JP2020150610A - 電源装置及びこれを備えた空気調和機 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング周期に同期して発生するリップル電圧に対応してＡＣ電圧の上昇を検出して過電圧から機器を保護する過電圧保護手段を備えた電源装置を提供する。【解決手段】電源装置１０において、過電圧保護部２０は、スイッチング制御部５からスイッチングパルス信号とＤＣ電圧信号が入力されている。過電圧保護部２０は、リップル電圧と変化時間をそれぞれを監視し、スイッチングパルス信号の立下りタイミングからＤＣ電圧に含まれるリップル電圧波形の山又は谷までの変化時間の長さに基づいて電圧閾値を変化させる。ここで、電圧閾値を第１電圧閾値と、これよりも小さい第２電圧閾値とした時、過電圧保護部２０は、変化時間が予め定めた変化時間閾値未満の時に第２電圧閾値を、変化時間が予め定めた前記変化時間閾値以上の時に第１電圧閾値を用いる。過電圧保護部２０は、ＤＣ電圧がいずれかの電圧閾値以上になった時、コンバータ１０を停止させる。【選択図】図２

Description

本発明は、電源装置に係わり、より詳細には、昇圧型コンバータにおける出力電圧の過電圧保護に関する。

従来、昇圧型のコンバータは、例えば図５に示す空気調和機に備えられている（例えば、特許文献１参照。）。
図５に示す空気調和機９０は、室外機８０と、これに通信接続された室内機４０で構成されている。
室外機８０はＡＣ電源３４を入力としＤＣ電圧を出力する電源装置であるコンバータ１００と、コンバータ１００が出力するＤＣ電圧が入力されるインバータ３１と、インバータ３１で駆動される圧縮機３２と、入力されたＡＣ電源３４の交流電圧を検出して交流電圧検出信号として出力する交流電圧検出部３５と、これらを制御する制御部３３を備えている。

コンバータ１００は、ＡＣ電源３４が接続される入力端１０１ａと入力端１０１ｂと、ＤＣ電圧が出力される出力端１０８ａと出力端１０８ｂと、出力されるＤＣ電圧の目標電圧指示信号が入力される端子１０９ａと、交流電圧検出信号が入力される端子１０９ｃと、出力されるＤＣ電圧を示すＤＣ電圧信号を出力する出力端１０９ｂとを備えている。また、コンバータ１００は入力された電圧を整流する整流器１０２と、整流されたＤＣ電圧を昇圧するスイッチング部１０３と、昇圧したＤＣ電圧を平滑する平滑コンデンサ１０７と、ＤＣ電圧を検出するＤＣ電圧検出部１０６と、スイッチング部１０３へスイッチングパルス信号を出力するスイッチング制御部１０５と、過電圧保護部１２０を備えている。

コンバータ１００は、ＤＣ電圧検出部１０６で検出された電圧がＤＣ電圧信号として過電圧保護部１２０へ出力されており、過電圧保護部１２０はＤＣ電圧が過電圧となった時に停止指示信号をスイッチング制御部１０５へ出力する。この信号が入力されたスイッチング制御部１０５は、スイッチングパルス信号をオフにすることでコンバータ１００の動作を停止させる。

また、コンバータ１００のＤＣ電圧が出力される出力端１０８ａと出力端１０８ｂとはインバータ３１の入力端に接続されており、また、インバータ３１の三相出力が圧縮機３２に接続されている。一方、制御部３３はコンバータ１００へ目標電圧指示信号を出力し、コンバータ１００からＤＣ電圧信号が、また、交流電圧検出部３５から交流電圧検出信号が、それぞれ入力される。また、制御部３３はインバータ３１へ駆動信号を出力する。

ところで、一般的なコンバータでは出力されるＤＣ電圧をフードバック制御しており、負荷の変動やＡＣ電圧の変動があってもＤＣ電圧が指示された目標電圧値となるように制御している。このフィードバック制御によるフィードバックが早すぎるとＤＣ電圧にハンチングが発生するため、フィードバックに遅延を設けて制御している。このため、瞬時電圧変動による電圧低下から急激に電圧が復帰した場合、ＡＣ電圧が元の電圧に復帰しているにも関わらず、フィードバック制御がこれに追従できず、ＤＣ電圧が異常な高電圧（過電圧）となる場合がある。このため、特許文献１には記載がないが、一般的なコンバータには前述した過電圧保護部が備えられている。

前述したようにフィードバック特性により、瞬時電圧変動が終了して急激に元の電圧に復帰した場合や、このタイミングで負荷が急激に軽くなった場合、ＤＣ電圧が過電圧となる場合がある。このため、過電圧保護部１２０は、例えば出力するＤＣ電圧が５５０ボルト（第１電圧閾値）以上になった時、スイッチング部１０３の内部に備えた図示しない耐圧が６００ボルトのスイッチング素子を保護するため、スイッチング制御部１０５を介してスイッチング素子を強制的にオフにする。

次に図６の説明図を用いてコンバータ１００の動作を説明する。図６において横軸は時間である。また、縦軸に関して、図６（１）はＡＣ電源電圧を、図６（２）はＤＣ電圧を、図６（３）は目標電圧値を、図６（４）はコンバータ１００の動作状態を、それぞれ示している。なお、ｔ８１〜ｔ８６は時刻である。

図６（１）に示すようにＡＣ電源電圧において、ｔ８１からｔ８３の期間に瞬時電圧変動による一時的な電圧低下が発生している。制御部３３はＡＣ電圧の半周期のピーク電圧の増減により瞬時電圧変動を検出している。このため、制御部３３はこの半周期が経過するｔ８２まで瞬時電圧変動を検出できない。従って制御部３３は、ｔ８２まで目標電圧値を４００ボルトとしてコンバータ１００へ指示しているが、ｔ８２で瞬時電圧変動による電圧低下が発生したと判断する。このため制御部３３は目標電圧値を一時的に４００ボルトから３５０ボルトへ低下させる。また、制御部３３は、ｔ８４でＡＣ電圧が復帰したと判断し、目標電圧値を３５０ボルトから４００ボルトに復帰させる。

この時、前述したようにフィードバック遅れによるＤＣ電圧の上昇と、ＡＣ電圧の急激な上昇が重なったため、ｔ８５でＤＣ電圧が第１電圧閾値（５５０ボルト）以上になっている。このため過電圧保護部１２０はスイッチング素子をオフにするが、インダクタに蓄積されたエネルギーが逆起電力を発生させ、ｔ８６の時点でＤＣ電圧が６１０ボルトとなっている。この場合、スイッチング素子の耐圧：６００ボルトを超えているためスイッチング素子が破壊される場合がある。

このように、ｔ８４でＡＣ電圧が急激に復帰して、ＤＣ電圧が５５０ボルト以上になった場合、コンバータ１００は過電圧保護部１２０によりスイッチングを停止する。これはスイッチングを停止した時、図示しないインダクタに蓄積された逆起電力により上昇する最大ＤＣ電圧を６００ボルト以下と想定したものである。

ところで、ＤＣ電圧はスイッチングによる最大約５０ボルトのリップル電圧が含まれており、また、過電圧保護部１２０はリップル電圧のピーク電圧を監視している。このため、スイッチング素子の耐圧である６００Ｖに対して前述した５０Ｖのマージンを差し引いた５５０ボルトを第１電圧閾値とし、過電圧保護部１２０は、ＤＣ電圧が第１電圧閾値以上になったらスイッチング素子をオフにする。

しかしながら、ＡＣ電圧が急激に復帰した場合、連続するリップル電圧の一周期毎にリップル電圧のピーク電圧が５０ボルト以上上昇する場合があるため、今回のリップル電圧のピークが５５０ボルト以下であっても次の周期のリップル電圧のピークが６００ボルト以上になり、過電圧保護部１２０がここでスイッチング素子をオフにしても前述したインダクタの逆起電力により、スイッチング素子が破壊される場合があった。特にインターリーブ方式のスイッチング回路の場合、複数のインダクタを備えているため、過電圧でスイッチングを停止した場合に、インダクタの逆起電力が大きくなる問題があった。

一方、瞬時電圧変動からの復帰時の逆起電力発生を考慮して第１電圧閾値を５００ボルトに設定した場合、瞬時電圧変動が発生していない場合であってもこの電圧がコンバータ１００の最大出力電圧となるため、高電圧の利用に制限がかかり、一方、ＤＣ電圧を５５０ボルト以上で使用する場合はスイッチング素子の耐圧が高いものを選択しなければならず、コストが上昇する問題があった。

このため、瞬時電圧変動によるＡＣ電圧低下からの復帰時にのみ第１電圧閾値よりも低い閾値を設定する必要がある。しかしながら、リップル電圧の発生は高速なスイッチング周波数（数キロヘルツ）に同期して発生するため、この周波数に対応する周期毎に交流電圧検出部３５を用いてＡＣ電圧の上昇を検出することは非常に困難であった。このため、リップル電圧の変化によりＡＣ電圧の上昇を検出して過電圧から機器を保護する過電圧保護手段が望まれていた。

また、このようなコンバータ（電源装置）は空気調和機に組み込まれている。空気調和機は圧縮機を備えており、この圧縮機の回転数により大きく負荷が変動する。負荷が大きく変動した場合、電源装置から出力されるＤＣ電圧のリップル電圧が変動し、瞬時電圧変動による電圧低下からの復帰時に前述した過電圧が発生しやすい問題があった。

特開２０１０−１１５３３号公報（段落番号００３３〜００４０）

本発明は以上述べた問題点を解決し、スイッチング周期に同期して発生するリップル電圧に対応してＡＣ電圧の上昇を検出して過電圧から機器を保護する過電圧保護手段を備えた電源装置を提供することを目的とする。

本発明は上述の課題を解決するため、本発明の請求項１に記載の電源装置は、
ＡＣ電源を入力して整流する整流器と、スイッチング素子とインダクタとを備えて前記スイッチング素子のスイッチングにより前記整流器から出力される電圧を昇圧してＤＣ電圧として出力するスイッチング部と、前記スイッチング部から出力される前記ＤＣ電圧を平滑する平滑コンデンサと、前記スイッチング部の前記スイッチング素子を駆動するスイッチングパルス信号を出力するスイッチング制御部と、前記ＤＣ電圧を検出してＤＣ電圧信号として出力するＤＣ電圧検出部と、前記ＤＣ電圧が予め定めた電圧閾値以上になった時、前記スイッチングを停止させる過電圧保護手段とを備え、
前記過電圧保護手段は、
前記スイッチングパルス信号と前記ＤＣ電圧信号が入力されており、
前記スイッチングパルス信号によって駆動される前記スイッチング素子がオフとなるタイミングから前記ＤＣ電圧に含まれるリップル電圧波形の山又は谷までの変化時間を測定し、前記変化時間の長さに基づいて前記電圧閾値を変化させることを特徴とする。

また、本発明の請求項２に記載の電源装置は、
前記電圧閾値を第１電圧閾値と、これよりも小さい第２電圧閾値とした時、
前記過電圧保護手段は、測定した前記変化時間が予め定めた変化時間閾値以上の時に前記第１電圧閾値を用い、測定した前記変化時間が前記変化時間閾値未満の時に前記第２電圧閾値を用いることを特徴とする。

また、本発明の請求項３に記載の空気調和機は、前記電源装置を備えたことを特徴とする。

以上の手段を用いることにより、本発明によれば、過電圧保護手段を備えた電源装置において、スイッチング周期に同期して発生するリップル電圧に対応してＡＣ電圧の上昇を検出して過電圧から機器を保護することができる。

本発明による空気調和機の実施例を示すブロック図である。 本発明によるコンバータ（電源装置）の実施例を示すブロック図である。 空気調和機の動作を説明する説明図である。 過電圧保護部の動作を説明する説明図である。 従来の空気調和機を示すブロック図である。 従来の空気調和機の動作を説明する説明図である。

以下、本発明の実施の形態を、添付図面に基づいた実施例として詳細に説明する。なお、本発明と直接関係のない冷媒回路などは図示と説明を省略する。

図１に示す空気調和機５０は、室外機３０と、これに通信接続された室内機４０で構成されている。
室外機３０はＡＣ電源３４を入力としＤＣ電圧を出力する昇圧型のコンバータ１０と、コンバータ１０が出力するＤＣ電圧が入力されるインバータ３１と、インバータ３１で駆動される圧縮機３２と、入力されたＡＣ電源３４の交流電圧を検出して交流電圧検出信号として出力する交流電圧検出部３５と、これらを制御する制御部３３を備えている。

コンバータ１０は、ＡＣ電源３４が接続される入力端１ａと入力端１ｂと、ＤＣ電圧が出力される出力端８ａと出力端８ｂと、出力されるＤＣ電圧の目標電圧指示信号が入力される入力端９ａと、交流電圧検出信号が入力される入力端９ｃと、出力されるＤＣ電圧を示すＤＣ電圧信号を出力する出力端９ｂとを備えている。なお、コンバータ１０は図示しないスイッチング方式の昇圧回路と過電圧保護部（過電圧保護手段）２０を備えており、出力するＤＣ電圧が過電圧となった時にコンバータ１０の動作を停止させる。なお、コンバータ１０はインターリーブ方式で動作し、スイッチング周波数は５キロヘルツである。従ってスイッチング周期は２００マイクロセカンドとなる。

そして、コンバータ１０のＤＣ電圧が出力される出力端８ａと出力端８ｂとはインバータ３１の入力端に接続されており、また、インバータ３１の三相出力が圧縮機３２に接続されている。一方、制御部３３はコンバータ１０へ目標電圧指示信号を出力し、コンバータ１０からＤＣ電圧信号が、また、交流電圧検出部３５から交流電圧検出信号が、それぞれ入力される。また、制御部３３はインバータ３１へ駆動信号を出力する。

図２は本発明によるコンバータ１０の実施例を示すブロック図である。コンバータ１０は、ＡＣ電源３４が接続される入力端１ａと入力端１ｂと、ＤＣ電圧が出力される出力端８ａと出力端８ｂと、入力端１ａと入力端１ｂの間に接続されたＡＣ電源３４の出力電圧を整流する整流器２と、入力端１ｂと整流器２の間に直列に接続され、検出した入力電流を入力電流信号として出力する入力電流検出部１１と、出力端８ａと出力端８ｂの間に接続され、整流器３の出力電圧を平滑する平滑コンデンサ７と、入力端３ｅと入力端３ｈと出力端３ｆと共通端３ｇを備えた第１スイッチング部３と、入力端４ｅと入力端４ｈと出力端４ｆと共通端４ｇを備えた第２スイッチング部４を備えている。

また、コンバータ１０は、平滑コンデンサ７の両端電圧を検出してＤＣ電圧信号として出力端９ｂへ出力するＤＣ電圧検出部６と、第１スイッチング部３を駆動するスイッチングパルス信号Ａを入力端３ｈへ出力し、また、第２スイッチング部４を駆動するスイッチングパルス信号Ｂを入力端４ｈにそれぞれ出力するスイッチング制御部５と、ＤＣ電圧を監視して過電圧となった時にスイッチングパルス信号Ａとスイッチングパルス信号Ｂの出力を停止してコンバータ１０の動作を停止させる過電圧保護部２０を備えている。

そして、整流器２の正極に第１スイッチング部３の入力端３ｅと第２スイッチング部４の入力端４ｅが、整流器２の負極に第１スイッチング部３の共通端３ｇと第２スイッチング部４の共通端４ｇと平滑コンデンサ７の負極端がそれぞれ接続されている。このように、第１スイッチング部３と第２スイッチング部４は並列に接続されている。
各スイッチング部は、スイッチング素子とインダクタとを備えており、このスイッチング素子のスイッチングにより整流器２から出力される電圧を昇圧してＤＣ電圧として出力する。

一方、第１スイッチング部３は、入力端３ｅに一端が接続されたインダクタ３ａと、同インダクタ３ａの他端がアノード端子に接続されカソード端子が出力端３ｆに接続されたダイオード３ｂと、インダクタ３ａの他端と共通端３ｇとの間に接続され、入力されたスイッチングパルス信号Ａによりオン／オフするスイッチング素子であるＩＧＢＴ３ｃを備えている。一方、ＩＧＢＴ３ｃのコレクタ端子はインダクタ３ａの他端に接続され、また、エミッタ端子は共通端３ｇに接続され、ゲート端子は入力端３ｈに接続されている。

同様に、第２スイッチング部４は、入力端４ｅに一端が接続されたインダクタ４ａと、同インダクタ４ａの他端がアノード端子に接続されカソード端子が出力端４ｆに接続されたダイオード４ｂと、インダクタ４ａの他端と共通端４ｇとの間に接続され、入力されたスイッチングパルス信号Ｂによりオン／オフするスイッチング素子であるＩＧＢＴ４ｃを備えている。一方、ＩＧＢＴ４ｃのコレクタ端子はインダクタ４ａの他端に接続され、また、エミッタ端子は共通端４ｇに接続され、ゲート端子は入力端４ｈに接続されている。この第１スイッチング部３と第２スイッチング部４は、整流器３から整流された電圧が入力され、各ＩＧＢＴが短絡状態の時に対応するインダクタに電流が流れてエネルギーとして蓄積され、次に各ＩＧＢＴが開放された時に蓄積されたエネルギーが電流となって対応するインダクタから出力される構成になっている。

スイッチング制御部５は、交流電圧検出部３５から出力される瞬時電圧を示す交流電圧検出信号と、ＤＣ電圧検出部６から出力されるＤＣ電圧信号と、入力電流検出部１１から出力される入力電流検出信号と、入力端９ａから入力され、目標とする出力端８ａと出力端８ｂとの間のＤＣ電圧（コンバータ１０の出力電圧）を指示する目標電圧指示信号と、過電圧保護部２０が出力する停止指示信号がそれぞれ入力されている。

このスイッチング制御部５は、出力端８ａと出力端８ｂとの間のＤＣ電圧（出力電圧）が目標電圧指示信号で指示された目標電圧になるように、また、コンバータ１０に入力された交流電圧と、コンバータ１０に流れる入力電流の位相が同じとなるように制御する。そしてスイッチング制御部５は、前述した制御を行うためにスイッチングパルス信号Ａとスイッチングパルス信号ＢをＰＷＭ制御により生成して各スイッチング部へ個別に出力する。なお各スイッチングパルス信号はハイレベルで各ＩＧＢＴがオン、ローレベルでオフとなる。

過電圧保護部２０は、スイッチングパルス信号Ａとスイッチングパルス信号ＢとＤＣ電圧信号が入力され、ＤＣ電圧に重畳されるリップル電圧が変化する時間（変化時間と呼称する）を出力する変化時間測定部２１と、この変化時間が入力され、この時間に従って予め記憶している電圧閾値が出力される閾値記憶部２２と、この電圧閾値とＤＣ電圧信号が入力され、ＤＣ電圧信号が電圧閾値以上となった時にスイッチング制御部の動作を停止させる停止指示信号を出力する停止判定部２３を備えている。

変化時間測定部２１はＤＣ電圧信号によりＤＣ電圧に含まれるリップル電圧を監視し、スイッチングパルス信号Ａ又はスイッチングパルス信号Ｂがハイレベルからローレベルに変化したタイミングから、つまり、各ＩＧＢＴがオンからオフになったタイミングから、次にリップル電圧波形の谷（最低電圧）が来るまでの時間である変化時間を計測して閾値記憶部２２へ出力する。リップル電圧の周期はスイッチングパルス信号の周期と同じであるが、入力されるＡＣ電圧の上昇／下降に対応してこの変化時間が短く／長くなる。

ＡＣ電圧が上昇している場合は整流器２から出力される整流電圧も上昇する。この上昇した電圧にスイッチングによるリップル電圧を含んだ電圧が重畳される。このため、リップル電圧波形の谷の電圧がＡＣ電圧の変化が無い場合に比較して高くなる。つまり、ＡＣ電圧の変化が無い場合に比較して短い時間で谷に到達することになり、変化時間が短くなる。一方、これとは逆にＡＣ電圧が下降している場合はリップル電圧波形の谷の電圧がＡＣ電圧の変化が無い場合に比較して低くなる。つまり、ＡＣ電圧の変化が無い場合に比較して長い時間で谷に到達することになり変化時間が長くなる。
なお、変化時間測定部２１の動作に関しては後で詳細に説明する。

閾値記憶部２２は電圧閾値として出力する２つの閾値である第１電圧閾値（５５０ボルト）及び第２電圧閾値（５００ボルト）と、ＡＣ電圧の変化がない場合の変化時間である１２０マイクロセカンドを基準とし、これより短い変化時間閾値（１１０マイクロセカンド）を予め記憶している。閾値記憶部２２は、入力された変化時間が変化時間閾値以上の時に第１電圧閾値を、入力された変化時間が変化時間閾値未満の時に第２電圧閾値を電圧閾値として出力する。

停止判定部２３は入力された電圧閾値である第２電圧閾値又は第１電圧閾値と、ＤＣ電圧信号で示されるＤＣ電圧を比較し、ＤＣ電圧がいずれかの電圧閾値以上となった時に停止指示信号をローレベルからハイレベルにしてスイッチング制御部５に出力する。この結果、コンバータ１０は動作を停止する。

スイッチング制御部５は、停止指示信号がローレベルからハイレベルになった時、ＩＧＢＴ３ｃとＩＧＢＴ４ｃを共にオフさせる。この時、電流が平滑コンデンサ７に向かって流れ、インダクタ３ａとインダクタ４ａに蓄積されているエネルギーが平滑コンデンサ７に蓄積される。この結果、電圧閾値の値によっては平滑コンデンサ７の電圧、つまりＤＣ電圧が一時的に上昇し、各ＩＧＢＴの耐圧を超える場合がある。本発明による過電圧保護部２０は、ＡＣ電圧が上昇中には第１電圧閾値より小さい第２電圧閾値を用いることでＤＣ電圧が各ＩＧＢＴの耐圧を超えないようにしている。

図３は本発明による室外機３０の動作を説明する説明図である。
図３の説明図を用いてコンバータ１０の動作を説明する。図３において横軸は時間である。また、縦軸に関して、図３（１）はＡＣ電源電圧を、図３（２）はＤＣ電圧を、図３（３）は目標電圧値を、図３（４）はコンバータ１０の動作状態を、それぞれ示している。なお、ｔ４１〜ｔ４６は時刻である。

図３（１）に示すようにＡＣ電源電圧において、ｔ４１からｔ４３の期間に瞬時電圧変動による一時的な電圧低下が発生している。制御部３３はＡＣ電圧の半周期のピーク電圧の増減により瞬時電圧変動を検出している。このため、制御部３３はこの半周期が経過するｔ４２まで瞬時電圧変動を検出できない。従って制御部３３はｔ４２まで目標電圧値を４００ボルトとしてコンバータ１０へ指示しているが、ｔ４２で瞬時電圧変動による電圧低下が発生したと判断する。このため制御部３３は目標電圧値を一時的に４００ボルトから３５０ボルトへ低下させる。また、制御部３３は、ｔ４４でＡＣ電圧が復帰したと判断し、目標電圧値を３５０ボルトから４００ボルトに復帰させる。

この時、前述したようにフィードバック遅れによるＤＣ電圧の上昇と、ＡＣ電圧の急激な上昇が重なったため、過電圧保護部２０は、ｔ４４でそれまで用いていた第１電圧閾値から第２電圧閾値に切り替えてＤＣ電圧を監視している。一方、ｔ４５でＤＣ電圧が第２電圧閾値（５００ボルト）以上になっている。このため過電圧保護部２０はｔ４５で各ＩＧＢＴをオフにするが、インダクタ３aやインダクタ４aに蓄積されたエネルギーにより、ｔ４６の時点でＤＣ電圧が５７０ボルトとなっている。この場合、ＩＧＢＴの耐圧：６００ボルトを超えていないためＩＧＢＴが破壊されることがない。

次に図４の過電圧保護部２０の説明図を用いて本発明の動作原理を説明する。図４（Ａ）はＡＣ電圧の変動がなく一定の電圧の場合を、図４（Ｂ）はＡＣ電圧が急激に上昇している場合を、図４（Ｃ）はＡＣ電圧が急激に低下している場合を、それぞれ示している。なお、図４の各図において横軸は時間である。また、縦軸に関して、（１）はスイッチングパルス信号Ａを、（２）はスイッチングパルス信号Ｂを、（３）はＤＣ電圧のリップル電圧を、（４）はコンバータ停止信号を、それぞれ示している。 なお、前述したようにスイッチング周期は２００マイクロセカンドであるため、半周期は１００マイクロセカンドとなる。

図４（Ａ）に示すように、ＡＣ電圧が一定の場合において、スイッチング制御部５がインターリーブ方式で各スイッチング部を制御すると、ＤＣ電圧のリップル電圧はスイッチング周期の半周期ごと、例えばｔ1〜ｔ２の間に発生する。なお、リップル電圧の大きさはコンバータ１０の負荷や入力ＡＣ電圧によって変化し、例えば最大で５０ボルト程度になる。

図４（Ａ）（２）に示すように、スイッチングパルス信号Ｂがｔ２でハイレベルからローレベル、つまり、ＩＧＢＴ４ｃがオフになった時、オフとなったＩＧＢＴ４ｃに接続されているインダクタ４aに蓄積されているエネルギーにより発生する電流がインダクタ４a、つまり、インダクダンス成分を持った部品を通して平滑コンデンサ７へ流れ込むことで、リップル電圧波形の山（リップル電圧の最高値）がｔ２から遅れたｔ３で発生する。そして、その後、逆起電力により発生する電流が徐々に低下し、ｔ５でリップル電圧波形の谷（リップル電圧の最低値）となる。本実施例では各スイッチングパルス信号がハイレベルからローレベルになった時、つまり、各ＩＧＢＴがオフになった時からリップル電圧波形が谷になるまでの例えばｔ２からｔ５までを変化時間と呼称している。

なお、図４（Ａ）において変化時間測定部２１が出力する変化時間はすべて１２０マイクロセカンドである。閾値記憶部２２は入力された変化時間が１１０マイクロセカンド以上の時に、電圧閾値として第１電圧閾値を出力する。

図４（Ａ）（３）に示すように、ｔ４以前のリップル電圧波形の山は第１電圧閾値：５５０ボルト以下であるが、ｔ４以降にコンバータ１０の負荷が急激に軽くなったため、ｔ６でリップル電圧が第１電圧閾値：５５０ボルトを超えている。このため、停止判定部２３は、ｔ６でコンバータ停止信号をローレベル（動作可能）からハイレベル（動作停止）にする。この結果、コンバータ１０は停止する。なお、この場合、インダクタ４aの逆起電力により発生する電圧は５０ボルト以下であり、この電圧に第１電圧閾値を加算したＤＣ電圧の最大値が各ＩＧＢＴの定格電圧以下となるため、ＩＧＢＴが壊れることがない。

図４（Ｂ）に示すようにＡＣ電圧が急激に上昇している場合、各スイッチング部に入力されるＤＣ電圧も急激に上昇する。このため、例えば図４（Ｂ）（３）に示すように、スイッチングパルス信号Ａがｔ１１でハイレベルからローレベルになった時、徐々にリップル電圧は上昇し、その後、ｔ１３でリップル電圧波形の谷となる。この時、ｔ１１からｔ１３の変化時間は１１２マイクロセカンドである。従って変化時間測定部２１は、１１２マイクロセカンドの変化時間を出力する。この結果、閾値記憶部２２は電圧閾値として第１電圧閾値を出力する。

次にスイッチングパルス信号Ｂがｔ１２でハイレベルからローレベルになった時、徐々にリップル電圧が上昇し、ピークを過ぎた後に下降し、ｔ１５でリップル電圧波形が谷となる。この時、ｔ１２からｔ１５の変化時間は１０８マイクロセカンドである。従って変化時間測定部２１は、１０８マイクロセカンドの変化時間を出力する。この結果、閾値記憶部２２はｔ１５で電圧閾値として第２電圧閾値を出力する。

そして、停止判定部２３はｔ１６でリップル電圧が第２電圧閾値：５００ボルト以上になったため、コンバータ停止信号をローレベル（動作可能）からハイレベル（動作停止）にする。この結果、コンバータ１０は停止する。なお、この場合、インダクタ３aの逆起電力により発生する電圧は５０ボルト以下であり、さらにインダクタ４aの逆起電力により発生する電圧：２０ボルト（最大５０ボルト）がこれに加算されたとしてもＤＣ電圧の最大値が５７０ボルトになり、ＩＧＢＴ４ｃの定格電圧：６００ボルト以下であるため、各ＩＧＢＴが壊れることがない。図４（Ｂ）においてＤＣ電圧の最大値は、ｔ１８にて５７０ボルトになっている。

一方、本発明による第２電圧閾値を用いないで第１電圧閾値のみを使用する従来回路（図５で説明）の場合、ｔ１７でリップル電圧のピークが５５０ボルト未満の時、実際にコンバータが停止するのはｔ１９でリップル電圧が第１電圧閾値以上になってからである。この場合、インダクタ３aとインダクタ４aの逆起電力により発生する電圧：最大５０ボルトがそれぞれ第１電圧閾値に加算されることになり、ＤＣ電圧の最大値がＩＧＢＴの定格電圧：６００ボルトを超えることでＩＧＢＴが破壊されてしまう場合がある。

図４（Ｃ）はＡＣ電圧がｔ２２まで変動がなく、ｔ２２以降、急激に低下している例を示すものである。図４（Ａ）で説明したようにｔ２３までの変化時間は１２０マイクロセカンドである。このため、変化時間測定部２１は、１２０マイクロセカンドの変化時間を出力する。この結果、閾値記憶部２２は電圧閾値として第１電圧閾値を出力する。

一方、ｔ２３以降においてｔ２２からｔ２６の変化時間は１２５マイクロセカンドであり、変化時間測定部２１は、１２５マイクロセカンドの変化時間を出力する。この結果、閾値記憶部２２は引き続き電圧閾値として第１電圧閾値を出力する。このため、例えばｔ２４でリップル電圧が第２電圧閾値を超えたとしても、停止判定部２３はコンバータ停止信号をハイレベル（コンバータ停止）にすることがない。

このように、過電圧保護部２０は、ＡＣ電圧が急激に上昇中と、ＡＣ電圧が安定もしくは低下している場合を区別し、それぞれに最適な電圧閾値を用いるため、ＡＣ電圧がどのような状態であってもＩＧＢＴの耐圧を超えないようにすることができる。

以上説明したように、コンバータ（電源装置）１０は、スイッチング周期に同期して発生するリップル電圧に基づいてＡＣ電圧の上昇や下降を検出することができる。このため、瞬時電圧変動によるＡＣ電圧低下からの復帰時に発生するＤＣ電圧の急激な上昇時にのみ第１電圧閾値よりも低い閾値である第２電圧閾値を設定することができる。従って、ＡＣ電圧の上昇時のみ耐圧に余裕をもってスイッチングを停止できるため、高い耐圧のＩＧＢＴ（スイッチング素子）を採用する必要がない。

また、空気調和機５０に本発明によるコンバータ１０を組み込んでいるため、圧縮機３２の回転数の変化による大きな負荷の変動で発生するリップル電圧の上昇がある場合であっても、瞬時電圧変動による電圧低下からの復帰時に過電圧による部品の破壊を防止することができる。

本実施例ではスイッチングパルス信号Ａ又はスイッチングパルス信号Ｂがハイレベルからローレベルに変化したタイミングから、次にリップル電圧波形の谷（最低電圧）が来るまでの時間を変化時間とし、この変化時間の長短でＡＣ電圧の上昇か否かを判定している。しかしながら、これに限るものでなく、スイッチングパルス信号Ａ又はスイッチングパルス信号Ｂがハイレベルからローレベルに変化したタイミングから、次にリップル電圧波形の山（最高電圧）が来るまでの時間を変化時間として用いても同様の効果を得ることができる。
また、本実施例ではインターリーブ方式のコンバータを例に説明しているが、これに限るものでなく、スイッチング方式のコンバータであれば同様の効果を得ることができる。

１ａ 入力端
１ｂ 入力端
２ 整流器
３ 第１スイッチング部
３ａ インダクタ
３ｂ ダイオード
３ｃ ＩＧＢＴ（スイッチング素子）
３ｅ 入力端
３ｆ 出力端
３ｇ 共通端
３ｈ 入力端
４ 第２スイッチング部
４ａ インダクタ
４ｂ ダイオード
４ｃ ＩＧＢＴ（スイッチング素子）
４ｅ 入力端
４ｆ 出力端
４ｇ 共通端
４ｈ 入力端
６ ＤＣ電圧検出部
７ 平滑コンデンサ
８ａ 出力端
８ｂ 出力端
９ａ 入力端
９ｂ 出力端
９ｃ 入力端
１０ コンバータ
２０ 過電圧保護部（過電圧保護手段）
２１ 変化時間測定部
２２ 閾値記憶部
２３ 停止判定部
３１ インバータ
３２ 圧縮機
３３ 制御部
３４ ＡＣ電源
３５ 交流電圧検出部

Claims (3)

1. ＡＣ電源を入力して整流する整流器と、スイッチング素子とインダクタとを備えて前記スイッチング素子のスイッチングにより前記整流器から出力される電圧を昇圧してＤＣ電圧として出力するスイッチング部と、前記スイッチング部から出力される前記ＤＣ電圧を平滑する平滑コンデンサと、前記スイッチング部の前記スイッチング素子を駆動するスイッチングパルス信号を出力するスイッチング制御部と、前記ＤＣ電圧を検出してＤＣ電圧信号として出力するＤＣ電圧検出部と、前記ＤＣ電圧が予め定めた電圧閾値以上になった時、前記スイッチングを停止させる過電圧保護手段とを備え、
   前記過電圧保護手段は、
   前記スイッチングパルス信号と前記ＤＣ電圧信号が入力されており、
   前記スイッチングパルス信号によって駆動される前記スイッチング素子がオフとなるタイミングから前記ＤＣ電圧に含まれるリップル電圧波形の山又は谷までの変化時間を測定し、前記変化時間の長さに基づいて前記電圧閾値を変化させることを特徴とする電源装置。
2. 前記電圧閾値を第１電圧閾値と、これよりも小さい第２電圧閾値とした時、
   前記過電圧保護手段は、測定した前記変化時間が予め定めた変化時間閾値以上の時に前記第１電圧閾値を用い、測定した前記変化時間が前記変化時間閾値未満の時に前記第２電圧閾値を用いることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
3. 請求項１又は請求項２に記載の前記電源装置を備えたことを特徴とする空気調和機。
   
   

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