JP7271767B1

JP7271767B1 - 同期発電機用の自動電圧調整装置

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Publication number: JP7271767B1
Application number: JP2022080348A
Authority: JP
Inventors: 健谷口
Original assignee: 西芝電機株式会社
Priority date: 2022-05-16
Filing date: 2022-05-16
Publication date: 2023-05-11
Anticipated expiration: 2042-05-16
Also published as: JP2023168947A

Abstract

【課題】同期発電機の端子電圧を安定して制御する。【解決手段】実施形態の自動電圧調整装置は、同期発電機の界磁巻線に印加される界磁電圧を生成する整流器と、界磁電圧をオン／オフするスイッチング素子と、スイッチング素子のオン／オフによって発生するサージ電圧を吸収するコンデンサと、同期発電機の端子電圧を検出する端子電圧検出回路と、同期発電機の端子電圧指令値を出力する端子電圧指令値出力回路と、端子電圧と端子電圧指令値とを比較し、比較結果に基づいて界磁電圧指令値を出力する界磁電圧指令値出力回路と、補正関数に基づいて前記界磁電圧指令値を補正し、補正界磁電圧指令値を出力する補正回路と、補正界磁電圧指令値とキャリア波とを比較し、比較結果に基づいて矩形波信号を出力する比較回路と、矩形波信号に基づいて、スイッチング素子のオン／オフを制御するゲートドライブ回路とを含む。【選択図】図７

Description

本発明の実施形態は、同期発電機用の自動電圧調整装置に関する。

同期発電機は、電機子、及び界磁巻線を備え、界磁巻線に供給する界磁電流を調整することにより、同期発電機の端子電圧が制御される。同期発電機に接続される負荷、及び同期発電機の回転数が一定の場合、界磁電流を一定にすると同期発電機の端子電圧も一定となり、負荷及び回転数が変化した場合、同期発電機の端子電圧は変化する。一般的に、同期発電機の端子電圧が所定値になるように界磁電流を自動的に調節する自動電圧調整装置（ＡＶＲ）が用いられている。

自動電圧調整装置は、界磁巻線に印加する界磁電圧の供給及び遮断を切り替えるスイッチング素子を備える。自動電圧調整装置は、同期発電機の端子電圧を検出し、検出された端子電圧が目標電圧を指令する端子電圧指令値以下である場合に、スイッチング素子をオンさせ、上記検出された端子電圧が端子電圧指令値より大きい場合に、スイッチング素子をオフさせる。

自動電圧調整装置が出力する界磁電圧は、スイッチング素子のサージ電圧を吸収するために設けられるサージ吸収用コンデンサの静電容量、界磁巻線の抵抗値、及び励磁用変圧器のインピーダンスなどに起因して変動する。同期発電機の端子電圧を一定に保つためには、自動電圧調整装置が出力する界磁電圧を安定的に供給することが重要である。

特許第３１５４１０７号公報

本発明が解決しようとする課題は、同期発電機の端子電圧を安定して制御可能な同期発電機用の自動電圧調整装置を提供することである。

実施形態に係る同期発電機用の自動電圧調整装置は、同期発電機の端子電圧を整流し、前記同期発電機の界磁巻線に印加される界磁電圧を生成する整流器と、前記生成された界磁電圧をオン／オフするスイッチング素子と、前記スイッチング素子に接続され、前記スイッチング素子のオン／オフによって発生するサージ電圧を吸収するコンデンサと、前記同期発電機の端子電圧を検出する端子電圧検出回路と、前記同期発電機の端子電圧指令値を出力する端子電圧指令値出力回路と、前記検出された端子電圧と前記端子電圧指令値とを比較し、比較結果に基づいて界磁電圧指令値を出力する界磁電圧指令値出力回路と、補正関数に基づいて前記界磁電圧指令値を補正し、補正界磁電圧指令値を出力する補正回路と、前記検出された端子電圧の位相に同期して、パルス信号を出力する同期タイミング検出回路と、前記パルス信号に基づいて、キャリア波を生成するキャリア波生成回路と、前記補正界磁電圧指令値と前記キャリア波とを比較し、比較結果に基づいて矩形波信号を出力する比較回路と、前記矩形波信号に基づいて、前記スイッチング素子のオン／オフを制御するゲートドライブ回路とを具備する。

図１は、第１比較例に係る発電装置のブロック図である。図２は、第１比較例に係る発電装置の動作を説明するタイミング図である。図３は、第２比較例に係る発電装置の動作を説明するタイミング図である。図４は、第３比較例に係る発電装置のブロック図である。図５は、第３比較例に係るサージ吸収用コンデンサの直流電圧の波形の一例である。図６は、スイッチング素子のオン期間と自動電圧調整装置の出力電圧の平均値との関係を示すグラフの一例である。図７は、実施形態に係る発電装置のブロック図である。図８は、実施形態に係る発電装置の動作を説明するタイミング図である。図９は、補正回路の補正関数を説明するグラフの一例である。

以下、実施形態について図面を参照して説明する。以下に示す幾つかの実施形態は、本発明の技術思想を具体化するための装置および方法を例示したものであって、構成部品の形状、構造、配置等によって、本発明の技術思想が特定されるものではない。各機能ブロックは、ハードウェア及びソフトウェアのいずれかまたは両者を組み合わせたものとして実現することができる。なお、以下の説明において、同一の機能及び構成を有する要素については同一符号を付し、重複する説明は省略する。

［１］比較例
最初に、比較例について説明する。

図１は、第１比較例に係る発電装置１のブロック図である。発電装置１は、同期発電機１０、励磁用変圧器１１、電圧検出用変圧器１２、及び自動電圧調整装置（ＡＶＲ：automatic voltage regulator）１３を備える。

同期発電機１０は、Ｒ相電圧、Ｓ相電圧、及びＴ相電圧からなる３相交流電圧を発生する。励磁用変圧器１１は、同期発電機１０が発生した単相交流電圧を所望の電圧に変圧して自動電圧調整装置１３に出力する。電圧検出用変圧器１２は、同期発電機１０が発生した３相交流電圧を所望の電圧に変圧して自動電圧調整装置１３に出力する。

自動電圧調整装置１３は、整流器２０、フライホイールダイオード２２、スイッチング素子２３、端子電圧検出回路２４、端子電圧指令値出力回路２５、界磁電圧指令値出力回路２６、同期タイミング検出回路２８、キャリア波生成回路２９、比較回路３０、及びゲートドライブ回路３１を備える。

整流器２０は、同期発電機１０が発生した交流電力を直流電力に変換する。スイッチング素子２３は、界磁巻線１０ｂに印加される界磁電圧をオン／オフする。フライホイールダイオード２２は、スイッチング素子２３がオフしている期間に、界磁巻線１０ｂに流れる電流を還流させる。

図２は、第１比較例に係る発電装置１の動作を説明するタイミング図である。図２の電圧値は、任意単位であり、適宜設定可能である。

同期発電機１０は、端子電圧ＶＧを発生する。図２（ａ）は、同期発電機１０が発生する端子電圧ＶＧの波形である。

整流器２０は、端子電圧ＶＧを全波整流して直流電圧ＶＤを生成する。図２（ｂ）は、整流器２０が出力する直流電圧ＶＤの波形である。

端子電圧検出回路２４は、電圧検出用変圧器１２から出力される交流電圧に基づいて、同期発電機１０の端子電圧を検出する。端子電圧指令値出力回路２５は、端子電圧指令値を生成する。界磁電圧指令値出力回路２６は、端子電圧検出回路２４により検出された端子電圧と、端子電圧指令値出力回路２５から出力された端子電圧指令値とに基づいて、界磁電圧指令値ＶＦ^＊を生成する。

同期タイミング検出回路２８は、同期発電機１０の端子電圧の所定の位相に同期したパルス信号ＶＳを生成する。図２（ｃ）は、同期タイミング検出回路２８が出力するパルス信号ＶＳの波形である。

キャリア波生成回路２９は、パルス信号ＶＳに基づいて、キャリア波ＶＣを生成する。図２（ｄ）は、キャリア波生成回路２９が出力するキャリア波ＶＣの波形である。

比較回路３０は、界磁電圧指令値ＶＦ^＊とキャリア波ＶＣとを比較して、矩形波信号を生成する。ゲートドライブ回路３１は、比較回路３０が出力した矩形波信号に基づいて、ゲートドライブ信号ＶＰＷＭを生成する。図２（ｅ）は、ゲートドライブ回路３１が出力するゲートドライブ信号ＶＰＷＭの波形である。

スイッチング素子２３は、ゲートドライブ回路３１から出力されるゲートドライブ信号ＶＰＷＭに基づいて、オン及びオフ動作を行う。

自動電圧調整装置１３は、スイッチング素子２３の動作に基づいて、界磁巻線１０ｂに界磁電圧ＶＦを印加する。図２（ｆ）は、界磁巻線１０ｂに印加される界磁電圧ＶＦの波形である。スイッチング素子２３がオンしている場合、界磁巻線１０ｂの端子に電圧が印加されるため、界磁巻線１０ｂに電力が供給される。一方、スイッチング素子２３がオフしている場合、界磁巻線１０ｂの端子には電圧が印加されないため、界磁巻線１０ｂへの電力の供給は遮断される。

同期発電機１０の端子電圧を上昇させたい場合は、界磁電圧指令値ＶＦ^＊を大きくすることで、比較回路３０から出力されるオン信号の継続時間が長くなり、ドライブ信号ＶＰＷＭの継続時間も長くなり、スイッチング素子２３のオン期間が長くなる。この結果、界磁電圧を界磁巻線１０ｂに印加している時間が長くなり、界磁電流が増加することにより同期発電機１０の端子電圧が増加する。

以上の構成により、負荷変動等の原因によって同期発電機１０の出力電圧が変動した場合でも、フィードバック制御により界磁巻線１０ｂに流れる界磁電流を調整し、同期発電機１０の出力電圧を所望の電圧に保つことができる。

ここで、同期タイミング検出回路２８の作用を説明するうえで、仮に同期タイミング検出回路２８を備えていない場合を考える。図３は、同期タイミング検出回路２８を備えていない第２比較例に係る発電装置１の動作を説明するタイミング図である。図３の電圧値は、任意単位であり、適宜設定可能である。

図３では、図２（ｃ）に対応するパルス信号ＶＳの波形が省略されている。図３（ａ）は、同期発電機１０が発生する端子電圧ＶＧの波形である。図３（ｂ）は、整流器２０が出力する直流電圧ＶＤの波形である。図３（ｃ）は、キャリア波生成回路２９が出力するキャリア波ＶＣの波形である。図３（ｄ）は、ゲートドライブ回路３１が出力するゲートドライブ信号ＶＰＷＭの波形である。図３（ｅ）は、界磁巻線１０ｂに印加される界磁電圧ＶＦの波形である。

同期タイミング検出回路２８を備えていない場合、キャリア波生成回路２９は、同期発電機１０の端子電圧の周期とは無関係にキャリア波ＶＣを生成することになる。

スイッチング素子２３の１回のオン及びオフ期間を１周期とし、この１周期における界磁巻線１０ｂに供給される界磁電圧ＶＦの平均値をＶＦＡＶとする。界磁巻線１０ｂに供給される界磁電圧ＶＦの平均値ＶＦＡＶは、自動電圧調整装置１３の出力電圧の平均値と同じ意味である。スイッチング素子２３がオンしている期間が一定であっても、スイッチング素子２３がオンするタイミングによっては界磁巻線１０ｂに供給される界磁電圧の平均値ＶＦＡＶが変動する現象が発生する。すなわち、界磁電圧指令値ＶＦ^＊が同じ値を保っていてゲートドライブ信号ＶＰＷＭが一定の同じ期間ハイレベルであったとしても、整流器２０によって得られたリップルを含んだ直流電圧ＶＤが、リップルの周期と無関係にスイッチング素子２３によってオン／オフしてしまうと、同じオン期間であってもそのタイミングによっては界磁巻線１０ｂに供給される界磁電圧の平均値ＶＦＡＶが異なる。

直流電圧ＶＤは正弦波を整流したものであるので、正弦波の高さが低い期間にスイッチング素子２３がオンした場合と、正弦波の高さが高い期間にスイッチング素子２３がオンした場合とでは、たとえオン期間が同じであっても自動電圧調整装置１３の出力電圧の平均値は異なってしまう。このような場合、自動電圧調整装置１３の制御が安定しない、また、同期発電機１０の出力電圧値が目標値に対して誤差を生じてしまう。スイッチング素子２３のオン期間が短いほどその影響が顕著になる。

上記のオンタイミングによる自動電圧調整装置１３の出力電圧の変動を抑制するために、第１比較例に係る自動電圧調整装置１３では、同期タイミング検出回路２８によって同期発電機１０の端子電圧の周期を検出し、スイッチング素子２３のオンタイミングを同期発電機１０の端子電圧に同期させることで、同じオン期間であれば同じ自動電圧調整装置１３の出力電圧の平均値が得られる。

また、平滑コンデンサを整流器２０に並列接続することで、整流器２０によって得られる直流電圧のリップル成分を除去し、直流電圧を平滑化する。この平滑した直流電圧をスイッチング素子２３でオン／オフし、同期発電機１０の界磁電流を調整する。このようにすれば、スイッチング素子２３のオンタイミングによらず、オン期間が同じであれば同じ自動電圧調整装置１３の出力電圧の平均値が得られる。

整流器２０の直流電圧のリップルを平滑化するためには平滑コンデンサを設ける必要があるが、自動電圧調整装置１３ではその装置のサイズに対して寸法的に大きな割合を平滑コンデンサが占めることになる。リップル成分は平滑コンデンサの容量が大きいほど小さくなるが、リップル成分が直流電圧に残っていると、同じオン期間であっても直流電圧のリップルの位相とスイッチング素子２３のオンタイミングとによっては自動電圧調整装置１３の出力電圧の平均値が変動してしまう。このため、自動電圧調整装置１３に求められる電圧制御性能を満足するためには大容量の平滑コンデンサが必要となる。しかし、大容量の平滑コンデンサを備えると、装置が大型化してしまう。

また、大容量の平滑コンデンサを設置できない場合には、上記で説明したようにスイッチング素子２３のオンタイミングを同期発電機１０の端子電圧に同期させることで出力電圧の平均値の変動を抑制することが可能である。しかし、スイッチング素子２３のオン／オフにともなって発生するサージ電圧を吸収していた平滑コンデンサが無くなるため、スイッチング素子２３及び整流器２０などの半導体素子の耐電圧をサージ電圧が超過することがあり、半導体素子の破壊につながる恐れがある。

これを防止するためにはサージ電圧を吸収するために必要な小容量のコンデンサを設ける必要がある。しかし、このサージ吸収用コンデンサの作用によってスイッチング素子２３のオン期間と自動電圧調整装置１３の出力電圧の平均値とが比例関係でなくなるという非線形問題が発生する。これは、サージ吸収用コンデンサが充放電することによって発生する現象である。

図４は、サージ吸収用コンデンサ２１を備えた第３比較例に係る発電装置１のブロック図である。

サージ吸収用コンデンサ２１は、整流器２０に並列接続される。サージ吸収用コンデンサ２１は、スイッチング素子２３のオン及びオフ動作によって発生するサージ電圧を吸収する機能を有する。

図５は、第３比較例に係るサージ吸収用コンデンサ２１の直流電圧ＶＤの波形の一例である。図５（ａ）は、界磁電流が大きい場合の直流電圧ＶＤの波形であり、図５（ｂ）は、界磁電流が小さい場合の直流電圧ＶＤの波形である。

界磁巻線１０ｂに供給する界磁電流がサージ吸収用コンデンサ２１の静電容量（具体的には、サージ吸収用コンデンサ２１に蓄えられる電荷）に対して大きい場合には、スイッチング素子２３のオン期間にサージ吸収用コンデンサ２１に蓄えられた電荷が、スイッチング素子２３のオフ期間にすべて界磁電流として界磁巻線１０ｂに供給される。同期発電機１０の端子電圧がゼロになった際にはサージ吸収用コンデンサ２１内の電荷はゼロとなる。図５（ａ）に示すように、直流電圧ＶＤがゼロになる期間が存在する。

一方、界磁電流がサージ吸収用コンデンサ２１の静電容量に対して小さい場合には、スイッチング素子がオフ期間にサージ吸収用コンデンサ２１に蓄えられた電荷をすべて放電することができず、図５（ｂ）に示すように直流電圧ＶＤがゼロになる期間が無い。

この結果、界磁電流が小さい期間ではスイッチング素子２３のオン期間と自動電圧調整装置の出力電圧の平均値とが比例関係にならない。すなわち、スイッチング素子２３のオン期間と自動電圧調整装置の出力電圧の平均値との関係が非線形となる。この非線形性は、サージ吸収用コンデンサ２１の静電容量の大きさだけでなく、界磁巻線１０ｂの抵抗値、及び励磁用変圧器１１のインピーダンス等の影響を受けるため、この非線形性を補正するための制御を自動電圧調整装置に組み込むことが難しい。

図６は、スイッチング素子２３のオン期間と自動電圧調整装置の出力電圧の平均値ＶＦＡＶとの関係を示すグラフの一例である。図６の横軸は、１周期に対するスイッチング素子２３のオン期間の割合（％）を表し、縦軸は、自動電圧調整装置の出力電圧の平均値ＶＦＡＶを表している。平均値ＶＦＡＶは、任意単位である。図６の２本のカーブのうち、一方は界磁巻線１０ｂの抵抗値が相対的に小さい場合を、他方は界磁巻線１０ｂの抵抗値が相対的に大きい場合を示している。

図６に示すように、サージ吸収用コンデンサ２１の作用によりオン期間の割合が１０～２０％の間で平均値ＶＦＡＶの上昇が抑えられ、カーブがおおよそ平坦になっていることが分かる。また、カーブがおおよそ平坦になっている部分の平均値ＶＦＡＶが、界磁抵抗が小さい場合と大きい場合とで異なっていることが分かる。

界磁巻線１０ｂの抵抗値は同期発電機１０によって異なるため、自動電圧調整装置に組み込まれる制御機能でこれを補正することは困難である。また、励磁用変圧器１１のインピーダンスの影響も受けるが、これも同期発電機１０により異なるため自動電圧調整装置に組み込まれる制御機能でこれを補正することも困難である。

そこで本実施形態は、スイッチング素子２３のオン期間と自動電圧調整装置の出力電圧の平均値ＶＦＡＶとの非線形性を補正することで、大容量の平滑コンデンサの設置を不要として装置のサイズを低減し、容量の小さいサージ吸収用コンデンサを設置することによる自動電圧調整装置の電圧制御性能の悪化を抑制できる方法を提供する。

［２］発電装置１の構成
図７は、実施形態に係る発電装置１のブロック図である。発電装置１は、同期発電機１０、励磁用変圧器１１、電圧検出用変圧器１２、及び自動電圧調整装置（ＡＶＲ）１３を備える。

同期発電機１０は、３相同期発電機からなる。同期発電機１０は、電機子１０ａ、及び界磁巻線１０ｂを備える。界磁巻線１０ｂは、電機子１０ａに界磁を印加する素子である。同期発電機１０は、３相交流電圧を発生し、Ｒ相電圧、Ｓ相電圧、及びＴ相電圧を発生する。

同期発電機１０は、Ｒ相電圧、Ｓ相電圧、及びＴ相電圧をそれぞれ出力するＲ相電源線ＬＲ、Ｓ相電源線ＬＳ、及びＴ相電源線ＬＴに接続される。同期発電機１０は、電源線ＬＲ、ＬＳ、ＬＴを介して、負荷１４に接続される。

励磁用変圧器１１は、１次巻線及び２次巻線を含む絶縁トランスで構成される。励磁用変圧器１１の１次巻線は、同期発電機１０の２本の電源線（例えば電源線ＬＲ、ＬＳ）に接続される。励磁用変圧器１１は、同期発電機１０が発生した単相交流電圧を所望の電圧に変圧して自動電圧調整装置１３に出力する。

電圧検出用変圧器１２は、１次巻線及び２次巻線を含む３相絶縁トランスで構成される。電圧検出用変圧器１２の１次巻線は、同期発電機１０の電源線ＬＲ、ＬＳ、ＬＴに接続される。電圧検出用変圧器１２は、同期発電機１０が発生した３相交流電圧を所望の電圧に変圧して自動電圧調整装置１３に出力する。

自動電圧調整装置１３は、同期発電機１０が発生する出力電圧を調整する装置である。自動電圧調整装置１３は、同期発電機１０の出力電圧を検出し、電圧が低下すると励磁電流を増加させ、電圧が超過すると励磁電流を減少させて、同期発電機１０の出力電圧が一定になるように調整する。自動電圧調整装置１３は、整流器２０、サージ吸収用コンデンサ２１、フライホイールダイオード２２、スイッチング素子２３、端子電圧検出回路２４、端子電圧指令値出力回路２５、界磁電圧指令値出力回路２６、補正回路２７、同期タイミング検出回路２８、キャリア波生成回路２９、比較回路３０、及びゲートドライブ回路３１を備える。

整流器２０は、励磁用変圧器１１の２次巻線に接続される。整流器２０は、交流電力を直流電力に変換する。整流器２０は、全波整流回路（ダイオードブリッジ回路）で構成され、ブリッジ状に接続された４個ダイオードＤ１～Ｄ４を備える。ダイオードＤ１、Ｄ３は直列接続され、ダイオードＤ２、Ｄ４は直列接続される。ダイオードＤ１のアノードと、ダイオードＤ２のアノードとは、励磁用変圧器１１の２次巻線に接続される。ダイオードＤ１のカソードと、ダイオードＤ２のカソードとは、接続ノードＮ１に接続される。ダイオードＤ３のアノードと、ダイオードＤ４のアノードとは、接続ノードＮ２に接続される。整流器２０は、接続ノードＮ１、Ｎ２に直流電力を出力する。

フライホイールダイオード２２のアノードは、接続ノードＮ３に接続され、フライホイールダイオード２２のカソードは、接続ノードＮ１に接続される。界磁巻線１０ｂは、接続ノードＮ１と接続ノードＮ３との間に接続される。フライホイールダイオード２２は、スイッチング素子２３がオフしている期間に、界磁巻線１０ｂに流れる電流を還流させる。

スイッチング素子２３の一端は、接続ノードＮ３に接続され、スイッチング素子２３の他端は、接続ノードＮ２に接続される。スイッチング素子２３は、界磁巻線１０ｂに印加される界磁電圧をオン／オフする。スイッチング素子２３がオンしている期間は、界磁巻線１０ｂに界磁電圧が印加され、スイッチング素子２３がオフしている期間は、界磁巻線１０ｂへの界磁電圧の印加が遮断される。スイッチング素子２３は、例えば、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）、又はＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）で構成される。

サージ吸収用コンデンサ２１は、接続ノードＮ１、Ｎ２間に接続される。サージ吸収用コンデンサ２１は、フライホイールダイオード２２を介してスイッチング素子２３に並列接続される。サージ吸収用コンデンサ２１は、スイッチング素子２３のオン及びオフ動作によって発生するサージ電圧を吸収する機能を有する。サージ吸収用コンデンサ２１がスイッチング素子２３に起因するサージ電圧を吸収することで、スイッチング素子２３及び整流器２０のダイオードＤ１～Ｄ４を含む半導体素子に印加される電圧が耐電圧を超えるのを抑制できる。これにより、自動電圧調整装置１３に含まれる半導体素子が破壊されるのを抑制できる。サージ吸収用コンデンサ２１の静電容量は、スイッチング素子２３のオン及びオフ動作によって発生するサージ電圧に基づいて設定され、サージ吸収用コンデンサ２１として比較的容量の小さいコンデンサが使用される。

端子電圧検出回路２４は、電圧検出用変圧器１２から２次電圧を受ける。端子電圧検出回路２４は、電圧検出用変圧器１２から出力される交流電圧に基づいて、同期発電機１０の端子電圧を検出する。

端子電圧指令値出力回路２５は、同期発電機１０の目標電圧に関する情報である端子電圧指令値を生成する。

界磁電圧指令値出力回路２６は、端子電圧検出回路２４により検出された端子電圧と、端子電圧指令値出力回路２５から出力された端子電圧指令値とを比較し、比較結果に基づいて界磁電圧指令値ＶＦ^＊を生成する。

補正回路２７は、補正関数に基づいて界磁電圧指令値出力回路２６から出力された界磁電圧指令値ＶＦ^＊を補正し、補正界磁電圧指令値ＶＦＣ^＊を生成する。

同期タイミング検出回路２８は、電圧検出用変圧器１２から２次電圧を受ける。同期タイミング検出回路２８は、電圧検出用変圧器１２から出力される交流電圧に基づいて、同期発電機１０の端子電圧の所定の位相に同期したパルス信号ＶＳを生成する。

キャリア波生成回路２９は、パルス信号ＶＳに基づいて、パルス信号ＶＳに同期した三角波からなるキャリア波ＶＣを生成する。

比較回路３０は、補正回路２７から出力された補正界磁電圧指令値ＶＦＣ^＊とキャリア波ＶＣとを比較し、比較結果に基づいて矩形波信号を生成する。

ゲートドライブ回路３１は、比較回路３０が出力した矩形波信号に基づいて、ゲートドライブ信号ＶＰＷＭを生成する。ゲートドライブ信号ＶＰＷＭは、スイッチング素子２３の制御端子（ゲート）に供給される。スイッチング素子２３は、ゲートドライブ回路３１から出力されるゲートドライブ信号ＶＰＷＭに基づいて、オン及びオフ動作を行う。

［３］動作
次に、実施形態に係る発電装置１の動作について説明する。図８は、実施形態に係る発電装置１の動作を説明するタイミング図である。図８の電圧値は、任意単位であり、適宜設定可能である。

同期発電機１０は、３相交流電圧を発生する。図８（ａ）は、同期発電機１０が発生する端子電圧ＶＧの波形である。

励磁用変圧器１１は、同期発電機１０が発生した端子電圧ＶＧを所定電圧に変圧する。整流器２０は、励磁用変圧器１１が変圧した２次電圧を直流電圧に変換する。図８（ｂ）は、整流器２０が出力する直流電圧ＶＤの波形である。整流器２０は、交流電圧を全波整流する。

電圧検出用変圧器１２は、同期発電機１０が発生した３相交流電圧を所定電圧に変圧する。端子電圧検出回路２４は、電圧検出用変圧器１２が変圧した２次電圧に基づいて、同期発電機１０の端子電圧を検出する。電圧検出用変圧器１２は、検出した端子電圧を界磁電圧指令値出力回路２６に出力する。

端子電圧指令値出力回路２５は、端子電圧指令値を生成する。端子電圧指令値は、同期発電機１０の目標電圧に関する情報である。自動電圧調整装置１３は、同期発電機１０が発生する端子電圧が上記目標電圧になるように、界磁電圧を制御する。端子電圧指令値出力回路２５は、端子電圧指令値を界磁電圧指令値出力回路２６に出力する。

界磁電圧指令値出力回路２６は、端子電圧検出回路２４から出力された端子電圧と、端子電圧指令値出力回路２５から出力された端子電圧指令値とを比較し、比較結果に基づいて界磁電圧指令値ＶＦ^＊を生成する。界磁電圧指令値ＶＦ^＊は、界磁巻線１０ｂに印加される界磁電圧の目標電圧に関する情報である。界磁電圧指令値ＶＦ^＊は、端子電圧検出回路２４が検出した端子電圧と、端子電圧指令値出力回路２５が生成した端子電圧指令値との電位差に基づいて線形関数で算出される。界磁電圧指令値出力回路２６は、同期発電機１０の端子電圧を上昇させたい場合は、界磁電圧指令値ＶＦ^＊を大きくする。また、界磁電圧指令値出力回路２６は、上記電位差が大きくなるにつれて、線形的に界磁電圧指令値ＶＦ^＊を大きくする。

補正回路２７は、界磁電圧指令値出力回路２６から出力された界磁電圧指令値ＶＦ^＊を補正関数を用いて補正し、補正界磁電圧指令値ＶＦＣ^＊を生成する。具体的には、補正回路２７は、界磁電圧指令値ＶＦ^＊に補正関数を掛けて補正界磁電圧指令値ＶＦＣ^＊を生成する。

図９は、補正回路２７の補正関数を説明するグラフの一例である。図９の横軸は、界磁電圧指令値ＶＦ^＊を表し、補正界磁電圧指令値ＶＦＣ^＊を表している。図９の数値は、１周期に対するスイッチング素子２３のオン期間の割合に対応している。

ＶＦ^＊＝０は、１周期に対するスイッチング素子２３のオン期間の割合が０に対応し、ＶＦ^＊＝１００は、１周期に対するスイッチング素子２３のオン期間の割合が１００％に対応する。同様に、ＶＦＣ^＊＝０は、１周期に対するスイッチング素子２３のオン期間の割合が０に対応し、ＶＦＣ^＊＝１００は、１周期に対するスイッチング素子２３のオン期間の割合が１００％に対応する。

補正関数は、１周期におけるスイッチング素子２３のオン期間と、オン期間における自動電圧調整装置１３の出力電圧の平均値ＶＦＡＶとの関係における非線形性を補正するように設定される。図９の例では、補正関数は、界磁電圧指令値ＶＦ^＊が１０～２０の間で他の区間に比べて傾きが大きくなる。補正関数は、界磁巻線１０ｂの抵抗値、励磁用変圧器１１のインピーダンス、及びサージ吸収用コンデンサ２１の静電容量の少なくとも１つに基づいて設定される。補正関数の例としては、図６に示す非線形特性カーブに対して横軸と縦軸とを入れ替えた関数としても良い。また、補正関数は、横軸と縦軸とをテーブル上に区分したマップとして表すことも可能である。また、補正関数は、複数の数式の組合せで構成することも可能である。

図６において、サージ吸収用コンデンサ２１の作用により、スイッチング素子２３のオン期間の割合が１０～２０％の区間で平均値ＶＦＡＶの上昇が抑えられている。補正関数を用いて界磁電圧指令値ＶＦ^＊を補正することで、スイッチング素子２３のオン期間の割合が１０～２０％の区間で、平均値ＶＦＡＶが高くなるように補正することができる。よって、補正回路２７の機能により、補正界磁電圧指令値ＶＦＣ^＊と、自動電圧調整装置１３の出力電圧の平均値ＶＦＡＶとの関係をおおよそ線形にすることができる。すなわち、図６において、平均値ＶＦＡＶの上昇が抑えられる区間を、他の線形の区間とおおよそ同じ傾きにすることができる。

同期タイミング検出回路２８は、同期発電機１０の端子電圧の所定の位相に同期したパルス信号ＶＳを生成する。同期タイミング検出回路２８は、同期発電機１０の端子電圧の位相が１８０度進むごとにパルスを生成する。換言すると、同期タイミング検出回路２８は、同期発電機１０の端子電圧がゼロになるごとにパルスを生成する。図８（ｃ）は、同期タイミング検出回路２８が出力するパルス信号ＶＳの波形である。パルス信号ＶＳは、端子電圧ＶＧがゼロのタイミングでハイレベルからローレベルに遷移するパルスを含む。

キャリア波生成回路２９は、パルス信号ＶＳに基づいて、キャリア波ＶＣを生成する。キャリア波ＶＣは、パルス信号ＶＳの立ち下がりエッジでピークとなり、ピークから漸次低下して０Ｖとなる三角波である。図８（ｄ）は、キャリア波生成回路２９が出力するキャリア波ＶＣの波形である。

比較回路３０は、補正回路２７が生成した補正界磁電圧指令値ＶＦＣ^＊と、キャリア波生成回路２９が生成したキャリア波ＶＣとを比較し、比較結果に基づいて矩形波信号を生成する。矩形波信号は、キャリア波ＶＣが補正界磁電圧指令値ＶＦＣ^＊より高い場合にローレベルとなり、キャリア波ＶＣが補正界磁電圧指令値ＶＦＣ^＊以下である場合にハイレベルとなる信号である。

ゲートドライブ回路３１は、比較回路３０が生成した矩形波信号に基づいて、ゲートドライブ信号ＶＰＷＭを生成する。ゲートドライブ信号ＶＰＷＭは、比較回路３０が生成した矩形波信号と同じ形状の波形である。すなわち、ゲートドライブ信号ＶＰＷＭは、キャリア波ＶＣが補正界磁電圧指令値ＶＦＣ^＊より高い場合にローレベルとなり、キャリア波ＶＣが補正界磁電圧指令値ＶＦＣ^＊以下である場合にハイレベルとなる信号である。

スイッチング素子２３は、ゲートドライブ回路３１から出力されるゲートドライブ信号ＶＰＷＭに基づいて、オン及びオフ動作を行う。スイッチング素子２３は、ゲートドライブ信号ＶＰＷＭがハイレベルの場合にオンし、ゲートドライブ信号ＶＰＷＭがローレベルの場合にオフする。

自動電圧調整装置１３は、界磁巻線１０ｂに界磁電圧ＶＦを印加する。界磁巻線１０ｂには、界磁電圧ＶＦに応じて界磁電流が流れる。この界磁電流に基づいて、同期発電機１０の端子電圧が調整される。

［４］実施形態の効果
本実施形態では、補正回路２７は、界磁電圧指令値出力回路２６から出力された界磁電圧指令値ＶＦ^＊を補正関数を用いて補正し、補正界磁電圧指令値ＶＦＣ^＊を生成する。比較回路３０は、補正界磁電圧指令値ＶＦＣ^＊とキャリア波ＶＣとを比較し、比較結果に基づいて、スイッチング素子２３のオン期間を決定する矩形波信号をゲートドライブ回路３１に出力する。これにより、界磁巻線１０ｂの抵抗値、励磁用変圧器１１のインピーダンス、及びサージ吸収用コンデンサ２１の静電容量などによって影響されるスイッチング素子２３のオン期間と自動電圧調整装置１３の出力電圧の平均値ＶＦＡＶとの非線形性を補正することができる。よって、同期発電機１０の端子電圧を安定して制御可能な自動電圧調整装置１３を実現できる。

また、使用される同期発電機１０に応じて界磁巻線１０ｂの抵抗値が変化した場合でも、界磁巻線１０ｂの抵抗値に応じて補正関数を調整することで、スイッチング素子２３のオン期間と自動電圧調整装置１３の出力電圧の平均値ＶＦＡＶとの非線形性を補正することができる。また、使用される励磁用変圧器１１のインピーダンスが変化した場合でも、界磁巻線１０ｂの抵抗値に応じて補正関数を調整することで、スイッチング素子２３のオン期間と自動電圧調整装置１３の出力電圧の平均値ＶＦＡＶとの非線形性を補正することができる。

また、容量の小さいサージ吸収用コンデンサ２１をスイッチング素子２３に接続している。これにより、スイッチング素子２３のオン／オフによって発生するサージ電圧を低減できる。よって、自動電圧調整装置１３に含まれる半導体素子がサージ電圧に起因して破壊されるのを抑制できる。

また、整流器２０が出力する電圧を平滑化するための容量の大きな平滑コンデンサを設けていない。これにより、自動電圧調整装置１３のサイズを低減することが可能である。また、大容量の平滑コンデンサの設置を不要とした場合でも、サージ吸収用コンデンサ２１と補正回路２７の機能により、自動電圧調整装置１３の電圧制御性能の悪化を抑制できる。

また、同期タイミング検出回路２８により同期発電機１０の端子電圧を検出し、同期発電機１０の端子電圧に同期してスイッチング素子２３のオン／オフを制御することが可能である。これにより、スイッチング素子２３のオン期間における自動電圧調整装置の出力電圧の平均値ＶＦＡＶを一定に保つことができる。

また、負荷変動等の原因によって同期発電機１０の出力電圧が変動した場合でも、フィードバック制御により界磁巻線１０ｂに流れる界磁電流を調節することができる。これにより、同期発電機１０の出力電圧を所望の電圧に保つことができる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１…発電装置、１０…同期発電機、１０ａ…電機子、１０ｂ…界磁巻線、１１…励磁用変圧器、１２…電圧検出用変圧器、１３…自動電圧調整装置、１４…負荷、２０…整流器、２１…サージ吸収用コンデンサ、２２…フライホイールダイオード、２３…スイッチング素子、２４…端子電圧検出回路、２５…端子電圧指令値出力回路、２６…界磁電圧指令値出力回路、２７…補正回路、２８…同期タイミング検出回路、２９…キャリア波生成回路、３０…比較回路、３１…ゲートドライブ回路。

Claims

同期発電機の端子電圧を整流し、前記同期発電機の界磁巻線に印加される界磁電圧を生成する整流器と、
前記生成された界磁電圧をオン／オフするスイッチング素子と、
前記スイッチング素子に接続され、前記スイッチング素子のオン／オフによって発生するサージ電圧を吸収するコンデンサと、
前記同期発電機の端子電圧を検出する端子電圧検出回路と、
前記同期発電機の端子電圧指令値を出力する端子電圧指令値出力回路と、
前記検出された端子電圧と前記端子電圧指令値とを比較し、比較結果に基づいて界磁電圧指令値を出力する界磁電圧指令値出力回路と、
補正関数に基づいて前記界磁電圧指令値を補正し、補正界磁電圧指令値を出力する補正回路と、
前記検出された端子電圧の位相に同期して、パルス信号を出力する同期タイミング検出回路と、
前記パルス信号に基づいて、キャリア波を生成するキャリア波生成回路と、
前記補正界磁電圧指令値と前記キャリア波とを比較し、比較結果に基づいて矩形波信号を出力する比較回路と、
前記矩形波信号に基づいて、前記スイッチング素子のオン／オフを制御するゲートドライブ回路と、
を具備する同期発電機用の自動電圧調整装置。
前記補正関数は、前記スイッチング素子のオン期間と、前記オン期間における前記界磁電圧の平均値との関係における非線形性を補正するように設定される
請求項１に記載の同期発電機用の自動電圧調整装置。
前記補正関数は、前記コンデンサの静電容量、及び前記界磁巻線の抵抗値の少なくとも１つに基づいて設定される
請求項１に記載の同期発電機用の自動電圧調整装置。
前記同期発電機と前記整流器との間に接続された変圧器をさらに具備し、
前記補正関数は、前記変圧器のインピーダンスに基づいて設定される
請求項１に記載の同期発電機用の自動電圧調整装置。
前記界磁電圧指令値出力回路は、前記検出された端子電圧と前記端子電圧指令値との電位差が大きくなるにつれて、前記界磁電圧指令値を大きくする
請求項１に記載の同期発電機用の自動電圧調整装置。
前記同期タイミング検出回路は、前記同期発電機の端子電圧の位相が所定の位相だけ進むごとにパルスを生成する
請求項１に記載の同期発電機用の自動電圧調整装置。