JP2020188538A - 電源装置及び画像形成装置 - Google Patents

Abstract

【課題】トランスの二次側から一次側に情報を伝達するための絶縁素子を削減すること。【解決手段】電源装置は、トランス１０９と、トランス１０９を駆動するＦＥＴ１０６、１０７と、トランス１０９の二次側に発生する出力電圧を制御する電源制御ＩＣ１２１と、出力電圧の過電圧状態を検知すると検知信号を出力する低周波制御信号生成部３０と、パルス信号を出力する高周波制御信号生成部４０と、検知信号を通過させるローパスフィルタ部５０と、パルス信号を通過させるハイパスフィルタ部６０と、二次側には低周波制御信号生成部３０及び高周波制御信号生成部４０が接続され、一次側にはローパスフィルタ部５０及びハイパスフィルタ部６０が接続され、検知信号及びパルス信号を二次側から一次側に伝達する１つのフォトカプラ２０１と、を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、電源装置及び画像形成装置に関し、特に交流電圧から直流電圧を生成し、絶縁された一次側と二次側の間の情報伝達手段を備えた電源装置に関する。

商用交流電源から供給される交流電圧から直流電圧を生成する電源装置では、高電圧を伴う入力側（以下、一次側という）から出力側（以下、二次側という）の感電防止や電位の分離を行うために、電気的に絶縁する構成が多く用いられている。このような電源装置では、直流電圧の安定化や異常発生時の回路保護を目的として、トランスの二次側から一次側へ制御信号を伝達する手段を備えている。このような制御信号には、例えば電源制御部が目標とする直流電圧を出力しているかどうかをモニタするフィードバック信号や、直流電圧が所定電圧以上となったときの過電圧検知信号、電源制御部の動作モードを切り替えるモード制御信号等がある。特に、過電圧発生時は、トランスの二次側に接続されたＩＣや電気部品が破壊される可能性があるため、過電圧状態を即座に検知して、トランスの二次側への電力供給を停止する保護機能は、電源装置には必須の機能である。

上述した制御信号の伝達手段としては、トランスやコンデンサ、フォトカプラを用いた伝達手段があり、このうち絶縁素子であるフォトカプラを用いた伝達手段がより多く用いられている。フォトカプラを用いた伝達手段では、次のようにして情報伝達を行う。すなわち、トランスの二次側から一次側へ制御信号を伝達したい場合には、二次側の発光ダイオード（以下、ＬＥＤという）に電流を流し、ＬＥＤが導通することにより生じる光を、一次側のフォトトランジスタ（以下、ＰＴｒという）で受光する。そして、ＰＴｒが受光した受光量を受光量に応じた電圧に変換することで、トランスの二次側から一次側に情報伝達を行うことができる。一般的に、フォトカプラを用いた方式では、制御信号の数に応じたフォトカプラが必要となる。そのため、複数の制御信号が必要な比較的規模の大きいシステムでは、制御信号の伝達に必要な回路のコスト及び回路を設置する基板面積が増大するという課題があった。そこで、例えば、特許文献１のモード切り替え時に二次側の直流電圧が切り換わる構成の電源装置では、二次側の直流電圧の変化によりトランスの補助巻線に誘起される電圧変化を利用し、補助巻線の電圧に応じて電源制御ＩＣのモード切替えを行っている。このように、トランスの補助巻線の電圧変化を利用することで、専用のフォトカプラを設けることなく、電源制御ＩＣのモード切替えを実現している。

実用新案登録第３１１１４３９号

しかしながら、上述した電源装置の構成では、トランスの補助巻線に誘起される電圧がトランスの二次側に誘起される直流電圧に応じて変化する必要がある。そのため、補助巻線の電圧が一次側の入力電圧に比例するようなフォワード出力の構成を有するトランスでは、トランスの二次側の直流電圧の変化を検知することができない。また、電源装置では、モード切替えと同時にトランスの二次側の直流電圧を切り替える必要があるため、それぞれ独立して制御することができない。このように、上述したトランスの切替方法では、巻線構成や二次側の直流電圧を切り替えるタイミングに制約を有しているという課題がある。

本発明は、このような状況のもとでなされたもので、トランスの二次側から一次側に情報を伝達するための絶縁素子を削減することを目的とする。

上述した課題を解決するために、本発明では、以下の構成を備える。

（１）一次側と二次側を絶縁されたトランスと、前記トランスの一次側に入力される直流電圧を駆動するスイッチング素子と、前記スイッチング素子の駆動を制御し、前記トランスの二次側に発生する出力電圧を制御する制御手段と、前記出力電圧が閾値電圧よりも高い過電圧状態を検知すると、低周波数の検知信号を出力する検知手段と、前記検知信号よりも高い周波数のパルス信号を出力する信号出力手段と、前記検知信号を通過させ、前記パルス信号を遮断するローパスフィルタ部と、前記ローパスフィルタ部に接続された第１のコンデンサとを有し、前記第１のコンデンサの電圧に応じて、前記制御手段に前記スイッチング素子の駆動を停止させる第１の信号を出力する第１の出力部と、前記パルス信号を通過させ、前記検知信号を遮断するハイパスフィルタ部と、前記ハイパスフィルタ部に接続された第２のコンデンサとを有し、前記第２のコンデンサの電圧に応じて、前記制御手段に前記スイッチング素子の駆動の状態を切り替える第２の信号を出力する第２の出力部と、二次側から一次側へ信号を伝達するための絶縁伝達素子であって、前記二次側には前記検知手段及び前記信号出力手段が接続され、前記一次側には前記第１の出力部及び前記第２の出力部が接続され、前記検知信号及び前記パルス信号を二次側から一次側に伝達する前記絶縁伝達素子と、を備え、前記絶縁伝達素子は１つであることを特徴とする電源装置。

（２）一次側と二次側を絶縁されたトランスと、前記トランスの一次側に入力される直流電圧を駆動するスイッチング素子と、前記スイッチング素子の駆動を制御し、前記トランスの二次側に発生する出力電圧を制御する制御手段と、前記出力電圧が閾値電圧よりも高い過電圧状態を検知すると、低周波数の検知信号を出力する検知手段と、前記検知信号よりも高い周波数のパルス信号を出力する信号出力手段と、二次側から一次側へ信号を伝達するための絶縁伝達素子であって、前記二次側には前記検知手段および前記信号出力手段が接続され、前記検知信号及び前記パルス信号を二次側から一次側に伝達する前記絶縁伝達素子と、を備え、前記制御手段は、前記絶縁伝達素子の二次側から出力される出力信号が入力される入力端子と、前記入力端子から入力された前記出力信号の電圧レベルの時間を測定するカウンタと、前記カウンタのカウント値に応じて、前記スイッチング素子の駆動の状態を切り替える切替部と、を有し、前記絶縁伝達素子は１つであることを特徴とする電源装置。

（３）記録材に画像形成を行う画像形成手段と、前記（１）又は前記（２）に記載の電源装置と、を備えることを特徴とする画像形成装置。

本発明によれば、トランスの二次側から一次側に情報を伝達するための絶縁素子を削減することができる。

実施例１〜３の電源装置の回路構成を示す模式図 実施例１の電源装置の情報伝達部の回路図 実施例１の電源装置の情報伝達部の動作を説明する図 実施例１の周波数フィルタのゲイン−周波数特性を示す図 実施例２の電源装置の情報伝達部のブロック図 実施例２の電源装置の情報伝達部の動作を説明する図 実施例３の画像形成装置の構成を示す概略断面図

以下に、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。

［電源装置の回路構成］
図１は、実施例１の電流共振回路を有する電源装置の回路構成を示す模式図である。図１において、電源プラグ１０１を交流電源のコンセントに接続することにより、交流電圧Ｖｉｎが電源装置に供給される。供給される交流電圧は、ヒューズ１０２やノイズ低減用のコモンモードチョークコイル１０３を介して、ダイオードブリッジ１０４で全波整流され、平滑コンデンサ１０５により直流電圧に平滑される。スイッチング素子である電界効果トランジスタ１０６（以下、ＦＥＴ１０６という）、電界効果トランジスタ１０７（以下、ＦＥＴ１０７という）は、直列に接続されると共に、平滑コンデンサ１０５に並列に接続されている。そして、ＦＥＴ１０７と並列に、トランス１０９の一次巻線１１０と電流共振コンデンサ１０８が直列に接続されている。即ち、ＦＥＴ１０７のドレイン端子は、トランス１０９の一次巻線１１０の端部である一端と接続され、ＦＥＴ１０７のソース端子は、電流共振コンデンサ１０８のトランス１０９の一次巻線１１０と接続されている端子の他端と接続されている。平滑コンデンサ１０５で平滑された直流電圧は、ＦＥＴ１０６とＦＥＴ１０７を交互に駆動することで、電流共振コンデンサ１０８とトランス１０９のＬＣ回路に方形波電圧を印加する。これにより、一次側と二次側とが絶縁された変圧素子であるトランス１０９の一次巻線１１０に電流を流すと共に、容量素子である電流共振コンデンサ１０８に電荷を蓄積する。

トランス１０９は、２つの二次巻線１１１、１１２を有している。二次巻線１１１には、ＦＥＴ１０６の駆動時に電流が流れ、ダイオード１３１を介して、平滑コンデンサ１３３が充電されるとともに、二次側負荷１３４（以下、負荷１３４という）に電力が供給される。一方、二次巻線１１２には、ＦＥＴ１０７の駆動時に電流が流れ、ダイオード１３２を介して、平滑コンデンサ１３３が充電されるとともに、負荷１３４に電力が供給される。二次側の出力電圧である直流電圧ＶＯＵＴ（例えば２４Ｖ）は、二次側の平滑コンデンサ１３３により平滑される。

シャントレギュレータ１４３、フォトカプラ１４４で構成される回路は、直流電圧ＶＯＵＴの電圧の状態をトランス１０９の一次側に伝達するフィードバック手段である。直流電圧ＶＯＵＴを分圧抵抗１４１、１４２で分圧された電圧がシャントレギュレータ１４３のＲＥＦ端子に入力される。シャントレギュレータ１４３は、ＲＥＦ端子に入力された電圧とシャントレギュレータ１４３内の基準電圧とを比較し、カソード端子Ｋを介してフォトカプラ１４４のＬＥＤ１４４ａに流れる電流を調整する。フォトカプラ１４４のＬＥＤ１４４ａに流れる電流が変化すると、フォトカプラ１４４のフォトトランジスタ１４４ｂ（以下、ＰＴｒ１４４ｂという）に流れる電流も変化する。これにより、コンデンサ１２２の充電電圧も変化し、電源制御ＩＣ１２１のＦＢ端子への入力電圧が変化する。このように、直流電圧ＶＯＵＴの電圧の変化を信号（電圧）として、電源制御ＩＣ１２１に伝達することができる。

制御手段である電源制御ＩＣ１２１は、ＦＥＴ１０６、１０７のゲート端子に接続され、トランス１０９のスイッチングを行うＦＥＴ１０６、１０７の駆動の状態を制御するためのＧ１、Ｇ２端子、一定の電圧を出力するＲＥＧ端子を有している。また、電源制御ＩＣ１２１は、直流電圧ＶＯＵＴをモニタするためのＦＢ端子、２つの動作モード（間欠モード及び連続モード）を切り替えるためのＳＢ端子、異常を検知してＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作を停止するためのＣＬ端子を有している。

フォトカプラ２０１は、トランス１０９の二次側から一次側へ低周波信号及び高周波信号を伝達するための絶縁素子であり、二次側にはＬＥＤ２０１ａ、一次側にはフォトトランジスタ２０１ｂ（以下、ＰＴｒ２０１ｂという）を有している。低周波制御信号生成部３０は、ＬＥＤ２０１ａのカソード端子に接続され、低周波信号を出力する。一方、高周波制御信号生成部４０も、同様にＬＥＤ２０１ａのカソード端子に接続され、高周波信号を出力する。

ローパスフィルタ部５０（以下、ＬＰＦ部５０という）は、低周波信号のみを通過させるフィルタ部であり、ＰＴｒ２０１ｂのエミッタ端子に接続されている。ＬＰＦ部５０は、ＰＴｒ２０１ｂから低周波信号が出力された場合には、コンデンサ１２４（第１のコンデンサ）に電流を流して、コンデンサ１２４の充電電圧を上昇させるとともに、電源制御ＩＣ１２１のＣＬ端子の入力電圧を上昇させる。一方、ハイパスフィルタ部６０（以下、ＨＰＦ部６０という）は、高周波信号のみを通過させるフィルタ部であり、ＰＴｒ２０１ｂのエミッタ端子に接続されている。ＨＰＦ部６０は、ＰＴｒ２０１ｂから高周波信号が出力された場合には、コンデンサ１２３（第２のコンデンサ）に電流を流して、コンデンサ１２３の充電電圧を上昇させるとともに、電源制御ＩＣ１２１のＳＢ端子の入力電圧を上昇させる。なお、絶縁伝達素子であるフォトカプラ２０１、検知手段である低周波制御信号生成部３０、信号出力手段である高周波制御信号生成部４０、第１の出力部であるＬＰＦ部５０、及び第２の出力部であるＨＰＦ部６０の詳細については後述する。

（電源制御ＩＣ）
次に、電源制御ＩＣ１２１が有する動作モード、及び動作モードの切替方法について説明する。電源制御ＩＣ１２１は、２つの動作モード、すなわち連続モードと間欠モードを有している。連続モードは、電源制御ＩＣ１２１のＧ１端子及びＧ２端子の出力により、ＦＥＴ１０６、１０７が常にスイッチング動作しているモードであり、図１の電源装置を備えるシステムが主たる動作を行うときに用いられる動作モードである。連続モードでは、常にＦＥＴ１０６、１０７による連続的なスイッチング動作が行われているため、トランス１０９の二次側へ大きな電力供給ができる一方、電源制御ＩＣ１２１の動作電流やＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作による損失が常に発生する。

そのため、電源制御ＩＣ１２１は、消費電力を低減することを目的とした、もう一つの動作モードである間欠モードを有している。間欠モードは、主に図１の電源装置を備えるシステムの省電力モード等で用いられ、電源制御ＩＣ１２１のＧ１端子、Ｇ２端子の出力によりＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作を行う期間、スイッチング動作を停止する期間を周期的に繰り返すモードである。このようにＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作の停止期間を設けることで、電源制御ＩＣ１２１の動作電流や、ＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作による損失を減らし、消費電力を低減することができる。

間欠モードでは、電源制御ＩＣ１２１のＳＢ端子の入力電圧ＶＳＢによって間欠周期が変化する。そのため、電源制御ＩＣ１２１内部からのソース電流にＨＰＦ部６０からの出力電流を加えて、コンデンサ１２３の充電電圧を変化させることにより、ＳＢ端子の入力電圧ＶＳＢを変化させ、その結果、間欠モードの間欠周期を制御することができる。また、電源制御ＩＣ１２１は、ＳＢ端子の入力電圧ＶＳＢに応じて、間欠／連続モードを切り替える機能を有している。電源制御ＩＣ１２１は、ＳＢ端子の入力電圧ＶＳＢがモード切り替えの閾値電圧ＶＳＢｔｈ未満（所定の電圧未満）の場合には間欠モード、閾値電圧ＶＳＢｔｈ以上（所定の電圧以上）の場合には通常の連続モードで動作する。なお、ＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作期間では、トランス１０９の一次側から二次側への電力供給により直流電圧ＶＯＵＴが上昇し、ＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング停止期間では、電力供給が遮断されて直流電圧ＶＯＵＴが低下する。そのため、間欠モードの場合には、連続モードの場合よりも、直流電圧ＶＯＵＴの変動が大きくなる。

また、一般的に、電源制御ＩＣは、直流電圧ＶＯＵＴや出力電流等の異常を検知した場合には、回路保護のため、強制的にＦＥＴのスイッチング動作を停止する機能を有している。電源制御ＩＣ１２１では、ＣＬ端子の入力電圧ＶＣＬに基づいて異常を検知すると、次のような制御を行う。例えば低周波制御信号生成部３０が異常を検知すると、電源制御ＩＣ１２１内部からのソース電流、又はＬＰＦ部５０からの電流供給により、コンデンサ１２４の充電電圧を上昇させることにより、ＣＬ端子の入力電圧ＶＣＬを上昇させる。電源制御ＩＣ１２１は、ＣＬ端子の入力電圧ＶＣＬがスイッチング動作停止の閾値電圧ＶＣＬｔｈ未満の場合は通常動作を行う。一方、電源制御ＩＣ１２１は、ＣＬ端子の入力電圧ＶＣＬがスイッチング動作停止の閾値電圧ＶＣＬｔｈ以上となった場合は、Ｇ１端子及びＧ２端子の出力をローレベルに設定して、ＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作を停止させる。これにより、強制的に電源装置の負荷１３４への電力供給を停止させる。なお、ここでは、電源制御ＩＣ１２１の電源端子（不図示）の電圧が所定の電圧を下回らない限り、スイッチング動作停止の状態を継続するものとする。このように、異常時にはＣＬ端子の入力電圧ＶＣＬが上昇する外部回路を設けることにより、電源制御ＩＣ１２１による負荷１３４への安全な電力供給が可能となる。

［情報伝達部］
図２は、図１に示す情報伝達部を構成するフォトカプラ２０１、低周波制御信号生成部３０、高周波制御信号生成部４０、ＬＰＦ部５０、ＨＰＦ部６０の構成を示す回路図である。以下では、本実施例の特徴的な低周波・高周波の制御信号を生成する方法、低周波・高周波の制御信号を周波数フィルタを介して電源制御ＩＣ１２１に入力する方法について説明する。

［低周波制御信号生成部］
本実施例では、直流電圧ＶＯＵＴの過電圧を検知する回路を低周波制御信号生成部３０とする。負荷１３４に供給される直流電圧ＶＯＵＴは、回路素子の故障等により、目標の電圧値を大きく超えるおそれがある。例えば、シャントレギュレータ１４３の分圧抵抗１４１がオープンモードで故障した場合や、電源制御ＩＣ１２１のＦＢ端子が高い電位のラインとショートした場合には、次のような状態が生じる。すなわち、シャントレギュレータ１４３による直流電圧ＶＯＵＴの電源制御ＩＣ１２１へのフィードバック制御が正しく行われなくなり、その結果、直流電圧ＶＯＵＴは上昇し続けることになる。直流電圧ＶＯＵＴが目標の電圧を大きく超えた場合には、負荷１３４として、電源装置に接続された素子やユニットにダメージを与えるおそれがある。そのため、直流電圧ＶＯＵＴの過電圧が発生したことを検知し、ＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作を強制的に停止させるための保護回路が必要となる。

図２の低周波制御信号生成部３０は、過電圧保護回路の一例を示したものである。低周波制御信号生成部３０は、ツェナーダイオード３０１、コンデンサ３０２、トランジスタ３０３（第１のトランジスタ）、電流制限抵抗３０４（第１の抵抗）を有している。ツェナーダイオード３０１のツェナー電圧は、直流電圧ＶＯＵＴが目標の電圧値である場合は、導通状態とならない電圧値が設定されている。そのため、直流電圧ＶＯＵＴが目標の電圧値よりも高い過電圧未満の場合には、ツェナーダイオード３０１は導通状態とはならない。その結果、ツェナーダイオード３０１のアノード端子と抵抗を介して接続されているトランジスタ３０３のベース端子には、十分なベース電流が流れず、トランジスタ３０３はオフ状態となる。

何らかの異常により直流電圧ＶＯＵＴが上昇し、直流電圧ＶＯＵＴがツェナーダイオード３０１のツェナー電圧を超えると、ツェナーダイオード３０１が導通状態となる。その結果、ツェナーダイオード３０１のアノード端子を介して、トランジスタ３０３のベース端子に電流が流れ、トランジスタ３０３はオン状態となる。これにより、電流制限抵抗３０４を介してトランジスタ３０３のコレクタ端子と接続された、フォトカプラ２０１のＬＥＤ２０１ａに電流が流れて発光することで、一次側のＰＴｒ２０１ｂがオン状態となる。これにより、電源制御ＩＣ１２１に過電圧を検知したことを示す検知信号を伝達することができる。

なお、上述したように、直流電圧ＶＯＵＴの電圧値が高くなっている状態は、回路素子の故障等によるものと考えられる。そして、電源制御ＩＣ１２１がＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作を停止しない限り、直流電圧ＶＯＵＴは上昇し続けると考えらえる。そのため、電源制御ＩＣ１２１がＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作を停止するまでの一定期間は、トランジスタ３０３のオン状態が保持される。ここでは、過電圧を通知するための制御信号は、直流に近い状態のもの、すなわち低周波制御信号として、後述する高周波制御信号とは区別されるものとする。

［高周波制御信号生成部］
図２に示す高周波制御信号生成部４０は、コントローラユニット４０１、トランジスタ４０２（第２のトランジスタ）、電流制限抵抗４０３（第２の抵抗）を有している。コントローラユニット４０１（信号生成部）は、一定周期で矩形波を出力可能なデバイスであり、図１に示す電源装置内部、又は外部装置として電源装置の外部に設置されているものとする。なお、ここでは、コントローラユニット４０１は、直流電圧ＶＯＵＴから降圧型バックコンバータ（不図示）を介して、電源電圧（例えば３．３Ｖ）が供給されているものとする。

コントローラユニット４０１のＯＵＴ端子から一定周期（例えば５０ｋＨｚ）の矩形波（パルス信号）が抵抗を介してトランジスタ４０２のベース端子に出力されると、同じ周期でトランジスタ４０２がオン・オフ状態を繰り返す。これに伴い、トランジスタ４０２のコレクタ端子と電流制限抵抗４０３を介して接続された、フォトカプラ２０１のＬＥＤ２０１ａがトランジスタ４０２と同一周期で発光／消灯を繰り返し、その結果、ＰＴｒ２０１ｂが同様に同じ周期で、オン・オフされる。このように、高周波制御信号生成部４０を用いることで、一次側へ高周波信号を伝達することが可能である。なお、コントローラユニット４０１が出力する信号は、矩形波である必要はなく、低周波制御信号生成部３０が出力する制御信号に比べて、周波数が高く、電位が変化する信号であればよい。

［ＬＰＦ部］
図２のＬＰＦ部５０は、ローパスフィルタ回路の一例を示している。ＬＰＦ部５０は、抵抗５０１、コンデンサ５０２、ダイオード５０３を有している。ＬＰＦ部５０では、抵抗５０１の一端は、フォトカプラ２０１のＰＴｒ２０１ｂのエミッタ端子に接続され、他端はコンデンサ５０２の一端に接続され、コンデンサ５０２の他端はグランド（ＧＮＤ）に接続され、ローパスフィルタが形成されている。また、ダイオード５０３は、電源制御ＩＣ１２１のＣＬ端子からソース電流が流出した際に、ＨＰＦ部６０の入力部への電位変動を防ぐために設けられている。

ここで、ゲインが１／√２となる周波数はカットオフ周波数として定義され、抵抗５０１及びコンデンサ５０２によって形成されるローパスフィルタのカットオフ周波数をｆｃ１とすると、カットオフ周波数ｆｃ１は、以下の（式１）により表すことができる。

ｆｃ１＝１／（２π×Ｒａ×Ｃａ）・・・（式１）
ここで、Ｒａは抵抗５０１の抵抗値、Ｃａはコンデンサ５０２の容量値を示す。カットオフ周波数ｆｃ１以下の周波数の信号ではゲインは維持され、カットオフ周波数ｆｃ１以上の周波数の信号ではゲインは減衰する。

フォトカプラ２０１のＰＴｒ２０１ｂがオフ状態の場合には、ＰＴｒ２０１ｂのエミッタ側はゼロ電位になっている。低周波制御信号生成部３０から出力された低周波制御信号により、ＰＴｒ２０１ｂのオン状態が続くと、電源制御ＩＣ１２１のＲＥＧ端子から供給される電流がＰＴｒ２０１ｂを介して、抵抗５０１及びコンデンサ５０２に流れる。その結果、ＰＴｒ２０１ｂのオン状態が続いている場合には、コンデンサ５０２のインピーダンスは極めて大きくなる。そのため、電源制御ＩＣ１２１のＣＬ端子の入力電圧ＶＣＬは、ＲＥＧ端子の出力電圧から、ＰＴｒ２０１ｂのコレクタ−エミッタ間電圧、抵抗５０１の両端電圧、及びダイオード５０３の順方向電圧を減じた電圧値となる。一方、低周波制御信号生成部３０から低周波制御信号が出力されず、高周波制御信号生成部４０から高周波制御信号が出力されている状態では、フォトカプラ２０１のＰＴｒ２０１ｂはオン・オフ状態を交互に繰り返す。これにより、ＬＰＦ部５０のコンデンサ５０２は低インピーダンスとなり、ダイオード５０３のアノード端子は低電位となって、電源制御ＩＣ１２１のＣＬ端子の入力電圧ＶＣＬは、それに伴い低くなる。このように、ＬＰＦ部５０によって、低周波数の制御信号が出力されている場合のみ、ＣＬ端子の入力電圧ＶＣＬを上昇させることができる。

［ＨＰＦ部］
図２のＨＰＦ部６０は、ハイパスフィルタ回路の一例を示している。ＨＰＦ部６０にはコンデンサ６０１、抵抗６０２、ダイオード６０３を有している。ＨＰＦ部６０では、コンデンサ６０１の一端は、フォトカプラ２０１のＰＴｒ２０１ｂのエミッタ端子に接続され、他端は抵抗６０２の一端に接続され、抵抗６０２の他端はグランド（ＧＮＤ）に接続され、ハイパスフィルタが形成されている。ダイオード６０３は、電源制御ＩＣ１２１のＳＢ端子から見たＨＰＦ部６０をハイインピーダンス状態にして、制御への影響を防ぐために設けられている。

ここで、抵抗６０２及びコンデンサ６０１によって形成されるハイパスフィルタのカットオフ周波数をｆｃ２とすると、カットオフ周波数ｆｃ２は、以下の（式２）により表すことができる。

ｆｃ２＝１／（２π×Ｒｂ×Ｃｂ）・・・（式２）
ここで、Ｒｂは抵抗６０２の抵抗値、Ｃｂはコンデンサ６０１の容量値を示す。カットオフ周波数ｆｃ２以下の周波数の信号ではゲインは減衰し、カットオフ周波数ｆｃ２以上の周波数の信号ではゲインは維持される。

低周波制御信号生成部３０から出力された低周波制御信号により、ＰＴｒ２０１ｂのオン状態が続くと、コンデンサ６０１はハイインピーダンス状態となり、抵抗６０２との分圧によって、ダイオード６０３のアノード端子は低電位となる。一方、低周波制御信号生成部３０から低周波制御信号が出力されず、高周波制御信号生成部４０からの高周波制御信号が出力されている状態では、フォトカプラ２０１のＰＴｒ２０１ｂがオン・オフ状態を交互に繰り返す。これにより、コンデンサ６０１は低インピーダンス状態となり、抵抗６０２と共にハイパスフィルタを形成する。その結果、ダイオード６０３のアノード端子は電位が上昇し、それに伴い電源制御ＩＣのＳＢ端子の入力電圧ＶＳＢの電位も上昇する。このように、ＨＰＦ部６０によって、周波数の高い制御信号が出力されている場合のみ、ＳＢ端子の入力電圧ＶＳＢを上昇させることができる。なお、ＬＰＦ部５０及びＨＰＦ部６０は、回路の一例を示したものであり、本回路構成に限定されるものではない。

［制御信号に応じた電源制御ＩＣによる制御］
図３は、図２のコントローラユニット４０１のＯＵＴ端子、直流電圧ＶＯＵＴ、ＣＬ端子の入力電圧ＶＣＬ、ＳＢ端子の入力電圧ＶＳＢの電圧波形等を示した図である。図３において、上から順に、（ａ）は、図１、２の電源装置を備えるシステムの動作モード（システムモード）を示している。ここでいう「システムモード」とは、本実施例の電源装置を備えるシステムにおける状態を表したものである。例えば、システムとして画像形成装置を例にとると、スリープモードは消費電力を低減することを目的とした動作モードであり、スタンバイ／プリントモードは、用紙へのプリント又はプリント可能な状態の動作モードである。（ｂ）は、電源制御ＩＣ１２１の動作モードを示しており、パルスがオンしている状態は、電源制御ＩＣ１２１がＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作を制御している状態を示している。一方、パルスがオフしている状態は、電源制御ＩＣ１２１がＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作を停止している状態を示している。システムモードがスリープ状態の場合には、電源制御ＩＣ１２１は間欠モードで動作しており、スタンバイ／プリント状態の場合には、電源制御ＩＣ１２１は間欠モードから連続モードに動作モードを切り替える。

（ｃ）は、高周波制御信号生成部４０のコントローラユニット４０１のＯＵＴ端子から出力されるパルス信号の電圧波形を示している。（ｄ）は、直流電圧ＶＯＵＴの電圧波形を示している。（ｅ）は、フォトカプラ２０１のＬＥＤ２０１ａに流れる電流ＩＤの電流波形を示している。（ｆ）は、電源制御ＩＣ１２１のＣＬ端子の入力電圧ＶＣＬの電圧波形を示している。（ｇ）は、電源制御ＩＣ１２１のＳＢ端子の入力電圧ＶＳＢの電圧波形を示している。図３の横軸は時間を示し、Ｔａ、Ｔｂ、Ｔｃ、Ｔｄ、Ｔｅ、Ｔｆ、Ｔｇ、Ｔｉはタイミングを示す。以下、括弧内の（ａ）〜（ｇ）は、図３の（ａ）〜（ｇ）に対応している。図３において、タイミングＴａは、システムモードがスリープモード中の時点を示している（（ａ））。スリープモードでは、電源制御ＩＣ１２１の動作モードは間欠モードとなっている。そのため、ＯＵＴ端子（（ｃ））、ＬＥＤ２０１ａの電流ＩＤ（（ｅ））、電源制御ＩＣ１２１のＣＬ端子の入力電圧ＶＣＬ（（ｆ））、ＳＢ端子の入力電圧ＶＳＢ（（ｇ））は、共にローレベルである。なお、間欠モード中は、電源制御ＩＣ１２１によるＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作期間と停止期間が交互に繰り返されるため、これに伴い、直流電圧ＶＯＵＴの電圧は増減している（（ｄ））。

タイミングＴｂで、システムモードがスリープモードからスタンバイ／プリントモードに移行する。すると、高周波制御信号生成部４０のコントローラユニット４０１は、ＯＵＴ端子から一定周波数（ここでは５０ｋＨｚ）の矩形波をトランジスタ４０２のベース端子に出力する（（ｃ））。これにより、トランジスタ４０２が矩形波の周波数に応じて、オン・オフ状態を繰り返すことにより、フォトカプラ２０１のＬＥＤ２０１ａも同一の周期で導通・非導通状態を繰り返し、同様にＰＴｒ２０１ｂもオン・オフ状態を繰り返す。矩形波の周波数は、ＬＰＦ部５０の抵抗５０１とコンデンサ５０２で構成されるローパスフィルタのカットオフ周波数ｆｃ１よりも十分に高い周波数であるため、上述したように、ＣＬ端子の入力電圧ＶＣＬは低い電位となっている（（ｆ））。一方、ＨＰＦ部６０では、コンデンサ６０１と抵抗６０２で構成されるハイパスフィルタのカットオフ周波数ｆｃ２よりも十分に高い周波数であるため、ＳＢ端子の入力電圧ＶＳＢは上昇する（（ｇ））。

ＳＢ端子の入力電圧ＶＳＢが上昇し、タイミングＴｃで、ＳＢ端子の入力電圧ＶＳＢは、モード切替の閾値電圧ＶＳＢｔｈを上回る（（ｇ））。すると、電源制御ＩＣ１２１は、直流電圧ＶＯＵＴが減少して、目標の電圧値を下回ったタイミングＴｄで、動作モードを間欠モードから連続モードへと切り替える（（ｂ））。動作モードが連続モードに切り替わっても、コントローラユニット４０１は、ＯＵＴ端子から一定周波数の矩形波を出力し続ける（（ｃ））。そのため、電源制御ＩＣ１２１のＣＬ端子の入力電圧ＶＣＬ、及びＳＢ端子の入力電圧ＶＳＢは、それぞれ同じ電位を維持する（（ｆ）、（ｇ））。

その後、タイミングＴｅにおいて、システム内に何らかの異常（例えば、抵抗１４２がオープンモードで故障）が発生し、シャントレギュレータ１４３によるフィードバック制御が正常に動作せず、その結果、直流電圧ＶＯＵＴが上昇し始めるとする（（ｄ））。そして、直流電圧ＶＯＵＴが過電圧を検知する閾値電圧Ｖｚｔｈまで上昇し（（ｄ））、ツェナーダイオード３０１のツェナー電圧を超えると、ツェナーダイオード３０１が導通状態となる。その結果、上述したように、フォトカプラ２０１のＬＥＤ２０１ａはオン状態が継続し（（ｅ））、ＬＥＤ２０１ａに電流が定常的に流れるため、ＰＴｒ２０１ｂがオン状態を維持する。これにより、ＬＰＦ部５０の抵抗５０１とコンデンサ５０２により構成されるローパスフィルタにより、ダイオード５０３のアノード端子の電位が上昇する。そして、タイミングＴｆで、ＬＰＦ部５０を介して、電源制御ＩＣ１２１のＣＬ端子の入力電圧ＶＣＬが上昇し始める（（ｆ））。

タイミングＴｇにおいて、電源制御ＩＣ１２１のＣＬ端子の入力電圧ＶＣＬがＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作を停止させる閾値電圧ＶＣＬｔｈを上回ると、電源制御ＩＣ１２１は、Ｇ１端子及びＧ２端子の出力を停止する（（ｂ））。これにより、電源制御ＩＣ１２１のＧ１端子及びＧ２端子から、ＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作を制御する制御信号の出力が停止されるため、ＦＥＴ１０６、１０７がオフ状態となり、トランス１０９の二次側への電力供給が行われなくなる（（ｄ））。

そのため、タイミングＴｇ以降は、負荷１３４が電力を消費することに伴い、直流電圧ＶＯＵＴは低下していく。そして、タイミングＴｈにおいて、直流電圧ＶＯＵＴが閾値Ｖｚｔｈを下回り（（ｄ））、ツェナー電圧よりも下がると、導通状態であったツェナーダイオード３０１が再び非導通状態となり、トランジスタ３０３がオフ状態となる。そのため、低周波制御信号生成部３０の出力がローレベルとなり、ＬＰＦ部５０への低周波信号の出力がなくなるため、結果として、ＣＬ端子の入力電圧ＶＣＬは低下していく（（ｆ））。そして、直流電圧ＶＯＵＴが更に低下し、直流電圧ＶＯＵＴが閾値電圧Ｖｂｔｈを下回ったタイミングＴｉ’において、コントローラユニット４０１のＯＵＴ端子からの一定周波数の矩形波の出力が停止する（（（ｃ））。そして、システムは、スタンバイ／プリントモードから停止状態に移行する。

一方、ＨＰＦ部６０では、タイミングＴｅでの直流電圧ＶＯＵＴの過電圧検知時からタイミングＴｆまでの間は、コントローラユニット４０１がＯＵＴ端子から一定周波数の矩形波を出力し続けている。そのため、ＳＢ端子の入力電圧は、モード切り替えの閾値電圧ＶＳＢｔｈ以上を維持している（（ｇ））。そして、タイミングＴｆにおいて、過電圧状態が発生すると、低周波制御信号生成部３０からハイレベルの制御信号を出力し続けるため、フォトカプラ２０１のＬＥＤ２０１ａは、定常的な導通状態となり、ＳＢ端子の入力電圧ＶＳＢは減少していく（（ｇ））。

［ＬＰＦ部及びＨＰＦ部のゲイン−周波数特性］
二次側から一次側へ伝達される制御信号は、ＬＰＦ部５０を通過する（透過される）場合には、ＨＰＦ部６０では遮断し、ＨＰＦ部６０を通過する（透過される）場合には、ＬＰＦ部５０では遮断する必要がある。そのため、ＬＰＦ部５０及びＨＰＦ部６０それぞれのフィルタの周波数帯域をどのように設定するかは重要である。

図４は、ＬＰＦ部５０及びＨＰＦ部６０のそれぞれ周波数帯域の異なる３種類のゲイン−周波数特性を示した図であり、実線で示す特性がＬＰＦ部５０のゲイン−周波数特性であり、破線で示す特性がＨＰＦ部６０のゲイン−周波数特性である。図４において、ｆｌ、ｆｈは、それぞれ低周波制御信号生成部３０、高周波制御信号生成部４０によって生成される制御信号の周波数、ｆｃ１、ｆｃ２は、それぞれＬＰＦ部５０、ＨＰＦ部６０でのゲインが１／√２となるカットオフ周波数を表す。また、図４では、後述するように、それぞれのカットオフ周波数における、制御信号の周波数の好適な周波数帯を斜線で表している。

図４（ａ）は、カットオフ周波数ｆｃ１、ｆｃ２のカットオフ周波数及び周波数帯域の設定が適正な場合のＬＰＦ部５０及びＨＰＦ部６０のゲイン−周波数特性を示す図である。この場合、周波数ｆｌでは、ＬＰＦ部５０のゲインが十分に高く、ＨＰＦ部６０のゲインが十分に低い。一方、周波数ｆｈでは、ＨＰＦ部６０のゲインが十分に高く、ＬＰＦ部５０のゲインが十分に低くなっている。このため、周波数ｆｌの低周波制御信号は、ＬＰＦ部５０を通過し、周波数ｆｈの高周波制御信号はＨＰＦ部６０を通過するため、電源制御ＩＣ１２１は、それぞれの制御信号を検出可能である。図４（ａ）では、周波数ｆｌ以下の周波数の制御信号はＬＰＦ部５０を通過し、周波数ｆｈ以上の周波数の制御信号はＨＰＦ部６０を通過するため、制御信号の周波数は、図４（ａ）の斜線で示すように広い範囲で設定可能である。

次に、図４（ｂ）は、図４（ａ）と比べて、ＨＰＦ部６０のカットオフ周波数ｆｃ２’が低く、ＬＰＦ部５０のカットオフ周波数ｆｃ１に近い位置に設定されている場合のＬＰＦ部５０及びＨＰＦ部６０のゲイン−周波数特性を示す図である。この場合、周波数ｆｈの制御信号に対しては、ＬＰＦ部５０のゲインが更に低くなるため、電源制御ＩＣ１２１は周波数ｆｈの制御信号の検知が容易となる。一方、周波数ｆｌの制御信号に対しては、ＨＰＦ部６０のゲインが十分に低下していないため、周波数ｆｌの制御信号も検知してしまう可能性が高くなる。そのため、ＬＰＦ部５０及びＨＰＦ部６０が、図４（ｂ）のようなカットオフ周波数の関係性を有していると、図４（ｂ）の周波数ｆｌｓで示した位置まで、低周波制御信号生成部３０によって生成される制御信号の周波数ｆｌを小さく設定する必要がある。

また、図４（ｃ）は、図４（ａ）と比べて、ＨＰＦ部６０のカットオフ周波数が高く、ｆｃ２’’の位置に設定されている場合のＬＰＦ部５０及びＨＰＦ部６０のゲイン−周波数特性を示す図である。この場合は、周波数ｆｌの制御信号に対しては、ＨＰＦ部６０のゲインが更に低くなるため、電源制御ＩＣ１２１は周波数ｆｌの制御信号の検知が容易となる。一方、周波数ｆｈに関してもＨＰＦ部６０のゲインが低下しているため、電源制御ＩＣ１２１は、周波数ｆｈの検知結果も減衰して小さくなり、検知できない可能性がある。そのため、図４（ｃ）のようなカットオフ周波数ｆｃ２’’であると、図４（ｃ）の周波数ｆｈｂで示した位置まで、高周波制御信号生成部４０によって生成される制御信号の周波数ｆｈを大きく設定する必要がある。なお、本実施例で使用するフォトカプラは、周波数ｆｌ、ｆｈの制御信号を共に伝達する必要があるため、周波数ｆｌ、ｆｈにて十分なゲインを有するフォトカプラを選定することが望ましい。

［ＬＰＦ部及びＨＰＦ部の電流制限抵抗］
通常、フォトカプラ２０１のＬＥＤ２０１ａは、発光時間の経過と共に発光効率が低下する特性を有しており、発光効率の低下速度はＬＥＤ２０１ａの電流値が大きい程、増加する傾向にある。また、電源制御ＩＣ１２１が連続モードで動作している間は、高周波制御信号生成部４０からの制御信号が出力され続けているため、連続モードの総動作時間を想定して、所定の発光効率が維持されるように設計しなければいけない。すなわち、これらＬＥＤ２０１ａの経時変化特性及び連続モードでの動作時間を考慮すると、ＬＥＤ２０１ａの電流値は小さくすることが望ましい。一方、直流電圧ＶＯＵＴが過電圧状態の場合には、接続されている素子の破壊や異常動作を防ぐために、電源制御ＩＣ１２１は可能な限り早くＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作を停止し、トランス１０９の二次側への電力供給を遮断することが求められる。この場合には、ＬＥＤ２０１ａの電流値を大きくして、ＰＴｒ２０１ｂを早くオン状態にし、電源制御ＩＣ１２１のＣＬ端子の入力電圧ＶＣＬの立ち上がり速度を速くすることが望ましい。そのため、高周波制御信号生成部４０の電流制限抵抗４０３の抵抗値が、低周波制御信号生成部３０の電流制限抵抗３０４の抵抗値より大きくなるように選定することで、それぞれの制御信号に対して適した電流を流すことができる。

また、電流制限抵抗４０３、３０４の抵抗値を共に大きく設定することで、フォトカプラ２０１のＬＥＤ２０１ａの電流値を小さくし、一次側にて制御信号を増幅した後に二次側のＬＰＦ部５０及びＨＰＦ部６０に制御信号を入力する構成も可能である。この場合、ＬＰＦ部５０への制御信号の増幅率は、ＨＰＦ部６０への制御信号の増幅率より高くしておく。この構成の場合にも、ＬＥＤ２０１ａに定常的に流れる電流が小さいため、発光効率の低下速度の経時変化を低減することができ、且つＣＬ端子の入力電圧ＶＣＬの立ち上がり速度は大きいため、電源制御ＩＣ１２１が異常発生を早く検知することができる。

以上説明したように、巻線構成や直流電圧の切替タイミングに依ることなく、周波数の異なる２つの制御信号を用いて、フォトカプラを介した後で周波数フィルタをかけることで、１つのフォトカプラで２つの信号伝達を行うことができる。

以上説明したように、本実施例によれば、トランスの二次側から一次側に情報を伝達するための絶縁素子を削減することができる。

実施例１では、周波数の異なる２つの制御信号を用い、フォトカプラを介した後にディスクリート部品で構成された周波数フィルタをかけることで、１つのフォトカプラで２つの信号伝達を行う回路について説明した。実施例２では、電源制御ＩＣで電位レベルの検知及び制御信号の周波数のカウントを行うことで、ディスクリート部品を用いることなく、実施例１と同様な機能を実現する。

［周波数フィルタ］
図５は、本実施例における情報伝達部を構成するフォトカプラ２０１、低周波制御信号生成部３０、高周波制御信号生成部４０、電源制御ＩＣの制御ブロックの構成を示す図である。なお、フォトカプラ２０１の二次側は、実施例１の図２に示す二次側と同じ構成である。また、電源制御ＩＣ１２１のＦＢ端子には、コンデンサ１２２が接続されている。図５では、実施例１の図１の直流電圧ＶＯＵＴの状態をフィードバックするシャントレギュレータ１４３、フォトカプラ１４４等を省略している。

図５において、Ａ／Ｄ変換器７０１は、ＦＢ端子の入力電圧ＶＦＢの電圧値をアナログ値からデジタル値に変換する。誤差増幅器７０２は、Ａ／Ｄ変換器７０１により取得した入力電圧ＶＦＢ（デジタル値）と基準電圧値とを比較し、増幅する。また、動作周波数演算器７０３は、誤差増幅器７０２の出力に基づいて、ＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作の動作周波数を決定する。出力制御部７０４は、動作周波数演算器７０３により決定された動作周波数に基づいて、ＦＥＴ１０６、１０７のゲート端子に接続されたＧ１端子及びＧ２端子の出力を制御する。

電源制御ＩＣ１２１は、入力端子としてＦＣ端子を有している。周波数カウンタ７０５は、フォトカプラ２０１からＦＣ端子に入力される出力信号を取得し、以下に述べる方法で周波数を検知するための周波数カウンタである。周波数カウンタ７０５は、内部にカウンタ及びタイマを有しており、ＦＣ端子の入力電圧ＶＦＣがハイレベル状態（第１の電圧レベル）である間はカウントアップを行い、ローレベル状態になったタイミングで、カウンタのカウント値をゼロにリセットする。周波数カウンタ７０５は、ｃｎｔ１、ｃｎｔ２の２つの閾値を有している。周波数カウンタ７０５は、カウント値が閾値ｃｎｔ１以上（第１の閾値以上）で、閾値ｃｎｔ２未満（第２の閾値未満）の場合は、ＦＣ端子の入力電圧ＶＦＣがローレベル状態となったときにカウント値をゼロにリセットする。更に、周波数カウンタ７０５は、高周波検知信号をモード切替部７０６に出力する。また、タイマによってＦＣ端子の入力電圧ＶＦＣがローレベル状態（第２の電圧レベル）を維持する時間を計測しており、ローレベル状態が所定の時間以上（所定値以上）維持された場合には、モード切替部７０６への高周波検知信号の出力を停止する。また、周波数カウンタ７０５は、カウント値が閾値ｃｎｔ２（第２の閾値）に到達した場合は、低周波検知信号を出力し、後述する方法により、電源制御ＩＣ１２１の動作を停止させる。なお、閾値ｃｎｔ１と閾値ｃｎｔ２の大小関係は、閾値ｃｎｔ２＞閾値ｃｎｔ１である。

モード切替部７０６は、周波数カウンタ７０５からの高周波検知信号の出力に基づいて、出力制御部７０４の動作モードを切り替える。通常は、モード切替部７０６は、出力制御部７０４に間欠モード信号を出力している。モード切替部７０６は、周波数カウンタ７０５から高周波検知信号が入力されると、出力制御部７０４に連続モード信号を出力する。また、モード切替部７０６は、高周波検知信号がリセットされると、再びモード切替部７０６への出力を間欠モード信号へと切り替える。

強制停止部７０７は、周波数カウンタ７０５からの出力結果に基づいて、出力制御部７０４のＦＥＴ１０６、１０７への出力を強制的に停止させる。そして、抵抗７０８は、フォトカプラ２０１のＰＴｒ２０１ｂからの電流値を電圧に変換するための抵抗である。

［制御信号に応じた電源制御ＩＣによる制御］
図６は、図５のコントローラユニット４０１のＯＵＴ端子、直流電圧ＶＯＵＴ、ＦＣ端子の入力電圧ＶＦＣの電圧波形、周波数カウンタ７０５のカウント値等を示した図である。図６において、上から順に、（ａ）システムモード、（ｂ）電源制御ＩＣ動作モード、（ｃ）ＯＵＴ、（ｄ）ＶＯＵＴは、実施例１の図３と同様であり、ここでの説明は省略する。（ｅ）は、電源制御ＩＣ１２１のＦＣ端子の入力電圧ＶＦＣの電圧波形を示しており、入力電圧ＶＦＣは、フォトカプラ２０１のＰＴｒ２０１ｂの電流を抵抗７０８により電圧に変換した波形である。したがって、入力電圧ＶＦＣの電圧波形は、実施例１の図３（ｅ）に示すフォトカプラ２０１のＰＴｒ２０１ｂの電流ＩＤの電流波形と同様の波形となる。（ｆ）は、電源制御ＩＣ１２１の周波数カウンタのカウント値の変化を示している。図３の横軸は時間を示し、Ｔａ’、Ｔｂ’、Ｔｃ’、Ｔｄ’、Ｔｅ’、Ｔｆ’、Ｔｇ’、Ｔｉ’はタイミングを示す。以下、括弧内の（ａ）〜（ｆ）は、図６の（ａ）〜（ｆ）に対応している。なお、電源制御ＩＣ１２１のＡ／Ｄ変換器７０１、誤差増幅器７０２、動作周波数演算器７０３については一般的なフィードバック制御の動作と同様であるため、ここでは説明を省略する。

図６において、タイミングＴａ’は、システムモードがスリープモード中の時点を示している（（ａ））。このときは、まだ、フォトカプラ２０１のＰＴｒ２０１ｂがオン状態ではなく、ＦＣ端子の入力電圧ＶＦＣは、ローレベル状態を維持している（（ｅ））。そのため、周波数カウンタ７０５はカウントアップされず、カウント値が閾値ｃｎｔ１に到達しない。そのため、周波数カウンタ７０５は、モード切替部７０６に出力する高周波信号をリセットしている状態であり、モード切替部７０６は出力制御部７０４に間欠モード信号を出力する。その結果、タイミングＴａ’からタイミングＴｂ’までのスリープモードの期間は、電源制御ＩＣ１２１は間欠モードで動作している（（ａ）、（ｂ））。

タイミングＴｂ’で、システムモードがスリープモードからスタンバイ／プリントモードに移行する（（ａ））。すると、高周波制御信号生成部４０のコントローラユニット４０１は、ＯＵＴ端子から一定周波数（ここでは５０ｋＨｚ）の矩形波をトランジスタ４０２のベース端子に出力する（（ｃ））。これにより、トランジスタ４０２が矩形波の周波数に応じて、オン・オフ状態を繰り返すことにより、フォトカプラ２０１のＬＥＤ２０１ａも同一の周期で導通・非導通状態を繰り返し、同様にＰＴｒ２０１ｂもオン・オフ状態を繰り返す。そのため、ＦＣ端子の入力電圧ＶＦＣも、同様にハイレベル・ローレベルの状態を繰り返す（（ｅ））。

ここで、ＦＣ端子に短周期でハイレベル・ローレベルの信号が入力されることで、周波数カウンタ７０５のカウント値が、閾値ｃｎｔ１に到達して、その後、カウント値はゼロにリセットされる（（ｆ））。これにより、周波数カウンタ７０５は、高周波制御信号が入力されたことを検知することができる。周波数カウンタ７０５がモード切替部７０６に高周波検知信号を出力すると、モード切替部７０６は出力制御部７０４に間欠モードから連続モードへと切り替えるモード切替信号を出力する。出力制御部７０４は、モード切替部７０６からのモード切替信号が入力されると、連続モードで、ＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作を制御するために、Ｇ１端子、Ｇ２端子の出力を制御する。

タイミングＴｄ’で、電源制御ＩＣの動作モードが間欠モードから連続モードへと切り替わり（（ｂ））、通常のスタンバイ／プリント動作が行われる。その後、システム内に何らかの異常が発生し、タイミングＴｅ’にて、直流電圧ＶＯＵＴが徐々に上昇し、過電圧状態となる（（ｄ））。直流電圧ＶＯＵＴが上昇し、タイミングＴｆ’にて、閾値電圧Ｖｚｔｈに到達し（（ｄ））、ツェナーダイオード３０１の両端の電圧がツェナー電圧を超えると、ツェナーダイオード３０１が導通状態となる。ツェナーダイオード３０１が導通状態となると、前述したように、フォトカプラ２０１の一次側のＰＴｒ２０１ｂがオン状態となり、抵抗７０８に定常的に電流が流れる。そのため、電源制御ＩＣ１２１のＦＣ端子の入力電圧ＶＦＣは、定常的にハイレベルの電位となる（（ｅ））。

ＦＣ端子の入力電圧ＶＦＣが定常的にハイレベルとなることで、電源制御ＩＣ１２１の周波数カウンタ７０５はカウントアップし続ける（（ｆ））。そして、周波数カウンタ７０５は、カウント値が閾値ｃｎｔ２に到達したタイミングＴｇ’で（（ｆ））、低周波制御信号が入力されたことを検知することができる。周波数カウンタ７０５は低周波制御信号が入力されたことを検知すると、強制停止部７０７に停止信号を出力する。強制停止部７０７は、停止信号が入力されると、出力制御部７０４のＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作を強制的に停止させることで、電源制御ＩＣ１２１は、ＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作を停止することができる。

その後、タイミングＴｇ’以降では、直流電圧ＶＯＵＴは、負荷１３４が電力を消費することに伴い低下していく（（ｄ））。そして、直流電圧ＶＯＵＴが閾値電圧Ｖｚｔｈを下回ると（（ｄ））、導通状態であったツェナーダイオード３０１が再び非導通状態となり、その結果、トランジスタ３０３がオフ状態となる。これにより、フォトカプラ２０１のＬＥＤ２０１ａ及びＰＴｒ２０１ｂもオフ状態となり、ＦＣ端子の入力電圧ＶＦＣはローレベルに低下し（（ｅ））、周波数カウンタ７０５のカウント値もゼロにリセットされる（（ｆ））。

タイミングＴｈ’以降では、直流電圧ＶＯＵＴが更に低下し、上述したように、直流電圧ＶＯＵＴが閾値電圧Ｖｂｔｈを下回ったタイミングＴｉ’にて（（ｄ））、コントローラユニット４０１のＯＵＴ端子からの矩形波の出力が停止する（（ｃ））。そして、システムはスタンバイ／プリントモードから停止状態に移行する（（ａ））。

以上説明したように、本実施例では、電源制御ＩＣで入力電圧の電位レベル及び周波数をカウントすることで、ディスクリート部品を用いることなく、実施例１と同様な機能を実現することができる。

以上説明したように、本実施例によれば、トランスの二次側から一次側に情報を伝達するための絶縁素子を削減することができる。

実施例１、２で説明した電源装置は、例えば画像形成装置の低圧電源、すなわちコントローラ（制御部）やモータ等の駆動部へ電力を供給する電源装置として適用可能である。以下に、実施例１、２の電源装置が適用される画像形成装置の構成を説明する。

［画像形成装置の構成］
画像形成装置の一例として、レーザビームプリンタを例にあげて説明する。図７に電子写真方式のプリンタの一例であるレーザビームプリンタの概略構成を示す。レーザビームプリンタ３００は、静電潜像が形成される像担持体としての感光ドラム３１１、感光ドラム３１１を一様に帯電する帯電部３１７（帯電手段）、感光ドラム３１１に形成された静電潜像をトナーで現像する現像部３１２（現像手段）を備えている。そして、感光ドラム３１１に現像されたトナー像をカセット３１６から供給された記録材としてのシート（不図示）に転写部３１８（転写手段）によって転写して、シートに転写したトナー像を定着器３１４で定着してトレイ３１５に排出する。この感光ドラム３１１、帯電部３１７、現像部３１２、転写部３１８が画像形成部（画像形成手段）である。また、レーザビームプリンタ３００は、実施例１、２で説明した電源装置を備えている。なお、実施例１、２の電源装置を適用可能な画像形成装置は、図７に例示したものに限定されず、例えば複数の画像形成部を備える画像形成装置であってもよい。更に、感光ドラム３１１上のトナー像を中間転写ベルトに転写する一次転写部と、中間転写ベルト上のトナー像をシートに転写する二次転写部を備える画像形成装置であってもよい。

レーザビームプリンタ３００は、画像形成部による画像形成動作や、シート（記録材）の搬送動作を制御するコントローラ３２０を備えている。実施例１、２に記載の電源装置は、例えば、降圧型バックコンバータ（不図示）を介してコントローラ３２０に電力を供給する。また、実施例１、２に記載の電源装置は、感光ドラム３１１を回転するため、又はシートを搬送する各種ローラ等を駆動するためのモータ等の駆動部に電力を供給する。コントローラ３２０は、レーザビームプリンタ３００を前述したスリープモードや、スタンバイ／プリントモードのシステムモードに切り替える。また、実施例１、２に記載の電源装置は、スリープモードでは、ＦＥＴ１０６、１０７を間欠モードで動作させ、スタンバイ／プリントモードでは、間欠モードから連続モードに切り替えて、ＦＥＴ１０６、１０７を動作させる。

本実施例の電源装置が実施例１の電源装置である場合には、電源装置から供給される直流電圧ＶＯＵＴの過電圧状態を検知した場合には、低周波制御信号生成部３０が低周波の制御信号を出力する。これにより、電源制御ＩＣ１２１のＣＬ端子の入力電圧ＶＣＬが上昇し、電源制御ＩＣ１２１は、直流電圧ＶＯＵＴの以上を検知する。そして、電源制御ＩＣ１２１は、ＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作を停止し、レーザビームプリンタ３００への電力供給を遮断する。また、本実施例の電源装置が実施例２の電源装置である場合には、電源制御ＩＣ１２１は、低周波制御信号生成部３０、及び高周波制御信号生成部４０により出力される制御信号のハイレベルの時間を周波数カウンタにより測定する。そして、電源制御ＩＣ１２１は、測定した周波数カウンタのカウント値が閾値ｃｎｔ２以上の場合には、電源装置から供給される直流電圧ＶＯＵＴの過電圧状態を検知する。そして、電源制御ＩＣ１２１は、ＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作を停止し、レーザビームプリンタ３００への電力供給を遮断する。

以上説明したように、本実施例によれば、トランスの二次側から一次側に情報を伝達するための絶縁素子を削減することができる。

３０ 低周波制御信号生成部
４０ 高周波制御信号生成部
５０ ローパスフィルタ部
６０ ハイパスフィルタ部
１０６、１０７ ＦＥＴ
１０９ トランス
１２１ 電源制御ＩＣ
２０１ フォトカプラ

Claims (13)

1. 一次側と二次側を絶縁されたトランスと、
   前記トランスの一次側に入力される直流電圧を駆動するスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子の駆動を制御し、前記トランスの二次側に発生する出力電圧を制御する制御手段と、
   前記出力電圧が閾値電圧よりも高い過電圧状態を検知すると、低周波数の検知信号を出力する検知手段と、
   前記検知信号よりも高い周波数のパルス信号を出力する信号出力手段と、
   前記検知信号を通過させ、前記パルス信号を遮断するローパスフィルタ部と、前記ローパスフィルタ部に接続された第１のコンデンサとを有し、前記第１のコンデンサの電圧に応じて、前記制御手段に前記スイッチング素子の駆動を停止させる第１の信号を出力する第１の出力部と、
   前記パルス信号を通過させ、前記検知信号を遮断するハイパスフィルタ部と、前記ハイパスフィルタ部に接続された第２のコンデンサとを有し、前記第２のコンデンサの電圧に応じて、前記制御手段に前記スイッチング素子の駆動の状態を切り替える第２の信号を出力する第２の出力部と、
   二次側から一次側へ信号を伝達するための絶縁伝達素子であって、前記二次側には前記検知手段及び前記信号出力手段が接続され、前記一次側には前記第１の出力部及び前記第２の出力部が接続され、前記検知信号及び前記パルス信号を二次側から一次側に伝達する前記絶縁伝達素子と、
   を備え、
   前記絶縁伝達素子は１つであることを特徴とする電源装置。
2. 前記制御手段は、前記スイッチング素子の駆動の状態として、前記スイッチング素子を連続的に駆動させる連続モードと、前記スイッチング素子を駆動させる期間と駆動を停止させる期間とを繰り返す間欠モードと、を切り替え可能であり、
   前記第２の出力部は、前記第２のコンデンサの電圧が所定の電圧未満であれば、前記間欠モードに切り替える前記第２の信号を出力し、前記第２のコンデンサの電圧が所定の電圧以上あれば、前記連続モードに切り替える前記第２の信号を出力することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記第１のコンデンサは、前記検知信号が入力されると充電され、
   前記第１の出力部は、前記第１のコンデンサの充電電圧に基づいて、前記第１の信号を前記制御手段に出力することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電源装置。
4. 一次側と二次側を絶縁されたトランスと、
   前記トランスの一次側に入力される直流電圧を駆動するスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子の駆動を制御し、前記トランスの二次側に発生する出力電圧を制御する制御手段と、
   前記出力電圧が閾値電圧よりも高い過電圧状態を検知すると、低周波数の検知信号を出力する検知手段と、
   前記検知信号よりも高い周波数のパルス信号を出力する信号出力手段と、
   二次側から一次側へ信号を伝達するための絶縁伝達素子であって、前記二次側には前記検知手段および前記信号出力手段が接続され、前記検知信号及び前記パルス信号を二次側から一次側に伝達する前記絶縁伝達素子と、
   を備え、
   前記制御手段は、前記絶縁伝達素子の二次側から出力される出力信号が入力される入力端子と、前記入力端子から入力された前記出力信号の電圧レベルの時間を測定するカウンタと、前記カウンタのカウント値に応じて、前記スイッチング素子の駆動の状態を切り替える切替部と、を有し、
   前記絶縁伝達素子は１つであることを特徴とする電源装置。
5. 前記出力信号は、前記検知信号及び前記パルス信号であることを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
6. 前記検知手段は、第１の電圧レベルの前記検知信号を出力し、
   前記信号出力手段は、前記第１の電圧レベルと前記第１の電圧レベルと異なる第２の電圧レベルとが繰り返される前記パルス信号を出力することを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
7. 前記制御手段は、前記スイッチング素子の駆動の状態として、前記スイッチング素子を連続的に駆動させる連続モードと、前記スイッチング素子を駆動させる期間と駆動を停止させる期間とを繰り返す間欠モードと、を切り替え可能であり、
   前記第２の電圧レベルでの前記カウンタのカウント値が所定値以上の場合には、前記間欠モードに切り替え、前記第１の電圧レベルでの前記カウンタのカウント値が第１の閾値以上で、第２の閾値未満の場合には、前記連続モードに切り替えることを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
8. 前記制御手段は、前記第１の電圧レベルでの前記カウンタのカウント値が前記第２の閾値以上の場合には、前記スイッチング素子の駆動を停止させることを特徴とする請求項７に記載の電源装置。
9. 前記検知手段は、第１の抵抗を介して、前記絶縁伝達素子の二次側に接続され、
   前記信号出力手段は、第２の抵抗を介して、前記絶縁伝達素子の二次側と接続され、
   前記第２の抵抗の抵抗値は、前記第１の抵抗の抵抗値よりも大きいことを特徴とする請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電源装置。
10. 前記絶縁伝達素子は、フォトカプラであり、
    前記フォトカプラは、二次側には発光ダイオードを有し、一次側には、フォトトランジスタを有することを特徴とする請求項９に記載の電源装置。
11. 前記検知手段は、ツェナーダイオードと、前記ツェナーダイオードのアノード端子がベース端子に接続された第１のトランジスタと、一端が前記第１のトランジスタのコレクタ端子に接続され、他端が前記発光ダイオードのカソード端子に接続された前記第１の抵抗と、有し、
    前記ツェナーダイオードは、前記出力電圧が前記過電圧状態になると導通して、前記第１のトランジスタをオンし、前記発光ダイオードを導通状態に設定することを特徴とする請求項１０に記載の電源装置。
12. 前記信号出力手段は、前記パルス信号を生成する信号生成部と、ベース端子が前記信号生成部に接続された第２のトランジスタと、一端が前記第２のトランジスタのコレクタ端子に接続され、他端が前記発光ダイオードのカソード端子に接続された前記第２の抵抗と、有し、
    前記第２のトランジスタは、前記パルス信号に応じて、前記発光ダイオードを導通状態、又は非導通状態に設定することを特徴とする請求項１１に記載の電源装置。
13. 記録材に画像形成を行う画像形成手段と、
    請求項１から請求項１２のいずれか１項に記載の電源装置と、
    を備えることを特徴とする画像形成装置。

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