JP2021103853A - Ｄ級増幅器 - Google Patents

Abstract

【課題】 Ｄ級増幅器において全高調波歪率の悪化を抑制しつつ所望の消費電力特性を実現可能にする。【解決手段】 Ｄ級増幅器１は、第１の変調信号Ｍｐおよび第２の変調信号Ｍｐを各々生成する変調信号生成部１２０と、第１の変調信号Ｍｐにより電力の時間密度が変調された第１のパルスＶｐと、第２の変調信号Ｍｎにより電力の時間密度が変調された第２のパルスＶｎを生成するパルス生成部１３０とを含む。ここで、第１の変調信号Ｍｐおよび第２の変調信号Ｍｐは、各々が入力信号Ｖｉｎの変化に対して非直線的に変化し、かつ、各々を合成した変調信号が入力信号Ｖｉｎの変化に対して直線的に変化する。【選択図】図１

Description

この発明は、入力信号に基づいて変調されたパルスにより負荷を駆動するＤ級増幅器に関する。

特許文献１は、入力信号の正方向への変化に応じてパルス幅が増加する第１のパルスと、入力信号の負方向への変化に応じてパルス幅が増加する第２のパルスとを発生し、第１および第２のパルスによりスピーカ等の負荷を駆動するＤ級増幅器を開示している。

このＤ級増幅器では、入力信号の許容範囲の全範囲において第１のパルスおよび第２のパルスの双方を出力する。例えばＤ級増幅器の入力信号に±Ｖｍａｘの許容範囲がある場合に、Ｄ級増幅器では、入力信号の許容範囲の下限−Ｖｍａｘから上限＋Ｖｍａｘまでの変化に応じて、例えば第１のパルスのデューティ比を０％から１００％まで変化させ、第２のパルスのデューティ比を０％から１００％まで変化させる。従って、第１のパルスと第２のパルスの合成パルス幅は、入力信号に比例して変化する。以下、このＤ級増幅器に関する技術を第１の従来技術という。

この種のＤ級増幅器のうちフィルタレス型と呼ばれるＤ級増幅器では、入力信号のレベルが０に近い小信号領域において、消費電力を低く抑えることが望まれる。しかしながら、第１の従来技術によるＤ級増幅器では、入力信号が０である場合に、第１のパルスおよび第２のパルスのデューティ比がいずれも５０％となり、消費電力が嵩む問題がある。そこで、フィルタレス型のＤ級増幅器を実現する場合には、第１のパルスが出力される入力信号の範囲と、第２のパルスが出力される入力信号の範囲とを小信号領域のみにおいて部分的に重複させている。

小信号領域において、入力信号は、第１のパルスを発生させる入力信号の下限と、第２のパルスを発生させる入力信号の上眼との間に挟まれている。このため、小信号領域では第１のパルスのパルス幅および第２のパルスのパルス幅の両方が短くなる。従って、小信号領域における消費電力を低減することができる。以下、このＤ級増幅器に関する技術を第２の従来技術という。

特開２０１６−２０８５００号公報 特開昭６２−２１４７０７号公報

ところで、上述した第２の従来技術では、入力信号の許容範囲の一部である小信号領域のみにおいて、入力信号の例えば正方向の変化に応じてパルス幅が増加する第１のパルスと、パルス幅が減少する第２のパルスが出力される。このため、Ｄ級増幅器の開ループゲインが、小信号領域と小信号領域以外の他の領域とで異なったものになり、全高調波歪率が悪化する問題がある。一方、高調波歪率の悪化を抑制するためには、第１の従来技術のように、入力信号の全範囲において第１のパルスと第２のパルスの両方を出力する必要があり、所望の消費電力を実現するのが困難であるという問題がある。以上、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation；パルス幅変調）によりパルスを出力するＤ級増幅器を例に説明したが、この問題は、ＰＤＭ（Pulse Density Modulation；パルス密度変調）等、ＰＷＭ以外の変調方法によりパルスを変調するＤ級増幅器においても発生する問題である。

この発明は、以上説明した事情に鑑みてなされたものであり、Ｄ級増幅器において全高調波歪率の悪化を抑制しつつ所望の消費電力を実現することができる技術的手段を提供することを目的とする。

この発明は、第１の変調信号を生成する第１の変調信号生成部と、第２の変調信号を生成する第２の変調信号生成部と、前記第１の変調信号により変調された第１のパルスと、前記第２の変調信号により変調された第２のパルスを生成するパルス生成部とを含むＤ級増幅器であって、前記第１の変調信号および前記第２の変調信号は、各々が入力信号の変化に対して非直線的に変化し、かつ、前記第１の変調信号と前記第２の変調信号を合成した合成信号が、前記入力信号の変化に対して直線的に変化するＤ級増幅器を提供する。

この発明の一実施形態によるＤ級増幅器の構成を示すブロック図である。 同Ｄ級増幅器の電流−電流変換部の特性を示す図である。 同Ｄ級増幅器の変調信号生成部の特性を示す図である。 同Ｄ級増幅器における第１のパルスの生成態様を示す波形図である。 同Ｄ級増幅器における第２のパルスの生成態様を示す波形図である。 同Ｄ級増幅器の全体的動作を示す波形図である。 第１の比較例における入力信号と、第１および第２のパルスのデューティ比、合成パルスのデューティ比との関係を示す図である。 第２の比較例における入力信号と、第１および第２のパルスのデューティ比、合成パルスのデューティ比との関係を示す図である。 同Ｄ級増幅器における入力信号と、第１および第２のパルスのデューティ比、合成パルスのデューティ比との関係を示す図である。

以下、図面を参照し、この発明の実施形態を説明する。

図１は、この発明の一実施形態によるＤ級増幅器１の構成を示す回路図である。なお、図１では、Ｄ級増幅器１の構成の理解を容易にするために、Ｄ級増幅器１とともに、その出力端子１５１および１５２に接続されたＬＣフィルタ１６１および１６２と、これらのＬＣフィルタ１６１および１６２間に接続された負荷としてのスピーカＳＰが示されている。ＬＣフィルタ１６１およぶ１６２は、出力端子１５１および１５２から出力されるパルスの高域成分を除去する役割を果たす。

図１において、減算部１１１は、入力端子１０１を介して与えられる入力オーディオ信号Ａｉｎから帰還部１７０が出力する帰還信号Ｖｆを減算し、減算結果を示す信号を出力する。積分部１１２は、減算部１１１の出力信号を積分して出力する。この積分部１１２の出力信号は、入力信号Ｖｉｎとして変調信号生成部１２０に与えられる。

変調信号生成部１２０は、各々が入力信号Ｖｉｎの変化に対して非直線的に変化し、かつ、各々を合成した合成信号が入力信号Ｖｉｎの変化に対して直線的に変化する第１の変調信号Ｍｐおよび第２の変調信号Ｍｎを各々生成する回路である。変調信号生成部１２０は、第１の変調信号を生成する第１の変調信号部としての機能と、第２の変調信号を生成する第２の変調信号部としての機能を併有する。なお、変調信号生成部１２０の具体的構成については後述する。

パルス生成部１３０は、第１の変調信号Ｍｐにより電力の密度が変調された第１のパルスＶｐと、第２の変調信号Ｍｎにより電力の密度が変調された第２のパルスＶｎとを生成する回路である。本実施形態におけるパルス生成部１３０は、ＰＷＭ方式のパルス生成部である。パルス生成部１３０は、パルス幅変調器として各々機能するコンパレータ１３１Ｐおよび１３１Ｎと、コンパレータ１３１Ｐおよび１３１Ｎに対して搬送波ＣｐおよびＣｎを各々供給する搬送波生成部１３２Ｐおよび１３２Ｎとを有する。搬送波ＣｐおよびＣｎの各々は、互いに同期した一定周期の三角波である。コンパレータ１３１Ｐは、第１の変調信号Ｍｐと搬送波Ｃｐとを比較することにより第１のパルスＶｐを出力し、コンパレータ１３１Ｎは、第２の変調信号Ｍｎと搬送波Ｃｎとを比較することにより第２のパルスＶｎを出力する。

出力段１４０は、第１のパルスＶｐおよび第２のパルスＶｎを増幅し、第１のパルスＰおよび第２のパルスＮとして、出力端子１５１および１５２に出力する回路である。帰還部１７０は、第１のパルスＰおよび第２のパルスＮの高域成分を除去することにより、上述した帰還信号Ｖｆを生成し、減算部１１１に供給する。この帰還信号Ｖｆの負帰還が行われることにより、スピーカＳＰに与えられる波形は、入力オーディオ信号Ａｉｎと同じ波形になる。

次に変調信号生成部１２０の詳細について説明する。変調信号生成部１２０は、以下説明する各条件を満たす第１の変調信号Ｍｐと第２の変調信号Ｍｎを生成する。

条件１．第１の変調信号Ｍｐと第２の変調信号Ｍｎを合成した合成信号が入力信号Ｖｉｎの変化に対して直線的に変化する。ここで、合成信号とは、Ｄ級増幅器１の出力を決定する信号を意味する。合成は、本実施形態では、第１の変調信号Ｍｐと第２の変調信号Ｍｎとの和であるが、第１の変調信号Ｍｐと第２の変調信号Ｍｎとの差になる場合もある。

本実施形態では、出力段１４０から負荷の両端に第１のパルスＰと第２のパルスＮが与えられる。このため、Ｄ級増幅器１の出力は、第１のパルスＰから第２のパルスＮを減算したものとなる。そして、詳細は後述するが、本実施形態では、入力信号Ｖｉｎの正方向への変化により、第１の変調信号Ｍｐが負方向に変化し、かつ、第２の変調信号Ｍｎが負方向に変化し、第１のパルスＰの元となる第１のパルスＶｐのパルス幅が増加し、第２のパルスＮの元となる第２のパルスＶｎのパルス幅が減少する。このように本実施形態では、第１の変調信号Ｍｐと第２の変調信号Ｍｎの同方向の変化がＤ級増幅器１の出力の変化に寄与する。そこで、本実施形態では、第１の変調信号Ｍｐと第２の変調信号Ｍｎの和を合成信号としている。

従って、条件１において、入力信号Ｖｉｎに依存する第１の変調信号Ｍｐ（Ｖｉｎ）と第２の変調信号Ｍｎ（Ｖｉｎ）は次式を満たす必要がある。
Ｍｐ（Ｖｉｎ）＋Ｍｎ（Ｖｉｎ）＝Ｇ・Ｖｉｎ ……（１）
この式（１）を成立させるＭｐ（Ｖｉｎ）およびＭｎ（Ｖｉｎ）は、次式のように表すことができる。
Ｍｐ（Ｖｉｎ）＝（Ｇ／２）・Ｖｉｎ＋ΔＭ（Ｖｉｎ） ……（２）
Ｍｎ（Ｖｉｎ）＝（Ｇ／２）・Ｖｉｎ−ΔＭ（Ｖｉｎ） ……（３）

この条件１を要求するのは、次の理由による。合成信号Ｍｐ（Ｖｉｎ）＋Ｍｎ（Ｖｉｎ）が入力信号Ｖｉｎの変化に対して直線的に変化すれば、Ｄ級増幅器１の出力も入力信号Ｖｉｎの変化に対して直線的に変化し、入力信号Ｖｉｎの許容範囲内の全域に亙ってＤ級増幅器１のゲインが一定となり、高調波歪率の悪化を抑制することができるからである。

条件２．第１の変調信号Ｍｐ（Ｖｉｎ）と第２の変調信号Ｍｎ（Ｖｉｎ）は、入力信号Ｖｉｎの変化により極性が反転しない。
この条件２を要求するのは、次の理由による。仮に第１の変調信号Ｍｐ（Ｖｉｎ）の極性反転が生じた場合、第１の変調信号Ｍｐ（Ｖｉｎ）は第１のパルスＶｐのパルス幅の極性反転を指示することになり、そのようなパルス幅の極性反転を行うことは不可能だからである。第２の変調信号Ｍｎ（Ｖｉｎ）についても同様である。

条件３．第１の変調信号Ｍｐ（Ｖｉｎ）と第２の変調信号Ｍｎ（Ｖｉｎ）の各々の絶対値は０より大きい。すなわち、次式が成立する必要がある。
｜Ｍｐ（Ｖｉｎ）｜＞０ ……（４）
｜Ｍｎ（Ｖｉｎ）｜＞０ ……（５）

この条件３を要求するのは、次の理由による。仮に第１の変調信号Ｍｐ（Ｖｉｎ）の絶対値が０になって第１のパルスＶｐのパルス幅が０になると、第２のパルスＶｎのみが出力される状態となる。この場合、Ｄ級増幅器１のゲインが、第１のパルスＶｐおよび第２のパルスＶｎの双方が出力される状態でのゲインと異なったものになり、高調波歪率が悪化するからである。第２の変調信号Ｍｎ（Ｖｉｎ）についても同様である。

条件４．上記条件２および条件３が満たされるために、上述した式（２）および（３）に関して次式が成立する必要がある。
｜ΔＭ（Ｖｉｎ）｜＞｜（Ｇ／２）・Ｖｉｎ｜ ……（６）

条件５．第１の変調信号Ｍｐおよび第２の変調信号Ｍｎの各々は、入力信号Ｖｉｎの変化に対して非直線的に変化する。具体的には、変調信号生成部１２０における第１の変調信号生成部は、入力信号Ｖｉｎが０のときに、入力信号Ｖｉｎの許容範囲の下限、上限の各々に対応する第１の変調信号の信号値Ｍｐ（−Ｖｍａｘ）およびＭｐ（＋Ｖｍａｘ）を直線補間して求めた第１の算出値Ｍｐ＿ｉｐよりも絶対値が小さい第１の変調信号Ｍｐを出力する特性を有する。また、変調信号生成部１２０における第２の変調信号生成部は、入力信号Ｖｉｎが０のときに、入力信号Ｖｉｎの許容範囲の下限、上限の各々に対応する第２の変調信号の信号値Ｍｎ（−Ｖｍａｘ）およびＭｎ（＋Ｖｍａｘ）を直線補間して求めた第２の算出値Ｍｎ＿ｉｐよりも絶対値が小さい第２の変調信号Ｍｎを出力する特性を有する。

この条件５を要求するのは、入力信号Ｖｉｎが０である場合の第１のパルスＶｐおよび第２のパルスＶｎのデューティ比を５０％未満とし、出力段１４０の消費電力を低減するためである。

この条件５が満たされるためには、上記式（２）および（３）のΔＭ（Ｖｉｎ）が入力信号Ｖｉｎの変化に対して曲線的に変化するものである必要がある。さらに詳述すると、ΔＭ（Ｖｉｎ）が曲線を描くことにより、入力信号Ｖｉｎが０である場合の上記式（２）の（Ｇ／２）・Ｖｉｎ＋ΔＭ（Ｖｉｎ）が（Ｇ／２）・Ｖｉｎよりも０に近くなり、上記式（３）の（Ｇ／２）・Ｖｉｎ−ΔＭ（Ｖｉｎ）が（Ｇ／２）・Ｖｉｎよりも０に近くなることが必要である。

次に変調信号生成部１２０の具体的構成について説明する。図１に示すように、変調信号生成部１２０は、トランスコンダクタンスアンプ２０１と、カレントミラー２０２Ｐおよび２０２Ｎと、電流−電流変換部２１０と、乗算部２３０および２４０とを有する。ここで、トランスコンダクタンスアンプ２０１と、電流−電流変換部２１０と、カレントミラー２０２Ｐと、乗算部２３０は、第１の変調信号Ｍｐを生成する第１の変調信号生成部を構成している。また、トランスコンダクタンスアンプ２０１と、電流−電流変換部２１０と、カレントミラー２０２Ｎと、乗算部２４０は、第２の変調信号Ｍｎを生成する第２の変調信号生成部を構成している。

トランスコンダクタンスアンプ２０１は、入力信号Ｖｉｎの電圧値に比例した電流Ｉｘ＝Ｇｍ・Ｖｉｎを電流−電流変換部２１０に供給するアンプである。ただし、Ｇｍはトランスコンダクタンスアンプ２０１の相互コンダクタンスである。具体的には、トランスコンダクタンスアンプ２０１は、正の電圧値の入力信号Ｖｉｎが与えられた場合に、電流−電流変換部２１０側からトランスコンダクタンスアンプ２０１側に向かう正の電流Ｉｘを生成する。また、トランスコンダクタンスアンプ２０１は、負の電圧値の入力信号Ｖｉｎが与えられた場合に、トランスコンダクタンスアンプ２０１側から電流−電流変換部２１０側に向かう負の電流Ｉｘを生成する。

電流−電流変換部２１０は、特許文献２に開示された回路である。図１に示すように、電流−電流変換部２１０は、ＮＰＮトランジスタＱ１およびＱ２と、ＰＮＰトランジスタＱ３およびＱ４と、定電流源２１１および２１２とを有する。

この電流−電流変換部２１０において、ＮＰＮトランジスタＱ１およびＰＮＰトランジスタＱ３は、エミッタ同士が接続され、その接続点が入力電流Ｉｘを受け付ける入力端子となっている。そして、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタはカレントミラー２０２Ｐを介して正電源＋Ｖｃｃに接続され、ＰＮＰトランジスタＱ３のコレクタはカレントミラー２０２Ｎを介して負電源−Ｖｃｃに接続されている。

また、ＮＰＮトランジスタＱ２およびＰＮＰトランジスタＱ４は、エミッタ同士が接続され、ＮＰＮトランジスタＱ２のベースはＮＰＮトランジスタＱ１のベースに、ＰＮＰトランジスタＱ４のベースはＰＮＰトランジスタＱ３のベースに各々接続されている。そして、ＮＰＮトラジスタＱ２は、ベースとコレクタが共通接続され、この共通接続点と正電源＋Ｖｃｃとの間に定電流源２１１が接続されている。また、ＰＮＰトラジスタＱ４は、ベースとコレクタが共通接続され、この共通接続点と負電源−Ｖｃｃとの間に定電流源２１２が接続されている。

この電流−電流変換部２１０は、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ電流Ｉｃ１と、ＰＮＰトランジスタＱ３のコレクタ電流Ｉｃ３を各々出力電流とするものであり、入力電流Ｉｘを出力電流Ｉｃ１およびＩｃ３に変換する。

この電流−電流変換部２１０は、次のような特性を有する。
ａ．入力電流Ｉｘの正負に拘わらず、出力電流Ｉｃ１およびＩｃ３の正負は一定であり、反転することはない。
ｂ． 入力電流Ｉｘと出力電流Ｉｃ１およびＩｃ３との間には次の関係がある。
Ｉｘ＝Ｉｃ１＋Ｉｃ３ ……（７）
ただし、上記式（７）において、出力電流Ｉｃ１は、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタからエミッタに向かう極性が正、出力電流Ｉｃ３は、ＰＮＰトランジスタＱ３のコレクタからエミッタに向かう極性が正となっている。
ｃ．定電流源２１１および２１２の各電流値をいずれもＩＤとすると、次式が成立する。
Ｉｃ１・Ｉｃ３＝−ＩＤ^２ ……（８）

また、上記式（７）および（８）より次式が得られる。
Ｉｃ１＝｛Ｉｘ＋√（Ｉｘ^２＋４ＩＤ^２）｝／２ ……（９）
Ｉｃ３＝｛Ｉｘ−√（Ｉｘ^２＋４ＩＤ^２）｝／２ ……（１０）

上記式（９）および（１０）において、√（Ｉｘ^２＋４ＩＤ^２）の絶対値は常に｜Ｉｘ｜より大きくなる。従って、出力電流Ｉｃ１は、常に正極性、出力電流Ｉｃ３は、常に負極性となる。また、√（Ｉｘ^２＋４ＩＤ^２）は、Ｉｘの絶対値が大きくなるに従い、｜Ｉｘ｜に近づく。従って、入力電流Ｉｘが正である領域では、入力電流Ｉｘの絶対値が大きくなるに従い、出力電流Ｉｃ１は入力電流Ｉｘに、出力電流Ｉｃ３は０に近づく。また、入力電流Ｉｘが負である領域では、入力電流Ｉｘの絶対値が大きくなるに従い、出力電流Ｉｃ１は０に、出力電流Ｉｃ３は入力電流Ｉｘに近づく。

カレントミラー２０２Ｐは、電流−電流変換部２１０の出力電流Ｉｃ１に比例した電流Ａ・Ｉｃ１を出力する。また、カレントミラー２０２Ｎは、電流−電流変換部２１０の出力電流Ｉｃ３に比例した電流Ａ・Ｉｃ３を出力する。ここで、Ａはカレントミラー２０２Ｐおよび２０２Ｎの構成により定まる比例定数である。

乗算部２３０は、抵抗２３１および２３２とオペアンプ２３３とを有する。ここで、オペアンプ２３３は、非反転入力端子が接地されており、出力端子および反転入力端子間に抵抗２３２が接続されている。カレントミラー２０２Ｐが出力する電流Ａ・Ｉｃ１は、抵抗２３１を介して、オペアンプ２３３の仮想接地点である反転入力端子に流れ込む。これにより電流−電流変換部２１０の出力電流Ｉｃ１に比例した第１の変調信号Ｍｐ＝β・Ｉｃ１がオペアンプ２３３から出力される。ここで、βは定数Ａと抵抗２３１および２３２の抵抗比により定まる比例定数である。

乗算部２４０は、抵抗２４１および２４２とオペアンプ２４３とを有する。乗算部２４０も、乗算部２３０と同様な構成を有する。カレントミラー２０２Ｎは、オペアンプ２４３の仮想接地点である反転入力端子から抵抗２４１を介して電流Ａ・Ｉｃ３を引き込む。これにより電流−電流変換部２１０の出力電流Ｉｃ３に比例した第２の変調信号Ｍｎ＝β・Ｉｃ３がオペアンプ２４３から出力される。

上記式（９）および（１０）より、第１の変調信号Ｍｐ＝β・Ｉｃ１と、第２の変調信号Ｍｎ＝β・Ｉｃ３は、次のように表すことができる。
Ｍｐ＝β・Ｉｃ１
＝β・｛Ｉｘ＋√（Ｉｘ^２＋４ＩＤ^２）｝／２
＝β｛Ｇｍ・Ｖｉｎ＋√（（Ｇｍ・Ｖｉｎ）^２＋４ＩＤ^２）｝／２
＝β｛Ｇｍ・Ｖｉｎ＋Ｇｍ・√（Ｖｉｎ^２＋４（ＩＤ／Ｇｍ）^２）｝／２
……（１１）
Ｍｎ＝β・Ｉｃ３
＝β・｛Ｉｘ−√（Ｉｘ^２＋４ＩＤ^２）｝／２
＝β｛Ｇｍ・Ｖｉｎ−√（（Ｇｍ・Ｖｉｎ）^２＋４ＩＤ^２）｝／２
＝β｛Ｇｍ・Ｖｉｎ−Ｇｍ・√（Ｖｉｎ^２＋４（ＩＤ／Ｇｍ）^２）｝／２
……（１２）
以上が変調信号生成部１２０の構成である。

次に本実施形態の動作を説明する。Ｄ級増幅器１では、減算部１１１において、入力オーディオ信号Ａｉｎから帰還信号Ｖｆが減算され、減算結果を示す信号が積分部１１２により積分され、積分部１１２の出力信号が入力信号Ｖｉｎとして変調信号生成部１２０に与えられる。変調信号生成部１２０では、トランスコンダクタンスアンプ２０１により電圧信号である入力信号Ｖｉｎが入力電流Ｉｘに変換され、電流−電流変換部２１０に与えられる。

図２は電流−電流変換部２１０の特性、具体的には入力電流Ｉｘと出力電流Ｉｃ１およびＩｃ３との関係を示す図である。図２において、横軸は入力電流Ｉｘであり、入力信号Ｖｘにトランスコンダクタンスアンプ２０１の相互コンダクタンスＧｍを乗算した値である。また、縦軸は出力電流Ｉｃ１またはＩｃ３であり、上述した式（９）および（１０）に基づいて入力電流Ｉｘから算出された電流値である。

図２に示すように、入力電流Ｉｘの正負によらず、出力電流Ｉｃ１は常に正、出力電流Ｉｃ３は常に負である。また、出力電流Ｉｃ１およびＩｃ３の絶対値は、常に０より大きい。そして、前掲式（７）にも示されているように、出力電流Ｉｃ１およびＩｃ３の和は、入力電流Ｉｘの変化に対して直線的に変化する。さらに出力電流Ｉｃ１およびＩｃ３の各々は、図２に示す直交座標系において、入力電流Ｉｘを示す軸を第１の漸近線とし、出力電流Ｉｃ１およびＩｃ３の和を示す直線Ｉｃ１＋Ｉｃ３を第２の漸近線とする双曲線を描く。

カレントミラー２０２Ｐは、出力電流Ｉｃ１に比例した電流Ａ・Ｉｃ１を乗算部２３０に出力し、カレントミラー２０２Ｎは、出力電流Ｉｃ３に比例した電流Ａ・Ｉｃ３を乗算部２４０に出力する。この結果、出力電流Ｉｃ１に比例した第１の変調信号Ｍｐが乗算部２３０から出力され、出力電流Ｉｃ３に比例した第２の変調信号Ｍｎが乗算部２４０から出力される。

図３は変調信号生成部１２０に対する入力信号Ｖｉｎと第１の変調信号Ｍｐおよび第２の変調信号Ｍｎとの関係を示す図である。図３において、横軸は入力信号Ｖｉｎであり、縦軸は第１の変調信号Ｍｐまたは第２の変調信号Ｍｎである。

第１の変調信号Ｍｐおよび第２の変調信号Ｍｎは、電流−電流変換部２１０の出力電流Ｉｃ１およびＩｃ３から生成されるものである。従って、図３に示す変調信号ＭｐおよびＭｎの特性は、図２に示す出力電流Ｉｃ１およびＩｃ３の特性に対応したものになる。

本実施形態において、第１の変調信号Ｍｐおよび第２の変調信号Ｍｎは、次のようなものになる。

ａ．入力信号Ｖｉｎの正負によらず、第１の変調信号Ｍｐは常に負、第２の変調信号Ｍｎは常に正である。
このように第１の変調信号Ｍｐおよび第２の変調信号Ｍｎは、上述した条件２を充足する。

ｂ．第１の変調信号Ｍｐおよび第２の変調信号Ｍｎの絶対値は、常に０より大きい。
このように第１の変調信号Ｍｐおよび第２の変調信号Ｍｎは、上述した条件３を充足する。

ｃ．第１の変調信号Ｍｐおよび第２の変調信号Ｍｎの和は、入力信号Ｖｉｎの変化に対して直線的に変化する。
このように第１の変調信号Ｍｐおよび第２の変調信号Ｍｎは、上述した条件１を充足する。

ｄ．図３に示す直交座標系において、第１の変調信号Ｍｐは、第１の極性（この例では負極性）を有し、入力信号Ｖｉｎの信号値を示す第１の軸と原点を通過する所定の勾配の直線（図３ではＭｐ＋Ｍｎ）とに沿った曲線を描き、第２の変調信号Ｍｎは、第１の極性と逆極性である第２の極性（この例では正極性）を有し、第１の軸と直線Ｍｐ＋Ｍｎとに沿った曲線を描く。より具体的には、第１の変調信号Ｍｐおよび第２の変調信号Ｍｎの各々は、入力信号Ｖｉｎを示す軸を第１の漸近線とし、変調信号ＭｐおよびＭｎの和を示す直線Ｍｐ＋Ｍｎを第２の漸近線とする双曲線を描く。

入力信号Ｖｉｎが０であるとき、第１の変調信号Ｍｐの信号値Ｍｐ（０）がこのような双曲線上にある場合、この信号値Ｍｐ（０）は、入力信号Ｖｉｎの許容範囲の下限、上限に対応する第１の変調信号の信号値Ｍｐ（−Ｖｍａｘ）およびＭｐ（＋Ｖｍａｘ）を直線補間して求めた第１の算出値Ｍｐ＿ｉｐよりも絶対値が小さいものとなる。また、入力信号Ｖｉｎが０であるとき、第２の変調信号Ｍｎの信号値Ｍｎ（０）がこのような双曲線上にある場合、この信号値Ｍｎ（０）は、入力信号Ｖｉｎの許容範囲の下限、上限に対応する第２の変調信号の信号値Ｍｎ（−Ｖｍａｘ）およびＭｎ（＋Ｖｍａｘ）を直線補間して求めた第２の算出値Ｍｎ＿ｉｐよりも絶対値が小さいものとなる。図３には、入力信号Ｖｉｎの許容範囲の下限、上限に対応する第１の変調信号の信号値Ｍｐ（−Ｖｍａｘ）およびＭｐ（＋Ｖｍａｘ）を通過する補間直線ＩＰ＿ｐと、入力信号Ｖｉｎの許容範囲の下限、上限に対応する第２の変調信号の信号値Ｍｎ（−Ｖｍａｘ）およびＭｎ（＋Ｖｍａｘ）を通過する補間直線ＩＰ＿ｎが示されている。第１の算出値Ｍｐ＿ｉｐは、補間直線ＩＰ＿ｐ上においてＶｉｎ＝０に対応した信号値であり、第２の算出値Ｍｎ＿ｉｐは、補間直線ＩＰ＿ｎ上においてＶｉｎ＝０に対応した信号値である。図３より、入力信号Ｖｉｎが０であるとき、第１の変調信号Ｍｐ（０）は第１の算出値Ｍｐ＿ｉｐより絶対値が小さく、第２の変調信号Ｍｎ（０）は第２の算出値Ｍｎ＿ｉｐより絶対値が小さいことが明らかである。よって、第１の変調信号Ｍｐおよび第２の変調信号Ｍｎは、上述した条件５を充足する。

ｅ．第１の変調信号Ｍｐおよび第２の変調信号Ｍｎの各々は、上述した条件４を充足する。以下、この点について説明する。上述した式（１１）において、β・Ｇｍ＝Ｇとすることにより、式（１１）を次のように書き換えることができる。
Ｍｐ＝β｛Ｇｍ・Ｖｉｎ＋Ｇｍ・√（Ｖｉｎ^２＋４（ＩＤ／Ｇｍ）^２）｝／２
＝｛Ｇ・Ｖｉｎ＋Ｇ・√（Ｖｉｎ^２＋４（ＩＤ／Ｇｍ）^２｝／２
……（１３）
この式（１３）と上述した式（２）とを対比すると、式（２）のΔＭ（Ｖｉｎ）は次のように表すことができる。
ΔＭ（Ｖｉｎ）＝（Ｇ／２）・√（Ｖｉｎ^２＋４（ＩＤ／Ｇｍ）^２ ……（１４）
従って、条件４における式（６）は次のように書き換えることができる。
√（Ｖｉｎ^２＋４（ＩＤ／Ｇｍ）^２）＞｜Ｖｉｎ｜ ……（１５）
この式（１５）は、いかなる入力信号Ｖｉｎにおいても成立する。よって、第１の変調信号Ｍｐおよび第２の変調信号Ｍｎは、上述した条件４を充足する。

図４はコンパレータ１３１Ｐに供給される第１の変調信号Ｍｐおよび搬送波Ｃｐとコンパレータ１３１Ｐが出力する第１のパルスＶｐの波形を示す図である。図４に示すように、搬送波Ｃｐは、下限電圧−Ｖｍから上限電圧０Ｖまで変化する周期的な三角波である。コンパレータ１３１Ｐは、搬送波Ｃｐが第１の変調信号Ｍｐ以上である期間だけＯＮとなる第１のパルスＶｐを出力する。従って、第１のパルスＶｐのパルス幅は、第１の変調信号Ｍｐの負方向への変化により増加する。

図５はコンパレータ１３１Ｎに供給される第２の変調信号Ｍｎおよび搬送波Ｃｎとコンパレータ１３１Ｎが出力する第２のパルスＶｎの波形を示す図である。図５に示すように、搬送波Ｃｎは、下限電圧０Ｖから上限電圧＋Ｖｍまで変化する周期的な三角波である。搬送波ＣｐおよびＣｎは周期が同じであり、両者は同期している。コンパレータ１３１Ｎは、搬送波Ｃｎが第２の変調信号Ｍｎ以下である期間だけＯＮとなる第２のパルスＶｎを出力する。従って、第２のパルスＶｎのパルス幅は、第２の変調信号Ｍｎの正方向への変化により増加する。

図６はＤ級増幅器１の全体的動作を示す波形図である。図６において、横軸は時間、縦軸は各信号の電圧値を示す。図６に示す例では、入力信号Ｖｉｎが正領域から負領域に変化している。負領域において、入力信号Ｖｉｎが０に近づくに従い、負極性を有する第１の変調信号Ｍｐは０に近づき、第１のパルスＰのパルス幅が減少する。また、入力信号Ｖｉｎが０に近づくに従い、正極性を有する第２の変調信号Ｍｎは０から緩やかな勾配で離れてゆき、第２のパルスＮのパルス幅が徐々に増加する。入力信号Ｖｉｎが正から負に転じると、入力信号Ｖｉｎが０から離れるに従い、負極性を有する第１の変調信号Ｍｐは徐徐々に０に近づき、第１のパルスＰのパルス幅が０に近づいてゆく。しかし、第１のパルスＰのパルス幅が０になることはない。また、入力信号Ｖｉｎが０から離れるに従い、正極性を有する第２の変調信号Ｍｎは０から離れてゆき、第２のパルスＮのパルス幅が増加する。そして、このようにして出力される第１のパルスＰと第２のパルスＮとの差分Ｐ−ＮがＤ級増幅器１から負荷に与えられる出力となる。

本実施形態によれば、図６に示すように、入力信号Ｖｉｎがゼロクロスする付近の領域における第１のパルスＰおよび第２のパルスＮのデューティ比を５０％未満の低い値にすることができる。

次に比較例と対比しつつ本実施形態の効果を説明する。図７、図８および図９は、各々、第１の比較例、第２の比較例および本実施形態における入力信号Ｖｉｎと、第１のパルスＰのデューティ比、第２のパルスＮのデューティ比、第１のパルスＰおよび第２のパルスＮの合成パルスＰ−Ｎのデューティ比との関係を示す図である。

第１の比較例は、上述した第１の従来技術によるＤ級増幅器である。第１の比較例では、図７に示すように、入力信号Ｖｉｎの許容範囲の下限−Ｖｍａｘから上限＋Ｖｍａｘまでの全範囲において、第１のパルスＰのデューティ比を入力信号Ｖｉｎに応じて０％から１００％まで直線的に変化させ、第２のパルスＮのデューティ比を入力信号Ｖｉｎに応じて１００％から０％まで直線的に変化させている。このため、合成パルスＰ−Ｎのデューティ比は、入力信号Ｖｉｎの許容範囲内の全域において入力信号Ｖｉｎに応じて直線的に変化する。しかしながら、第１の比較例では、入力信号Ｖｉｎが０である場合の第１のパルスＰおよび第２のパルスのデューティ比がいずれも５０％となり、出力段の消費電力が嵩む問題がある。

第２の比較例は、上述した第２の従来技術によるＤ級増幅器である。第２の比較例では、第１のパルスＰが出力される入力信号Ｖｉｎの領域と、第２のパルスＮが出力される入力信号Ｖｉｎの領域とを、−Ｖｍａｘ’＞−Ｖｍａｘである下限−Ｖｍａｘ’と、＋Ｖｍａｘ’＜＋Ｖｍａｘである上限＋Ｖｍａｘ’との間の小信号領域において部分的に重複させる。すなわち、第２の比較例では、−Ｖｍａｘ’≦Ｖｉｎ≦＋Ｖｍａｘの範囲内において第１のパルスＰのデューティ比を入力信号Ｖｉｎに応じて０％から１００％まで直線的に変化させ、−Ｖｍａｘ≦Ｖｉｎ≦＋Ｖｍａｘ’の範囲内において第２のパルスＮのデューティ比を入力信号Ｖｉｎに応じて１００％から０％まで直線的に変化させている。このため、第２の比較例では、入力信号Ｖｉｎが０である場合の第１のパルスＰおよび第２のパルスのデューティ比がいずれも５０％未満となり、出力段の消費電力が低減される。しかしながら、第２の比較例では、第１のパルスＰおよび第２のパルスＮの双方が出力される領域と一方のみが出力される領域が生じるため、合成パルスＰ−Ｎのデューティ比が入力信号Ｖｉｎに応じて折れ線的に変化し、高調波歪率が悪化する問題がある。

このように第１の比較例では、全高調波歪率の悪化の問題は生じないが、出力段の消費電力が嵩み、第２の比較例では、出力段の消費電力は低減されるが、全高調波歪率が悪化する問題が生じる。

第２の比較例において、全高調波歪率が悪化するのは、入力信号Ｖｉｎの許容範囲内に第１のパルスＰおよび第２のパルスＮの一方のみが出力される領域があるからである。第１の比較例にように入力信号Ｖｉｎの許容範囲内の全域において第１のパルスＰおよび第２のパルスの双方を出力させれば全高調波歪率の悪化の問題は生じない。一方、第１の比較例において、第１のパルスＰおよび第２のパルスＮのデューティ比が５０％になるのは、第１のパルスＰのデューティ比および第２のパルスＮのデューティ比の両方を入力信号Ｖｉｎに応じて直線的に変化させているからである。合成パルスＰ−Ｎのデューティ比を入力信号Ｖｉｎに応じて直線的に変化させるという条件の下で、第１のパルスＰおよび第２のパルスＮの各デユーティ比（すなわち、パルス幅）を入力信号Ｖｉｎに応じて非直線的に変化させれば、入力信号Ｖｉｎが０である場合の合成パルスＰ−Ｎのデューティ比として、５０％に限定されない所望のデューティ比を実現することができる。

本実施形態では、図９に示すように、入力信号Ｖｉｎの下限−Ｖｍａｘから上限＋Ｖｍａｘまでの全範囲において、第１のパルスＰおよび第２のパルスＮを出力させる。また、第１の変調信号Ｍｐおよび第２の第２の変調信号Ｍｎを合成した合成信号Ｍｐ＋Ｍｎが入力信号Ｖｉｎの変化に対して直線的に変化するので、第１のパルスＰおよび第２のパルスＮの合成パルスＰ−Ｎのデューティ比も図９に示すように入力信号Ｖｉｎの許容範囲の全域において直線的に変化する。従って、高調波歪率の悪化を抑制することができる。また、本実施形態において、第１の変調信号Ｍｐおよび第２の変調信号Ｍｎは、入力信号Ｖｉｎの変化に対して双曲線状に変化するので、図９に示すように、第１のパルスＰおよび第２のパルスＮのデューティ比も入力信号Ｖｉｎの変化に対して双曲線状に変化する。従って、図９に示すように、入力信号Ｖｉｎが０である場合の第１のパルスＰおよび第２のパルスＮのデューティ比をいずれも５０％未満とし、出力段の消費電力を低減することができる。

以上説明したように、本実施形態によれば、高調波歪率の悪化を抑制しつつ所望の消費電力を実現することができる。

＜他の実施形態＞
以上、この発明の実施形態について説明したが、この発明には他にも実施形態が考えられる。例えば次の通りである。

（１）この発明は、１００Ｗを超える高出力のＤ級増幅器、携帯電話機等に搭載される低出力のＤ級増幅器等、広範囲のＤ級増幅器に適用可能である。低出力のＤ級増幅器においては、ＬＣフィルタ１６１および１６２を省略してもよい。

（２）上記実施形態では、負の領域において変化する第１の変調信号Ｍｐと正の領域において変化する第２の変調信号Ｍｎに合わせるため、下限電圧が−Ｖｍ、上限電圧が０Ｖの搬送波Ｃｐと、下限電圧が０Ｖ、上限電圧が＋Ｖｍの搬送波Ｃｎとを生成した。しかし、そのようにする代わりに、変調信号ＭｐまたはＭｎの一方をレベルシフトすることにより両変調信号の変化範囲を同じにし、搬送波ＣｐおよびＣｎを共通の搬送波としてもよい。

（３）上記実施形態では、一定周期のパルスのパルス幅を変調することによりパルスの電力の時間密度を変調するＰＷＭ方式のパルス生成部を用いた。しかし、パルス生成部はこれに限定されるものではなく、パルスの発生する時間密度を変調することによりパルスの電力の時間密度を変調するＰＤＭ方式のパルス生成部を用いてもよい。すなわち、パルス生成部として、第１の変調信号Ｍｐによりパルス密度変調された第１のパルスＶｐを生成する第１のパルス密度変調部と、第２の変調信号Ｍｎによりパルス密度変調された第２のパルスＶｎを生成する第２のパルス密度変調部を含むものを用いる。この態様においても、上記実施形態と同様な効果が得られる。

（４）双曲線は、数学的には、直交座標系において、２つの焦点までの距離の差が一定である曲線を意味する。しかし、上記実施形態における双曲線は、そのような厳密な意味での双曲線である必要はなく、入力信号の絶対値が大きくなるに従って、第１の漸近線または第２の漸近線に接近する性質を有するものであればよい。

（５）第１の変調信号Ｍｐおよび第２の変調信号Ｍｎは、入力信号Ｖｉｎの変化に対して双曲線状に変化する信号でなくてもよい。入力信号Ｖｉｎを横軸、変調信号の信号値を縦軸とする直交座標系において、第１の変調信号Ｍｐおよび第２の変調信号Ｍｎの各信号値は、直交座標系の原点に向かって膨らむ曲線を描くものであればよい（図３参照）。このような第１の変調信号Ｍｐおよび第２の変調信号Ｍｎであれば、入力信号Ｖｉｎ＝０に対応した第１の変調信号Ｍｐの信号値は、入力信号の許容範囲の下限、上限に対応した第１の変調信号Ｍｐの各信号値を直線補間して求めた第１の算出値よりも絶対値が小さくなる。また、入力信号Ｖｉｎ＝０に対応した第２の変調信号Ｍｎの信号値も、入力信号Ｖｉｎの許容範囲の下限、上限に対応した第２の変調信号の各信号値を直線補間して求めた第２の算出値よりも絶対値が小さくなる。従って、入力信号Ｖｉｎが０である場合における第１のパルスＰおよび第２のパルスＮのデューティ比を５０％未満にする効果が得られる。

１……Ｄ級増幅器、１０１……入力端子、１１１……減算部、１１２……積分部、１２０……変調信号生成部、１３０……パルス生成部、１４０……出力段……出力段、１５１，１５２……出力端子、１６１，１６２……ＬＣフィルタ、ＳＰ……スピーカ、１７０……帰還部、２１０……電流−電流変換部、２３０，２４０……乗算部、１３２Ｐ，１３２Ｎ……搬送波生成部、１３１Ｐ，１３１Ｎ……コンパレータ、２０１……トランスコンダクタンスアンプ、２０２Ｐ，２０２Ｎ……カレントミラー、Ｑ１，Ｑ２……ＮＰＮトランジスタ、Ｑ３，Ｑ４……ＰＮＰトランジスタ、２１１，２１２……定電流源、＋Ｖｃｃ……正電源、−Ｖｃｃ……負電源、２３３，２４３……オペアンプ、２３１，２３２，２４１，２４２……抵抗。

Claims (6)

1. 第１の変調信号を生成する第１の変調信号生成部と、第２の変調信号を生成する第２の変調信号生成部と、前記第１の変調信号により変調された第１のパルスと、前記第２の変調信号により変調された第２のパルスを生成するパルス生成部と
   を含むＤ級増幅器であって、
   前記第１の変調信号および前記第２の変調信号は、各々が入力信号の変化に対して非直線的に変化し、かつ、前記第１の変調信号と前記第２の変調信号を合成した合成信号が、前記入力信号の変化に対して直線的に変化する
   Ｄ級増幅器。
2. 前記第１の変調信号生成部は、
   前記入力信号が０のときに、前記入力信号の許容範囲の下限、上限の各々に対応する前記第１の変調信号の信号値を直線補間して求めた第１の算出値よりも絶対値が小さい値を出力する特性を有し、
   前記第２の変調信号生成部は、
   前記入力信号が０のときに、前記入力信号の許容範囲の下限、上限の各々に対応する前記第２の変調信号の信号値を直線補間して求めた第２の算出値よりも絶対値が小さい値を出力する特性を有する
   請求項１に記載のＤ級増幅器。
3. 前記入力信号の信号値を示す第１の軸と、前記第１の変調信号または前記第２の変調信号の信号値を示す第２の軸とからなる直交座標系において、前記第１の変調信号は、第１の極性を有し、前記第１の軸と原点を通過する所定の勾配の直線とに沿った曲線を描き、前記第２の変調信号は、前記第１の極性と逆極性である第２の極性を有し、前記第１の軸と前記直線とに沿った曲線を描く
   請求項２に記載のＤ級増幅器。
4. 前記直交座標系において、前記第１の変調信号および前記第２の変調信号は、前記第１の軸を第１の漸近線、前記直線を第２の漸近線とする双曲線を描く
   請求項３に記載のＤ級増幅器。
5. 前記パルス生成部は、前記第１の変調信号によりパルス幅変調された第１のパルスを生成する第１のパルス幅変調部と、前記第２の変調信号によりパルス幅変調された第２のパルスを生成する第２のパルス幅変調部を含む
   請求項１〜４のいずれか１の請求項に記載のＤ級増幅器。
6. 前記パルス生成部は、前記第１の変調信号によりパルス密度変調された第１のパルスを生成する第１のパルス密度変調部と、前記第２の変調信号によりパルス密度変調された第２のパルスを生成する第２のパルス密度変調部を含む
   請求項１〜４のいずれか１の請求項に記載のＤ級増幅器。

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