続されている。

図１を継続的に参照して、図２は、図１の整流部１１０Ａ，１１０Ｂのために用いられ得る整流部２１０Ａ，２１０Ｂを、より詳細に概略的に示している。図１と同様に、整流部２１０Ａ，２１０Ｂの各々は、複数のダイオード２２２Ａ，２２２Ｂから構成されたダイオードブリッジ部を有しており、ダイオード２２２Ａ，２２２Ｂは、変圧器コイル２２４Ａ，２２４Ｂについてのフルブリッジ構成で配置されている。代替的な構成では、フルブリッジ整流器２２０Ａ，２２０Ｂは、代替的な整流器形式、例えばセンタータップ整流器等に置き換えることができる。同様に、対応するフルブリッジドライバ１５０（図１参照）は、他の形式のドライバに置き換えられ得る。

整流部２１０Ａ，２１０Ｂの各々は、スナバ／フィルタ回路２３０Ａ，２３０Ｂをさらに備えている。ある場合、例えば図示した例では、ダイオード２３１Ａ，２３１Ｂが、スナバ／フィルタ回路２３０Ａ，２３０Ｂと並行して含まれることができる。ダイオード２３１Ａ，２３１Ｂは、変圧器の出力電圧がゼロのときに時間間隔の間で電力の損失を減少させることにより、電力コンバータの効率を向上させる還流ダイオードである。互いに直列に接続され、ブリッジ回路２２０Ａ，２２０Ｂの正および負の出力部を接続するスナバダイオード２３３Ａ，２３３Ｂおよびスナバキャパシタ２３５Ａ，２３５Ｂは、第１ダイオード２３１Ａ，２３１Ｂと並列となっている。整流部２１０が互いに対して左右反対となっているので、２つのスナバ／フィルタ回路２３０Ａ，２３０Ｂのスナバダイオード２３３Ａ，２３３Ｂおよびスナバキャパシタ２３５Ａ，２３５Ｂの順序が反転され、スナバダイオード２３３Ａは、第１（上側）スナバ／フィルタ回路２３０Ａの高い側に接続されており、スナバダイオード２３３Ｂは、第２（下側）スナバ／フィルタ回路２３０Ｂの低い側に接続されている。

各スナバダイオード２３３Ａ，２３３Ｂを対応したスナバキャパシタ２３５Ａ，２３５Ｂに接続するノードは、スナバダイオード２３７Ａ，２３７Ｂで構成された再循環回路２３２を介して、反対側の整流部２１０Ａ，２１０Ｂの反対側のスナバ／フィルタ回路２３０Ａ，２３０Ｂに接続されており、上側のスナバ／フィルタ回路２３０Ａのノードは、スナバダイオード２３７Ｂを介して下側のスナバ／フィルタ回路２３０Ｂの低い側に接続されており、下側のスナバ／フィルタ回路２３０Ｂのノードは、スナバダイオード２３７Ａを介して上側のスナバ／フィルタ回路２３０Ａの高い側に接続されている。

スナバ／フィルタ回路２３０Ａ，２３０Ｂの各々は、フィルタインダクタ２３４Ａ，２３４Ｂをさらに備えている。上側のスナバ／フィルタ回路２３０Ａのフィルタインダクタ２３４Ａ，２３４Ｂは、スナバ／フィルタ回路２３０Ａの低い側にあり、下側のスナバ／フィルタ回路２３０Ｂのフィルタインダクタ２３４Ｂは、スナバ／フィルタ回路２３０Ｂの高い側にある。フィルタインダクタ２３４Ａ，２３４Ｂの各々は、中点ノード２５０に接続されている。中点ノード２５０は、対応する実質的に同一のキャパシタ２５２を介して高電圧出力部２４０Ａおよび低電圧出力部２４０Ｂの各々に接続され、このため、キャパシタ２５２は、高電圧出力部２４０Ａと低電圧出力部２４０Ｂとの間の電圧差を画定する。ある例では、キャパシタ２５２および整流部２２０Ａ，２２０Ｂのために用いられる接続部は、低インピーダンス接続部である。

上述のように整流部２１０Ａ，２１０Ｂを左右反対とすることにより、再循環回路２３２でのスナバダイオード２３７Ａ，２３７Ｂの包含が容易となる。次に、スナバダイオード２３７Ａ，２３７Ｂは、反対側の左右反対のスナバ／フィルタ回路２３０Ａ，２３０Ｂへと電圧スパイクをクランプするプロセス中に、スナバ／フィルタ回路２３０Ａ，２３０Ｂの各々からエネルギを再循環させる。エネルギを再循環させることにより、かなり小さいエネルギが発散される必要があり、能動的な切り換えが、スナバ／フィルタ回路２３０Ａ，２３０Ｂにおいて必要とされない。再循環回路２３２のスナバダイオード２３７Ａ，２３７Ｂは、スナバキャパシタ２３５Ａ，２３５Ｂへとエネルギを移動させることにより、フルブリッジ整流器２２０Ａ，２２０Ｂの出力部で生じる電圧スパイクを抑制する。ダイオード２３３Ａ，２３３Ｂは、スナバキャパシタ２３５Ａ，２３５Ｂに蓄えられたエネルギを出力端子２４０Ａ，２４０Ｂへ移動させることにより、変圧器巻き線２２４Ａ，２２４Ｂの両端の電圧が基本的にゼロのときに、時間間隔の間でスナバキャパシタ２３５Ａ，２３５Ｂの電圧をリセットする。ある例では、左右反対の整流部２１０は、低インダクタンス接続部を有した回路内に含まれている。

図１および図２の例のように左右反対のスナバ／フィルタ部２３０Ａ，２３０Ｂを通して電流を再循環させることにより、スナバ／フィルタ回路２３０Ａ，２３０Ｂの各々において付加的な再循環インダクタを必要とせずに、エネルギの再循環を達成することができる。これは、重量およびコストを減少させ、厳しい重量許容量を有するおよび／または各構成要素、例えば人口衛星または他の宇宙に基づいた回路を必要とする用途にとって特に有益となり得る。

ある用途では、単一のブリッジドライバ１５０で達成されることができるよりも大きい全出力電力での動作範囲が必要とされる。より大きい全電力動作範囲を達成することができる例示的なシステムは、周知のパルス幅変調（ＰＷＭ）モードまたは周知の位相シフトブリッジモードのいずれかで動作されることが可能なデュアルフルブリッジコンバータを備えている。

図３は、例示的なデュアルフルブリッジコンバータ３００を概略的に示しており、該デュアルフルブリッジコンバータ３００は、２つのフルブリッジドライバ３５０Ｘ，３５０Ｙおよび左右反対の整流部３１０，３３０の２つのセットを備えている。フルブリッジドライバ３５０Ｘは変圧器Ｘを駆動し、フルブリッジドライバ３５０Ｙは変圧器Ｙを駆動し、これにより、複相電力システムを形成する。ブリッジ回路３２０が、２つの変圧器Ｘ，Ｙからの電圧をそれぞれ整流する複相ブリッジ回路であるが、図２のブリッジ回路２２０Ａ，２２０Ｂが単相ブリッジ回路であるということ以外は、左右反対の整流部３１０，３３０のセットの各々は、図２の整流部２１０Ａ，２１０Ｂと実質的に同じである。

左右反対のスナバ／フィルタ部３６０Ａ，３６０Ｂの各々が、対応したブリッジ回路３２０に接続されており、図２に示したスナバ／フィルタ回路２３０Ａ，２３０Ｂと同様に構成されている。出力ノード３４０の間の電圧を増加させるために、左右反対の整流部３１０，３３０の２つのセットが直列に接続され、３１０の低い側が３３０の高い側の出力部に接続され、これにより、左右反対の両整流部のそれぞれの電圧出力の約２倍である電圧出力が生じる。他の例では、左右反対の整流部３１０，３３０の１つのみが出力端子３４０の間に接続され、図２に示した配置と同様となる。

別の例では、図３に示した２つの整流部３１０，３３０を超える付加的な整流部が直列に用いられることができ、これにより、出力ノード３４０で付加的な電圧の増加が生じる。同様に、図１および図２に示した形式の複数の回路が、より高い出力電圧を提供するように直列に接続されても良い。

より低い出力電圧で高い出力電流が望ましいときには、フルブリッジドライバ３５０Ｘ，３５０Ｙがパルス幅変調モードで動作され、変圧器Ｘ，Ｙにわたる電圧波形が位相外にある。これにより、ブリッジ整流器３２０によって生成される電流は、各ブリッジ整流器に接続された変圧器Ｘ，Ｙの個々の二次巻き線によって生成される電流の合計に等しくなる。パルス幅変調モードでの動作時には、出力ノード３４０の間の電圧が、フルブリッジドライバ３５０Ｘ，３５０Ｙのデューティサイクルを調節することにより調整される。

より小さい出力電流で高い出力電圧が望ましいときには、フルブリッジドライバ３５０Ｘ，３５０Ｙは、位相シフトモードで動作され、変圧器Ｘ，Ｙにわたる電圧がほぼ１００％のデューティサイクルにあるが、調整可能な位相関係を伴う。最大出力電圧は、フルブリッジドライバ３５０Ｘ，３５０Ｙが位相で動作されるときに生じ、変圧器Ｘ，Ｙの二次巻き線の両端の電圧は、変圧器Ｘ，Ｙにわたる電圧波形が位相外にあるパルス幅変調モードでの動作時に生成され得るよりも約２倍である出力ノード３４０間の電圧を生成するように合計される。

別の例では、フルブリッジドライバ３５０Ｘ，３５０Ｙは、インダクタ３５１およびダイオード３５２を備えている。インダクタ３５１は、一般にゼロボルト切り換えと呼ばれる周知の高効率動作モードを容易とするように用いられることができる。フルブリッジドライバのデューティサイクルが５０％を下回るときに、インダクタ３５１は、スナバキャパシタ３６１と共鳴することができ、これにより、整流器３２０の出力電圧をクランプする際にスナバの有効性が減少する。フルブリッジドライバにクランピングダイオード３５２を含有させることにより、変圧器Ｘ，Ｙの一次巻き線の両端の電圧が、ブリッジドライバへ供給される入力電圧に制限され、これにより、ゼロボルト切り換えが生じることを許容したままで、スナバの有効性が回復する。

個々の第１インダクタ３５１を用いることの代替としてゼロボルト切り換えを容易にするために、変圧器は、高い漏れインダクタンスを有するように設計されることができ、しかし、高い漏れインダクタンスの実施は、クランピングダイオード３５２が使用されないようにし、従って、高い漏れインダクタンスの実施は、デューティサイクルが５０％よりも低いときに、より小さい最適なスナバ効果を提供する。

他の例では、デューティサイクルが５０％よりも低い動作条件のための図１および図２のスナバ回路の効果を向上させるために、図１のドライバ１５０は、３５０Ｘおよび３５０Ｙのダイオード３５２およびインダクタ３５１と同様の配置でクランピングダイオードおよびインダクタを利用するフルブリッジドライバを用いて実施されても良い。

ある例では、フィルタインダクタ２３４Ａ，２３４Ｂが、図２に示す極性点で示されるように対とされる。他のある例では、調和する極性点を有する、図３に示したフィルタインダクタが、図示された極性で対にされている。

上述の概念が、単独で、もしくは他の上述の概念のいずれかまたは全てと組み合わせて用いられることができることがさらに理解される。本発明の実施例を開示したが、当業者は、特定の修正が本発明の範囲に含まれ得ることを理解するであろう。このため、以下の特許請求の範囲が、本発明の真の範囲および内容を決定するために検討されるべきである。

Claims (13)

1. 一対の第１整流回路出力端子を有した第１整流回路、および一対の第２整流回路出力端子を有した第２整流回路と、
   第１ノードで互いに接続され、前記一対の第１整流回路出力端子を接続する第１ダイオードおよび第１キャパシタ、第２ノードで互いに接続され、前記一対の第２整流回路出力端子を接続する第２ダイオードおよび第２キャパシタ、前記第１ノードを前記一対の第２整流回路出力端子の一方に接続する第３ダイオード、および前記第２ノードを前記一対の第１整流回路出力端子の一方に接続する第４ダイオードを有したスナバ回路と、
   を備えた電力コンバータ。
2. 前記第１キャパシタは、前記第３ダイオードに接続されない前記一対の第１整流回路出力端子の一方に接続されており、前記第２キャパシタは、前記第４ダイオードに接続されない前記一対の第２整流回路出力端子の一方に接続されることを特徴とする請求項１に記載の電力コンバータ。
3. 前記スナバ回路は、前記第３ダイオードに接続されない前記一対の第１整流回路出力端子の一方を中点ノードに接続する第１フィルタインダクタと、前記第４ダイオードに接続されない前記一対の第２整流回路出力端子の一方を前記中点ノードに接続する第２フィルタインダクタと、をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の電力コンバータ。
4. 前記第１整流回路および前記第２整流回路の各々は、フルブリッジ整流器およびセンタータップ整流器の一方であることを特徴とする請求項１に記載の電力コンバータ。
5. 前記第１整流回路および前記第２整流回路の各々は、複数のシリコンダイオードを有することを特徴とする請求項１に記載の電力コンバータ。
6. 前記第１整流回路および前記第２整流回路の各々は、複相電力システムによって駆動される変圧器からの電流を整流することを特徴とする請求項１に記載の電力コンバータ。
7. 前記複相電力システムは、パルス幅変調モードまたは位相シフトブリッジモードのいずれかで選択的に動作され得るドライバを有することを特徴とする請求項６に記載の電力コンバータ。
8. 複数対の整流部を備え、前記第１整流回路および前記第２整流回路の各々は、他の対応した整流部の各々と実質的に同一であることを特徴とする請求項１に記載の電力コンバータ。
9. 各整流器が、一次巻き線を有した少なくとも１つの変圧器から電力を受けることを特徴とする請求項１に記載の電力コンバータ。
10. 各一次巻き線の両端の電圧が、クランピングダイオードによって制限されることを特徴とする請求項９に記載の電力コンバータ。
11. 電力コンバータにおいて電圧スパイクを減少させる方法であって、
    スナバ回路を通してスナバエネルギを再循環させることを含み、前記スナバ回路は、第１ノードで互いに接続され、一対の第１整流回路出力端子を接続する第１ダイオードおよび第１キャパシタと、第２ノードで互いに接続され、一対の第２整流回路出力端子を接続する第２ダイオードおよび第２キャパシタと、前記第１ノードを前記一対の第２整流回路出力端子の一方に接続する第３ダイオードと、前記第２ノードを前記一対の第１整流回路出力端子の一方に接続する第４ダイオードとを有することを特徴とする、電力コンバータにおいて電圧スパイクを減少させる方法。
12. 高電圧出力ノードを中点ノードに接続する第３キャパシタと、低電圧出力ノードを前記中点ノードに接続する第４キャパシタを用いて、前記高電圧出力ノードと前記低電圧出力ノードとの間で電圧をフィルタリングすることをさらに含むことを特徴とする請求項１１に記載の方法。
13. 前記第１キャパシタおよび前記第２キャパシタは、ほぼ同じキャパシタンスを有することを特徴とする請求項１１に記載の方法。

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