JP2020112455A - ブリッジセンサ定電流電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】ホイートストンブリッジを任意の定電流で駆動でき、その抵抗値に個体差があっても、その出力電位が外部からの指令電位で任意に設定できることで、そこに接続される素子が求める入力電位に無調整で収めることができるようにしたブリッジセンサ定電流電源回路を提供する。【解決手段】ホイートストンブリッジ部電源端子の間に定電流を供給する第１のオペアンプを含む定電流回路と、指令電圧入力端を有し、ホイートストンブリッジ部電源端子の間に生ずる電位の所定割合の電圧値を出力し、該出力をホイートストンブリッジ出力中心電位として、定電流回路の基準電位を制御する第２のオペアンプを含むホイートストンブリッジ出力中心電位制御回路と、を備え、指令電圧をホイートストンブリッジ部の中心出力電圧として出力させ、ホイートストンブリッジ部の抵抗変化による差動電圧がホイートストンブリッジ部の中心出力電圧に重畳させるように構成されている。【選択図】図１

Description

本発明は、圧力センサなどに使用されるホイートストンブリッジの（接地電位を基準とした）出力電位が任意に設定可能なブリッジセンサ定電流電源回路、さらに詳しくいえば、ホイートストンブリッジの出力電位やその抵抗のバラツキを気にすることなく、低電源電位で動作するディジタルＡＤＣ (Analog to Digital Converter) などの半導体素子が直結できるようにしたブリッジセンサ定電流電源回路に関する。

ホイートストンブリッジを利用した一部の圧力センサは、昨今の低電源電位化の潮流を汲む半導体素子との接続では、「センサ出力電位が高く、その電位もセンサごとの個体差が大きいため、半導体素子と単純には直結できない」と言う不便さが生じていた。ホイートストンブリッジに接続するセンサ駆動回路はセンサの出力電位やバラツキを気にすることなく、低電源電位で動作する半導体素子が直結できることが要請されていた。

圧力センサを製品であるディジタル圧力計に使用する場合、ディジタル圧力計は、圧力センサ出力の電気信号をＡＤＣでディジタルデータにして数値表示するなどの機能を持っている。本件発明者はこのディジタル圧力計の改良の過程で本発明の着想を得た。

今回の改良では、従来製品と比較してディジタル圧力計の高分解能化を図ることを目標にした。従来品で高分解能のために桁数を増やしても、最小桁が雑音で安定しない。そこで、低雑音化を図る必要性が生じた。
図３は、従来のホイートストンブリッジを用いた信号処理回路の構成を示している。近年の低雑音化手段として、差動信号技術の利用が挙げられる。従来のホイートストンブリッジを用いた信号処理回路では、計装アンプ３０を用いるなどでホイートストンブリッジ部３３の出力電位差（差動信号）を、電源のゼロボルトを基準電位にしたシングルエンド信号３１に変換し、シングルエンドＡＤＣ３２によってＡＤＣ入力電圧に処理するなどの設計が一般的である。この回路では、同相雑音→差動雑音変換が生じて、シングルエンド信号に雑音が重畳してしまう問題がある。また、センサからシングルエンドＡＤＣ３２までに計装アンプ３０（増幅器）が入ることは、雑音の増加要因になっている。

このような背景から低雑音化では、ホイートストンブリッジ出力の差動信号を直接的に差動入力形ＡＤＣに入力する回路構成を考えた。すなわち、シングルエンド信号を用いない回路構成を考えた。図４にホイートストンブリッジに従来のシングルエンド信号を用いない回路構成を示す。このような構成にすれば、高い同相雑音除去性能（同相雑音が差動雑音に変換される率を表す性能指標）が得られる。
ところが、この回路構成の実現を妨げる要因として「回路素子電源の低電位化」があった。ホイートストンブリッジの出力電位（ブリッジの電源端子電位基準）は、例えば５Ｖのような値が要求される。従来の回路素子の電源電位は±１５Ｖが主流で、５Ｖであるならば直接接続しても問題は生じない。
近年では回路素子の電源電位は、＋５Ｖや＋３Ｖのように低くなっている。扱える信号電位範囲も、その電源電位の範囲内になる。このためホイートストンブリッジ部３６の電源端子電位を可変電圧源３８で調整することにより、その出力電位をＡＤＣの入力電位範囲に調整する必要が生じる。

なお、近年開発されたＡＤＣには、低雑音性能に大変優れた半導体製品が存在する。このような低雑音製品を効果的利用したいと言う要請がある。
図３，図４で、ホイートストンブリッジ部３３，３６の電源端子間電位差を３．７５Ｖ〜９Ｖとしているのは、ホイートストンブリッジを構成する抵抗体の抵抗値の個体差（２．５ｋΩ〜６ｋΩで、実在するセンサの値）が原因となっている。ここに１．５ｍＡの定電流（実在するセンサの指定値）を流すと、その電源端子間には個体ごとに３．７５Ｖ〜９Ｖの電位差のバラツキが生じる。

ところで、市販の圧力センサには、ダイアフラムに歪ゲージ（抵抗体）をホイートストンブリッジ状に形成し、加減圧に伴うダイアフラムの変形により生じるホイートストンブリッジのバランスの崩れから圧力を計測するものが存在する。この種の圧力センサの歪ゲージの抵抗値は、前述したように、個体差が大きく、あるメーカーの数値を挙げれば２．５ｋΩ〜６ｋΩと２倍以上の個体差がある。この抵抗は、ホイートストンブリッジ部の電源端子間の抵抗である。このようなセンサには、ホイートストンブリッジ部の電源として定電流源で駆動するものがある。一例として数値例を挙げれば、１．５ｍＡである。このような数値例から、ホイートストンブリッジ部の電源端子間電位差は、前したように、３．７５Ｖ〜９Ｖ（＝１．５ｍＡ×２．５ｋΩ〜１．５ｍＡ×６ｋΩ）の値をとることになる。ホイートストンブリッジ部の出力電圧は、この半分の１．８７５Ｖ〜４．５Ｖを中心電位として、そこにセンサ入力に応じた差動信号電位が重畳する形にすることが考えられる。

昨今のアナログ回路のトレンドとして＋５Ｖや＋３Ｖの単一電源の低電圧化が挙げられる。このような定電圧アナログ回路に前述したようなホイートストンブリッジ部を直結するとき、ホイートストンブリッジ部の出力電圧がアナログ回路の入力電圧範囲に収まるような回路構成が必要である。
図４では、センサが電流源駆動であるために出力電圧の個体差が大きく、これを調整するには可変電圧源によるコストのかかる調整作業が伴う。

図５は、ホイートストンブリッジ回路に駆動回路を組み込んだ従来例を示す回路図である（特許文献１）。特許文献１は、ホイートストンブリッジの温度補償などを行うことを目的としたもので、点線で囲んだ部分が電流源となっている。

この回路は、２２と２４との間に電圧源を接続し、その電圧は抵抗５と６で分圧される。それら中点の電位が、演算増幅器７の非反転入力端子電位になっている。この電位は、演算増幅器７の反転入力端子電位にも同電位として現れる。その反転入力端子には、抵抗８が２２に対して接続されている。つまり、抵抗８の両端には、抵抗５の両端電位差と同じ電位差が現れる。この抵抗８（Ｒ）の電位差（Ｖ）に伴い生じる電流（Ｉ）は、定電流（Ｉ＝Ｖ／Ｒ）になる。この図５の回路は温度補償のための抵抗器などが複数取り付けられ、生成された定電流は抵抗１〜４で構成されるホイートストンブリッジに流れる構成である。この回路は駆動回路の一部に定電流源を用いているが、本発明が目指す機能の回路の開示はない。

特開昭５５−１５５２５３号公報

本発明の目的は、ホイートストンブリッジを任意の定電流で駆動でき、その抵抗値に個体差があっても、その（接地電位を基準とした）出力電位が外部からの指令電位で任意に設定できることで、そこに接続される素子が求める入力電位に無調整で収めることができるようにしたブリッジセンサ定電流電源回路を提供することにある。

前記目的を達成するために、本発明による請求項１記載の発明は、ホイートストンブリッジ部を駆動するブリッジセンサ定電流電源回路であって、ホイートストンブリッジ部電源端子の間に定電流を供給する第１のオペアンプを含む定電流回路と、指令電圧入力端を有し、ホイートストンブリッジ部電源端子の間に生ずる電位の所定割合の電圧値を出力し、該出力をホイートストンブリッジ出力中心電位として、定電流回路の基準電位を制御する第２のオペアンプを含むホイートストンブリッジ出力中心電位制御回路と、を備え、指令電圧をホイートストンブリッジ部の中心出力電圧として出力させ、ホイートストンブリッジ部の抵抗変化による差動電圧がホイートストンブリッジ部の中心出力電圧に重畳させるように構成したことを特徴とする。
本発明による請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、定電流回路がホイートストンブリッジ部に所定の電流値を供給させるために指令電圧を入力する第３のオペアンプを接続したことを特徴とする。
本発明による請求項３記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、所定割合の電圧値は、ホイートストンブリッジ出力の電源と出力との電圧割合で形成されること特徴とする。
本発明による請求項４記載の発明は、請求項１，２または３記載の発明において、ホイートストンブリッジ部の出力は、任意の電位に設定するように構成したことを特徴とする。
本発明による請求項５記載の発明は、請求項１，２，３または４記載の発明において、ホイートストンブリッジ部は、圧力センサとして使用されることを特徴とする。

前述したような構成によれば、ホイートストンブリッジ出力端子の平均電位が任意に設定できることで、ホイートストンブリッジ出力端子に接続されるＡＤＣなどの回路素子との電気的接続が容易になる。
ホイートストンブリッジの抵抗値によらず、その出力端子の平均電位を外部の指令電位で設定できることで、ピエゾ抵抗素子のような抵抗値の個体差が大きなホイートストンブリッジであっても、その出力端子の平均電位を無調整で一定にできる。
ホイートストンブリッジの電源電流を外部の指令電位で任意に設定できることは、従来の定電流電源と同様に扱え、例えば温度や直線性など各種補償も可能になる。
ホイートストンブリッジの電源電流によらず、その出力端子の平均電位を外部からの指令電位で任意に設定できることで、電源電流と出力端子の平均電位とが互いに独立に設定できる。
ホイートストンブリッジの電源電流や出力平均電位が無調整で設定可能であり、調整に要するコストが低減できる。

本発明によるブリッジセンサ定電流電源回路の原理的な回路図である。 本発明によるブリッジセンサ定電流電源回路の実施の形態を示すブロック図である。 従来のホイートストンブリッジを用いた信号処理回路の構成を示すブロック図である。 ホイートストンブリッジ回路に低雑音に達する回路を組み込んだ回路を示すブロック図である。 ホイートストンブリッジ回路に駆動回路を組み込んだ従来例を示す回路図である。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳しく説明する。
本発明によるブリッジセンサ定電流電源回路は、ホイートストンブリッジ出力の中心電位を指令電位として入力し、その電源である定電流源を備え、定電流源の両端子は、ホイートストンブリッジ回路の電源端子に接続した回路である。

図１は、本発明によるブリッジセンサ定電流電源回路の原理的な回路図である。図１は、１．５ｍＡの定電流でホイートストンブリッジ形の圧力センサ（抵抗Ｒ１０〜Ｒ１３よりなるホイートストンブリッジ部）を駆動し、その出力（ＳＥＮＳＯＲ＋，ＳＥＮＳＯＲ−）の中心電位がＶＲＥＦ（指令電位）に等しくなるように動作するよう、オペアンプＡ１，Ａ２，抵抗Ｒ１〜Ｒ４，コンデンサＣ１を組み込んである。抵抗Ｒ１〜Ｒ４の値はそれぞれ２ＫΩ，１０ＫΩ，１０ＫΩ，１０ＫΩ、コンデンサＣ１の値は０．１μＦである。ＳＥＮＳＯＲ＋，ＳＥＮＳＯＲ−の基準電位は、いずれもＧＮＤである。これによりホイートストンブリッジ部を構成する圧力センサは、後続のアナログ回路の入力電圧範囲に合わせた中心電位が無調整で出力可能となる。

以下、センサの定電流電源回路の動作を、続いてセンサ出力中心電圧がＶＲＥＦ（指令電圧）に一致する動作を説明する。定電流は、オペアンプＡ１で生成される。定電流源の基準電位は、ノードであり、オペアンプＡ２の出力端子の電位である。この基準電位をゼロボルトとすれば、オペアンプＡ１の非反転入力端子電位は＋２．５Ｖである。オペアンプＡ１の反転入力端子電位は、非反転入力端子電位と同じ電位になるように負帰還が働き、反転入力端子電位も＋２．５Ｖで安定する。これにより、抵抗２ｋΩと１０ｋΩ（＝１．６６７ｋΩ）の並列回路に＋２．５Ｖが加わり、それら抵抗には１．５ｍＡ（＝２．５Ｖ／１．６６７ｋΩ）の電流が流れる。この電流１．５ｍＡは、そのすべてが圧力センサに加わるので、圧力センサには１．５ｍＡが流れる。以上が、圧力センサの定電流電源回路の動作原理である。

次に、ホイートストンブリッジ部の出力中心電位（ＳＥＮＳＯＲ＋とＳＥＮＳＯＲ−の平均電位）が、指令電位（ＶＲＥＦとＧＮＤ間電位差）に一致する動作原理を説明する。ホイートストンブリッジ部の電源端子電位は、オペアンプＡ１出力端子電位とオペアンプＡ１反転入力端子電位との間に生じる。また、このオペアンプＡ１反転入力端子電位は、オペアンプＡ１非反転入力端子電位と同電位となる。このホイートストンブリッジ部の電源端子間電位に等しいオペアンプＡ１出力端子とオペアンプＡ１非反転入力端子間には、１０ｋΩ＋１０ｋΩの直列回路が接続されている。これら２つの抵抗Ｒ３，Ｒ４（それぞれ１０ＫΩ）の接続点の電位は、ホイートストンブリッジ部の電源電圧の１／２であり、ホイートストンブリッジ部の出力中心電位に等しくなる。これら抵抗Ｒ３，Ｒ４（それぞれ１０ＫΩ）は、ホイートストンブリッジ部の代替特性を得ていると言うことができる。この抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点は、オペアンプＡ２の反転入力端子に接続されている。ここで、オペアンプＡ２反転入力端子電位は、オペアンプＡ２非反転入力端子電位に等しくなるようにオペアンプＡ２が負帰還動作する。すなわち、オペアンプＡ２出力端子電位は、ホイートストンブリッジ部の電源電位に定電圧源の２．５Ｖを加えた電位で負帰還動作が安定する。以上の動作でホイートストンブリッジ部の出力中心電位は、指令電位ＶＲＥＦに一致する。

ここで、２つの負帰還回路（定電流回路とホイートストンブリッジ出力中心電位制御回路）が共存できる理由を説明する。図１のノードの電位がオペアンプＡ２出力で変化すると、オペアンプＡ１出力電位もそれに応じて変化する必要がある。オペアンプＡ２反転入力端子には、それら出力電位できまる帰還電位が生じる。つまり、これら複数の負帰還回路（図１の２．５Ｖ定電圧源も負帰還回路で構成されている）は互いに影響しあうことになる。この回路は、オペアンプＡ１の定電流回路とオペアンプＡ２のホイートストンブリッジ出力中心電位制御回路の応答周波数を１，０００：１のように設定して、互いに影響しないようにしている。より具体的には、定電流回路から見たホイートストンブリッジ出力中心電位制御回路の出力電位変化は、止まっているように見える。

この動作の詳細は、次のとおりである。オペアンプＡ２の帰還回路には、２．５Ｖの定電圧回路と２つの抵抗Ｒ３，Ｒ４の１０ｋΩを通る回路以外に、コンデンサＣ１の０．１μＦと２つの抵抗Ｒ３，Ｒ４の１０ＫΩとの並列回路で構成される帰還回路を備えている。これら２つの抵抗Ｒ１，Ｒ２の１０ｋΩをオペアンプＡ２反転入力端子から見ると、いずれも低出力インピーダンス源に接続されているため並列回路にみなせ、その合成抵抗値は５ｋΩとなる。今、オペアンプＡ２出力端子電位が変化することを考えると、オペアンプＡ２に接続されたコンデンサＣ１の０．１μＦの充放電を伴う。この充放電電流は、すべて合成抵抗５ｋΩを流れる。つまり、オペアンプＡ２出力電位（オペアンプＡ２出力端子とオペアンプＡ２反転入力端子間電位差）を変化させるためには、一般的なＣＲ回路の充放電動作に従う。

具体的には、コンデンサＣ１のインピーダンスと合成抵抗Ｒが等しくなる周波数で、それら素子に生じる電圧降下が１／√２になる。いわゆる「カットオフ周波数」である。部品定数よりカットオフ周波数を計算すると、ｆ＝１／（２πＣＲ）＝１／（２π×０．１μＦ×５ｋΩ）＝３１８Ｈｚになる。つまりオ、ペアンプＡ２のホイートストンブリッジ出力中心電位制御回路の応答をオペアンプＡ１側からみれば、「３１８Ｈｚの低域通過特性を持つ」ことになる。一方で、オペアンプＡ１の定電流回路は、数百ｋＨｚ程度の低域通過特性を持つ。これらを組み合わせでオペアンプＡ１の出力端子の高速な電位変化は、オペアンプＡ２出力端子電位変化にほとんど影響を与えない。逆に、オペアンプＡ２出力端子電位変化が生じた場合でも、オペアンプＡ１出力端子は１．５ｍＡの定電流が通じるように素早く最終電位に到達する。このような動作により複数の負帰還回路の共存を可能にしている。

図２は、本発明によるブリッジセンサ定電流電源回路の実施の形態を示すブロック図であり、実際に組み込む場合の回路例である。図１には、定電流源回路に含まれる２．５Ｖの定電圧源がある。定電流を得るため、この２．５Ｖは図１のオペアンプＡ２出力端子電位によらず一定である必要がある。図２では、点線で囲った、オペアンプＡ３および抵抗５〜８によりなる定電圧源Ｃで実現している。図２のオペアンプＡ１およびオペアンプＡ２は図１のオペアンプＡ１とＡ２に各々対応し、他の構成要素を含め図１の定電流回路Ａとホイートストンブリッジ出力中心電位制御回路Ｂの機能を有している。
このオペアンプＡ３で定電圧が得られる動作について説明する。この動作を考えるとき、「オペアンプＡ３反転入力端子電位は、その非反転入力端子電位に等しい（等しくなる電位で、その出力端子電位が安定する）」ところから出発する。図２の抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ８は、オペアンプＡ２出力端子とＧＮＤ（ゼロボルト）間に接続されている。それら抵抗の接続点はオペアンプＡ３非反転入力端子に接続され、同端子はオペアンプＡ２出力電位の１／２の電位になる（抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ８の抵抗値が等しいから）。この電位は、オペアンプＡ３反転入力端子に現れる。

ここで、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ８を注目する。両者のオペアンプ側での接続点は同電位であるが、抵抗Ｒ５は他方が−２．５Ｖ（−２．５ＶＲＥＦ）の電位に接続され、抵抗Ｒ８はＧＮＤ電位に接続されている。このことから抵抗Ｒ５の両端には、抵抗Ｒ８と比較して２．５Ｖ異なった電位差が生じる。このときに抵抗Ｒ５を流れる電流は、そのすべてが抵抗Ｒ６を流れて帰還される。抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６の抵抗値は等しいため、抵抗Ｒ６の両端には抵抗Ｒ５と同じ電位差（抵抗Ｒ８とは２．５Ｖ異なる電位差）が生じる。ここで、「オペアンプＡ３反転・非反転入力端子電位は等しい」ので、オペアンプＡ３出力はオペアンプＡ２出力よりも＋２．５Ｖ高い電位が生じる条件で負帰還が安定する。このようにして、オペアンプＡ３非反転入力電位はオペアンプＡ２出力電位よりも＋２．５Ｖ高い電位に設定される。

この実施例では、定電圧源Ｃは抵抗Ｒ５の一端に入力するＶＲＥＦを−２．５Ｖ入力しているので、ホイートストンブリッジ部に流れる一定電流は１．５ｍＡとなる。この抵抗Ｒ５の一端に入力するＶＲＥＦを任意に選択することによりホイートストンブリッジ部に流れる電流値を選ぶことができる。なお、オペアンプＡ２非反転入力端子に接続されている抵抗Ｒ９と抵抗Ｒ１４は指令電位の＋１．８２５Ｖを＋２．５Ｖから得るようにしたものである。このように構成することにより、本実施例では、ホイートストンブリッジ出力中心電位をオペアンプＡ２非反転入力端子電位に等しい１．８７５Ｖにできる。
以上の説明から明らかなように、本実施例は、電流源駆動のホイートストンブリッジの出力電位を、外部からの指令電位で任意に設定可能となり、ホイートストンブリッジの抵抗値の個体差によらず、その出力中心電位を調整することなく指令電位に安定化できる。また、ホイートストンブリッジが、その出力中心電位によらず所望の定電流で駆動でき、ホイートストンブリッジに流れる電流を任意に設定することができる。

以上の実施の形態は、ホイートストンブリッジ部を圧力センサとして使用する場合を説明したが、圧力センサに限らず、幅広く他の用途に汎用的に使用することができる。例えば、ピエゾ抵抗素子をブリッジに使った加速度センサなどに使用することができる。

圧力センサなどに使用されるホイートストンブリッジの（接地電位を基準とした）出力電位が任意に設定可能なブリッジセンサ定電流電源回路である。

Ｒ１〜Ｒ１４ 抵抗
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３ コンデンサ
Ａ１，Ａ２，Ａ３ オペアンプ
ＶＲＥＦ 指令電圧
ＳＥＮＳＯＲ＋，ＳＥＮＳＯＲ− ホイートストンブリッジ出力端子
Ａ 定電流回路
Ｂ ホイートストンブリッジ出力中心電位制御回路
Ｃ 定電圧源
ＧＮＤ 接地

Claims (5)

1. ホイートストンブリッジ部を駆動するブリッジセンサ定電流電源回路であって、
   ホイートストンブリッジ部電源端子の間に定電流を供給する第１のオペアンプを含む定電流回路と、
   指令電圧入力端を有し、ホイートストンブリッジ部電源端子の間に生ずる電位の所定割合の電圧値を出力し、該出力をホイートストンブリッジ出力中心電位として、前記定電流回路の基準電位を制御する第２のオペアンプを含むホイートストンブリッジ出力中心電位制御回路と、を備え、
   前記指令電圧を前記ホイートストンブリッジ部の中心出力電圧として出力させ、ホイートストンブリッジ部の抵抗変化による差動電圧が前記ホイートストンブリッジ部の中心出力電圧に重畳させるように構成したことを特徴とするブリッジセンサ定電流電源回路。
2. 請求項１記載のブリッジセンサ定電流電源回路において、
   前記定電流回路がホイートストンブリッジ部に所定の電流値を供給させるために指令電圧を入力する第３のオペアンプを接続したことを特徴とするブリッジセンサ定電流電源回路。
3. 請求項１または２記載のブリッジセンサ定電流電源回路において、
   前記所定割合の電圧値は、ホイートストンブリッジ出力の電源と出力との電圧割合で形成されることを特徴とするブリッジセンサ定電流電源回路。
4. 請求項１，２または３記載のブリッジセンサ定電流電源回路において、
   前記ホイートストンブリッジ部の出力は、任意の電位に設定するように構成したことを特徴とするブリッジセンサ定電流電源回路。
5. 請求項１，２，３または４記載のブリッジセンサ定電流電源回路において、
   前記ホイートストンブリッジ部は、圧力センサとして使用されることを特徴とするブリッジセンサ定電流電源回路。

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