JP2021175356A - Motor control device, motor system and motor control method - Google Patents
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Abstract
Description
本開示は、モータ制御装置、モータシステム及びモータ制御方法に関する。 The present disclosure relates to motor control devices, motor systems and motor control methods.
モータのベクトル制御装置において、q軸インダクタンスを同定する機能を備えるものが知られている(例えば、特許文献1参照)。また、正弦波が電流指令として電流制御器に入力されている間における電圧指令を入力とし、モータの駆動電流の電流値を出力とした周波数応答を求め、求めた周波数応答からモータの不明なインダクタンスを算出するモータ制御装置が知られている(例えば、特許文献2参照)。 A motor vector control device is known to have a function of identifying a q-axis inductance (see, for example, Patent Document 1). In addition, the voltage command while the sine wave is being input to the current controller as the current command is used as the input, and the frequency response is obtained with the current value of the drive current of the motor as the output. From the obtained frequency response, the unknown inductance of the motor is obtained. A motor control device for calculating the current value is known (see, for example, Patent Document 2).
しかしながら、従来の技術では、電流制御器に入力する正弦波の周波数によっては、q軸インダクタンスを同定する精度が低下する場合がある。 However, in the conventional technique, the accuracy of identifying the q-axis inductance may decrease depending on the frequency of the sine wave input to the current controller.
本開示は、q軸インダクタンスの同定精度を確保可能なモータ制御装置、モータシステム及びモータ制御方法を提供する。 The present disclosure provides a motor control device, a motor system, and a motor control method capable of ensuring the identification accuracy of the q-axis inductance.
本開示の一実施の形態に係るモータ制御装置は、
モータのd軸電流指令値と前記モータのd軸電流検出値との差が零に収束するようにd軸電圧指令値を生成するとともに、前記モータのq軸電流指令値と前記モータのq軸電流検出値との差が零に収束するようにq軸電圧指令値を生成する電流制御部と、
前記d軸電圧指令値から前記d軸電流検出値の推定値であるd軸電流推定値を出力するd軸電流推定モデルと、
前記q軸電圧指令値から前記q軸電流検出値の推定値であるq軸電流推定値を出力するq軸電流推定モデルと、
前記d軸電流検出値と前記d軸電流推定値との誤差の二乗和を最小とするような前記モータのd軸インダクタンスを同定し、且つ、前記q軸電流検出値と前記q軸電流推定値との誤差の二乗和を最小とするような前記モータのq軸インダクタンスを同定する同定部と、を備え、
前記同定部は、前記d軸インダクタンスを同定した値であるLd同定値を導出し、且つ、前記q軸インダクタンスを同定した値であるLq同定値を前記q軸電圧指令値の周波数を変化させて導出する。
The motor control device according to the embodiment of the present disclosure is
A d-axis voltage command value is generated so that the difference between the d-axis current command value of the motor and the d-axis current detection value of the motor converges to zero, and the q-axis current command value of the motor and the q-axis of the motor are generated. A current control unit that generates a q-axis voltage command value so that the difference from the current detection value converges to zero,
A d-axis current estimation model that outputs a d-axis current estimated value that is an estimated value of the d-axis current detected value from the d-axis voltage command value, and a d-axis current estimation model.
A q-axis current estimation model that outputs a q-axis current estimated value that is an estimated value of the q-axis current detected value from the q-axis voltage command value, and a q-axis current estimation model.
The d-axis inductance of the motor that minimizes the sum of squares of the error between the d-axis current detected value and the d-axis current estimated value is identified, and the q-axis current detected value and the q-axis current estimated value are identified. It is provided with an identification unit for identifying the q-axis inductance of the motor so as to minimize the sum of squares of the error with.
The identification unit derives the Ld identification value which is the value for identifying the d-axis inductance, and changes the frequency of the q-axis voltage command value for the Lq identification value which is the value for identifying the q-axis inductance. Derived.
本開示によれば、q軸インダクタンスの同定精度を確保できる。 According to the present disclosure, the identification accuracy of the q-axis inductance can be ensured.
以下、図面を参照して、本開示の実施の形態に係るモータ制御装置、モータシステム及びモータ制御方法について詳細に説明する。 Hereinafter, the motor control device, the motor system, and the motor control method according to the embodiment of the present disclosure will be described in detail with reference to the drawings.
図1は、本開示の実施の形態1に係るモータシステム1の構成例を示す図である。図1に示すモータシステム1は、モータ4のロータと同期して回転する直交回転座標軸であるdq軸上でモータ4を制御することで、高性能なトルク制御や速度制御を実現する。
FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a
d軸は、ロータの実際の磁極位置を表す実角度方向(ロータの磁石により発生する磁束の方向)に伸びる実軸であり、q軸は、d軸から電気角で90°進んだ方向に伸びる実軸である。d軸及びq軸は、合わせて、dq軸又はd,q軸と称することがある。dq軸は、ベクトル制御におけるモデル上の軸である。ロータの磁極位置θは、モータの基準コイル(例えば、U相コイル)の位置を基準に、d軸が進む角度で表される。d−q座標系は、基準コイルからθだけ進んでいる。なお、d軸及びq軸は、ベクトル制御におけるモデル上の軸であり、各種センサの有無にかかわらず、d軸及びq軸を用いることができる。 The d-axis is the real axis extending in the real angle direction (the direction of the magnetic flux generated by the magnet of the rotor) representing the actual magnetic pole position of the rotor, and the q-axis extends in the direction advanced by 90 ° in the electric angle from the d-axis. It is a real axis. The d-axis and q-axis may be collectively referred to as dq-axis or d, q-axis. The dq axis is the axis on the model in vector control. The magnetic pole position θ of the rotor is represented by an angle at which the d-axis advances with reference to the position of the reference coil (for example, the U-phase coil) of the motor. The dq coordinate system is advanced by θ from the reference coil. The d-axis and the q-axis are axes on the model in vector control, and the d-axis and the q-axis can be used regardless of the presence or absence of various sensors.
モータシステム1が搭載される機器は、例えば、コピー機、パーソナルコンピュータ、冷蔵庫、ポンプ等であるが、当該機器は、これらに限られない。モータシステム1は、モータ4と、モータ制御装置100とを少なくとも備える。
The equipment on which the
モータ4は、複数のコイルを有するモータである。モータ4は、例えば、U相コイルとV相コイルとW相コイルとを含む3相コイルを有する。モータ4の具体例として、3相のブラシレス直流モータ、ステッピングモータなどが挙げられる。モータ4は、少なくとも一つの永久磁石が配置されるロータと、ステータとを有するモータである。モータ4は、例えば、送風用のファンを回すファンモータである。なお、本開示の技術は、ロータの磁石の角度位置(磁極位置)を検出する位置センサが取り付けられたモータ4にも適用できる。モータ4は、ロータの磁石の角度位置(磁極位置)を検出する位置センサを使用しないモータ(センサレス型モータ)でも、位置センサを使用するモータ(センサ付きモータ)でもよい。 The motor 4 is a motor having a plurality of coils. The motor 4 has, for example, a three-phase coil including a U-phase coil, a V-phase coil, and a W-phase coil. Specific examples of the motor 4 include a three-phase brushless DC motor, a stepping motor, and the like. The motor 4 is a motor having a rotor on which at least one permanent magnet is arranged and a stator. The motor 4 is, for example, a fan motor that rotates a fan for blowing air. The technique of the present disclosure can also be applied to a motor 4 to which a position sensor for detecting an angular position (pole position) of a rotor magnet is attached. The motor 4 may be a motor that does not use a position sensor that detects the angular position (pole position) of the magnet of the rotor (sensorless type motor) or a motor that uses a position sensor (motor with a sensor).
モータ制御装置100は、モータ4が3相のブラシレス直流モータの場合、3相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を3相のPWM信号を含む通電パターンに従いオンオフ(ON、OFF)制御することで、インバータ12を介してモータ4を駆動する。モータ制御装置100は、モータ4がステッピングモータの場合、例えば2相接続された複数のスイッチング素子を2相のPWM信号を含む通電パターンに従いオンオフ制御することで、インバータ12を介してモータ4を駆動する。
When the motor 4 is a three-phase brushless DC motor, the
モータ制御装置100は、例えば、インバータ12、PWM回路13、電流検出部11、位置・速度検出部19、速度制御部20、電流制御部30、電流座標変換器14、電圧座標変換器15及び同定部40を備える。
The
インバータ12は、モータ4が3相のブラシレス直流モータの場合、直流電源から供給される直流を複数のスイッチング素子のスイッチングによって3相交流に変換し、3相交流の駆動電流をモータ4に流すことによって、モータ4のロータを回転させる回路である。インバータ12は、PWM回路13によって生成される複数の通電パターン(より具体的には、3相のPWM信号)に基づいて、モータ4を駆動する。PWMとは、Pulse Width Modulation(パルス幅変調)を意味する。インバータ12は、モータ4がステッピングモータの場合、直流電源から供給される直流を複数のスイッチング素子のスイッチングによって複数の交流に変換し、複数の駆動電流をモータ4に流すことによって、モータ4のロータを回転させる回路である。
When the motor 4 is a three-phase brushless DC motor, the
電流検出部11は、モータ4が3相のブラシレス直流モータの場合、PWM回路13によって生成される複数の通電パターン(より具体的には、3相のPWM信号)に基づいて、モータ4に流れるU,V,W各相の相電流Iu,Iv,Iwを検出する。例えば、電流検出部11は、インバータ12の直流側に設けられる1つのシャント抵抗に発生する電圧に基づいて、各相の相電流Iu,Iv,Iwを検出する。電流検出部11は、インバータ12とモータ4との間に流れる電流を検出する電流センサによって、相電流Iu,Iv,Iwを検出してもよい。電流検出部11は、モータ4がステッピングモータの場合、PWM回路13によって生成される複数の通電パターンに基づいて、モータ4に流れる各相の相電流を検出する。
When the motor 4 is a three-phase brushless DC motor, the
位置・速度検出部19は、電流座標変換器14により生成されたd軸電流検出値id及びq軸電流検出値iqと、電流制御部30により生成されたd軸電圧指令値vd *及びq軸電圧指令値vq *とに基づいて、ロータの磁極位置θ及び回転速度ωを検出する。位置・速度検出部19は、モータ4に位置センサが取り付けられている場合、当該位置センサの出力信号に基づいて、磁極位置θ及び回転速度ωを検出してもよい。磁極位置θは、モータ4のロータの磁極位置(電気角)を表し、回転速度ωは、モータ4のロータの電気角速度を表す。位置・速度検出部19により検出される回転速度ωの検出値を、速度検出値ωとも称する。
The position /
速度制御部20は、外部からの速度指令値ω*と位置・速度検出部19によって検出された速度検出値ωとの差が零に収束するように、d−q座標系におけるd軸電流指令値id *及びq軸電流指令値iq *を生成する。速度指令値ω*は、モータ4のロータの電気角速度で表される回転速度の指令値を表す。速度制御部20は、例えば、減算器16、速度調節器17及び電流指令演算部18を有する。
The
減算器16は、速度指令値ω*と速度検出値ωとの偏差を演算する。速度調節器17は、減算器16により演算された偏差を増幅することで、トルク指令値τ*を演算する。トルク指令値τ*は、モータ4のトルクTの指令値を表す。
The
電流指令演算部18は、トルク指令値τ*及び速度検出値ωに基づき、モータ4のd軸方向に流すd軸電流の指令値であるd軸電流指令値id *とモータ4のq軸方向に流すq軸電流の指令値であるq軸電流指令値iq *を演算する。モータ4に生じるトルクTは、q軸電流指令値iq *に比例して大きくなる。 Based on the torque command value τ * and the speed detection value ω, the current command calculation unit 18 has a d-axis current command value id * , which is a command value of the d-axis current flowing in the d-axis direction of the motor 4, and the q-axis of the motor 4. The q-axis current command value i q * , which is the command value of the q-axis current flowing in the direction, is calculated. The torque T generated in the motor 4 increases in proportion to the q-axis current command value i q *.
電流制御部30は、d軸電流指令値id *とd軸電流検出値idとの差が零に収束するように、モータ4のd軸方向に生じるd軸電圧の指令値であるd軸電圧指令値vd *を生成する。電流制御部30は、q軸電流指令値iq *とq軸電流検出値iqとの差が零に収束するように、モータ4のq軸方向に生じるq軸電圧の指令値であるq軸電圧指令値vq *を生成する。モータ4がブラシレスモータ直流モータの場合、電圧座標変換器15は、位置・速度検出部19によって検出された磁極位置θを用いて、d軸電圧指令値vd *及びq軸電圧指令値vq *を、U,V,W各相の相電圧指令vu*,vv*,vw*に変換する。電流座標変換器14は、位置・速度検出部19によって検出された磁極位置θを用いて、電流検出部11により検出された3相の相電流Iu,Iv,Iwを、2相のd軸電流検出値id及びq軸電流検出値iqに変換する。モータ4がステッピングモータの場合、電圧座標変換器15は、位置・速度検出部19によって検出された磁極位置θを用いて、d軸電圧指令値vd *及びq軸電圧指令値vq *を、各相の相電圧指令値に変換する。電流座標変換器14は、位置・速度検出部19によって検出された磁極位置θを用いて、電流検出部11により検出された各相の相電流を、2相のd軸電流検出値id及びq軸電流検出値iqに変換する。
The
同定部40は、モータ4の電気的パラメータ(インダクタンス、抵抗値など)を同定する。同定部40により同定された電気的パラメータを含むステータモデルを用いて、モータシステム1の電流制御系は構成される。
The
図2は、モータシステムの電流制御系におけるステータモデルの一例を示す図である。図2に示すモータ電流部31は、モータ4のステータモデル32を含む。ステータモデル32は、d軸電圧指令値vd *及びq軸電圧指令値vq *を入力としd軸電流値id及びq軸電流値iqを出力とする伝達関数で表される。Ld,qはモータ4のインダクタンス、Rはモータ4の抵抗値、sはラプラス演算子を表す。同定部40は、例えば、ステータモデル32を表す伝達関数の2つの係数を最小二乗法により推定することで、モータ4の電気的パラメータ(インダクタンスLd,qと抵抗値R)を同定する。なお、d軸インダクタンスを"Ld"、q軸インダクタンスを"Lq"とも称する。
FIG. 2 is a diagram showing an example of a stator model in a current control system of a motor system. The motor
図3は、モータの電気的パラメータを最小二乗法により同定する同定部の一例を示す機能ブロック図である。同定部40は、例えば、周期信号生成部41、推定モデル43、推定部44及び算出部45を有する。実モデル42は、図2に示すステータモデル32に相当する。周期信号生成部41は、同定部40(図3参照)の内部にあってもよいし、モータ制御装置100(図1参照)の外部にあってもよい。
FIG. 3 is a functional block diagram showing an example of an identification unit that identifies the electrical parameters of the motor by the least squares method. The
図3において、周期信号生成部41は、振幅と周波数とオフセットとが可変の周期信号を生成し、生成した周期信号を、モータ4のq軸方向に生じるq軸電圧の指令値であるq軸電圧指令値vq *として入力する機能を有する。周期信号の波形は、正弦波に限らず、疑似正弦波、三角波又は鋸波などの他の周期波形でもよい。
In FIG. 3, the periodic
推定モデル43は、モータ4のq軸方向に生じるq軸電圧の指令値であるq軸電圧指令値vq *として周期信号生成部41から入力される周期信号から、q軸電流値iqの推定値であるq軸電流推定値iqmを出力する。q軸電圧指令値vq *からq軸電流推定値iqmを出力する推定モデルを、q軸電流推定モデルという。推定モデル43は、実モデル42と同じ伝達関数で表される。Lqmは、推定モデル43上のq軸インダクタンス、Rmは、推定モデル43上の抵抗値を表す。
The estimation model 43 has a q-axis current value i q from a periodic signal input from the
推定部44は、実モデル42から出力されるq軸電流検出値iq(電流座標変換器14により実際に得られるq軸電流検出値iq)と推定モデル43から出力されるq軸電流推定値iqmとの誤差の二乗和を最小とするような"q軸インダクタンスLq及び抵抗値R"を算出(同定)する。推定部44は、q軸インダクタンスLq及び抵抗値Rの各々の算出値を同定値としてメモリに保存する。同様の算出(同定)は、d軸においてもd軸電流値id及びd軸電流推定値idmを用いて行われる。推定部44は、実モデル42から出力されるd軸電流検出値id(電流座標変換器14により実際に得られるd軸電流検出値id)と推定モデル43から出力されるd軸電流推定値idmとの誤差の二乗和を最小とするような"d軸インダクタンスLd及び抵抗値R"を算出(同定)する。推定部44は、d軸インダクタンスLd及び抵抗値Rの各々の算出値を同定値としてメモリに保存する。なお、図3は、q軸インダクタンスLq及び抵抗値Rを算出(同定)する場合を示す。
同定部40は、モータ4のd軸方向に生じるd軸電圧の指令値であるd軸電圧指令値vd *を固定することで、q軸インダクタンスLq及び抵抗値Rの同定時に、モータ4のロータの回転を固定できる。同定部40は、d軸電圧指令値vd *且つq軸電圧指令値vq *の振幅を固定した状態でq軸電圧指令値vq *の周波数を変化させることで、最小二乗法による同定の精度が向上する。同定部40は、同様に、d軸インダクタンスLd及び抵抗値Rを同定する。同定部40は、d軸インダクタンスLd及び抵抗値Rの同定時も、d軸電圧指令値vd *にオフセット値を重畳することで、最小二乗法による同定の精度が向上する。
The identification unit 40 fixes the d-axis voltage command value v d * , which is the command value of the d-axis voltage generated in the d-axis direction of the motor 4, so that the motor 4 can identify the q-axis inductance L q and the resistance value R. The rotation of the rotor can be fixed. The
推定部44により導出されるq軸インダクタンスLq及び抵抗値R、並びにd軸インダクタンスLd及び抵抗値Rの各々の同定値は、電流制御部30(図1)の制御ゲイン等の制御パラメータの設定に利用される。算出部45は、q軸インダクタンスLq及び抵抗値R、並びにd軸インダクタンスLd及び抵抗値Rの各々の同定値を利用して、制御ゲインを含めたパラメータ等を算出する。
The q-axis inductance L q and the resistance value R derived by the
ところが、周期信号生成部41により生成される周期信号の周波数が低いと、q軸インダクタンスLqの同定値が動作時の本来の値と大きく異なる(同定精度が低下する)場合がある。
However, if the low frequency of the periodic signal generated by the periodic
図4は、電圧指令値として入力される周期信号の周波数に対する、q軸インダクタンス及びd軸インダクタンスの各々の同定値を例示する図である。Ld同定値は、d軸インダクタンスの同定値を表し、Lq同定値は、q軸インダクタンスの同定値を表す。周期信号生成部41により生成されるq軸電圧指令値vq *の周波数が低くなると、q軸インダクタンスの同定値のばらつきが、図4に示すように大きくなることがある。図4は、q軸インダクタンスの同定値が周波数に対して非直線性であることを示す(周波数非直線性)。
FIG. 4 is a diagram illustrating each identification value of the q-axis inductance and the d-axis inductance with respect to the frequency of the periodic signal input as the voltage command value. The Ld identification value represents the identification value of the d-axis inductance, and the Lq identification value represents the identification value of the q-axis inductance. When the frequency of the q-axis voltage command value v q * generated by the periodic
図5は、周波数Aのd軸電圧指令値vd *の入力に対するd軸電流検出値idの位相変化の一例を示す図である。図6は、周波数Aのq軸電圧指令値vq *の入力に対するq軸電流検出値iqの位相変化の一例を示す図である。図7は、周波数Bのd軸電圧指令値vd *の入力に対するd軸電流検出値idの位相変化の一例を示す図である。図8は、周波数Bのq軸電圧指令値vq *の入力に対するq軸電流検出値iqの位相変化の一例を示す図である。周波数Bは、周波数Aよりも高い。図5,7,8のいずれの場合も、電圧指令値に対して電流検出値が遅れる正常な現象を示している。しかしながら、図6に示すように、q軸インダクタンスの同定値が安定しない低周波数領域では、q軸電流検出値iqの位相がq軸電圧指令値vq *の位相に対して進む現象(電流位相進み現象)が生じてしまうことがある。q軸電流検出値iqの位相は、q軸電圧指令値vq *の位相に対して本来遅れるはずである。 Figure 5 is a diagram showing an example of the phase change of the d-axis current detection value i d for the d axis voltage value v d * of the input of the frequency A. FIG. 6 is a diagram showing an example of a phase change of the q-axis current detection value i q with respect to the input of the q-axis voltage command value v q * of the frequency A. Figure 7 is a diagram showing an example of the phase change of the d-axis current detection value i d for the d axis voltage value v d * of the input frequency B. FIG. 8 is a diagram showing an example of a phase change of the q-axis current detection value i q with respect to the input of the q-axis voltage command value v q * of the frequency B. Frequency B is higher than frequency A. In any of FIGS. 5, 7 and 8, the normal phenomenon that the current detection value is delayed with respect to the voltage command value is shown. However, as shown in FIG. 6, in the low frequency region where the identification value of the q-axis inductance is not stable , the phase of the q-axis current detection value i q advances with respect to the phase of the q-axis voltage command value v q * (current). Phase lead phenomenon) may occur. The phase of the q-axis current detection value i q should be delayed with respect to the phase of the q-axis voltage command value v q *.
モータの電気的パラメータの同定法には、最小二乗法を用いた正弦波印加法、M系列を用いた逐次同定法、ステップレスポンスを用いた同定法等の色々な手法がある。これらの中で、M系列を用いた方法やステップレスポンスを用いた方法では、周波数非直線性の影響を受けた同定結果となり、周波数非直線性の影響を軽減することが難しい。 There are various methods for identifying the electrical parameters of the motor, such as a sine wave application method using the least squares method, a sequential identification method using an M sequence, and an identification method using a step response. Among these, the method using the M sequence and the method using the step response result in the identification result affected by the frequency non-linearity, and it is difficult to reduce the influence of the frequency non-linearity.
本開示における同定方法は、周波数非直線性の影響を考慮した同定が可能な最小二乗法を用いた正弦波印加法を用いて、周波数非直線性の影響を観測しながら同定を行うことにより、同定の精度を向上させることを可能とする。同定部40は、この同定方法によって同定を実行する。なお、正弦波に代えて三角波などの周期波形を用いた場合でも、三角波などの周期波形を疑似正弦波として扱うことで、本開示の内容を適応できる。
The identification method in the present disclosure is to identify by observing the influence of frequency non-linearity by using a sine wave application method using a minimum square method that can be identified in consideration of the influence of frequency non-linearity. It makes it possible to improve the accuracy of identification. The
同定部40は、d軸電圧指令値vd *の周波数を変化させて又はd軸電圧指令値vd *の周波数を特定の一つの周波数に固定して、d軸インダクタンスを同定し、Ld同定値を導出する。また、同定部40は、q軸電圧指令値vq *の周波数を変化させてq軸インダクタンスを同定することで、q軸インダクタンスの同定精度を確保する機能を有する。以下、q軸電圧指令値vq *の周波数を変化させてq軸インダクタンスを同定する同定方法1〜4について、図9〜14を参照して説明する。
<同定方法1>
最小二乗法を用いた正弦波印加法を使い、印加正弦波の周波数を変えながら、LdとLqのそれぞれについて同定が行われる。同定部40は、Lq同定値が安定したら、その安定時の周波数でのLd同定値及びLq同定値を、インダクタンスとして確定する。Ld同定値は、通常、周波数に関わらず安定している(図4参照)。この特徴を利用して、同定部40は、Lq同定値がLd同定値に対して一定の所定範囲内に収束した場合、又は、Lq同定値がLd同定値よりも大きくなって安定した値となった場合、Lq同定値が安定したと判断する。
<
Using the sine wave application method using the least squares method, identification is performed for each of Ld and Lq while changing the frequency of the applied sine wave. When the Lq identification value becomes stable, the
図9は、同定方法1を示すフローチャートである。同定部40は、周期信号生成部41(図3参照)により生成されるq軸電圧指令値vq *の周波数及び振幅の初期値を設定する(ステップS10)。推定部44(図3)は、まず、その初期値で、Ld、Lqの同定を実行する(ステップS20)。
FIG. 9 is a flowchart showing the
同定部40は、Ld,Lqのどちらを先に同定してもよいが、Ldの同定時には、d軸電圧指令値vd *の周波数、振幅及びオフセット値の初期値を設定する。同定部40は、Lqの同定時には、q軸電圧指令値vq *の周波数、振幅及びオフセット値の初期値を設定する。d軸電圧指令値vd *及びq軸電圧指令値vq *の周波数は、同じ初期値とし、それぞれの振幅及びオフセット値は、同じ初期値でなくてもよい。
The
推定部44は、ステップS20で得られたLq同定値が安定しているか否かを判定する(ステップS30)。推定部44は、ステップS20で得られたLq同定値が安定していないと判定した場合、周期信号生成部41(図3参照)により生成されるq軸電圧指令値vq *の周波数を変更する(ステップS60)。推定部44は、変更後のq軸電圧指令値vq *の周波数でLqの同定を実行し、同じ周波数を用いてLdの同定を実行する(ステップS20)。
The
推定部44は、ステップS20で得られたLq同定値が安定していると判定した場合、値が安定した時の周波数でのLq同定値をq軸インダクタンスとして決定する(ステップS40)。推定部44は、この周波数で同定した抵抗値Rの同定値をモータの抵抗値として決定する(ステップS40)。算出部45(図3)は、推定部44により得られた同定値を利用して、電流制御部30の制御ゲインを含めたパラメータ等を算出する(ステップS50)。
When the
同定方法1によれば、q軸インダクタンスの周波数非直線性の影響を避けて、安定したLq同定値が得られるので、q軸インダクタンスの同定精度の確保ができる。得られた同定値に基づいて制御パラメータを算出することにより、異常動作の無い安定したモータ制御が可能となり、モータの持つ性能を発揮させることが可能となる。
According to the
<同定方法2>
図10は、同定方法2を示すフローチャートである。同定部40は、周期信号生成部41(図3参照)により生成されるq軸電圧指令値vq *の周波数及び振幅の初期値を設定する(ステップS110)。推定部44(図3)は、まず、その初期値で、Ld、Lqの同定を実行する(ステップS120)。
<
FIG. 10 is a flowchart showing the
同定部40は、Ld,Lqのどちらを先に同定してもよいが、Ldの同定時には、d軸電圧指令値vd *の周波数、振幅及びオフセット値の初期値を設定する。同定部40は、Lqの同定時には、q軸電圧指令値vq *の周波数、振幅及びオフセット値の初期値を設定する。d軸電圧指令値vd *及びq軸電圧指令値vq *の周波数は、同じ初期値とし、それぞれの振幅及びオフセット値は、同じ初期値でなくてもよい。
The
推定部44は、所定の判断条件に従って、Lq同定値を変更する(ステップS130)。例えば、推定部44は、Ld同定値に対してLq同定値が小さい、又はLq同定値がLd同定値に対して一定範囲以上大きい場合、Lq同定値をLd同定値と同じ値に設定する。
The
推定部44は、ステップS120で得られたLd同定値とステップS120で得られた抵抗値Rの同定値とステップS120又はS130で得られたLq同定値とを対応付けてテーブルに記録する(ステップS140)。
The
推定部44は、全設定周波数での同定値が得られるまでd軸電圧指令値vd *の周波数及びq軸電圧指令値vq *の周波数を変更しながら(ステップS160)、ステップS120〜S150の作業を実行する。推定部44は、これらの作業が完了することで(ステップS150)、テーブルを完成させる(ステップS170)。
The
なお、このテーブルには、全設定周波数(例えば、f1〜f5)について、Ld、Lqの同定時に同定される抵抗値Rの同定値が含まれてもよい(図11参照)。 It should be noted that this table may include the identification value of the resistance value R identified at the time of identification of Ld and Lq for all the set frequencies (for example, f 1 to f 5) (see FIG. 11).
また、推定部44は、上記以外の方法でテーブルを作成してもよい。例えば、推定部44は、周波数毎に同定を行い、同定された値を使って、周波数とLd同定値とLq同定値とが対応するテーブルを作成する。その後、推定部44は、作成したテーブル上で各周波数のLq同定値について、上記の判断条件に従ってLq同定値をLd同定値と同じ値に設定する処理を一括して行うことで、テーブルを作成してもよい(図12参照)。
Further, the
図10のステップS180において、算出部45は、モータ4の回転数を表す速度検出値ωに応じて、当該回転数に対応する周波数でのLd同定値及びLq同定値をテーブルから選択する。算出部45は、モータ4の回転数を表す速度検出値ωに応じて、テーブルに格納された複数の同定値を補間することによって、Ld同定値及びLq同定値をテーブルから導出してもよい。算出部45は、選択したLd同定値及びLq同定値を利用して、制御ゲインを含めたパラメータ等を算出する(ステップS190)。算出された制御パラメータは、モータの制御に使用される。
In step S180 of FIG. 10, the
同定方法2によれば、q軸インダクタンスの周波数非直線性の影響を避けて、安定したLq同定値が得られるので、q軸インダクタンスの同定精度の確保ができる。また、q軸インダクタンスの周波数非直線性に影響を受けない、回転数毎に最適な制御パラメータを得ることができる。さらに、周波数毎に作成した同定値に基づいて、制御パラメータを算出することにより、モータの回転数に応じて適当な制御パラメータを設定することが可能となる。
According to the
<同定方法3>
Lq同定値が安定しない周波数非直線性を示す領域では、入力電圧に対し出力電流の位相が進む現象(図6参照)が起きている可能性がある。同定方法3では、同定部40は、入力電圧に対する出力電流の位相を観測し、電流位相進みの起きない安定した周波数で同定を行う。これにより、周波数非直線性を考慮した同定を行うことが可能となる。
<
In the region where the Lq identification value shows unstable frequency non-linearity, there is a possibility that a phenomenon in which the phase of the output current advances with respect to the input voltage (see FIG. 6) occurs. In the
図13は、同定方法3を示すフローチャートである。同定部40は、周期信号生成部41(図3参照)により生成されるq軸電圧指令値vq *の周波数及び振幅の初期値を設定する(ステップS210)。推定部44は、その時のq軸電圧指令値vq *に対するq軸電流検出値iqの位相を測定する(ステップS220)。推定部44は、位相の測定値が設定条件を満足しているか否かを判断する(ステップS230)。推定部44は、位相の測定値が設定条件を満足していないと判断した場合、周期信号生成部41(図3参照)により生成されるq軸電圧指令値vq *の周波数を変更して(ステップS240)、再度、その時のq軸電圧指令値vq *に対するq軸電流検出値iqの位相を測定する(ステップS220)。推定部44は、位相の測定値が設定条件を満足している場合(ステップS230,YES)、位相の測定値が設定条件を満足している時の周波数を記録する(ステップS250)。この時の周波数は、q軸電圧指令値vq *に対するq軸電流検出値iqの位相が遅れている時の周波数である。
FIG. 13 is a flowchart showing the
ステップS230の電流位相の設定条件を満足する場合として、例えば、位相の測定値が、一定の設定値を満足する場合、広い周波数範囲で観測された電流位相特性に対して計算式等により算出された適切な位相値を満足する場合などがある。 As a case where the current phase setting condition of step S230 is satisfied, for example, when the measured value of the phase satisfies a certain set value, the current phase characteristic observed in a wide frequency range is calculated by a calculation formula or the like. In some cases, an appropriate phase value may be satisfied.
推定部44は、その記録した周波数で最小二乗法を用いた正弦波印加法で同定を行う(ステップS260)。推定部44は、ステップS270において、その周波数でのLd同定値をd軸インダクタンスとして決定し、その周波数でのLq同定値をq軸インダクタンスとして決定する。なお、推定部44は、インダクタンスの同定時に算出される抵抗値Rも、同時に同定した抵抗値として決定してもよい。算出部45は、決定した各同定値を利用して、制御ゲインを含めたパラメータ等を算出する(ステップS280)。
The
同定方法3によれば、q軸インダクタンスの周波数非直線性の影響を避けて、安定したLq同定値が得られるので、q軸インダクタンスの同定精度の確保ができる。得られた同定値に基づいて制御パラメータを算出することにより、異常動作の無い安定したモータ制御が可能となり、モータの持つ性能を発揮させることが可能となる。
According to the
<同定方法4>
Lq同定値が安定しない周波数非直線性を示す領域では、入力電圧に対し出力電流の位相が進む現象(図6参照)が起きている可能性がある。同定方法4では、同定部40は、入力電圧に対する出力電流の位相を観測し、電流位相進みを考慮した同定を行う。これにより、周波数非直線性を考慮した同定を行うことが可能となる。
<Identification method 4>
In the region where the Lq identification value shows unstable frequency non-linearity, there is a possibility that a phenomenon in which the phase of the output current advances with respect to the input voltage (see FIG. 6) occurs. In the identification method 4, the
図14は、同定方法4を示すフローチャートである。同定部40は、周期信号生成部41(図3参照)により生成されるq軸電圧指令値vq *の周波数及び振幅の初期値を設定する(ステップS310)。推定部44は、その時のq軸電圧指令値vq *に対するq軸電流検出値iqの位相を測定する(ステップS320)。
FIG. 14 is a flowchart showing the identification method 4. The
次に、推定部44は、ステップS320と同じ設定周波数で、最小二乗法を用いた正弦波印加法によるLd、Lqの同定を行う(ステップS330)。推定部44は、ステップS320での位相の測定値が設定条件を満足しているか否かを判断する(ステップS340)。推定部44は、ステップS320での位相の測定値が設定条件を満足していると判断した場合、ステップS330で得られたその周波数でのLd同定値及びLq同定値をd軸インダクタンス及びq軸インダクタンスとして決定する(ステップS350)。この時の周波数は、q軸電圧指令値vq *に対するq軸電流検出値iqの位相が遅れている時の周波数である。一方、推定部44は、ステップS320での位相の測定値が設定条件を満足していないと判断した場合、ステップS330で得られたLd同定値をその周波数でのd軸インダクタンスとして記録し、Lq同定値を、Ld同定値を基準に設定した値に設定する(ステップS360)。推定部44は、周波数を順次変化させながら、同様な操作を行い、周波数とLd同定値とLq同定値とを対応付けてテーブルに記録していく(ステップS370)。
Next, the
なお、推定部44は、先に同定を行ってから(ステップS330)位相を測定してもよいし(ステップS320)、同定を行うのと同時に位相の測定を行ってもよい(ステップS330,S320)。推定部44は、その位相測定の判断結果を用いて、同定値の処理を行う(ステップS330)。
The
ステップS340の電流位相の設定条件を満足する場合として、例えば、位相の測定値が、一定の設定値を満足する場合、広い周波数範囲で観測された電流位相特性に対して計算式等により算出された適切な位相値を満足する場合などがある。 As a case where the current phase setting condition of step S340 is satisfied, for example, when the measured value of the phase satisfies a certain set value, the current phase characteristic observed in a wide frequency range is calculated by a calculation formula or the like. In some cases, an appropriate phase value may be satisfied.
推定部44は、全設定周波数での同定値が得られるまでd軸電圧指令値vd *の周波数及びq軸電圧指令値vq *の周波数を変更しながら(ステップS390)、ステップS320〜S380の作業を実行する。推定部44は、これらの作業が完了することで(ステップS380)、テーブルを完成させる(ステップS400)。
The
なお、推定部44は、抵抗値Rの同定値を、別の方法によって測定又は設定して決めてもよい。あるいは、推定部44は、Ld、Lqの同定時に同定される抵抗値を、その周波数での同定値としてテーブルに記録してもよい。
The
推定部44は、全周波数で位相を測定した結果を記録し、次に、周波数を変えながら同定を順次行って、テーブルを作成してもよい。また、推定部44は、先に同定を行った後に、位相を測定して、テーブルを作成してもよい。
The
算出部45は、例えば、モータ4の回転数を表す速度検出値ωに応じて、当該回転数に対応する同定値等のパラメータを取り出し、取り出したパラメータを利用して制御ゲインを含めたパラメータ等を算出及び設定する。これにより、回転数に応じた制御パラメータを得ることができる。算出部45は、周波数毎の制御パラメータをテーブルに記録してもよい。
For example, the
同定方法4によれば、q軸インダクタンスの周波数非直線性の影響を避けて、安定したLq同定値が得られるので、q軸インダクタンスの同定精度の確保ができる。得られた同定値に基づいて制御パラメータを算出することにより、異常動作の無い安定したモータ制御が可能となり、モータの持つ性能を発揮させることが可能となる。 According to the identification method 4, a stable Lq identification value can be obtained while avoiding the influence of the frequency non-linearity of the q-axis inductance, so that the identification accuracy of the q-axis inductance can be ensured. By calculating the control parameters based on the obtained identification values, stable motor control without abnormal operation becomes possible, and the performance of the motor can be exhibited.
以上、モータ制御装置、モータシステム及びモータ制御方法を実施形態により説明したが、本発明は上記の実施形態に限定されるものではない。他の実施形態の一部又は全部との組み合わせや置換などの種々の変形及び改良が、本発明の範囲内で可能である。 Although the motor control device, the motor system, and the motor control method have been described above by the embodiment, the present invention is not limited to the above embodiment. Various modifications and improvements, such as combinations and substitutions with some or all of the other embodiments, are possible within the scope of the present invention.
1 モータシステム
4 モータ
11 電流検出部
12 インバータ
13 PWM回路
14 電流座標変換器
15 電圧座標変換器
16 減算器
17 速度調節器
18 電流指令演算部
19 位置・速度検出部
20 速度制御部
30 電流制御部
31 電流制御系
32 ステータモデル
40 同定部
41 周期信号生成部
42 実モデル
43 推定モデル
44 推定部
45 算出部
100 モータ制御装置
1 Motor system 4
Claims (12)
前記d軸電圧指令値から前記d軸電流検出値の推定値であるd軸電流推定値を出力するd軸電流推定モデルと、
前記q軸電圧指令値から前記q軸電流検出値の推定値であるq軸電流推定値を出力するq軸電流推定モデルと、
前記d軸電流検出値と前記d軸電流推定値との誤差の二乗和を最小とするような前記モータのd軸インダクタンスを同定し、且つ、前記q軸電流検出値と前記q軸電流推定値との誤差の二乗和を最小とするような前記モータのq軸インダクタンスを同定する同定部と、を備え、
前記同定部は、前記d軸インダクタンスを同定した値であるLd同定値を導出し、且つ、前記q軸インダクタンスを同定した値であるLq同定値を前記q軸電圧指令値の周波数を変化させて導出する、モータ制御装置。 A d-axis voltage command value is generated so that the difference between the d-axis current command value of the motor and the d-axis current detection value of the motor converges to zero, and the q-axis current command value of the motor and the q-axis of the motor are generated. A current control unit that generates a q-axis voltage command value so that the difference from the current detection value converges to zero,
A d-axis current estimation model that outputs a d-axis current estimated value that is an estimated value of the d-axis current detected value from the d-axis voltage command value, and a d-axis current estimation model.
A q-axis current estimation model that outputs a q-axis current estimated value that is an estimated value of the q-axis current detected value from the q-axis voltage command value, and a q-axis current estimation model.
The d-axis inductance of the motor that minimizes the sum of squares of the error between the d-axis current detected value and the d-axis current estimated value is identified, and the q-axis current detected value and the q-axis current estimated value are identified. It is provided with an identification unit for identifying the q-axis inductance of the motor so as to minimize the sum of squares of the error with.
The identification unit derives the Ld identification value which is the value for identifying the d-axis inductance, and changes the frequency of the q-axis voltage command value for the Lq identification value which is the value for identifying the q-axis inductance. Motor control device to be derived.
前記モータと、を備える、モータシステム。 The motor control device according to any one of claims 1 to 10.
A motor system comprising the motor.
前記モータのd軸電流指令値と前記モータのd軸電流検出値との差が零に収束するようにd軸電圧指令値を生成するとともに、前記モータのq軸電流指令値と前記モータのq軸電流検出値との差が零に収束するようにq軸電圧指令値を生成し、
前記d軸電圧指令値から、前記d軸電流検出値の推定値であるd軸電流推定値をd軸電流推定モデルから出力させ、
前記q軸電圧指令値から、前記q軸電流検出値の推定値であるq軸電流推定値をq軸電流推定モデルから出力させ、
前記d軸電流検出値と前記d軸電流推定値との誤差の二乗和を最小とするような前記モータのd軸インダクタンスを同定し、前記d軸インダクタンスを同定した値であるLd同定値を導出し、且つ、前記q軸電流検出値と前記q軸電流推定値との誤差の二乗和を最小とするような前記モータのq軸インダクタンスを同定し、前記q軸インダクタンスを同定した値であるLq同定値を前記q軸電圧指令値の周波数を変化させて導出する、モータ制御方法。 It is a motor control method performed by a motor control device that controls a motor.
A d-axis voltage command value is generated so that the difference between the d-axis current command value of the motor and the d-axis current detection value of the motor converges to zero, and the q-axis current command value of the motor and q of the motor are generated. Generate a q-axis voltage command value so that the difference from the axis current detection value converges to zero,
From the d-axis voltage command value, the d-axis current estimated value, which is the estimated value of the d-axis current detected value, is output from the d-axis current estimation model.
From the q-axis voltage command value, the q-axis current estimated value, which is the estimated value of the q-axis current detected value, is output from the q-axis current estimation model.
The d-axis inductance of the motor that minimizes the sum of squares of the error between the d-axis current detected value and the d-axis current estimated value is identified, and the Ld identification value, which is the value that identifies the d-axis inductance, is derived. Lq is a value obtained by identifying the q-axis inductance of the motor that minimizes the sum of squares of the error between the q-axis current detected value and the q-axis current estimated value, and identifying the q-axis inductance. A motor control method for deriving an identification value by changing the frequency of the q-axis voltage command value.
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