JP2020096498A - モータ制御システムおよび電気機器 - Google Patents

Abstract

【課題】モータ制御システム内の平滑コンデンサを、従来よりも確実に保護する。【解決手段】モータ制御システム（１）において、電圧測定装置（１５）は、コンバータ（１１）内の平滑コンデンサ（１１１）の端子間電圧を、直流電圧として検出する。電圧測定装置（１５）は、所定の時間範囲における直流電圧の最大値と最小値との差を、リプル電圧として検出する。制御装置（１６）は、リプル電圧がリプル電圧閾値以上である場合に、モータ（１３）の回転数を低下させるようにインバータ（１２）を駆動する。【選択図】図１

Description

本発明の一態様は、モータを制御するモータ制御システムに関する。

近年、モータを備えた電気機器（例：家電機器）を効率的に駆動するために、コンバータ（順変換装置または交直変換装置とも称される）とインバータ（逆変換装置または直交変換装置とも称される）とを組み合わせたモータ制御システムが使用されている。

特許文献１には、そのようなシステムの一例が示されている。具体的には、特許文献１に開示されたシステムは、当該システム内の平滑コンデンサの劣化を検出することを目的として、構成されている。

特開平１１−２１５８０８号公報

本発明の一態様は、モータ制御システム内の平滑コンデンサを、従来よりも確実に保護することを目的とする。

上記の課題を解決するために、本発明の一態様に係るモータ制御システムは、モータを制御するモータ制御システムであって、整流回路と平滑コンデンサとを含んだコンバータであって、交流電源から供給された第１交流電圧を整流および平滑化することにより、直流電圧を生成する前記コンバータと、上記直流電圧をスイッチングすることにより生成した第２交流電圧を、上記モータに供給するインバータと、上記直流電圧として、上記平滑コンデンサの端子間電圧を検出する電圧測定装置と、上記インバータを介して上記モータを制御する制御装置と、を備えており、上記電圧測定装置は、上記第１交流電圧の半周期に対応する所定の時間範囲における、上記直流電圧の最大値と最小値との差を、リプル電圧として検出し、上記制御装置は、上記リプル電圧が予め設定されたリプル電圧閾値以上である場合に、上記モータの回転数を低下させるように上記インバータを駆動する。

本発明の一態様に係るモータ制御システムによれば、当該システム内の平滑コンデンサを、従来よりも確実に保護できる。

実施形態１の電気機器の概略的な構成を示す図である。 リプル電圧の検出方法について説明するための図である。 （ａ）〜（ｆ）はそれぞれ、異なるモータ回転数に対し、図１の電気機器において測定されたＶｄｃおよびＩｉｎｖの波形の一例を示す図である。

〔実施形態１〕
実施形態１の電気機器１００について、以下に説明する。便宜上、実施形態１にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、以降の各実施形態では、同じ符号を付記し、その説明を繰り返さない。公知技術と同様の事項についても、説明を適宜省略する。

なお、各図に示されている装置構成は、説明の便宜上のための単なる一例であることに留意されたい。明細書中において以下に述べる各数値も、単なる一例であることに留意されたい。なお、本明細書では、２つの数ＡおよびＢについての「Ａ〜Ｂ」という記載は、特に明示されない限り、「Ａ以上かつＢ以下」を意味するものとする。また、本明細書では、特に明示されない限り、「接続されている」とは、「電気的に接続されている」ことを意味する。

（電気機器１００の概要）
図１は、電気機器１００の概略的な構成を示す図である。一例として、電気機器１００は、公知の家電機器である。実施形態１の例では、電気機器１００が空気調和機である。電気機器１００は、モータ制御システム１とモータ１３とファン１４（負荷機械）とを備えている。電気機器１００は、外部の交流電源１０に接続されている。

一例として、交流電源１０は、商用電源である。交流電源１０から電気機器１００には、所定の交流電圧（以下、第１交流電圧）が供給される。図１の例では、交流電源１０は３相交流電源である。このため、モータ１３は、３相交流モータである。一例として、モータ１３は、３相交流ＩＭ（Induction Motor，誘導電動機）である。

以下の説明では、第１交流電圧の周波数を、第１周波数とも称する。第１周波数は、電源周波数と称されてもよい。以下、第１周波数（電源周波数）を、ｆとして表す。実施形態１では、第１交流電圧が「大きさ（振幅）２００Ｖ、周波数５０Ｈｚ」の正弦波である場合を例示する。つまり、ｆ＝５０Ｈｚである場合を例示する。また、第１周波数の周期を、Ｔとして表す。Ｔ＝１／ｆである。本例では、Ｔ＝２０ｍｓである。

以下に述べるように、モータ制御システム１は、第１交流電圧を変換し、当該第１交流電圧とは別の交流電圧（第２交流電圧）を生成する。モータ制御システム１は、第２交流電圧をモータ１３に供給することにより、モータ１３を所定の回転数（回転速度）で回転させることができる。以下、モータ１３の回転数（モータ回転数）を、Ｎとして表す。モータ１３は、ファン１４を駆動するために、当該ファン１４に機械的に接続されている。図１の例では、ファン１４に、モータ１３のシャフトに直結されている。それゆえ、ファン１４を、モータ１３と同じ回転数Ｎで回転させることができる。

本明細書では、Ｎの単位としては、ｒｐｍ（round per minute）またはｒｐｓ（round per second）を用いる。なお、ｒｐｓ単位でのＮは、モータ１３の機械的な回転周波数とも表現できる。このため、モータ１３の機械的な回転周波数を説明する場合には、１ｒｐｓ＝１Ｈｚとして、適宜読み替えるものとする。

モータ制御システム１は、コンバータ１１、インバータ１２、電圧測定装置１５、および制御装置１６を備えている。コンバータ１１は、ＡＣ（Alternative Current，交流）／ＤＣ（Direct Current，直流）コンバータである。コンバータ１１は、整流回路１１０および平滑コンデンサ１１１を有している。コンバータ１１は、第１交流電圧を整流および平滑化することにより、所定の直流電圧（以下に述べるＶｄｃ）を生成する。

図１の例では、整流回路１１０は、３相全波整流回路を構成する。整流回路１１０は、公知の複数の整流素子（例：ダイオード）によって構成されている。整流回路１１０は、第１交流電圧を整流し、全波整流電圧（予備的な直流電圧）を生成する。平滑コンデンサ１１１は、当該全波整流電圧を平滑化し、平滑化直流電圧を生成する。このように、整流回路１１０は、第１交流電圧を順変換することにより、平滑化直流電圧を生成する。整流回路１１０は、直流電流としての当該平滑化直流電圧を、インバータ１２に供給する。

以下、当該平滑化直流電圧を、Ｖｄｃとして表す。Ｖｄｃは、平滑コンデンサ１１１の端子間電圧とも表現できる。図１の例では、平滑コンデンサ１１１の正極は端子ＴＴ１に、平滑コンデンサ１１１の負極は端子ＴＴ２に、それぞれ接続されている。このため、Ｖｄｃは、端子ＴＴ１−ＴＴ２間の電圧とも表現できる。

インバータ１２は、ＤＣ／ＡＣインバータである。インバータ１２は、端子ＴＴ１・ＴＴ２を介して、コンバータ１１に接続されている。インバータ１２は、電圧型インバータの一例である。インバータ１２は、Ｖｄｃをスイッチングすることにより、３相交流電圧としての第２交流電圧を生成する。そして、インバータ１２は、当該第２交流電圧をモータ１３（より厳密には、モータ１３の各相固定子巻線）に供給する。インバータ１２は、公知の複数のスイッチング素子によって構成されている。当該スイッチング素子は、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor，絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）とダイオード（還流ダイオード）とが並列接続されて構成されている。

以下の説明では、第２交流電圧の周波数を、第２周波数とも称する。第２周波数は、変換後周波数と称されてもよい。以下、第２周波数を、文字ｆｉｎｖによって表す。インバータ１２を設けることにより、所望の第２交流電圧（例：所望のｆｉｎｖを有する交流電圧）を、モータ１３に供給できる。従って、インバータ１２の動作（各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ）を制御することにより、モータ１３の動作を制御できる。例えば、ｆｉｎｖを適切に設定することにより、所望の回転数Ｎでモータを回転させることができる。

具体的には、インバータ１２は、制御装置１６の指令を受けて、モータ１３を駆動する。つまり、以下に述べるように、制御装置１６は、インバータ１２を介してモータ１３を制御（駆動）する。一例として、実施形態１では、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation，パルス幅変調）制御によって、モータ１３が駆動される。この場合、制御装置１６は、インバータ１２にモータ１３を駆動させるためのモータ駆動制御信号として、ＰＷＭ信号を生成する。そして、制御装置１６は、当該ＰＷＭ信号をインバータ１２に供給する。インバータ１２は、ＰＷＭ信号に基づいてモータ１３を駆動する。

（電圧測定装置１５）
電圧測定装置１５は、直流電圧検出部１５１とリプル電圧検出部１５２を備える。一例として、電圧測定装置１５は、オシロスコープ（例：デジタルオシロスコープ）であってよい。あるいは、ネットワークアナライザを、電圧測定装置１５として用いてもよい。以下、図２を参照しつつ、電圧測定装置１５の動作について説明する。図２は、リプル電圧（以下に述べるＶｒｉｐ）の検出方法について説明するための図である。図２のグラフにおいて、横軸は時刻（ｔ）を、縦軸は電圧（Ｖ）を、それぞれ示す。

直流電圧検出部１５１は、平滑コンデンサ１１１の端子間電圧（すなわちＶｄｃ）を検出（測定）する。一例として、直流電圧検出部１５１は、端子ＴＴ１−ＴＴ２間の電圧を、Ｖｄｃとして検出する。図２には、Ｖｄｃの波形の一例が示されている。また、図２には、Ｖｄｃとの対比の便宜上、理想的な全波整流電圧の波形が示されている。

Ｖｄｃには、リプル成分（時間変動成分）がなるべく含まれないことが好ましい。リプル成分は、脈動成分とも称される。理想的には、リプル成分を含まないＶｄｃが、コンバータ１１によって生成されることが望ましい。しかしながら、実際には、モータ１３の動作時には、コンバータ１１によって、リプル成分が０のＶｄｃを生成することはできない。リプル成分は、インバータ１２のスイッチングに伴って、必然的に生じるためである。

そこで、以下の説明では、Ｖｄｃを、
Ｖｄｃ＝Ｖｒ＋Ｖｃｏｎｓｔ …（１）
と表現する。Ｖｒは、リプル成分である。Ｖｃｏｎｓｔは、定数であり、時間によらず変動しない成分である。図２に示されるように、理想的な全波整流電圧の周期は、第１交流電圧の１／２倍の周期（第１交流電圧の半周期）である。つまり、当該全波整流電圧は、周期がＴ／２であり、周波数が２ｆである。

従って、Ｖｄｃは、上記全波整流電圧のある１つのパルスのピークと対応するように、１つの極大値を有する。また、Ｖｄｃは、上記当該全波整流電圧の次の１つのパルスと対応するように、１つの極小値を有する。図２に示されるように、Ｖｄｃは、理想的には、上記全波整流電圧と同じ周期（Ｔ／２）を有する。

すなわち、Ｖｄｃは、周期Ｔ／２に対応する所定の時間範囲において、最大値（Ｖｍａｘ）と最小値（Ｖｍｉｎ）とを１つずつ有する。当該所定の時間範囲の長さは、Ｔ／２に等しくともよいし、Ｔ／２よりもやや長くともよい。図２では、上記所定の時間範囲において、Ｖｍａｘが生じる時刻をｔｍａｘ、Ｖｍｍｉｎが生じる時刻をｔｍｉｎとして、それぞれ示している。

実際には、上記所定の時間範囲の長さは、後述するｆ０（基準周波数）に基づいて設定されればよい。まず、Ｔ０＝１／ｆ０を算出する。Ｔ０は、基準周期とも称される。そして、当該所定の時間範囲の長さを、Ｔ０／２を用いて設定すればよい。当該所定の時間範囲の長さは、Ｔ０／２に等しく設定されてもよいし、Ｔ０／２よりもやや長く設定されてもよい。

本明細書では、上記所定の時間範囲における、ＶｍａｘとＶｍｉｎとの差を、リプル電圧（Ｖｒｉｐ）と称する。リプル電圧検出部１５２は、
Ｖｒｉｐ＝Ｖｍａｘ−Ｖｍｉｎ …（２）
として、Ｖｒｉｐを検出（算出）する。このように、Ｖｒｉｐは、Ｖｄｃの１周期におけるピークトゥピーク値として定義される。なお、式（１）から理解されるように、Ｖｒｉｐは、Ｖｒの１周期におけるピークトゥピーク値とも表現できる。

（制御装置１６）
制御装置１６は、リプル電圧判定部１６１、電源周波数推定部１６２、およびインバータ制御部１６３を備える。Ｖｒｉｐが高い場合、平滑コンデンサ１１１の劣化が進行しうる。このため、平滑コンデンサ１１１を保護するためには、Ｖｒｉｐが高くなることを防止することが好ましい（特許文献１も参照）。

この点を踏まえ、本願の発明者（以下、発明者）は、「Ｖｒｉｐに応じてモータ１３の動作条件を変更することにより、平滑コンデンサ１１１を保護する」という新規な着想を見出した。モータ制御システム１は、当該着想に基づき構成されている。なお、電源周波数推定部１６２については、実施形態２にて述べる。

リプル電圧判定部１６１は、リプル電圧検出部１５２から、Ｖｒｉｐの値を取得する。そして、リプル電圧判定部１６１は、Ｖｒｉｐと予め設定されたリプル電圧閾値（以下、Ｖｒｉｐｔｈ）との大小関係を比較する。具体的には、リプル電圧判定部１６１は、Ｖｒｉｐ≧Ｖｒｉｐｔｈという条件が満たされているか否かを判定する。

Ｖｒｉｐｔｈは、（ｉ）平滑コンデンサ１１１の保護、および、（ｉｉ）モータ１３の駆動の少なくともいずれかに適するように設定されている限り、任意に設定されてよい。例えば、モータ１３によっては、許容されるＶｒｉｐの上限値が、当該モータの製造者によって予め指定されている場合がある。Ｖｒｉｐが高い場合、第２交流電圧に高調波成分が多く含まれることに起因して、モータ１３の動作に不具合生じる可能性があるためである。

一例として、あるモータ１３では、許容されるＶｒｉｐの上限値が、３０Ｖとして指定されている。この場合、例えば、Ｖｒｉｐｔｈ＝３０Ｖとして、Ｖｒｉｐｔｈが設定されてよい。このように、実施形態１では、Ｖｒｉｐｔｈは、３０Ｖ（許容されるＶｒｉｐの上限値）以下の所定の電圧値として設定されることが好ましい。

インバータ制御部１６３は、インバータ１２を介してモータ１３を制御する。具体的には、インバータ制御部１６３は、リプル電圧判定部の判定結果に応じてモータ駆動制御信号（例：ＰＷＭ信号）を生成し、当該モータ駆動制御信をインバータ１２に供給する。このように、インバータ制御部１６３は、Ｖｒｉｐに応じてモータ１３を制御できる。

より具体的には、インバータ制御部１６３は、Ｖｒｉｐ≧Ｖｒｉｐｔｈである場合には、Ｎを低下させるように、インバータ１２を駆動する。すなわち、インバータ制御部１６３は、ｆｉｎｖを低下させるようにモータ駆動制御信号を生成し、当該モータ駆動制御信をインバータ１２に供給する。

ここで、モータ１３のトルクをＴＭ、負荷機械（例：ファン１４）のトルクをＴＬと、それぞれ称する。一般に、モータ１３によってファン１４を駆動する場合、Ｎは、（ｉ）モータ１３のトルクスピードカーブ（ＮとＴＭとの間の関係を示す特性）（以下、ＴＳＣＭ）と、（ｉｉ）負荷機械のトルクスピードカーブ（ＮとＴＬとの間の関係を示す特性）（以下、ＴＳＣＬ）と、に応じて決定される。具体的には、Ｎは、ＴＳＣＭとＴＳＣＬとの交点（運転点）における回転数として決定される。つまり、Ｎは、ＴＭ＝ＴＬという条件が満たされる所定の回転数として決定される。

一般に、ファン１４のＴＳＣＬは、ＴＬ∝Ｎ^２の関係によって表される。これに対し、ＴＳＣＭでは、Ｎの変化に応じたＴＭの変化は、ＴＳＣＬに比べて複雑である。但し、ＴＳＣＭの形状は、ｆｉｎｖに応じて変化させることが可能である。一例として、簡単のため、第２交流電圧の大きさが一定である場合を考える。この場合、例えば、ｆｉｎｖを増加させることにより、ｆｉｎｖを増加させる前に比べて、ＴＭを小さくできる。

一例として、ｆｉｎｖ＝ｆｉｎｖ１である場合に、運転点が、「ＴＭ＝ＴＬ＝Ｔ１、かつ、Ｎ＝Ｎ１」であったとする。そして、ｆｉｎｖ＝ｆｉｎｖ２に変更された場合に、運転点が、「ＴＭ＝ＴＬ＝Ｔ２、かつ、Ｎ＝Ｎ２」に推移したとする。なお、ｆｉｎｖ１＜ｆｉｎｖ１であるとする。

この場合、ＴＭとｆｉｎｖとの間の関係を考えると、Ｔ１＞Ｔ２である。また、ＴＬとＮとの関係を考慮すれば、Ｎ１＞Ｎ２である。このように、ｆｉｎｖをｆｉｎｖ１からｆｉｎｖ２へと増加させることにより、ＮをＮ１からＮ２へと低下させるように運転点を変更できる。つまり、ＴをＴ１からＴ２へと低下させることができる。このように運転点を変更させた場合、ファン１４の出力ＰＬを低減できる。上記ＴＳＣＬを考慮すれば、ＰＬ∝Ｎ^３の関係が成立するためである。

このようにＰＬを低下させたことに伴い、モータ１３に供給される電力（入力電力）の大きさを低減できる。その結果、例えば、インバータ１２に入力される電流（インバータ入力電流）（以下、Ｉｉｎｖ）の大きさを低減できる。そして、Ｉｉｎｖを低減させたことに伴い、Ｖｒｉｐを低減させることができる。Ｉｉｎｖが小さい場合には、Ｉｉｎｖが大きい場合に比べ、ＰＷＭ信号のデューティサイクル（デューティ比とも称される）が小さく設定されるためである。

（実験例）
図３は、発明者による実験結果を示すグラフである。図３の（ａ）〜（ｆ）にはそれぞれ、Ｎを異なる値に設定した場合に、電気機器１００において測定されたＶｄｃおよびＩｉｎｖの波形が示されている。具体的には、
・図３の（ａ）：Ｎ＝２５００ｒｐｍの場合のグラフ；
・図３の（ｂ）：Ｎ＝２４００ｒｐｍの場合のグラフ；
・図３の（ｃ）：Ｎ＝２２００ｒｐｍの場合のグラフ；
・図３の（ｄ）：Ｎ＝２０００ｒｐｍの場合のグラフ；
・図３の（ｅ）：Ｎ＝１８００ｒｐｍの場合のグラフ；
・図３の（ｆ）：Ｎ＝１４００ｒｐｍの場合のグラフ；
の通りである。

図３のグラフにおいて、横軸は時刻を示す。また、縦軸は電流および電圧をそれぞれ示す。図３の各グラフでは、電圧目盛の単位は「５０Ｖ／ｄｉｖ」であり、電流目盛の単位は「２００ｍＡ／ｄｉｖ」であり、時間目盛の単位は「５ｍｓ／ｄｉｖ」である。

図３に示されるように、Ｎを小さくするにつれて、Ｉｉｎｖが小さくなる傾向が確認された。図３のＩｉｎｖは、ＴＭ（またはＴＬ）の大きさを示す指標の１つであると言える。加えて、Ｎを小さくするにつれて、Ｖｄｃのピークトゥピーク値が小さくなる傾向が確認された。すなわち、Ｎの低下に伴って、Ｖｒｉｐを低減できることが確認された。

（効果）
特許文献１のシステムでは、平滑コンデンサの劣化の程度を示す指標として、リプル電圧の積分値（リプル電圧積分値）が使用されていた。具体的には、特許文献１のシステムでは、リプル電圧積分値が所定の閾値を越えた場合に、平滑コンデンサが劣化していることを示す異常信号が出力される。

但し、特許文献１は、リプル電圧自体をどのように低減させるか（平滑コンデンサ自体をどのように保護するか）については、具体的な手法を何ら言及していない。このように、従来技術では、平滑コンデンサを保護するための具体的な手法について、改善の余地があった。

これに対し、モータ制御システム１によれば、Ｖｒｉｐ≧Ｖｒｉｐｔｈである場合に、Ｎを低下させるようにインバータ１２を駆動できる。これにより、上述の通り、Ｎの低下に伴って、Ｖｒｉｐを低下させることができる。このため、モータ１３の運転中に、平滑コンデンサ１１１に過大なＶｒｉｐが印加されることを防止できる。それゆえ、平滑コンデンサ１１１を、従来よりも確実に保護することが可能となる。

一例として、ある時点において、Ｖｒｉｐ≧Ｖｒｉｐｔｈであると判定された場合を考える。この場合、モータ制御システム１は、Ｖｒｉｐ＜Ｖｒｉｐｔｈとなるまで、Ｎを低下させるようにインバータ１２を駆動する。このようにＮを低下させることにより、ＶｒｉｐをＶｒｉｐｔｈ（例：３０Ｖ）よりも小さい電圧値まで低減させた上で、モータ１３の運転を継続できる。それゆえ、平滑コンデンサ１１１をさらに確実に保護できる。

（運転例）
上述の通り、Ｖｒｉｐは、Ｎが大きくなるにつれて、増加する傾向にある。一例として、Ｎを２０００ｒｐｍまで増加させた場合に、Ｖｒｉｐが３０Ｖ（すなわちＶｒｉｐｔｈ）に達したケースを考える。

この場合、インバータ制御部１６３は、所定の回転数ΔＮだけＮを低下させるように、インバータ１２を駆動する。一例として、ΔＮ＝５０ｒｐｍである。この場合、まず、インバータ制御部１６３は、Ｎを１９５０ｒｐｍに変化させる。そして、リプル電圧検出部１５２は、Ｎ＝１９５０ｒｐｍにおけるＶｒｉｐを検出する。続いて、リプル電圧判定部１６１は、当該Ｖｒｉｐが３０Ｖよりも小さいかを確認する。以下、Ｖｒｉｐが３０Ｖ（Ｖｒｉｐｔｈ）よりも小さくなるまで、「ΔＮずつ減速→Ｖｒｉｐの検出→ＶｒｉｐとＶｒｉｐｔｈとの大小比較」の処理を繰り返す。

なお、モータ制御システム１では、Ｖｒｉｐｔｈに対するマージン値（以下、Ｖｒｉｐｔｈｍ）がさらに設定されてもよい。Ｖｒｉｐｔｈｍは、Ｖｒｉｐｔｈよりも小さい値として設定されてよい。一例として、Ｖｒｉｐｔｈｍは、Ｖｒｉｐｔｈの９０％の大きさに設定されてよい。本例の場合、Ｖｒｉｐｔｈｍ＝３０Ｖ×０．９＝２７Ｖである。

上記のように、ＶｒｉｐがＶｒｉｐｔｈに達した場合を考える。この場合、モータ制御システム１は、Ｖｒｉｐが２７Ｖ（Ｖｒｉｐｔｈｍ）よりも小さくなるまで、「ΔＮずつ減速→Ｖｒｉｐの検出→ＶｒｉｐとＶｒｉｐｔｈｍとの大小比較」の処理を繰り返してもよい。このようにモータ１３を減速させることにより、平滑コンデンサ１１１に印加される電圧を、Ｖｒｉｐｔｈよりもさらに小さくできる。その結果、平滑コンデンサ１１１をより確実に保護できる。

なお、ＶｒｉｐがＶｒｉｐｔｈｍよりも小さくなった後には、モータ制御システム１は、ＶｒｉｐをＶｒｉｐｔｈよりもわずかに低い値まで増加させるように、Ｎを再び増加させてもよい。このようにモータ１３を駆動することにより、平滑コンデンサ１１１を保護しつつ、モータ１３をなるべく高速で回転させることができる。つまり、平滑コンデンサ１１１の劣化に支障がないと考えられる範囲で、モータ１３を駆動になるべく大きいトルクを出力させることができる。すなわち、平滑コンデンサ１１１を保護しつつ、ファン１４の出力ＰＬを最大化できる。

〔実施形態２〕
理想的には、交流電源１０は、安定した動作を継続することが望ましい。つまり、ｆは、一定値（例：５０Ｈｚ）に維持されることが好ましい。但し、実際には、交流電源１０の安定性は、様々な要因によって阻害されうる。このため、例えば、ｆが変化することも考えられる。モータ１３を駆動する場合には、このようなｆの変化をさらに考慮することが好ましい。ｆの変化は、モータ１３の動作状態に影響を及ぼしうるためである。

但し、第１交流電圧の実際の波形を分析してｆを検出するためには、モータ制御システム１の各部の構成を複雑化することを要する。つまり。モータ制御システム１のコストの増加を要する。そこで、発明者は、このようなコストの増加を避けるべく、「なるべく簡易な構成によって、ｆを推定する（ｆの推定値を算出する）」という着想を新たに見出した。電源周波数推定部１６２は、当該着想に基づき構成されている。

（第１周波数推定値の算出）
実施形態２では、リプル電圧検出部１５２は、上記所定の時間範囲におけるｔｍａｘとｔｍｉｎとをさらに検出する。以下の説明では、ｔｍａｘを最大時点、ｔｍｉｎを最小時点とも、それぞれ称する。以下の説明では、ｔｍａｘ＜ｔｍｉｎであるものとする。つまり、第２時点は、第１時点よりも後の時点であるものとする。

電源周波数推定部１６２は、リプル電圧検出部１５２から、ｔｍａｘおよびｔｍｉｎのそれぞれの値を取得する。そして、電源周波数推定部１６２は、最大時点と最小時点との時間間隔に基づいて、ｆの推定値を算出する。以下、当該時間間隔を、Δｔ＝｜ｔｍａｘ−ｔｍｉｎ｜として表す。本例では、ｔｍａｘ＜ｔｍｉｎであるので、Δｔ＝ｔｍｉｎ−ｔｍａｘである。また、電源周波数推定部１６２によって算出されるｆの推定値を、ｆｓとして表す。ｆｓは、第１周波数推定値とも称される。

図２から理解できるように、ΔｔとＴとの間には、理想的には、
Δｔ＝Ｔ／２
＝１／（２×ｆ） …（３）
という関係が成立する。すなわち、Δｔとｆとの間には、理想的には、
ｆ＝１／（２×Δｔ） …（４）
という関係が成立する。そこで、電源周波数推定部１６２は、
ｆｓ＝１／（２×Δｔ） …（５）
として、ｆｓを算出してよい。一例として、Δｔ＝１０．５ｍｓである場合、ｆｓ＝４７．６Ｈｚである。

このように、電源周波数推定部１６２によれば、第１交流電圧の実際の波形を測定することなく、ｆを推定できる。「Ｖｄｃの波形（換言すれば、リプル成分の波形）に着目して、ｆｓを算出する」という着想は、発明者によって新たに見出された。

（禁止回転数を考慮したモータ駆動）
ところで、ｆ（単位：Ｈｚ）とＮ（単位：Ｈｚ）との間に所定の関係が成立する場合、モータ１３の騒音が増加しやすいことが知られている。具体的には、（ｉ）Ｎがｆの整数倍である場合、または、（ｉｉ）Ｎがｆの所定の分数倍である場合には、モータ１３の騒音が増加しやすいことが知られている。当該騒音の原因の一例としては、モータ１３の電気系と機械系との間の共振が挙げられる。

以下、上記所定の関係が成立するＮを、モータ１３の禁止回転数（以下、Ｎｆ）と称する。当該禁止回転数は、「モータ１３の運転時に、避けることが好ましい回転数」とも表現できる。モータ１３の騒音を低減するためには、当該モータ１３を回転数Ｎｆで回転させないことが好ましい。

モータ１３の禁止回転数は、当該モータ１３の運転に適した速度範囲において、少なくとも１つ（多くの場合、複数）存在しうることが知られている。一例として、ｆ＝５０Ｈｚの場合には、複数の禁止回転数には、主に以下の７通りの禁止回転数が含まれうることが知られている。具体的には、
・第１禁止回転数：１００Ｈｚ（ｆの２／１倍，すなわちｆの２倍）；
・第２禁止回転数：５０Ｈｚ（ｆの２／２倍，すなわちｆの１倍）；
・第３禁止回転数：３３Ｈｚ（ｆの２／３倍）；
・第４禁止回転数：２５Ｈｚ（ｆの２／４倍，すなわちｆの１／２倍）；
・第５禁止回転数：２０Ｈｚ（ｆの２／５倍）；
・第６禁止回転数：１７Ｈｚ（ｆの２／６倍，すなわちｆの１／３倍）；
・第７禁止回転数：１４Ｈｚ（ｆの２／７倍）；
の通りである。本例では、７つの禁止回転数のそれぞれを、回転数が大きい方から順に、第１禁止回転数〜第７禁止回転数と称している。

以上のように、ｋを任意の自然数とした場合、第ｋ禁止回転数（以下、Ｎｆｋと称する）は、
Ｎｆｋ＝（２／ｋ）×ｆ
として表される。

そこで、Ｎｆｋとｆとの上記関係性を踏まえ、電源周波数推定部１６２は、ｆｓに基づいて、複数の禁止回転数のそれぞれを算出してもよい。具体的には、電源周波数推定部１６２は、
Ｎｆｋ＝（２／ｋ）×ｆｓ
として、ｆｓに基づいてＮｆｋを算出してもよい。

一例として、電源周波数推定部１６２は、
Ｎｆ１＝２×ｆｓ
Ｎｆ２＝ｆｓ
Ｎｆ３＝（２／３）×ｆｓ
Ｎｆ４＝（１／２）×ｆｓ
Ｎｆ５＝（２／５）×ｆｓ
Ｎｆ６＝（１／３）×ｆｓ
Ｎｆ７＝（２／７）×ｆｓ
として、Ｎｆ１〜Ｎｆ７（第１禁止回転数〜第７禁止回転数）を算出する。

実施形態２では、インバータ制御部１６３は、電源周波数推定部１６２によって算出された各Ｎｆ（例：Ｎｆ１〜Ｎｆ７）に基づき、モータ１３を駆動する。具体的には、インバータ制御部１６３は、Ｎを各Ｎｆのいずれにも一致させないように、インバータ１２を駆動する。このように各Ｎｆを避けてモータ１３を運転することにより、当該モータ１３の騒音を低減することが可能となる。

（禁止回転数帯を考慮したモータ駆動）
モータ１３の騒音をより効果的に低減するためには、Ｎを各Ｎｆからある程度離間させるように、当該モータ１３を運転することが好ましい。ＮがあるＮｆ（例：Ｎｆ１）に近い場合、周波数（ｆ−Ｎｆ１）のうなりが、騒音として発生しうるためである。そこで、各Ｎｆに１対１に対応するように、禁止回転数帯を設定することがさらに好ましい。禁止回転数帯とは、「モータ１３の運転時に、避けることが好ましい回転数帯」とも表現できる。

以下、第１禁止回転数〜第７禁止回転数のそれぞれに対応する禁止回転数帯を、第１禁止回転数帯〜第７禁止回転数帯と称する。電源周波数推定部１６２は、第１禁止回転数帯〜第７禁止回転数帯をさらに設定してもよい。各禁止回転数帯は、上記うなりの発生が高いと考えられる回転数帯である限り、任意に設定されてよい。

一例として、各禁止回転数帯は、「当該禁止回転数帯に属する禁止回転数を中心とした、当該禁止回転数の±５％の範囲」として設定されてよい。この場合、例えば、電源周波数推定部１６２は、第１禁止回転数帯を、「０．９５×Ｎｆ１〜１．０５×Ｎｆ１」という回転数帯として設定する。一例として、Ｎｆ１＝１００Ｈｚの場合には、第１禁止回転数帯は、９５Ｈｚ〜１０５Ｈｚ（ｒｐｍ換算すれば、５７００ｒｐｍ〜６３００ｒｐｍ）である。同様に、電源周波数推定部１６２は、第２禁止回転数帯〜第７禁止回転数帯のそれぞれを、Ｎｆ２〜Ｎｆ７に基づいて設定する。

この場合、インバータ制御部１６３は、Ｎが第１禁止回転数帯〜第７禁止回転数帯のいずれの禁止回転数帯にも属しないように、モータ１３を制御する（より具体的には、インバータ１２を駆動する）。上記の例の場合、インバータ制御部１６３は、Ｎを、Ｎｆ１〜Ｎｆ７のそれぞれから５％以上相違させるように、モータ１３を制御する。このように各禁止回転数帯を避けてモータ１３を運転することにより、当該モータ１３の騒音をより効果的に低減することが可能となる。

〔実施形態３〕
ｆが基準値（例：５０Ｈｚ）から大きく乖離した場合には、モータ１３の動作状態への悪影響が顕著になると懸念される。一般に、モータ１３は、上記基準値を定格周波数として設計されているためである。従って、このような場合には、モータ１３を停止することが好ましい。但し、上述の通り、モータ制御システム１には、ｆを直接的に検出するための構成は割愛されている。

そこで、モータ制御システム１では、ｆの基準値（想定値）としての基準周波数（以下、ｆ０）が、予め設定されていることが好ましい。ｆ０の値は、モータ制御システム１の製造者によって、任意の定数として設定されてよい。以下の説明では、ｆ０＝５０Ｈｚに設定されている場合を例示する。

電源周波数推定部１６２は、ｆ０に基づいて、ｆｓの許容周波数帯を設定してよい。許容周波数帯は、モータ１３の運転時に許容される（モータ１３への悪影響がそれほど大きくない）と考えられる周波数帯である限り、任意に設定されてよい。一例として、許容周波数範囲は、「基準周波数を中心とした、当該基準周波数の±１０％の範囲」として設定されてよい。

つまり、許容周波数範囲の下限値は、ｆ０よりも１０％低い周波数（すなわち、０．９×ｆ０）として設定されてよい。また、許容周波数範囲の上限値は、ｆ０よりも１０％高い周波数（すなわち、１．１×ｆ０）として設定されてよい。上記の例の場合、電源周波数推定部１６２は、許容周波数帯を、「０．９×ｆ０〜１．１×ｆ０」という周波数帯として設定する。ｆ０＝５０Ｈｚの場合、許容周波数帯は、４５Ｈｚ〜５５Ｈｚである。

この場合、インバータ制御部１６３は、ｆｓが許容周波数帯を逸脱した場合には、モータ１３を停止する。具体的には、インバータ制御部１６３は、インバータ１２を停止することにより、モータ１３を停止させる。一例として、上述の式（５）によれば、Δｔ＝１１．５ｍｓである場合、ｆｓ＝４３．５Ｈｚである。従って、この場合、インバータ制御部１６３は、モータ１３を停止させる。

このように、実施形態３によれば、ｆが基準値から大きく乖離した場合（例：交流電源１０の安定性が一時的に損なわれた場合）に、モータ１３を停止させることにより、当該モータ１３を保護できる。また、モータ１３を停止させることにより、平滑コンデンサ１１１を保護することもできる。モータ１３を停止させた場合には、インバータ１２の停止に伴い端子ＴＴ１−ＴＴ２間が開放状態となるので、Ｖｒｉｐが０と見なせる程度に小さくなるためである。

ところで、交流電源１０および電気機器１００の少なくともいずれかに、比較的大きいトラブルが発生した場合、そもそもモータ制御システム１によってｆｓを算出できなくなる可能性も考えられる。例えば、交流電源１０が一時停止された場合、１次交流電圧がモータ制御システム１に供給されなくなる。このような場合、電圧測定装置１５においてＶｄｃを適切に検出できなくなる可能性がある。このような状況下で、モータ１３の動作を継続させた場合、当該モータ１３に不具合が生じることも考えられる。

従って、上記のような状況下では、モータ１３を停止することが好ましい。そこで、インバータ制御部１６３は、電源周波数推定部１６２においてｆｓが算出されなかった場合にも、モータ１３を停止させることが好ましい。これにより、モータ１３および平滑コンデンサ１１１をより確実に保護できる。

〔変形例〕
（１）上記の説明では、モータ１３がＩＭである場合を例示した。但し、モータ１３として、ＳＭ（Synchronous Motor，同期電動機）を用いることもできる。インバータ１２を介してモータ１３の回転数を変更できる限り、当該モータ１３として任意の種類のモータを使用できる。

（２）上記の説明では、負荷機械がファン（流体機械の一例）である場合を例示した。但し、当該負荷機械は、ファンに限定されず、ポンプ等のその他の流体気体であってもよい。ファンの例と同様に、多くの流体機械におけるＴＳＣＬは、ＴＬ∝Ｎ^２の関係を有するためである。従って、電気機器１００は、空気調和機に限定されず、例えばポンプを有する洗濯機（家電機器の別の例）であってもよい。

（３）また、負荷機械のＴＳＣＬは、必ずしも「ＴＬ∝Ｎ^２」型に限定されない。一例として、当該ＴＳＣＬは、「ＴＬ∝Ｎ」型であってもよい。例えば、Ｎの増加に伴ってＴＬが単調増加するタイプのＴＳＣＬであれば、実施形態１と同様の説明が当てはまるためである。

（４）さらに、ＴＳＣＬは、Ｎの増加に伴ってＴＬが単調増加するタイプに限定されなくともよい。ＴＳＣＬ（ＴＬとＮとの間の関係）が既知である限り、任意の負荷機械を適用可能である。モータ制御システム１は、Ｎを変化させることによってＴＭを低減するように、負荷機械の既知のＴＳＣＬに応じてモータ１３を制御できればよい。

（５）上記の説明では、負荷機械をモータ１３と同じ回転数（Ｎ）で回転させる場合を例示した。但し、負荷機械の回転数は、モータ回転数と１対１に対応してさえいればよい。つまり、負荷機械を、必ずしもモータ１３と同じ回転数で回転させなくともよい。例えば、公知の機械的な変速機構（例：変速ギア）を介して、モータ１３によって負荷機械を回転させてもよい。

〔ソフトウェアによる実現例〕
電気機器１００の制御ブロック（特に制御装置１６）は、集積回路（ＩＣチップ）等に形成された論理回路（ハードウェア）によって実現してもよいし、ソフトウェアによって実現してもよい。

後者の場合、電気機器１００は、各機能を実現するソフトウェアであるプログラムの命令を実行するコンピュータを備えている。このコンピュータは、例えば少なくとも１つのプロセッサ（制御装置）を備えていると共に、上記プログラムを記憶したコンピュータ読み取り可能な少なくとも１つの記録媒体を備えている。そして、上記コンピュータにおいて、上記プロセッサが上記プログラムを上記記録媒体から読み取って実行することにより、本発明の一態様の目的が達成される。上記プロセッサとしては、例えばＣＰＵ（Central Processing Unit）を用いることができる。上記記録媒体としては、「一時的でない有形の媒体」、例えば、ＲＯＭ（Read Only Memory）等の他、テープ、ディスク、カード、半導体メモリ、プログラマブルな論理回路などを用いることができる。また、上記プログラムを展開するＲＡＭ（Random Access Memory）などをさらに備えていてもよい。また、上記プログラムは、該プログラムを伝送可能な任意の伝送媒体（通信ネットワークや放送波等）を介して上記コンピュータに供給されてもよい。なお、本発明の一態様は、上記プログラムが電子的な伝送によって具現化された、搬送波に埋め込まれたデータ信号の形態でも実現され得る。

〔まとめ〕
本発明の態様１に係るモータ制御システム（１）は、モータ（１３）を制御するモータ制御システムであって、整流回路（１１０）と平滑コンデンサ（１１１）とを含んだコンバータ（１１）であって、交流電源（１０）から供給された第１交流電圧を整流および平滑化することにより、直流電圧（Ｖｄｃ）を生成する前記コンバータと、上記直流電圧をスイッチングすることにより生成した第２交流電圧を、上記モータに供給するインバータ（１２）と、上記直流電圧として、上記平滑コンデンサの端子間電圧を検出する電圧測定装置（１５）と、上記インバータを介して上記モータを制御する制御装置（１６）と、を備えており、上記電圧測定装置は、上記第１交流電圧の半周期に対応する所定の時間範囲における、上記直流電圧の最大値（Ｖｍａｘ）と最小値（Ｖｍｉｎ）との差を、リプル電圧（Ｖｒｉｐ）として検出し、上記制御装置は、上記リプル電圧が予め設定されたリプル電圧閾値（Ｖｒｉｐｔｈ）以上である場合に、上記モータの回転数（Ｎ）を低下させるように上記インバータを駆動する。

上記の構成によれば、Ｎを低下させることにより、Ｖｒｉｐを低減できる。このため、モータの運転中に、平滑コンデンサに過大なＶｒｉｐが印加されることを防止できる。それゆえ、従来よりも確実に平滑コンデンサを保護できる。

本発明の態様２に係るモータ制御システムでは、上記態様１において、上記制御装置は、上記リプル電圧が上記リプル電圧閾値よりも小さくなるまで、上記モータの回転数を低下させることが好ましい。

上記の構成によれば、さらに確実に平滑コンデンサを保護できる。

本発明の態様３に係るモータ制御システムでは、上記態様１または２において、上記リプル電圧閾値は、３０Ｖ以下の所定の電圧値として設定されていてもよい。

上記の構成によれば、具体的に設定されたリプル電圧閾値に基づき、平滑コンデンサを保護できる。上述のように、当該リプル電圧閾値は、モータの保護にも好適である。

本発明の態様４に係るモータ制御システムでは、上記態様１から３のいずれか１つにおいて、上記所定の時間範囲において、上記最大値が生じた時点を最大時点（ｔｍａｘ）とし、上記最小値が生じた時点を最小時点（ｔｍｉｎ）として、上記制御装置は、上記最大時点と上記最小時点との間の時間間隔（Δｔ）に基づき、上記第１交流電圧の周波数の推定値である第１周波数推定値を算出し、上記第１周波数推定値に基づき、上記モータの回転数について少なくとも１つの禁止回転数を算出し、上記モータの回転数を上記少なくとも１つの禁止回転数のいずれにも一致させないように、上記モータを制御することが好ましい。

上記の構成によれば、各Ｎｆを避けてモータを運転することにより、当該モータの騒音を低減できる。また、ｆｓに基づいて（ｆ自体を検出することなく）、各Ｎｆを設定できるので、モータ制御システムの複雑化を避けることもできる。

本発明の態様５に係るモータ制御システムでは、上記態様４において、上記制御装置は、上記モータの回転数を、上記少なくとも１つの禁止回転数のそれぞれから５％以上相違させるように、当該モータを制御することが好ましい。

上記の構成によれば、各禁止回転数帯を避けてモータを運転することにより、上記モータの騒音をさらに低減できる。

本発明の態様６に係るモータ制御システムでは、上記態様４または５において、上記少なくとも１つの禁止回転数には、第１禁止回転数と第２禁止回転数と第３禁止回転数とが含まれており、上記第１周波数推定値をｆｓ（単位：Ｈｚ）とし、上記第１禁止回転数をＮｆ１（単位：Ｈｚ）とし、上記第２禁止回転数をＮｆ２（単位：Ｈｚ）とし、上記第３禁止回転数をＮｆ３（単位：Ｈｚ）として表した場合、上記制御装置は、
Ｎｆ１＝２×ｆｓ
Ｎｆ２＝ｆｓ
Ｎｆ３＝（２／３）×ｆｓ
として、上記第１禁止回転数と上記第２禁止回転数と上記第３禁止回転数とを算出することが好ましい。

上記の構成によれば、ｆｓに基づいて、主要な禁止回転数（第１禁止回転数〜第３禁止回転数）を具体的に設定できる。

本発明の態様７に係るモータ制御システムでは、上記態様４から６のいずれか１つにおいて、上記制御装置は、（ｉ）上記第１周波数推定値が予め設定された許容周波数帯を逸脱した場合、または、（ｉｉ）上記第１周波数推定値を算出できなくなった場合に、上記モータを停止させることが好ましい。

上述のように、（ｉ）または（ｉｉ）の場合には、モータの運転を持続することが好ましくないと懸念される。そこで、上記の構成によれば、モータを停止することにより、当該モータを保護できる。さらに、モータを停止させることにより、平滑コンデンサを保護することもできる。

本発明の態様８に係るモータ制御システムでは、上記態様７において、上記第１周波数の基準値としての基準周波数（ｆ０）が予め設定されており、（ｉ）上記許容周波数帯の下限値は、上記基準周波数よりも１０％低い周波数であり、（ｉｉ）上記許容周波数帯の上限値は、上記基準周波数よりも１０％高い周波数であることが好ましい。

上記の構成によれば、ｆ０に基づいて具体的に設定された許容周波数帯を用いて、モータを停止させることができる。

本発明の態様９に係る電気機器（１００）は、上記態様１から８のいずれか１つに係るモータ制御システムと、上記モータと、を備えていることが好ましい。

〔付記事項〕
本発明の一態様は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の一態様の技術的範囲に含まれる。さらに、各実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を組み合わせることにより、新しい技術的特徴を形成することができる。

１ モータ制御システム
１０ 交流電源
１１ コンバータ
１２ インバータ
１３ モータ
１４ ファン（負荷機械）
１５ 電圧測定装置
１６ 制御装置
１００ 電気機器
１１０ 整流回路
１１１ 平滑コンデンサ
１５１ 直流電圧検出部
１５２ リプル電圧検出部
１６１ リプル電圧判定部
１６２ 電源周波数推定部
１６３ インバータ制御部
ｆ 第１周波数（第１交流電圧の周波数，電源周波数）
ｆｓ 第１周波数推定値
ｆ０ 基準周波数
Ｖｄｃ 直流電圧
Ｖｍａｘ 所定の時間範囲におけるＶｄｃの最大値
Ｖｍａｘ 所定の時間範囲におけるＶｄｃの最小値
Ｖｒｉｐ リプル電圧
Ｖｒｉｐｔｈ リプル電圧閾値
Ｎ 回転数（モータの回転数）
Ｎｆ 禁止回転数
Ｎｆ１〜Ｎｆ７ 禁止回転数（第１禁止回転数〜第７禁止回転数）
ｔｍａｘ 最大時点
ｔｍｉｎ 最小時点
Δ 最大時点と最小時点との間の時間間隔

Claims (9)

1. モータを制御するモータ制御システムであって、
   整流回路と平滑コンデンサとを含んだコンバータであって、交流電源から供給された第１交流電圧を整流および平滑化することにより、直流電圧を生成する前記コンバータと、
   上記直流電圧をスイッチングすることにより生成した第２交流電圧を、上記モータに供給するインバータと、
   上記直流電圧として、上記平滑コンデンサの端子間電圧を検出する電圧測定装置と、
   上記インバータを介して上記モータを制御する制御装置と、を備えており、
   上記電圧測定装置は、上記第１交流電圧の半周期に対応する所定の時間範囲における、上記直流電圧の最大値と最小値との差を、リプル電圧として検出し、
   上記制御装置は、上記リプル電圧が予め設定されたリプル電圧閾値以上である場合に、上記モータの回転数を低下させるように上記インバータを駆動する、モータ制御システム。
2. 上記制御装置は、上記リプル電圧が上記リプル電圧閾値よりも小さくなるまで、上記モータの回転数を低下させる、請求項１に記載のモータ制御システム。
3. 上記リプル電圧閾値は、３０Ｖ以下の所定の電圧値として設定されている、請求項１または２に記載のモータ制御システム。
4. 上記所定の時間範囲において、
   上記最大値が生じた時点を最大時点とし、
   上記最小値が生じた時点を最小時点として、
   上記制御装置は、
   上記最大時点と上記最小時点との間の時間間隔に基づき、上記第１交流電圧の周波数の推定値である第１周波数推定値を算出し、
   上記第１周波数推定値に基づき、上記モータの回転数について少なくとも１つの禁止回転数を算出し、
   上記モータの回転数を上記少なくとも１つの禁止回転数のいずれにも一致させないように、上記モータを制御する、請求項１から３のいずれか１項に記載のモータ制御システム。
5. 上記制御装置は、上記モータの回転数を、上記少なくとも１つの禁止回転数のそれぞれから５％以上相違させるように、上記モータを制御する、請求項４に記載のモータ制御システム。
6. 上記少なくとも１つの禁止回転数には、第１禁止回転数と第２禁止回転数と第３禁止回転数とが含まれており、
   上記第１周波数推定値をｆｓ（単位：Ｈｚ）とし、
   上記第１禁止回転数をＮｆ１（単位：Ｈｚ）とし、
   上記第２禁止回転数をＮｆ２（単位：Ｈｚ）とし、
   上記第３禁止回転数をＮｆ３（単位：Ｈｚ）として表した場合、
   上記制御装置は、
   Ｎｆ１＝２×ｆｓ
   Ｎｆ２＝ｆｓ
   Ｎｆ３＝（２／３）×ｆｓ
   として、上記第１禁止回転数と上記第２禁止回転数と上記第３禁止回転数とを算出する、請求項４または５に記載のモータ制御システム。
7. 上記制御装置は、
   （ｉ）上記第１周波数推定値が予め設定された許容周波数帯を逸脱した場合、または、
   （ｉｉ）上記第１周波数推定値を算出できなくなった場合に、
   上記モータを停止させる、請求項４から６のいずれか１項に記載のモータ制御システム。
8. 上記第１周波数の基準値としての基準周波数が予め設定されており、
   上記許容周波数帯の下限値は、上記基準周波数よりも１０％低い周波数であり、
   上記許容周波数帯の上限値は、上記基準周波数よりも１０％高い周波数である、請求項７に記載のモータ制御システム。
9. 請求項１から８のいずれか１項に記載のモータ制御システムと、
   上記モータと、を備えた電気機器。

Images