JP2021004733A - 漏洩電流検出装置及び漏洩電流検出方法 - Google Patents

Abstract

【課題】活線状態でノイズの影響を低減して精度よく対地漏洩電流を検出可能な漏洩電流検出装置の提供。【解決手段】交流電源１に接続されたインバータ機器２から負荷機器３に所定の駆動周波数の駆動電圧が印加されているときに、負荷機器３を通じて流れる対地漏洩電流を検出する漏洩電流検出装置であって、電源周波数及び駆動周波数のいずれとも異なる信号周波数を有し、かつ想定される対地漏洩電流よりも大きい信号電流を出力電路４に印加して、出力電路に接地電位から見てプラス側又はマイナス側にオフセットした信号周波数の信号電圧を発生させる信号印加手段５と、出力電路４を流れる信号周波数を有する信号電流成分を抽出して検出する電流センサ６とを備える。【選択図】図１１

Description

本発明は、漏洩電流検出装置及び漏洩電流検出方法に係り、より詳細には、交流電源を電源とするインバータ機器から駆動電圧が三相モータ等の負荷機器に印加されているときに、負荷機器を通じて流れる対地漏洩電流を検出する漏洩電流検出装置及び漏洩電流検出方法に関する。

従来の漏洩電流検出装置の一例が特許文献１に記載されている。特許文献１には、所定の交流電源を電源とするインバータ機器によって駆動されるモータの抵抗成分電流、即ちモータの絶縁抵抗を通じて流れる対地漏洩電流を算出する装置が記載されている。かかる装置では、モータの運転を停止することなく活線状態のままで対地漏洩電流値を算出できるようになっている。

特開２０１１−１５３９１０号公報

ところで、インバータ機器の出力には、交流電源の周波数成分、及び三相モータなどの負荷機器の駆動周波数成分が含まれ、これらの成分は、いずれも磁界ノイズ及び容量結合ノイズを発生させる。これらノイズは、零相変流器（Zero-phase-sequence Current Transformer：ＺＣＴ）を用いた対地漏洩電流検出に影響を与え、検出精度低下の原因となる。このため、対地漏洩電流の検出精度を高めるためには、ノイズ対策を講じる必要があった。
また、三相モータを初めとする負荷機器においては、対地間静電容量に流れる対地漏洩電流（容量成分電流）が周波数に比例して増大し、容量成分電流も対地漏洩電流の抵抗成分電流を検出する際に影響を与えていた。

本発明は、上記の事情に鑑みてなされたものであり、活線状態でノイズの影響を低減して対地漏洩電流を精度良く検出することができる漏洩電流検出装置及び対地漏洩電流検出方法の提供を目的としている。

本発明の発明者は、種々の実験及び検討を重ねた結果、交流電圧が入力されるインバータ機器において、インバータ部を構成するスイッチング素子の開閉状態に因り、整流後の直流電圧が対地に対してプラス側又はマイナス側にオフセットした電圧を有することに着目した。
そして、本発明者は、外部から信号を印加することによって、整流後の直流電圧のオフセット方向を任意の周波数で制御することができれば、インバータ部のスイッチング素子の開閉状態に関係なく、インバータ機器から出力電路に、対地に対して任意の周波数の信号を出力させることができる、という新規な原理を見出した。
本発明は、かかる原理に基づいて成されたものである。

上記目的を達成するため、本発明の漏洩電流検出装置は、交流電源に接続されたインバータ機器から負荷機器に所定の駆動周波数の駆動電圧が印加されているときに、前記負荷機器を通じて流れる対地漏洩電流を検出する漏洩電流検出装置であって、
前記インバータ機器は、前記交流電源から入力された交流電圧をブリッジ整流して、正極側直流電路又は負極側直流電路に直流電圧を出力する、ブリッジ接続された少なくとも一対の整流器から構成された整流部と、前記正極側直流電路と前記負極側直流電路との間に接続された平滑コンデンサと、前記正極側直流電路又は前記負極側直流電路を、前記インバータ機器と前記負荷機器とを接続する出力電路に、二者択一的に接続するインバータ部とを備え、
前記漏洩電流検出装置は、前記出力電路、前記正極側直流電路、又は前記負極側直流電路に、前記電源周波数及び前記駆動周波数のいずれとも異なる信号周波数を有し、かつ想定される対地漏洩電流よりも大きい信号電流を印加して、前記整流部の前記少なくとも一対の整流器のうち、前記正極側直流電路に直流電圧を出力するプラス側整流器、又は前記負極側直流電路に直流電圧を出力するマイナス側整流器に、前記信号電流の少なくとも一部分を流すことによって、前記出力電路に接地電位から見てプラス側又はマイナス側にオフセットした前記信号周波数の信号電圧を発生させる信号印加手段と、前記出力電路を流れる前記信号周波数を有する信号電流成分を抽出して検出する電流センサと、を備えることを特徴としている。

また、本発明の漏洩電流検出方法は、交流電源に接続されたインバータ機器から負荷機器に所定の駆動周波数の駆動電圧が印加されているときに、前記負荷機器を通じて流れる対地漏洩電流を検出する漏洩電流検出方法であって、
前記インバータ機器は、前記交流電源から入力された交流電圧をブリッジ整流して、正極側直流電路又は負極側直流電路に直流電圧を出力する、ブリッジ接続された少なくとも一対の整流器から構成された整流部と、前記正極側直流電路と前記負極側直流電路との間に接続された平滑コンデンサと、前記正極側直流電路又は前記負極側直流電路を、前記インバータ機器と前記負荷機器とを接続する出力電路に、二者択一的に接続するインバータ部とを備え、
前記漏洩電流検出装置は、前記出力電路、前記正極側直流電路、又は前記負極側直流電路に、前記電源周波数及び前記駆動周波数のいずれとも異なる信号周波数を有し、かつ想定される対地漏洩電流よりも大きい信号電流を印加して、前記整流部の前記少なくとも一対の整流器のうち、前記正極側直流電路に直流電圧を出力するプラス側整流器、又は前記負極側直流電路に直流電圧を出力するマイナス側整流器に、前記信号電流の少なくとも一部分を流すことによって、前記出力電路に接地電位から見てプラス側又はマイナス側にオフセットした前記信号周波数の信号電圧を発生させる工程と、前記出力電路を流れる前記信号周波数を有する信号電流成分を抽出して検出する工程と、を有することを特徴としている。

本発明の漏洩電流検出装置及び対地漏洩電流検出方法によれば、インバータ機器の出力電路、正極側直流電路、又は負極側直流電路に、信号周波数を有する信号電流が印加される。
信号電流を印加していない状態で想定される対地漏洩電流の大きさよりも大きい信号電流を印加することによって、信号電流の極性に応じて、整流部の少なくとも一対の整流器のうち、プラス側整流器又はマイナス側整流器に信号電流の少なくとも一部分が流れる。その結果、電流が流れるプラス側整流器、又はマイナス側整流器の両端電圧が固定される。
プラス側整流器の両端電圧が固定されたときには、正極側直流電路の電圧が基準となり、整流後の直流電圧が接地電位から見てマイナス側にオフセットされる。このため、出力電路には、接地電位から見てマイナス側にオフセットした信号電圧が発生する。
一方、マイナス側整流器の両端電圧が固定されたときには、負極側直流電路の電圧が基準となり、整流後の直流電圧が接地電位から見てプラス側にオフセットされる。このため、出力電路には、接地電位から見てプラス側にオフセットした信号電圧が発生する。
これにより、インバータ機器のインバータ部のスイッチング素子のスイッチングに関係なく、印加する信号電流の極性に応じて、整流後の直流電圧のオフセット方向が制御されて、接地電位から見てプラス側又はマイナス側にオフセットした信号電圧が発生する。
そして、プラス側にオフセットした信号電圧とマイナス側にオフセットした信号電圧とを信号周波数で交互に発生させれば、接地電位から見て信号周波数の交流の信号電圧が出力電路に発生する。
また、印加する信号電流の極性を固定して、プラス側又はマイナス側にオフセットした信号電圧のみを連続的又は断続的に発生させれば、信号周波数が０Ｈｚの直流の信号電圧が出力電路に発生する。

出力電路に信号電圧が発生しても、負荷機器からの対地漏洩がない場合には、信号周波数の信号電流成分は出力電路に流れない。一方、負荷機器の絶縁劣化等により対地漏洩がある場合には、信号電圧の信号周波数の信号電流成分が、対地漏洩電流として出力電路に流れる。

印加する信号電流の信号周波数は、電源周波数及び駆動周波数のいずれとも異なるため、信号周波数の信号電流成分を抽出することによって、電源周波数成分及び負荷機器の駆動周波数成分による磁界ノイズの影響が低減される。その結果、信号周波数の信号電流成分を精度良く検出することができる。
さらに、信号周波数が低下するほど、対地間静電容量に流れる対地漏洩電流（容量成分電流）が減少するため、負荷機器の絶縁抵抗の劣化により流れる対地漏洩電流（抵抗成分電流）の検出精度が向上する。

なお、信号電流（例えば、１０ｍＡ以下）は、電源からインバータ機器の整流部を経由してコンデンサに流れるチャージ電流に比べて遙かに小さいうえ、インバータ機器のインバータ部のスイッチング素子のスイッチングにも影響しない。このため、信号電流は、モータなどの負荷機器の駆動電圧には実質的に影響しない。

本発明の漏洩電流検出装置及び漏洩電流検出方法によれば、活線状態でノイズの影響を低減して対地漏洩電流を精度良く検出することができる。

一般的な三相交流電源及びインバータ機器の回路図である。 （ａ）は、交流電源から出力される三相交流電圧波形を示し、（ｂ）は、（ａ）に示した三相交流電圧波形にインバータ機器の正極側直流電路及び負極側直流電路に出力される脈流波形を重ねた波形を示し、（ｃ）は、平滑コンデンサを設けない場合に、インバータ機器の正極側直流電路及び負極側直流電路に出力される脈流波形を示す。（ｄ）は、平滑コンデンサを設けない場合の負極側直流電路を基準にした脈流波形を示す。 （ａ）は、平滑コンデンサを設けない場合の負極側直流電路を基準にした脈流波形、及び、平滑コンデンサを設けない場合平滑コンデンサを設けた場合の負極側直流電路を基準にした平滑波形を示し、（ｂ）は、正極側直流電路を基準としたオフセット波形を示し、（ｃ）は、負極側直流電路を基準としたオフセット波形を示す。 （ａ）は、整流後電圧が電源側の電圧と同じときの電源電圧及び整流後電圧とを示し、（ｂ）は、整流後電圧が電源側の電圧よりも高いときの電源電圧及び整流後電圧とを示す。 （ａ）は、タイミング１（整流後電圧が電源側の電圧と同じとき）の電流の流れを示し、（ｂ）は、平滑コンデンサのチャージ電流波形を示す。 （ａ）は、インバータ機器のインバータ部の正極側のスイッチング素子がオンのときの漏洩電流の流れを示し、（ｂ）は、インバータ機器のインバータ部の負極側のスイッチング素子がオンのときの漏洩電流の流れを示し、（ｃ）は、正極側直流電路及び負極側直流電路に出力される整流後の実際の直流電圧波形を示す。 （ａ）は、インバータ機器のインバータ部の正極側のスイッチング素子がオンの場合に信号電流を印加したときの信号電流の流れを示し、（ｂ）は、インバータ機器のインバータ部の負極側のスイッチング素子がオンの場合に信号電流を印加したときの信号電流の流れを示す。 図１に示した回路に種々の信号印加手段を設けた回路図である。 （ａ）は、負極側直流電路に信号電流を印加した場合の信号電流の流れを示し、（ｂ）は、正極側直流電路に信号電流を印加した場合の信号電流の流れを示す。 （ａ）は、三相ブリッジインバータ部を備えたインバータ機器の漏洩電流の流れを示し、（ｂ）は、（ａ）に示したインバータ機器に信号電流を印加したときの信号電流の流れを示す。 本発明の実施形態に係る漏洩電流検出装置の構成を示す図である。 対地漏洩電流の抵抗成分電流と容量成分電流との関係を示す電流ベクトルを示す。 （ａ）及び（ｂ）は、信号周波数と抵抗成分電流との関係を模式的に示すグラフである。 漏電遮断器を設けた場合の漏洩電流検出装置の接続を示すブロック回路である。

［本発明の原理］
本発明の実施形態の説明に先立ち、図１〜図１０を参照して、本発明の原理を説明する。
まず、インバータ機器２の整流後の直流電圧が、インバータ部のスイッチング素子に開閉状態に応じて、接地電位に対してプラス側又はマイナス側にオフセットすることを説明する。

（インバータ機器）
図１に、漏洩電流検出の対象となる電路を構成する一般的な三相交流電源１及びインバータ機器２の回路図の一例を示す。
同図に示すように、交流電源１からインバータ機器２に交流電圧が入力される。
図２（ａ）に曲線Ｉ，II及びIIIで示すように、交流電源１から出力される三相交流電圧のＲ相、Ｓ相及びＴ相の対地電圧波形は、位相が互いに１２０°ずれた同一レベルの正弦波を示す。

インバータ機器２は、整流部２０と、平滑コンデンサ２３と、インバータ部２４とを備えている。
整流部２０は、交流電源１から交流電圧が入力されて正極側直流電路２１及び負極側直流電路２２に直流電圧を出力する。整流部２０は、三相ブリッジ接続された３対の整流ダイオードＤ１〜Ｄ６で構成され、ブリッジ整流を行う。
平滑コンデンサ２３は、正極側直流電路２１と負極側直流電路２２との間に接続され、整流部２０から出力された直流電圧の脈流成分を平滑化する。
インバータ部２４は、一対のスイッチング素子２４１及び２４２から構成され、正極側直流電路２１又は負極側直流電路２２を、インバータ機器２と負荷機器３とを接続する出力電路４に、二者択一的に接続する。スイッチング素子は、ＩＧＢＴのほか、ＦＥＴ又はトランジスタで構成してもよい。

整流部２０は、図２（ａ）に曲線I，II及びIIIでそれぞれ示したＲ相、Ｓ相及びＴ相の三相交流電圧波形の最大値及び最小値を選択する。このため、図２（ｂ）に示すように、平滑コンデンサ２３が無い場合に、正極側直流電路２１に出力される太線IVで示す出力波形、及び負極側直流電路２２に出力される太破線Vで示す波形は、三相交流電圧波形と重なる。

図２（ｃ）に、正極側直流電路２１及び負極側直流電路２２に出力される整流波形IV及びVのみを示す。正極側直流電路２１の電位と負極側直流電路２２の電位との電位差Ｖｄが、直流電圧として使用される。
なお、図２（ｃ）は、接地電位を基準として見た波形として、整流波形IV及びVを示している。

図２（ｄ）に、図２（ｃ）に示した整流波形IV及びVを、負極側直流電路２２を基準として見た整流波形VIとして示す。同図に示すように、整流波形VIは、波（リップル）を有する直流電圧の脈動波形として現れる。このリップルを除去するために、正極側直流電路２１と負極側直流電路２２との間に平滑コンデンサ２３が接続されている。

（整流後の直流電圧のオフセット）
図３（ａ）に、平滑コンデンサ２３が接続されていないときの整流波形VIと、平滑コンデンサ２３が接続されているときの整流波形VIIとを示す。
平滑コンデンサ２３が接続されていないときの整流波形VIの電圧は、交流電源１から入力される三相交流電圧と一致している。
一方、平滑コンデンサ２３が接続されているときの整流波形VIIの電圧は、平滑コンデンサ２３に電荷が充電されることにより、整流波形VIの最大値付近で電圧が維持される。

その結果、図３（ａ）に示すように、三相交流電圧が最大となる頂上タイミング（１）では、三相交流電圧と整流波形VIIの電圧とが一致しているが、それ以外の非頂上タイミング（２）では、同図中に斜線で示すように、整流波形VIIの電圧が三相交流電圧と同じリップル整流波形VIよりも大きくなっている。これは、平滑コンデンサ２３に電荷が充電されているためである。

ここで、図４に整理して示すと、図４（ａ）に示すように、頂上タイミング（１）では、整流波形VIIの電圧Ｖｂが三相交流電圧Ｖｄと一致している。
一方、図４（ｂ）に示すように、非頂上タイミング（２）では、整流波形VIIの電圧Ｖｂが三相交流電圧Ｖｄよりも大きくなっている。同図に示すように、非頂上タイミング（２）において、整流波形VIIの電圧Ｖｂが三相交流電圧Ｖｄよりも大きい場合、整流波形VIIの電圧Ｖｂは、正極側直流電路２１の電圧を基準にしてマイナス側にオフセットする場合と、負極側直流電路２２の電圧を基準にしてプラス側にオフセットする場合がある。

図３（ｂ）に、非頂上タイミング（２）において、正極側直流電路２１に出力される太線IVで示す整流波形、及び負極側直流電路２２に出力される太破線Vで示す整流波形の電圧が正極側直流電路２１の電圧を基準にしてマイナス側にオフセットした場合の波形を示す。この場合、同図中に斜線で示すように、整流波形Vの電位が三相交流電圧I，II及びIIIよりも低くなるタイミングが存在する。その結果、整流波形IV, Vのプラス側とマイナス側の電位が上下対称とならず、接地電位からみて、マイナス側にオフセットした状態となる。

また、図３（ｃ）に、非頂上タイミング（２）において、正極側直流電路２１に出力される太線IVで示す整流波形、及び負極側直流電路２２に出力される太破線Vで示す整流波形の電圧が正極側直流電路２１の電圧を基準にしてマイナス側にオフセットした場合の波形を示す。この場合、同図中に斜線で示すように、整流波形IVの電位が三相交流電圧よりも高くなるタイミングが存在する。その結果、整流波形IV, Vのプラス側とマイナス側の電位が上下対称とならず、接地電位からみて、プラス側にオフセットした状態となる。

（回路の電流の流れ）
頂上タイミング（１）において、図５（ａ）に実線矢印で示すように、交流電源１から整流部２０の整流ダイオードＤ１〜Ｄ６を経由して、平滑コンデンサ２３にチャージ電流が流れる。このとき、チャージ電流は、プラス側の整流ダイオードＤ１〜Ｄ３と、マイナス側の整流ダイオードＤ４〜Ｄ６をそれぞれ流れる。
なお、整流ダイオードＤ１〜Ｄ６は、電流が流れると、約０．７Ｖの電圧降下が生じるため、厳密には、整流後の電位は、交流電源１から入力された三相交流電圧よりも１．４Ｖ程度小さくなる。

平滑コンデンサ２３に充電された電荷は、三相モータなどの負荷機器（図５（ａ）では図示せず。）の駆動により消費される。図５（ａ）に破線矢印で示すように、平滑コンデンサ２３から出力された電流は、負荷機器を経由して、平滑コンデンサ２３に戻る。
非頂上タイミング（２）において、平滑コンデンサ２３に充電された電荷が負荷駆動により消費されると、平滑コンデンサ２３の両端電圧が徐々に低下する。再度、頂上タイミング（１）で、消費された電荷が平滑コンデンサ２３に再びチャージされる。このようにして、頂上タイミング（１）でのチャージと、非頂上タイミング（２）での消費が繰り返される。

図５（ｂ）に、頂上タイミング（１）において流れるスパイク状のチャージ電流波形Ｉｃを示す。同図に示すように、三相交流電圧の電位差が最大になる頂上タイミング（２）においてのみ電流が流れている。

一方、非頂上タイミング（２）においては、対地絶縁抵抗成分に流れる漏洩電流のみが、整流部２０の整流ダイオードに流れる。このとき、インバータ部２４のスイッチング素子である一対のＩＧＢＴ２４１及び２４２のうち、どちらのＩＧＢＴがオンになっているかで、電流の流れ方が変わる。

図６（ａ）に、一対のＩＧＢＴ２４１及び２４２のうち、プラス側のＩＧＢＴ２４１がオンになっているときの電流の流れを示す。
同図中に矢印で示すように、プラス側のＩＧＢＴ２４１がオンになっているときは、プラス側の整流ダイオードＤ１〜Ｄ３、プラス側のＩＧＢＴ２４１、及び対地絶縁抵抗Ｒｇを経由してアースに向かって電流が流れる。このとき、プラス側の整流ダイオードＤ１〜Ｄ３それぞれにおいて、ダイオードの両端電圧（アノード、カソード間電圧）が約０．７Ｖに固定されるため、整流後の直流電圧は、プラス側である正極側直流電路２１の電位が基準となり、接地電位からみてマイナス側にオフセットする。

また、図６（ｂ）に、一対のＩＧＢＴ２４１及び２４２のうち、マイナス側のＩＧＢＴ２４２がオンになっているときの電流の流れを示す。
同図中に矢印で示すように、マイナス側のＩＧＢＴ２４２がオンになっているときは、マイナス側の整流ダイオードＤ４〜Ｄ６、マイナス側のＩＧＢＴ２４２、及び対地絶縁抵抗Ｒｇを経由して電流が戻る。このとき、マイナス側の整流ダイオードＤ４〜Ｄ６それぞれにおいて、ダイオードの両端電圧（アノード、カソード間電圧）が約０．７Ｖに固定されるため、整流後の直流電圧は、マイナス側である負極側直流電路２２の電位が基準となり、接地電位からみてプラス側にオフセットする。

ここで、図６（ｃ）に実際のインバータ制御時の整流後の直流電圧波形を示す。
同図中、曲線Iは、正極側直流電路２１に出力された整流後の直流電圧波形を示し、曲線IIは、負極側直流電路２２に出力された整流後の直流電圧波形を示す。
実際のインバータ機器２では、プラス側のＩＧＢＴ２４１とマイナス側のＩＧＢＴ２４２とが、常に一方がオン状態となるように、高速でオンオフを繰り返している。このため、整流後の直流電圧波形は、曲線I及びIIで示すように、ＩＧＢＴ２４１及び２４２のオンオフに同期して変化する。
なお、プラス側のＩＧＢＴ２４１がオン状態の時間とマイナス側のＩＧＢＴ２４２がオン状態の時間とは、長い時間の平均的に見た場合に等しいため、接地電位から見た整流後の直流電圧波形I及びIIは、ほぼ上下対称となる。

以上説明したように、本発明の発明者は、インバータ部を構成するスイッチング素子の開閉状態に因り、整流後の直流電圧が対地に対してプラス側又はマイナス側にオフセットすることに着目した。
そして、本発明者は、もしインバータ部のスイッチング素子の開閉状態に関係なく、外部から信号を印加することによって、整流後の直流電圧のオフセット方向を任意の周波数で制御することができれば、インバータ機器から出力電路に、対地に対して任意の周波数の信号を出力させることができると考えた。
以下、インバータ機器２の出力に、商用周波数、負荷機器の駆動周波数（例えば、モータの回転周期）以外の周波数を発生させる原理を説明する。

（出力電路への信号電流の印加）
まず、スイッチング素子の開閉状態に関係なく、インバータ機器の出力電圧をオフセットさせて、インバータ機器から出力電路に任意の周波数の信号を出力させる方法として、インバータ機器２の出力電路４に、外部からオフセットさせるための信号電流を印加する例を説明する。

（プラス側の信号電流の印加）
図７（ａ）に、プラス側のＩＧＢＴ２４１がオン状態のときに、インバータ機器２の出力電路４に外部の定電流源５からプラスの信号電流を印加した場合の電流の流れを示す。
非頂上タイミング（２）において、プラス側のＩＧＢＴ２４１がオン状態のとき、信号電流を印加するまでは、図７（ａ）に破線矢印で示すように、プラス側の平滑ダイオードＤ１〜Ｄ３に漏洩電流が流れていたが、出力電路４に信号電流を印加することによって、同図に実線矢印で示すように、マイナス側の平滑ダイオードＤ４〜Ｄ６に電流が流れるようになる。その結果、平滑後の直流電圧の基準が、正極側直流電路２１から負極側直流電路２２に切り替わり、インバータ機器２の出力がプラス側にオフセットされる。

以下に、より詳細に説明する。
（i）出力電路４に外部からプラスの信号電流を印加する。信号電流は、対地絶縁抵抗Ｒｇに流れる漏洩電流よりも十分大きい電流である。
（ii）対地絶縁抵抗Ｒｇに流れる漏洩電流は、元々プラス側の平滑ダイオードＤ１〜Ｄ３から流れていたが、実線矢印で示すように、定電流源５から漏洩電流が流れる形に変わる。
（iii）出力電路４に信号電流を印加したことによって、プラス側の平滑ダイオードＤ１〜Ｄ３から対地に向かっていた破線矢印で示す電流が流れなくなる。
（iv）定電流源５から印加された信号電流のうち、対地に向かって流れた漏洩電流以外の残りの電流は、インバータ機器２へ流れる。
（v）インバータ機器２へ流れた電流は、平滑コンデンサ２３へ流れ込む。
（vi）平滑コンデンサ２３へ流れた電流は、マイナス側の平滑ダイオードＤ４〜Ｄ６を経由して、交流電源１へ流れる。
このように、インバータ機器２を流れる電流の経路が、プラス側の整流ダイオードＤ１〜Ｄ３からマイナス側の整流ダイオードＤ４〜Ｄ６に切り替わるため、整流後の直流電圧の基準が、正極側直流電路２１から負極側直流電路２２に切り替わり、インバータ機器２の出力がプラス側にオフセットされる。

さらに、非頂上タイミング（２）において、マイナス側のＩＧＢＴ２４２がオン状態のときも、プラスの信号電流を印加している間、マイナス側の平滑ダイオードＤ４〜Ｄ６に電流が流れるため、整流後の直流電圧の基準が負極側直流電路２２になる。

これにより、プラスの信号電流を印加している間は、インバータ部のスイッチング素子の開閉状態に関係なく、整流後の直流電圧の基準が負極側直流電路２２になり、インバータ機器２の出力がプラス側にオフセットされる。

（マイナスの信号電流の印加）
また、図７（ｂ）に、マイナス側のＩＧＢＴ２４２がオン状態のときに、インバータ機器２の出力電路４に外部の定電流源５からマイナスの信号電流を印加した場合の電流の流れを示す。
非頂上タイミング（２）において、マイナス側のＩＧＢＴ２４２がオン状態のとき、信号電流を印加するまでは、図７（ｂ）に破線矢印で示すように、マイナス側の平滑ダイオードＤ４〜Ｄ６に漏洩電流が流れていたが、出力電路４に信号電流を印加することによって、同図に実線矢印で示すように、プラス側の平滑ダイオードＤ１〜Ｄ３に電流が流れるようになる。その結果、平滑後の直流電圧の基準が、負極側直流電路２２から正極側直流電路２１に切り替わり、インバータ機器２の出力がマイナス側にオフセットされる。

以下に、より詳細に説明する。
（i）出力電路４に外部からマイナスの信号電流を印加する（電流を吸い込む）。信号電流は、対地絶縁抵抗Ｒｇに流れる漏洩電流よりも十分大きい電流である。
（ii）対地絶縁抵抗Ｒｇに流れる漏洩電流は、元々プラス側の平滑ダイオードＤ１〜Ｄ３から流れていたが、実線矢印で示すように、定電流源５へ漏洩電流が吸い込まれる形に変わる。
（iii）出力電路４に信号電流を印加したことによって、対地からマイナス側の平滑ダイオードＤ４〜Ｄ６に向かっていた破線矢印で示す電流が流れなくなる。
（iv）定電流源５に吸い込まれる信号電流で、対地から流れてきた漏洩電流以外の残りのインバータ機器２から流れてきた電流も吸い込む。
（v）インバータ機器２から流れてくる電流は、プラス側の平滑ダイオードＤ１〜Ｄ３から、平滑コンデンサ２３を経由して流れてくる。
このように、インバータ機器２を流れる電流の経路が、マイナス側の整流ダイオードＤ４〜Ｄ６からプラス側の整流ダイオードＤ１〜Ｄ３に切り替わるため、整流後の直流電圧の基準が、負極側直流電路２２から正極側直流電路２１に切り替わり、インバータ機器２の出力がマイナス側にオフセットされる。

さらに、非頂上タイミング（２）において、プラス側のＩＧＢＴ２４１がオン状態のときも、マイナスの信号電流を印加している間、プラス側の平滑ダイオードＤ１〜Ｄ３に電流が流れるため、整流後の直流電圧の基準が正極側直流電路２１になる。

これにより、マイナスの信号電流を印加している間は、インバータ部のスイッチング素子の開閉状態に関係なく、整流後の直流電圧の基準が正極側直流電路２１になり、インバータ機器２の出力がマイナス側にオフセットされる。

したがって、プラスの信号電流とマイナスの信号電流とを交互に任意の周波数で印加すれば、インバータ機器の出力をその周波数でプラス側とマイナス側に交互にオフセットすることができる。

（信号印加手段）
このようなプラスの信号電流とマイナスの信号電流とを交互に印加する信号印加手段５としては、図８に示すように、プラスの定電流源５ａと、マイナスの定電流源５ｂとを組み合わせて用いることが好ましい。

また、代わりに、図８に示すように、信号印加手段５として、抵抗を介して接続された高電圧源５ｃと抵抗を介して接続された低電圧源５ｄとを組み合わせて用いてもよい。抵抗の抵抗値は、印加した低周波信号が負荷機器３の駆動に実質的に影響しない程度に大きい値が望ましく、かつ、漏洩検出対象の負荷機器３の絶縁抵抗値よりも小さいことが望ましい。また、抵抗の抵抗値は、一定値（例えば、１ＭΩ）を設定してもよいし、複数のレンジの抵抗値（例えば、１０ｋΩ、１００ｋΩ、１ＭΩ、１０ＭΩ）を設定してレンジを切り替えてもよい。複数のレンジの抵抗値を設けることにより、広いレンジの対地漏洩電流を検出することができる。

また、代わりに、図８に示すように、信号印加手段５として、抵抗を介して接続されたダイオード５ｅ及び５ｆを用いてもよい。

また、直流の信号電流を印加する場合には、プラス又はマイナスの定電流源５ａ又は５ｂだけでもよいし、また、代わりに、抵抗を介して出力電路４に接続された高電圧源５ｃ又は低電圧源５ｄだけでもよい。

（出力電路以外への信号電流の印加）
また、信号電流を印加する部位は、出力電路４に限定されず、例えば、正極側直流電路２１でもよいし、負極側直流電路２２でもよい。

図９（ａ）に、プラス側のＩＧＢＴ２４１がオン状態のときに、負極側直流電路２２に、外部の定電流源５からプラスの信号電流を印加した場合の電流の流れを示す。
非頂上タイミング（２）において、プラス側のＩＧＢＴ２４１がオン状態のとき、信号電流を印加するまでは、図９（ａ）に破線矢印で示すように、プラス側の平滑ダイオードＤ１〜Ｄ３に漏洩電流が流れていたが、負極側直流電路２２に信号電流を印加することによって、図９（ａ）に実線矢印で示すように、マイナス側の平滑ダイオードＤ４〜Ｄ６に電流が流れるようになる。その結果、平滑後の直流電圧の基準が、正極側直流電路２１から負極側直流電路２２に切り替わり、インバータ機器２の出力がプラス側にオフセットされる。
また、このプラスの信号電流が印加されているときに、対地絶縁抵抗Ｒｇに流れる漏洩電流は、平滑コンデンサ２３から供給される。

図９（ｂ）に、マイナス側のＩＧＢＴ２４２がオン状態のときに、正極側直流電路２１に、外部の定電流源５からマイナスの信号電流を印加した場合の電流の流れを示す。
非頂上タイミング（２）において、マイナス側のＩＧＢＴ２４２がオン状態のとき、信号電流を印加するまでは、図９（ｂ）に破線矢印で示すように、マイナス側の平滑ダイオードＤ４〜Ｄ６に漏洩電流が流れていたが、正極側直流電路２１にマイナスの信号電流を印加することによって、図９（ｂ）に実線矢印で示すように、プラス側の平滑ダイオードＤ１〜Ｄ３に電流が流れるようになる。その結果、平滑後の直流電圧の基準が、負極側直流電路２２から正極側直流電路２１に切り替わり、インバータ機器２の出力がマイナス側にオフセットされる。
また、このマイナスの信号電流が印加されているときに、対地絶縁抵抗Ｒｇに流れる漏洩電流も、平滑コンデンサ２３から供給される。

（三相駆動電力を出力するインバータ機器）
図１０（ａ）に示すように、三相駆動電圧を出力するインバータ機器２は、インバータ部２４が三相ブリッジインバータ回路で構成されている。同図に示す例では、三相ブリッジインバータ回路を構成する３対のＩＧＢＴで三相駆動電圧を制御している。
３対のＩＧＢＴのうち２対のＩＧＢＴがプラス側でオンとなっている場合には、正極側直流電路２１が平滑後の直流電圧の基準となり、一方、３対のＩＧＢＴのうち２対のＩＧＢＴがマイナス側でオンとなっている場合には、負極側直流電路２２が平滑後の直流電圧の基準となる。
図１０（ａ）に示す例では、２対のＩＧＢＴがプラス側でオンとなっているため、マイナス側の整流ダイオードＤ４〜Ｄ６に電流が流れない。その結果、マイナス側でオンとなっているＩＧＢＴを通る、破線矢印で示す電流は流れない。

図１０（ｂ）に、三相駆動電力が出力される三相三線の出力電路４にそれぞれプラスの信号電流を印加した場合の電流の流れを示す。同図に示すように、プラス側の整流ダイオードＤ１〜Ｄ３に流れ込んでいた電流は打ち消される。一方、対地からマイナス側の整流ダイオードＤ４〜Ｄ６に、図１０（ａ）では流れていなかった漏洩電流が流れ出す。その結果、マイナス側の整流ダイオードＤ４〜Ｄ６には、印加された信号電流と、流れ出した漏洩電流が、交流電源１へ向かって流れる。これにより、負極側直流電路２２が平滑後の直流電圧の基準となり、インバータ機器２の出力がプラス側へオフセットされる。
なお、信号電流は、出力電路４を構成する三相三線のうちの一つに印加すれば十分であるが、三線うちの２つ以上に互いに同相で印加してもよい。

［本発明の実施形態］
以下、図面を参照して、本発明に係る漏洩電流検出装置及び対地漏洩電流検出方法の実施形態を説明する。
図１１に、本実施形態に係る漏洩電流検出装置を示す。漏洩電流検出装置は、商用交流電源のような所定の電源周波数ｆｇの三相交流電源１に接続されたインバータ機器２から三相モータのような負荷機器３に所定の駆動周波数ｆｄの多相駆動電圧が印加されている電路を測定対象とし、活線状態で、負荷機器３の絶縁抵抗を通じて流れる対地漏洩電流を検出可能に構成されている。

インバータ機器２は、交流電源１から入力された交流電圧をブリッジ整流して、正極側直流電路２１及び負極側直流電路２２に直流電圧を出力する、ブリッジ接続された三対の整流器としての三相ブリッジ接続された三対のダイオードＤ１〜Ｄ６（図１参照）から構成された整流部２０と、正極側直流電路２１と負極側直流電路２２との間に接続された平滑コンデンサ２３と、正極側直流電路２１又は負極側直流電路２２を、インバータ機器２と負荷機器３とを接続する出力電路４に、二者択一的に接続するインバータ部２４とを備えている。

そして、漏洩電流検出装置は、出力電路４、正極側直流電路２１、又は負極側直流電路２２に、電源周波数ｆｇ及び駆動周波数ｆｄのいずれとも異なる信号周波数ｆを有し、かつ想定される対地漏洩電流よりも大きい信号電流を印加して、整流部２０の三対の整流器として三相ブリッジ接続されたダイオードのうち、正極側直流電路２１に直流電圧を出力するプラス側ダイオード、又は負極側直流電路２２に直流電圧を出力するマイナス側ダイオードに、信号電流の少なくとも一部分を流すことによって、出力電路４に信号周波数ｆの信号電圧を発生させる信号印加手段５と、出力電路４を流れる信号周波数を有する信号電流成分を抽出して検出する電流センサ６とを備える。

信号印加手段５は、出力電路４、正極側直流電路２１、又は負極側直流電路２２に信号電流を流し込む第1回路、及び、出力電路４、正極側直流電路２１、又は負極側直流電路２２から信号電流を吸い込む第２回路のうちの一方又は双方を備える。
第１及び第２回路の少なくとも一方は、例えば、定電流回路であってもよいし、また、例えば、出力電路４、正極側直流電路２１、又は負極側直流電路２２に、抵抗を介して接続された交流又は直流電圧源であってもよい。また、出力電路４を抵抗とダイオードを介して接地させて信号印加手段５としてもよい。図８に示した例では、５ａ、５ｃ及び５ｆがそれぞれ第１回路に該当し、５ｂ、５ｄ及び５ｅがそれぞれ第２回路に該当する。
信号電流は、出力電路４を構成する三相三線のうちの一つに印加すれば十分であるが、三線うちの２つ以上に互いに同相で印加してもよい。また、信号印加手段は、出力電路４等に後付けで接続することができる。

電流センサ６は、出力電路４が貫通するように構成された零相変流器（ＺＣＴ）６１と、零相変流器６１の零相電流のうち信号周波数の成分を抽出して検出する検出部６２とから構成されている。零相変流器６１は、例えば、クランプタイプとして、出力電路４に後付けで設置することができる。
なお、零相変流器６１の代わりに、フラックスゲート方式を用いた電流センサを設けてもよい。

零相変流器６１は、インバータ機器２と負荷機器３との間の出力電路４に流れる三相の合成された零相電流を測定する。この零相電流は、出力電路４の対地間静電容量（Ｃ）各相の容量成分電流（Ｉｏｃｕ，Ｉｏｃｖ，Ｉｏｓｗ）と、絶縁抵抗（Ｒ）を介して負荷機器３の三相モータの各相から大地に流れる抵抗成分電流（Ｉｖ，Ｉｕ，Ｉｗ）とを合成した値（Ｉｏｃｕ＋Ｉｏｃｖ＋Ｉｏｓｗ＋Ｉｖ＋Ｉｕ＋Ｉｗ）として測定される。
このとき、負荷機器３を通じて対地漏洩がない場合には、信号周波数ｆの信号電流成分は、出力電路４に流れない。一方、負荷機器３の絶縁劣化等により対地漏洩がある場合には、信号電流成分も出力電路４に流れる。

検出部６２は、例えば、ローパスフィルタ、バンドパスフィルタなどの周波数フィルタを備え、零相変流器６１が検出した零相電流（Ｉｏｃｕ＋Ｉｏｃｖ＋Ｉｏｓｗ＋Ｉｖ＋Ｉｕ＋Ｉｗ）のうち、信号周波数ｆの信号電流成分を抽出して対地漏洩電流Ｉｏとして検出する。

この信号電流成分は、交流電源１の商用交流電源周波数ｆｇ（例えば、５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）及び負荷機器３の駆動周波数ｆｄ（例えば、２００Ｈｚ）のいずれとも異なる信号周波数ｆ、例えば、より低い周波数（例えば、０．２５Ｈｚ〜１０Ｈｚ）である。このため、信号電流成分を抽出することにより、交流電源１の商用交流電源周波数成分及び負荷機器３の駆動周波数成分による磁界ノイズ及び容量結合ノイズの影響を低減することができる。
特に、信号周波数ｆを低周波数にすれば、容量成分電流の影響も低減することができる。
このように、本実施形態の漏洩電流検出装置及び方法によれば、活線状態でノイズの影響を低減して対地漏洩電流を精度良く検出することができる。

さらに、本実施形態の漏洩電流検出装置は、信号電流の電圧を取得する電圧取得部７と、電流センサ６で検出された信号電流成分と、電圧取得部７で取得された信号電流の電圧とに基づく処理をする処理部８とを備えている。
電圧取得部７は、例えば、電圧計で構成することができる。また、処理部８は、例えば、マイクロコンピュータで構成することができる。

［交流信号電流］
（容量成分電流の分離）
信号電流が信号周波数ｆの交流である場合、信号周波数ｆの交流の信号電流成分として検出された対地漏洩電流Ｉ_０には、絶縁劣化による抵抗成分電流Ｉｏｒだけでなく、対地間静電容量に流れる容量成分電流Ｉ_ｏｃも含まれる。

抵抗成分電流Ｉｏｒの電流ベクトルの位相は、電圧波形の位相と同位相である。一方、容量成分電流Ｉ_ｏｃの電流ベクトルの位相は、電圧波形の位相Ｖに対して９０°進んでいる。このため、図１２に示すように、対地漏洩電流（信号電流成分）Ｉ_０は、抵抗成分電流Ｉｏｒと、容量成分電流Ｉ_ｏｃとの合成ベクトルとなる。

容量成分電流Ｉ_ｏｃは、周波数に比例するため、信号周波数が低いいほど、対地漏洩電流Ｉ_０の検出に与える容量成分電流Ｉ_ｏｃの影響を低減することができる。したがって、信号周波数は、電源周波数及び駆動周波数のいずれよりも低いことが好ましい。

本実施形態においては、対地漏洩電流をより精度良く検出するため、処理部８は、電流センサ６で検出された信号電流成分Ｉ_ｏと、電圧取得部７で取得された信号電流の電圧Ｖとから位相差θを求め、この位相差θに基づいて、対地漏洩電流である信号電流成分Ｉ_ｏのうち、信号電流の電圧に対して位相が９０°ずれている対地間静電容量に流れる容量成分電流Ｉ_ｏｃを含まない、信号電流の電圧と同位相の抵抗成分電流Ｉｏｒを算出する。

具体的には、処理部８は、下記の式（１）により、抵抗成分電流Ｉｏｒを算出する。
Ｉｏｒ＝Ｉ_ｏｃｏｓθ ・・・（１）
このように、容量成分電流の分離することにより、対地漏洩電流をより精度良く検出することできる。

（誘電損失の分離）
ところで、従来は、工場設備の漏洩電流を検出する場合、通常、設備全体での対地漏洩電流が測定されていた。その場合の対地漏洩電流の検出精度には、例えば、ミリアンペア（ｍＡ）のオーダーの精度が必要であった。
これに対し、１つの三相モータのような負荷機器３を通じて流れる対地漏洩電流を検出する場合の検出精度には、例えば、マイクロアンペア（μＡ）のオーダーの精度が必要となることがある。

そこで、本実施形態では、対地漏洩電流をより一層精度良く検出するため、処理部８は、誘電損失Ｌを含まない、正味の抵抗成分電流である絶縁抵抗成分を更に算出する。
誘電損失Ｌは、対地間静電容量に交流電圧が印加されたときに、抵抗と同様に熱が発生する現象であり、図１２に示すように、電圧波形Ｖの位相と同位相を有する。

正味の抵抗成分電流は、信号周波数が変化しても変化しない特性を有する。一方、誘電損失は、周波数が上昇すると増加する特性を有する。このため、この特性の違いを利用して、抵抗成分電流Ｉｏｒから正味の抵抗成分電流（絶縁抵抗成分）を誘電損失と分離して算出することができる。

誘電損失Ｌを分離するため、処理部８は、インバータ機器２に、複数の信号周波数の信号電流を印加して、複数の信号周波数それぞれの信号電流成分を出力電路４に出力させる。電圧取得部７は、複数の信号周波数それぞれにおける信号電流の電圧を取得する。
なお、複数の信号周波数は、同時に印加しても良いし、タイミングをずらして印加してもよい。

そして、処理部８は、複数の信号周波数それぞれにおいて、対地漏洩電流Ｉ_ｏのうちの抵抗成分電流Ｉｏｒを、上記の式（１）に従って算出する。続いて、処理部８は、複数の信号周波数それぞれにおける抵抗成分電流Ｉｏｒに基づいて、信号周波数が０Ｈｚであるときの抵抗成分電流を、信号周波数に依存する対地間静電容量での誘電損失成分を含まない、正味の抵抗成分電流である絶縁抵抗成分として更に算出する。

具体的には、例えば、誘電損失の周波数変化を、図１３（ａ）のグラフに直線Ｉで示す１次関数と仮定して、表１に示す少なくとも２つ信号周波数（ｆ１及びｆ２）における抵抗成分電流（Ｉｏｒ１及びＩｏｒ２）及び信号電流の電圧（Ｖ１及びＶ２）に基づいて、以下の連立方程式（２）及び（３）を解いて、正味の抵抗成分電流である絶縁抵抗成分Ｉ_Ｒを算出するとよい。
図９（ａ）のグラフにおいて、絶縁抵抗成分は、信号周波数＝０Ｈｚのときの抵抗成分電流（Ｉｏｒ１）、即ち、直線Ｉの切片の値に相当する。

Ｉｏｒ_１ ＝ｂ（ｆ１）＋Ｉ_Ｒ ・・・（２）
Ｉｏｒ_２・（Ｖ１／Ｖ２） ＝ｂ（ｆ２）＋Ｉ_Ｒ ・・・（３）
なお、式（２）及び式（３）中のｂは、図１３（ａ）のグラフの直線定数を表す。
また、図１３（ａ）のグラフのＩｏｒ_２’は、信号電流の電圧を同条件とするために規格化したＩｏｒ_２・（Ｖ１／Ｖ２）を表す。

また、ｆ２＝２×ｆ１の場合には、以下のようにして正味の抵抗成分電流である絶縁抵抗成分Ｉ_Ｒを算出することもできる。

（１）まず、信号印加手段５が、２つの信号周波数（ｆ１，ｆ２）の信号電流をインバ出力電路４にそれぞれ印加する。
なお、２つの信号周波数（ｆ１，ｆ２）は、同時に出力してもよいし、1つの周波数を出力する都度、次の（２）及び（３）の工程を繰り返してもよい。

（２）そして、電圧取得部７が、これらの２つの信号周波数（ｆ１，ｆ２）それぞれにおける信号電流の電圧（Ｖ１，Ｖ２）を測定するとともに、電流センサ６の検出部６２が、２つの信号周波数（ｆ１，ｆ２）それぞれにおける信号電流成分の電流（Ｉｏ１，Ｉｏ２）のレベルをそれぞれ測定する。さらに、処理部８が、信号電流の電圧と信号電流成分との位相差θを求める。

（３）次いで、処理部８が、２つの信号周波数（ｆ１，ｆ２）それぞれにおける信号電流の電圧と信号電流成分（Ｉｏ１，Ｉｏ２）との位相差から、２つの信号周波数（ｆ１，ｆ２）それぞれにおける対地漏洩電流（Ｉｏ１，Ｉｏ２）のうちの抵抗成分電流（Ｉｏｒ_１，Ｉｏｒ_２）を算出する。

（４）次いで、２つの信号周波数（ｆ１，ｆ２）それぞれにおける抵抗成分電流（Ｉｏｒ_１，Ｉｏｒ_２）から、負荷機器の絶縁抵抗の劣化により流れる対地漏洩電流である正味の抵抗成分電流（絶縁抵抗電流）が信号周波数に依存しないことを利用して、絶縁抵抗成分と誘電損失とを次のよう分離する。

ここでは、第２の信号周波数ｆ２が第１の信号周波数ｆ１の２倍としているので、図１３（ａ）に示すように、第１の信号周波数（ｆ１）のときの抵抗成分電流（Ｉｏｒ_１）と第２の信号周波数（ｆ２）の規格化した抵抗成分電流（Ｉｏｒ_２’＝（Ｖ１／Ｖ２）×Ｉｏｒ_２）との差分（Ｉｏｒ_２’−Ｉｏｒ_１）が、第１の信号周波数（ｆ１）のとき抵抗成分電流（Ｉｏｒ_１）の誘電損失Ｌと等しくなっている。
したがって、第１の信号周波数（ｆ１）のときの抵抗成分電流（Ｉｏｒ_１）から、差分（Ｉｏｒ_２’−Ｉｏｒ_１）を除算した値が、正味の抵抗成分電流である絶縁抵抗成分Ｉ_Ｒとなる。
このようにして、絶縁抵抗成分Ｉ_Ｒを容易に求めることができる。

さらに、信号電流の電圧（Ｖ１）を絶縁抵抗成分Ｉ_Ｒで除算することにより、三相モータ３の絶縁抵抗Ｒ（Ｖ１／Ｉ_Ｒ）を精度良く算出することができる。

なお、誘電損失Ｌも三相モータ３のような負荷機器の絶縁劣化を知るパラメータの一つであるため、信号電流の電圧（Ｖ１）を抵抗成分電流Ｉｏｒ１で除算したものを、三相モータ３の絶縁抵抗Ｒとして算出してもよい。
また、信号電流の電圧（Ｖ１）を信号電流成分Ｉｏで除算したものを、三相モータ３の絶縁抵抗Ｒとして算出することもできる。

また、例えば、誘電損失の周波数変化を、図１３（ｂ）のグラフに曲線IIで示す２次関数と仮定して、表２に示す少なくとも３つ信号周波数（ｆ３、ｆ４、ｆ５）における抵抗成分電流（Ｉｏｒ３、Ｉｏｒ４、Ｉｏｒ５）及び信号電流の電圧（Ｖ３、Ｖ４、Ｖ５）に基づいて、以下の連立方程式（４）〜（６）を解いて、正味の抵抗成分電流である絶縁抵抗成分Ｉ_Ｒを算出してもとよい。
ここで、図１３（ｂ）のグラフにおいて、絶縁抵抗成分Ｉ_Ｒは、信号周波数ｆ＝０Ｈｚのときの抵抗成分電流（Ｉｏｒ）の値に相当する。

Ｉｏｒ３ ＝ａ（ｆ３）^２＋ｂ（ｆ３）＋Ｉ_Ｒ ・・・（４）
Ｉｏｒ４・（Ｖ３／Ｖ４） ＝ａ（ｆ４）^２＋ｂ（ｆ４）＋Ｉ_Ｒ ・・・（５）
Ｉｏｒ５・（Ｖ３／Ｖ５） ＝ａ（ｆ５）^２＋ｂ（ｆ５）＋Ｉ_Ｒ ・・・（６）
なお、式（４）〜式（６）中のａ及びｂは、図９（ｂ）のグラフの曲線IIの傾きを表す定数である。
また、図９（ｂ）のグラフのＩｏｒ_４’及びＩｏｒ_５’は、それぞれ信号電流の電圧を同条件とするために規格化したＩｏｒ_４・（Ｖ３／Ｖ４）及びＩｏｒ_５・（Ｖ３／Ｖ５）を表す。

［直流信号電流］
また、信号電流が直流である場合、即ち、信号周波数ｆ＝０Ｈｚである場合、信号電流成分も直流成分となる。その場合、信号電流成分として直流成分電流を検出するので、交流電源１の周波数成分及び三相モータ３の駆動周波数成分による磁界ノイズの影響を低減することができる。
さらに、直流成分電流Ｉｏｒは、容量成分電流を含まないため、三相モータ３の絶縁劣化による正味の抵抗成分電流Ｉ_Ｒだけを直流成分電流Ｉｏｒとして容易に検出することができる。これにより、対地漏洩電流を精度良く検出することができる。
さらに、処理部８は、電圧取得部７で取得した信号電流の電圧（ＤＣＶ）を、電流センサ６で検出された信号電流成分の電流（Ｉｏｒ）で除算することによって、負荷機器３の対地絶縁抵抗値Ｒ（＝ＤＣＶ／Ｉｏｒ）を算出する。これにより、対地絶縁抵抗値をも精度良く算出することができる。

［漏電遮断器の誤作動防止］
次に、図１４を参照して、交流電源１とインバータ機器２との間に漏電遮断器９が設けられている場合の回路接続例を説明する。
同図に示すように、漏電遮断器９が設けられている場合、信号印加手段５及びインバータ機器２とを含み、かつ漏電遮断器９を含まない閉回路を構成するように、信号印加手段５が、漏電遮断器９とインバータ機器２との間の電路１０にも接続されるとよい。
このように漏電遮断器９を含まない閉回路を構成することによって、信号電流により漏電遮断器９が誤作動して電路が遮断されることが防止される。

以上、本発明の漏洩電流検出装置及び対地漏洩電流検出方法の実施形態について説明したが、本発明に係る漏洩電流検出装置及び対地漏洩電流検出方法は上述した実施形態にのみ限定されるものではなく、本発明の範囲で種々の変更実施が可能である。
上述した実施形態では、インバータ機器が交流電源として三相交流電源に接続された例を説明したが、本発明では、検査対象とする電路の交流電源は三相交流電源に限定されず、例えば、単相交流電源であってもよいし、三相以外の多相交流電源であってもよい。
また、上述した実施形態では、検査対象とする電路のインバータ機器の整流部がブリッジ接続された整流器をダイオードで構成した例を説明したが、本発明では、整流部の整流器はダイオードのようなＰＮ接合素子に限定されず、例えば、サイリスタのような整流器であってもよい。
また、上述した実施形態では、検査対象とする電路にインバータ機器が三相駆動電圧を出力する例を説明したが、本発明では、電路に出力される駆動電圧は三相に限定されず、単相駆動電圧であってもよいし、三相以外の多相交流電圧であってもよい。
また、上述した実施形態では、負荷機器として三相モータを接続した電路を検査対象とした例を説明したが、本発明では、負荷機器は三モータに限定されず、例えば、三相以外のモータや、他の電動機器であってもよい。
また、上述した実施形態では、電源周波数及び駆動周波数のいずれよりも低い信号周波数を有し、かつ、多相駆動電圧よりも低い電圧を有する低周波の信号電流を印加した例を説明したが、本発明では、信号電流は、低周波の信号に限定されず、電源周波数及び駆動周波数のいずれとも異なる周波数であればよく、これらの周波数よりも高い周波数であってもよい。また、信号電流の信号周波数は、電流センサによって信号周波数の信号電流成分が電源周波数及び駆動周波数から分離して抽出できる程度以上に、電源周波数及び駆動周波数のいずれの周波数からも離れていることが好ましい。
また、上述した実施形態では、三相交流電源の結線方式をスター結線とした例を説明したが、交流電源の結線方式はこれに限定されず、例えば、デルタ結線としてもよい。

本発明は、三相モータを初めとする負荷機器の絶縁抵抗を通じて流れる対地漏洩電流検出する漏洩電流検出装置において広く利用することができる。

１ 交流電源（商用交流電源）
２ インバータ機器
３ 負荷機器（三相モータ）
４ 出力電路
５ 信号印加手段（定電流源）
６ 電流センサ
６１ 零相変流器
６２ 検出部
７ 電圧取得部
８ 処理部
９ 漏電遮断器
１０ 電路
２０ 整流部
２１ 正極側直流電路
２２ 負極側直流電路
２３ 平滑コンデンサ
２４ インバータ部
２４１ プラス側スイッチング素子
２４２ マイナス側スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ３ プラス側ダイオード
Ｄ４〜Ｄ６ マイナス側ダイオード
Ｒｇ 対地絶縁抵抗

Claims (9)

1. 所定の電源周波数の交流電源に接続されたインバータ機器から負荷機器に所定の駆動周波数の駆動電圧が印加されているときに、前記負荷機器を通じて流れる対地漏洩電流を検出する漏洩電流検出装置であって、
   前記インバータ機器は、
   前記交流電源から入力された交流電圧をブリッジ整流して、正極側直流電路又は負極側直流電路に直流電圧を出力する、ブリッジ接続された少なくとも一対の整流器から構成された整流部と、
   前記正極側直流電路と前記負極側直流電路との間に接続された平滑コンデンサと、
   前記正極側直流電路又は前記負極側直流電路を、前記インバータ機器と前記負荷機器とを接続する出力電路に、二者択一的に接続するインバータ部と
   を備え、
   前記漏洩電流検出装置は、
   前記出力電路、前記正極側直流電路、又は前記負極側直流電路に、前記電源周波数及び前記駆動周波数のいずれとも異なる信号周波数を有し、かつ想定される対地漏洩電流よりも大きい信号電流を印加して、前記整流部の前記少なくとも一対の整流器のうち、前記正極側直流電路に直流電圧を出力するプラス側整流器、又は前記負極側直流電路に直流電圧を出力するマイナス側整流器に、前記信号電流の少なくとも一部分を流すことによって、前記出力電路に接地電位から見てプラス側又はマイナス側にオフセットした前記信号周波数の信号電圧を発生させる信号印加手段と、
   前記出力電路を流れる前記信号周波数を有する信号電流成分を抽出して検出する電流センサと、
   を備えることを特徴とする、漏洩電流検出装置。
2. 前記信号印加手段は、前記出力電路、前記正極側直流電路、又は前記負極側直流電路に前記信号電流を流し込む第１回路、及び、前記出力電路、前記正極側直流電路、又は前記負極側直流電路から前記信号電流を吸い込む第２回路のうちの一方又は双方を備える
   ことを特徴とする、請求項１記載の漏洩電流検出装置。
3. 前記第１及び第２回路の少なくとも一方は、定電流回路である
   ことを特徴とする、請求項２記載の漏洩電流検出装置。
4. 前記第１及び第２回路の少なくとも一方は、前記出力電路、前記正極側直流電路、又は前記負極側直流電路に、抵抗を介して接続された交流又は直流電圧源である
   ことを特徴とする、請求項２記載の漏洩電流検出装置。
5. 前記信号電流は交流であり、
   前記信号電流の電圧を取得する電圧取得部と、
   前記電流センサで検出された前記信号電流成分と、前記電圧取得部で取得された前記信号電流の電圧との位相差に基づいて、前記対地漏洩電流のうち、前記信号電流の電圧に対して位相が９０°ずれている対地間静電容量に流れる容量成分電流を含まない、前記信号電流の電圧と同位相の抵抗成分電流を算出する処理部と、
   を更に備えたことを特徴とする、請求項１〜４のいずれかに記載の漏洩電流検出装置。
6. 前記信号印加手段は、複数の信号周波数の前記信号電流を印加し、
   前記電圧取得部は、前記複数の信号周波数それぞれにおける前記信号電流の電圧値を取得し、
   前記処理部は、前記複数の信号周波数それぞれにおいて、前記対地漏洩電流のうちの前記抵抗成分電流を算出し、
   前記処理部は、前記複数の信号周波数それぞれにおける前記抵抗成分電流に基づいて、前記信号周波数が０Ｈｚであるときの前記抵抗成分電流を、前記信号周波数に依存する対地間静電容量での誘電損失成分を含まない、正味の抵抗成分電流である絶縁抵抗成分として更に算出する
   ことを特徴とする、請求項５記載の漏洩電流検出装置。
7. 前記信号電流は直流であり、
   前記信号電流の電圧を取得する電圧取得部と、
   前記電圧取得部で取得した前記信号電流の電圧を、前記電流センサで検出された前記信号電流成分の電流で除算して、前記負荷機器の対地絶縁抵抗値を算出する処理部と、
   を更に備えたことを特徴とする、請求項１〜４のいずれかに記載の漏洩電流検出装置。
8. 前記交流電源と前記インバータ機器との間に漏電遮断器が設けられている場合に、前記信号印加手段及び前記インバータ機器とを含み、かつ前記漏電遮断器を含まない閉回路を構成するように、前記信号印加手段が、前記漏電遮断器と前記インバータ機器との間の電路にも接続される
   ことを特徴とする、請求項１〜７のいずれかに記載の漏洩電流検出装置。
9. 所定の電源周波数の交流電源に接続されたインバータ機器から負荷機器に所定の駆動周波数の駆動電圧が印加されているときに、前記負荷機器を通じて流れる対地漏洩電流を検出する漏洩電流検出方法であって、
   前記インバータ機器は、
   前記交流電源から入力された交流電圧をブリッジ整流して、正極側直流電路又は負極側直流電路に直流電圧を出力する、ブリッジ接続された少なくとも一対の整流器から構成された整流部と、
   前記正極側直流電路と前記負極側直流電路との間に接続された平滑コンデンサと、
   前記正極側直流電路又は前記負極側直流電路を、前記インバータ機器と前記負荷機器とを接続する出力電路に、二者択一的に接続するインバータ部と
   を備え、
   前記出力電路、前記正極側直流電路、又は前記負極側直流電路に、前記電源周波数及び前記駆動周波数のいずれとも異なる信号周波数を有し、かつ想定される対地漏洩電流よりも大きい信号電流を印加して、前記整流部の前記少なくとも一対の整流器のうち、前記正極側直流電路に直流電圧を出力するプラス側整流器、又は前記負極側直流電路に直流電圧を出力するマイナス側整流器に、前記信号電流の少なくとも一部分を流すことによって、前記出力電路に接地電位から見てプラス側又はマイナス側にオフセットした前記信号周波数の信号電圧を発生させる工程と、
   前記出力電路を流れる前記信号周波数を有する信号電流成分を抽出して検出する工程と、
   を有することを特徴とする、漏洩電流検出方法。

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