JP2019507336A

JP2019507336A - レーダーシステムにおけるミスマッチのデジタル補償

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Publication number: JP2019507336A
Application number: JP2018538592A
Authority: JP
Inventors: ムラリスリラム; スブラジカーティック; ラマスブラマニアンカーティック
Original assignee: 日本テキサス・インスツルメンツ合同会社; テキサスインスツルメンツインコーポレイテッド
Priority date: 2016-01-22
Filing date: 2017-01-23
Publication date: 2019-03-14
Anticipated expiration: 2037-01-23
Also published as: US20170212214A1; US20210333357A1; CN108474840B; CN108474840A; EP3405807A1; US11815621B2; WO2017127809A1; EP3405807A4; US11054499B2; JP6969562B2

Abstract

説明される例において、レーダーシステム（１０２）は、反射信号を受信し、反射信号に基づいて第１のデジタル中間周波数（ＩＦ）信号を生成するように構成される受信チャネル（２０２）と、反射信号を受信し、反射信号に基づいて第２のデジタルＩＦ信号を生成するように構成される基準受信チャネル（２０２）と、各受信チャネル（２０２）に対し、プログラマブルデジタル周波数生成器（３４０、３４２、３４４、３４６）、デジタルミキサ（３２０、３２２、３２４、３２６）、及びミスマッチ補償フィルタ（３３０、３３２、３３４、３３６）を含み得るデジタルミスマッチ補償回路要素とを含み得る。デジタルミスマッチ補償回路要素は、受信チャネル（２０２）と基準受信チャネル（２０２）との間のミスマッチを補償するために、第１のデジタルＩＦ信号及び第２のデジタルＩＦ信号を処理するように構成される。

Description

本願は、全般的に、レーダーシステムに関し、特に、レーダーシステムにおけるルーティング遅延ミスマッチ及び中間周波数（ＩＦ）フィルタ応答ミスマッチのデジタル補償に関する。

産業及びオートモティブ応用例において、埋め込みレーダーシステムの使用は急速に進化している。例えば、埋め込みレーダーシステムは、アダプティブクルーズコントロール、衝突警告、死角警告、車線変更支援、駐車支援、及び後方衝突警告等、車両に関する多くの応用例において有用である。また、埋め込みレーダーシステムは、監視下の家屋又は建物の内部の動きの追跡や、工場又は倉庫におけるロボットの操作等、産業又はセキュリティ応用例において有用である。そのような用途において、オブジェクト検出及び追跡の精度は重要である。

レーダーシステムにおけるミスマッチのデジタル補償に対する説明される例において、レーダーシステムは、受信チャネルと基準受信チャネルとデジタルミスマッチ補償回路要素とを含み、受信チャネルは、反射信号を受信し、反射信号に基づいて第１のデジタル中間周波数（ＩＦ）信号を生成するように構成され、基準受信チャネルは、反射信号を受信し、反射信号に基づいて第２のデジタルＩＦ信号を生成するように構成され、デジタルミスマッチ補償回路要素は、第１のデジタルＩＦ信号及び第２のデジタルＩＦ信号を受信するように結合される。デジタルミスマッチ補償回路要素は、受信チャネルと基準受信チャネルとの間のミスマッチを補償するため、第１のデジタルＩＦ信号及び第２のデジタルＩＦ信号を処理するように構成される。

１つの態様において、レーダーシステムの動作の方法が、レーダーシステムの受信チャネルにおいて反射信号を受信すること及び反射信号に基づいて第１のデジタル中間周波数（ＩＦ）信号を生成することと、レーダーシステムの基準受信チャネルにおいて反射信号を受信すること及び反射信号に基づいて第２のデジタルＩＦ信号を生成することと、受信チャネルと基準受信チャネルとの間のミスマッチを補償するように、第１のデジタルＩＦ信号及び第２のデジタルＩＦ信号をレーダーシステムのデジタルミスマッチ補償回路要素によって処理することとを含む。

例示の周波数変調連続波（ＦＭＣＷ）レーダーシステムのブロック図である。例示の周波数変調連続波（ＦＭＣＷ）レーダーシステムのブロック図である。例示の周波数変調連続波（ＦＭＣＷ）レーダーシステムのブロック図である。

極零プロット図である。極零プロット図である。極零プロット図である。

図１〜図３のレーダーシステムの例示のデジタルフロントエンド構成要素である。

図１〜図３及び図６のＦＭＣＷレーダーシステム等のＦＭＣＷレーダーシステムにおける較正方法のフローチャートである。図１〜図３及び図６のＦＭＣＷレーダーシステム等のＦＭＣＷレーダーシステムにおける較正方法のフローチャートである。図１〜図３及び図６のＦＭＣＷレーダーシステム等のＦＭＣＷレーダーシステムにおける較正方法のフローチャートである。図１〜図３及び図６のＦＭＣＷレーダーシステム等のＦＭＣＷレーダーシステムにおける較正方法のフローチャートである。

ルーティング遅延ミスマッチ及び中間周波数（ＩＦ）フィルタ応答ミスマッチのデジタル補償のための方法のフローチャートである。

特定の実施形態を添付の図を参照して詳細に説明する。一貫性のため、種々の図において類似の要素は類似の参照番号で示される。

複数の受信チャネル及び複数の送信チャネルを備える周波数変調連続波（ＦＭＣＷ）レーダーシステムにおいて、受信チャネル及び送信チャネルにおける無線周波数（ＲＦ）トレース長における差は、ルーティング遅延ミスマッチを引き起こし得、ルーティング遅延ミスマッチは、受信チャネルからのデジタル信号データを用いて実施されるビームフォーミング及びオブジェクト角度推定におけるエラーとなる。ＦＭＣＷレーダーシステムにおいて、ＲＦトレース長における差は、中間周波数（ＩＦ）オフセットにおける差に等しい。従って、トレース長の差によって引き起こされる送信チャネル間及び受信チャネル間の異なるルーティング遅延を補償するために周波数シフトが用いられ得る。送信チャネル間及び受信チャネル間のルーティング遅延ミスマッチを補正するために周波数シフトを用いることに対する幾つかのアプローチが、２０１５年３月３日出願の米国特許出願公開番号ＵＳ２０１５／０２７６９１８に記載され、当該出願は、参照により本明細書に採り込まれている。
米国特許出願公開番号ＵＳ２０１５／０２７６９１８

幾つかの実施形態において、デジタル周波数シフトは、受信チャネル間のルーティング遅延ミスマッチを補償するために、レーダーシステムのデジタルベースバンドにおいて実装される。受信チャネル間のルーティング遅延ミスマッチを補償するためにデジタル周波数シフトを用いることは、ＩＦオフセットにおける差を除去するが、中間周波数（ＩＦ）フィルタリングミスマッチ、即ち、異なるＩＦ周波数オフセットのために、受信チャネルにおいてＩＦ信号が被るアナログベースバンドフィルタ応答におけるミスマッチ、は如何なるものも補償しない。幾つかの実施形態において、ＩＦフィルタ応答ミスマッチを補正するためのデジタル周波数シフトに加えて、本明細書においてＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタと称され得るデジタル補償フィルタが適用される。幾つかの実施形態において、各受信チャネルにおいてアナログベースバンドにおけるフィルタの同相（Ｉ）及び直交（Ｑ）アームのミスマッチを補償するためのルーティング遅延ＩＦ応答ミスマッチ補償の前に、本明細書においてＩＱマッチングフィルタと称され得るデジタルマッチングフィルタが用いられる。幾つかの実施形態において、デジタル周波数シフト及び／又はデジタルＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタ及び／又はデジタルＩＱマッチングフィルタに対するパラメータの自己較正も提供され得る。

図１、図２、及び図３は、受信チャネルの間のルーティング遅延ミスマッチのデジタル補償を実施するように、及びデジタル補償に対して用いられるパラメータ値の自動較正を実施するように構成される、例示のＦＭＣＷレーダーシステム１００のブロック図である。図１は、レーダーシステム１００の最上位アーキテクチャを図示し、図２は、レーダーシステム１００における使用に適した例示のＦＭＣＷレーダートランシーバ集積回路（ＩＣ）を図示し、図３は、ルーティング遅延ミスマッチのデジタル補正、及びデジタル補正によって用いられるパラメータ値の自動較正のための、レーダートランシーバＩＣの更に詳細な構成を提供する。

図１を参照すると、図示された例示のＦＭＣＷレーダーシステム１００は、車両等の埋め込み応用例における使用に適している。レーダーシステム１００は、レーダートランシーバＩＣ１０２、処理ユニット１０４、及びネットワークインタフェース１０６を含む。レーダートランシーバＩＣ１０２は、高速シリアルインターフェースを介して処理ユニット１０４に結合される。図２を参照して更に詳細に説明されるように、レーダートランシーバＩＣ１０２は、高速シリアルインターフェースを介して処理ユニット１０４に提供される複数のデジタル中間周波数（ＩＦ）信号（或いは、デチャープ信号、ビート信号、又は生レーダー信号と称される）を生成するための機能性を含む。

処理ユニット１０４は、レーダー信号処理を行うため、即ち、任意の検出されたオブジェクトの距離、速度、及び角度等の種々のパラメータを決定するために、受信したレーダー信号を処理するため、の機能性を含む。処理ユニット１０４はまた、オブジェクトの追跡、動きの速度及び方向の判定等、検出されたオブジェクトについての情報の後処理を行なうための機能性を含み得る。

処理ユニット１０４は、レーダーデータを用いる応用例の処理スループットに対して必要に応じ、任意の適切なプロセッサ又はプロセッサの組み合わせを含み得る。例えば、処理ユニット１０４は、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、マイクロコントローラ（ＭＣＵ）、ＤＳＰ及びＭＣＵ両方の処理を組み合わせるＳＯＣ、又はフィールドプログラマブルアレイ（ＦＰＧＡ）及びＤＳＰを含み得る。

処理ユニット１０４は、必要に応じ、ネットワークインタフェース１０６を介して車両における１つ又は複数の電子制御ユニットに制御情報を提供する。電子制御ユニット（ＥＣＵ）は、車両における任意の埋め込みシステムに対する総称であり、車両における１つ又は複数の電気システム又はサブシステムを制御する。例えば、ＥＣＵの種類としては、電子／エンジン制御モジュール（ＥＣＭ）、パワートレイン制御モジュール（ＰＣＭ）、トランスミッション制御モジュール（ＴＣＭ）、ブレーキ制御モジュール（ＢＣＭ又はＥＢＣＭ）、中央制御モジュール（ＣＣＭ）、中央タイミングモジュール（ＣＴＭ）、汎用電子モジュール（ＧＥＭ）、車体制御モジュール（ＢＣＭ）、及びサスペンション制御モジュール（ＳＣＭ）が含まれる。

ネットワークインタフェース１０６は、コントローラエリアネットワーク（ＣＡＮ）プロトコル、ＦｌｅｘＲａｙプロトコル、又はＥｔｈｅｒｎｅｔプロトコル等の任意の適切なプロトコルを実装し得る。

図２を参照すると、レーダートランシーバＩＣ１０２は、ＦＭＣＷ信号を送信するための複数の送信チャネル２０４、及び反射された送信信号を受信するための複数の受信チャネル２０２を含み得る。任意の適切な数の受信チャネル及び送信チャネルが実施形態において用いられ得る。また、受信チャネルの数と送信チャネルの数は同じでなくてもよい。例えば、レーダートランシーバＩＣ１０２の一実施形態が、２つの送信チャネル及び４つの受信チャネルを有し得る。

送信チャネルは、適切なトランスミッタ及びアンテナを含む。受信チャネルは、適切なレシーバ及びアンテナを含む。また、受信チャネル２０２の各々は同一であり、受信した無線周波数（ＲＦ）信号を増幅するための低ノイズアンプ（ＬＮＡ）２０６、２０８、中間周波数（ＩＦ）信号を生成するために、送信された、即ち、ローカルオシレータ（ＬＯ）信号を、受信されたＲＦ信号とミキシングするためのミキサー２１０、２１２、ＩＦ信号をフィルタリングするためのベースバンドバンドパスフィルタ２１４、２１６、フィルタリングされたＩＦ信号を増幅するための可変ゲインアンプ（ＶＧＡ）２１５、２１７、及びアナログＩＦ信号をデジタルＩＦ信号に変換するためのアナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）２１８、２２０を含む。受信チャネルのバンドパスフィルタ、ＶＧＡ、及びＡＤＣは、アナログベースバンド、ベースバンドチェーン、又はベースバンドフィルタチェーンと総称され得る。また、バンドパスフィルタ及びＶＧＡは、ＩＦアンプ（ＩＦＡ）と総称され得る。また、バンドパスフィルタは、本明細書においてＩＦフィルタと称され得る。

受信チャネル２０２は、ＤＦＥ２２２にデジタルＩＦ信号を提供するために、デジタルフロントエンド（ＤＦＥ）構成要素２２２に結合される。ＤＦＥ２２２は、デジタルベースバンドとも称され得、データ転送速度を低減するため、デジタルＩＦ信号に対してデシメーションフィルタリングを実施するための機能性を含み得る。ＤＦＥ２２２はまた、デジタルＩＦ信号に対してその他の動作、例えば、ＤＣオフセット除去、ＲＸ間ゲイン不均衡非理想特性及びＲＸ間位相不均衡非理想特性等の受信チャネルにおける非理想特性のデジタル補償を実施し得る。

図３を参照して更に説明されるように、幾つかの実施形態において、ＤＦＥ２２２はまた、受信チャネル２０２におけるルーティング遅延ミスマッチ及びＩＦフィルタ応答ミスマッチを補償するためのミスマッチ補償回路要素を含む。図６を参照して更に説明されるように、幾つかの実施形態において、ＤＦＥ２２２のミスマッチ補償回路要素は、各受信チャネルにおいて、ＩＦフィルタの同相（Ｉ）チャネルと直交（Ｑ）チャネルとの間のミスマッチを補正するための回路要素を含む。これらのミスマッチは、ＩＱフィルタミスマッチ又はＩＱフィルタ不均衡と称され得る。

ＤＦＥ２２２は、レーダートランシーバＩＣ１０２が通常モードで動作されるとき、（ＤＦＥ２２２における処理の後）デジタルＩＦ信号を処理ユニット１０６に転送するために、高速シリアルインターフェース（Ｉ／Ｆ）２２４に結合される。ＤＦＥ２２２はまた、レーダートランシーバＩＣ１０２が較正モードで動作されているとき、制御モジュール２２８にデジタル較正信号を転送するために制御モジュール２２８に結合される。

シリアル周辺インタフェース（ＳＰＩ）２２６は、処理ユニット１０６との通信のためのインタフェースを提供する。例えば、処理ユニット１０４は、例えば、チャープのタイミング及び周波数、出力パワーレベル、監視機能のトリガ等の制御情報を制御モジュール２２８に送るためにＳＰＩ２２６を用い得る。レーダートランシーバＩＣ１０２は、テストデータを処理ユニット１０４に送る等のためにＳＰＩ２２６を用い得る。

制御モジュール２２８は、レーダートランシーバＩＣ１０２の動作を、通常モードで及び較正モードで制御するための機能性を含む。例えば、制御モジュール２２８は、ＤＦＥ２２２の出力サンプルをストアするためのバッファ、バッファコンテンツのスペクトル情報を計算するためのＦＦＴ（高速フーリエ変換）エンジン、及びレーダートランシーバＩＣ１０２の動作を制御するためのファームウェアを実行するマイクロコントローラを含み得る。幾つかの実施形態において、制御モジュール２２８は、レーダートランシーバＩＣ１０２が較正モードで動作されているとき、ＤＦＥ２２２におけるミスマッチ補償回路要素に対するパラメータ値を決定するための機能性を含む。ＤＦＥ２２２のミスマッチ補償回路要素の実施形態を図３及び図６を参照して説明し、パラメータ値を決定するための、較正モードでの制御モジュール２２８の動作を図７〜図１０の方法を参照して説明する。

プログラマブルタイミングエンジン２３２は、レーダーフレームにおける一連のチャープに対するチャープパラメータ値を制御モジュール２２８から受け取るため、及びフレームにおけるチャープの送信及び受信をそのパラメータ値に基づいて制御するチャープ制御信号を生成するための機能性を含む。例えば、チャープパラメータはレーダーシステムアーキテクチャによって定義され、どのトランスミッタをイネーブルするかを示すためのトランスミッタイネーブルパラメータ、チャープ周波数開始値、チャープ周波数スロープ、アナログデジタル（ＡＤＣ）サンプリング時間、ランプエンド時間、トランスミッタ開始時間等を含み得る。

無線周波数シンセサイザ（ＳＹＮＴＨ）２３０は、タイミングエンジン２３２からのチャープ制御信号に基づいて、送信のためのＦＭＣＷ信号を生成するための機能性を含む。幾つかの実施形態において、ＳＹＮＴＨ２３０は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）を備える位相同期ループ（ＰＬＬ）を含む。

クロックマルチプライヤ２４０は、送信信号（ＬＯ信号）の周波数を、ミキサー２０６、２０８のＬＯ周波数まで増加させる。クリーンアップＰＬＬ（位相同期ループ）２３４は、外部低周波数基準クロック（図示せず）の信号の周波数を、ＳＹＮＴＨ２３０の周波数まで増加させるように、及びクロック信号から基準クロック位相ノイズをフィルタリング除去するように動作する。

図３を参照すると、受信チャネル２０２のルーティング遅延ミスマッチ及びＩＦフィルタ応答ミスマッチの補償のために構成された図２のレーダートランシーバＩＣ１０２の実施形態が図示されている。下記で更に説明するように、受信チャネル２０２におけるデジタル補償は、ＤＦＥ２２２における回路要素、即ち、デジタルベースバンド、を用いて実施される。説明をシンプルにするために、図示される実施形態は、４つの受信チャネル及び２つの送信チャネルを有する。他の実施形態において、受信チャネルの数及び／又は送信チャネルの数は異なり得る。

２つの送信チャネルの各々は、ＦＭＣＷ信号を受信するためにＳＹＮＴＨ２３０に結合されるプリパワーアンプ（ＰＰＡ）３０２、３１２、増幅された信号を受信するためにＰＰＡ３０２、３１２に結合されるプログラマブルシフタ３０４、３１４、及びシフトされた信号を受信するためにシフタ３０４、３１４に結合されるパワーアンプ（ＰＡ）３０６、３１６、の信号パワーアンプチェーンを組み込む。幾つかの実施形態において、シフタ３０４、３１４は、周波数及び位相両方のシフトに対してプログラムされ得る。従って、シフタ３０４、３１４の出力信号は、入力周波数に、プログラム可能なオフセット周波数をプラスしたものに等しい周波数、及び入力位相にプログラム可能なオフセット位相をプラスしたものに等しい位相を有し得る。各送信チャネルにおける送信アンテナが、送信のため、増幅されシフトされた信号を受信するためそれぞれのＰＡ３０６、３１６に結合される。

幾つかの実施形態において、レーダートランシーバＩＣ１０２は、送信チャネル２０４間のルーティング遅延ミスマッチを補正するように構成され得る。送信チャネルにおけるルーティング遅延ミスマッチの補正に対する適切な幾つかのアプローチが、上述の特許出願公開番号ＵＳ２０１５／０２７６９１８に説明されている。

受信チャネル２０２のルーティング遅延ミスマッチ及びＩＦフィルタ応答ミスマッチのデジタル補正を実施するために、ＤＦＥ２２２はミスマッチ補償回路要素を含み、ミスマッチ補償回路要素は、各受信チャネル２０２に対して、周波数シフタと、それぞれの周波数シフタによって出力された信号を受信するためにそれぞれの周波数シフタに結合される、デジタルＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタ３３０、３３２、３３４、３３６とを含む。図示された実施形態において、各周波数シフタは、デジタルＩＦ信号を受信するためにそれぞれの受信チャネルのそれぞれのＡＤＣに結合されるデジタルミキサ３２０、３２２、３２４、３２６と、それぞれの受信チャネルにおけるルーティング遅延ミスマッチを補正するために必要に応じてデジタルＩＦ信号の周波数をシフトするために、必要とされる周波数及び位相のシフト信号を提供するようにデジタルミキサ３２０、３２２、３２４、３２６に結合されるプログラマブルデジタル周波数生成器３４０、３４２、３４４、３４６とを含む。各デジタルミキサ３２０、３２２、３２４、３２６は、それぞれの受信チャネルのルーティング遅延ミスマッチを補償するように変更されたデジタルＩＦ信号を生成するために、受信したデジタルＩＦ信号と、それぞれの周波数生成器３４０、３４２、３４４、３４６からのシフト信号とを乗算する。

概して、デジタル周波数生成器は、下記パラメータの１つ又は複数に対する入力値に基づいて、複素デジタル信号を生成する構成要素である。これらのパラメータは、所望のトーン周波数ｆｔｏｎｅ、所望のトーン位相Φ、所望のトーン振幅Ａ、及びサンプリング周波数Ｆｓである。結果の信号は下記式によって得られる。

種々の実施形態において、周波数生成器３４０、３４２、３４４、３４６に対する入力パラメータは、出力信号の所望の位相及び周波数であり、即ち、デジタルＩＦ信号と混合されるとき、それぞれの受信チャネルにおける任意のルーティング遅延ミスマッチの影響を補償する位相及び周波数である。サンプリング周波数Ｆｓは、通常、アプリオリに既知であり、固定ＡＤＣサンプリングレートに対して、及びＤＦＥにおけるデジタルミキサの固定位置に対して固定である。振幅Ａもまた、通常、アプリオリに既知である。

幾つかの実施形態において、周波数生成器３４０、３４２、３４４、３４６に対する位相及び周波数パラメータの値は、レーダートランシーバＩＣ１０２の較正モードを用いて、工場較正によって決定される。幾つかの実施形態において、位相及び周波数パラメータの値は、較正モードを用いて、レーダーシステム１００の動作の間にチューニングされ得る。位相及び周波数パラメータの初期値を決定するための、及びレーダーシステム１００の動作の間にこれらの値をチューニングするための較正は、図７〜図１０の方法を参照して説明する。幾つかの実施形態において、位相及び周波数パラメータの値は、ルーティング遅延ミスマッチの知識に基づいて、直接プログラムされ得る。

デジタルＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタ３３０、３３２、３３４、３３６は、デジタルＩＦ信号の周波数シフトによる周波数オフセットの除去の後に残る任意のＩＦフィルタ応答ミスマッチを補償するように動作する。ＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタ３３０、３３２、３３４、３３６は、較正によって決定され得るプログラム可能な係数を用いて、複素係数デジタル無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタとして実装され得る。この技法は、所望のＩＦフィルタ応答をモデル化するシンプルな第一次ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）を想定して、初期的に説明される。良好なオーバーサンプリングを用いて、双一次変換は所望のアナログＨＰＦＨ（ｓ）応答を下記式に従って等価のデジタルＨＰＦＨ（ｚ）応答に忠実に変換する。
ここで、ＧはＨＰＦのインバンドゲインであり、Ｆ_ｓは、デジタルサンプリングレートであり、ω_ｃは、ラジアン毎秒で表されるＨＰＦコーナー周波数であり、ｒ_ｃは、その値がω_ｃ及びＦ_ｓによって直接的に決定される等価デジタルフィルタ極であり、ｓは、ｓ変換の複素周波数であり、ｚは、ｚ変換の複素周波数であり、αは元のアナログ応答と同じインバンドゲインレベルであることを確実にするために用いられるスケール係数であり、下記式となる。
ＨＰＦコーナー周波数は、３ｄＢコーナー周波数、又はカットオフ周波数、又は極周波数として知られ、ｆ_ｃ=ｗ_ｃ／２πによって得られる。周波数ｆ_ｃでのトーンは、インバンドトーンに比較して３ｄＢ減衰される。これは第一次極の場合も真である。

下記の説明は、各受信チャネルの同相（Ｉ）及び直交（Ｑ）アームに対するＩＦフィルタ応答がマッチしていることを想定し、従って、各受信チャネルに対して単一のＩＦフィルタ応答が想定され得る。特定の受信チャネルに対する実際のＩＦフィルタ応答は、インバンドゲイン及びカットオフ周波数におけるエラーのために、所望のＩＦフィルタ応答とは異なり得、下記式によって得られ得る。
ここで、Ｈ_{ａｃｔｕａｌ}（ｚ）において、アクセントとして〜の使用は、所望の応答Ｈ（ｚ）の対応する値とは潜在的に異なる値を示す。

ルーティング遅延ミスマッチを補償するために特定の受信チャネルにおいて適用されるデジタル周波数シフトが−ｆ_０であると想定すると、受信チャネルに対する有効な等価フィルタ応答は、下記式になる。
ここで、ω₀=２π（ｆ₀／ｆ_Ｓ）及びｅ^−ｊω0＝ｃｏｓ（ω₀）−ｊｓｉｎ（ω₀）である。受信チャネルにおけるデジタルＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタは、Ｈ_{ａｃｔｕａｌ}（ｚ）を所望のＨ（ｚ）に近い近似に変換するように動作する。より具体的には、幾つかの実施形態において、デジタルＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタは、Ｈ_{ａｃｔｕａｌ}（ｚ）を所望のＨ（ｚ）に近い近似に変換する複素係数デジタルＩＩＲフィルタＧ_ｃｏｍｐ（ｚ）を実装する。

図４においてＨ（ｚ）及びＨ_{ａｃｔｕａｌ}（ｚ）の極零プロット図によって示されるように、周波数シフトは、極零プロット図の回転として表れる。理想的には、デジタルＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタは、下記式に従って、Ｈ_{ａｃｔｕａｌ}（ｚ）を所望のＨ（ｚ）に近い近似に変換するためにＨ_ｃｏｍｐ（ｚ）を実装し得る。
ここで、
は、ゲインミスマッチ係数であり、図５Ａの極零プロット図に図示されるように、回転された極零ペアの除去及び元の極零ペアの回復という結果になる。しかしながら、この理想的な補償フィルタは単位円の極であるので不安定である。

デジタルＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタは、下記応答を備える近似及び安定補償フィルタＧ_ｃｏｍｐ（ｚ）を実装し得る。
図５Ｂの極零プロット図に図示されるように、この近似補償フィルタの使用の結果、単位円に非常に近い極となり、−ω₀において、狭い「残存ノッチ（residual notch）」を残す。−ω₀における狭い残存ノッチは、ＦＭＣＷレーダーにおいてＩＦ信号は片側（one-sided）であるため、完全に帯域外なので許容可能である。ルーティング遅延ＩＦ応答ミスマッチ補償に対する周波数シフト方向は、補償後のノッチ構成要素が帯域外に現れるように選択され得る。

更に具体的には、有効な、即ち、補償された応答Ｈ_ｅｆｆ（ｚ）は、下記式によって得られる。
その結果は、ノッチを除いて、所望の応答に近い近似である。ノッチは、実装複雑性の増加を犠牲にして、ｒ_１の値を１に近づけるように押すことによって、所望の狭さにされ得る。

種々の実施形態において、デジタルＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタ３３０、３３２、３３４、３３６の各々に対する入力パラメータは、ゲインミスマッチ係数
、デジタル極
、及びデジタル周波数シフトパラメータω₀である。なお、ｒ_１は設計パラメータであり、ｒ_ｃは、所望の応答が既知であるため、既知である。幾つかの実施形態において、ＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタに対する入力パラメータ
、及びω₀の値は、ルーティング遅延ミスマッチの知識に基づいて直接プログラムされ得る。幾つかの実施形態において、デジタルＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタ３３０、３３２、３３４、３３６に対する入力パラメータ
、及びω₀の値は、レーダートランシーバＩＣ１０２の較正モードを用いて、工場較正によって決定され得る。幾つかの実施形態において、これらのパラメータの値は、較正モードを用いて、レーダーシステム１００の動作の間にチューニングされ得る。これらのパラメータの初期値を決定するための、及びレーダーシステム１００の動作の間にこれらの値をチューニングするための較正を、図７〜図１０の方法を参照して説明する。

デジタルＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタ３３０、３３２、３３４、３３６は、受信チャネルの各々におけるアナログＩＦフィルタが、Ｉ及びＱチャネルにおいてマッチする応答を有するように較正されることを想定してプログラムされる。幾つかの実施形態において、各受信チャネルにおけるＩ及びＱチャネルに対するフィルタ応答は、局所的に良好にマッチするが、即ち、所与の受信チャネルではＩ及びＱチャネルに対するフィルタ応答はマッチするが、受信チャネルにわたるフィルタ応答にはグローバルミスマッチが存在し得る。例えば、そのような実施形態において、ローカルフィルタ応答マッチは、フィルタの物理的近接、及び／又は較正信号生成器及びプログラマブルＣＴＲＩＭ及びＲＴＲＩＭ制御を用いて実施される「フィルタトリミング」に起因し得る。受信チャネルにわたるフィルタ応答における任意のグローバルミスマッチは、異なる受信チャネルに対して、パラメータ
及び
を異ならせることによって、デジタルＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタにおいて補正され得る。

上述したように、幾つかの実施形態において、ＤＦＥ２２２は、ルーティング遅延ミスマッチ補償の前に、ＩＱフィルタ応答ミスマッチを補償するための機能性を含む。より具体的には、図６の例に示されるように、ＤＦＥ２２２の実施形態は、各受信チャネル２０２に対して、それぞれのＡＤＣとデジタルミキサ３２０、３２２、３２４、３２６との間に結合されるデジタルＩＱマッチングフィルタ６２０、６２２、６２４、６２６を含む。デジタルＩＱマッチングフィルタ６２０、６２２、６２４、６２６は、周波数シフト信号がそれぞれのデジタルミキサ３２０、３２２、３２４、３２６によって生成される前に、それぞれの受信チャネルにおけるＩＱフィルタ不均衡を補正するように動作する。

ＩＱマッチングフィルタ６２０、６２２、６２４、６２６は、較正によって決定され得るプログラム可能係数（パラメータ）を用いて各受信チャネルのＩ及びＱアームに対して、実係数デジタルＩＩＲフィルタをリロケートする別個の極零として実装され得る。デジタルＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタの説明と同様に、所望のＩＦフィルタ応答をモデル化するシンプルな第一次ＨＰＦが想定されている。上述したように、良好なオーバーサンプリングを用いて、双一次変換は、下記式に従って、所望のアナログＨＰＦＨ（ｓ）応答を等価のデジタルＨＰＦＨ（ｚ）応答に変換する。

ＩＱフィルタ不均衡、即ち、特定の受信チャネルのＩ及びＱチャネル上のＩＦフィルタ間のコーナー周波数及びインバンドゲインがミスマッチしていると想定すると、Ｉ及びＱチャネルにおける有効な等価フィルタ応答は、下記式によって得られる。
ここで、
である。

及び
は、それぞれＩ及びＱチャネルに対するゲインミスマッチ係数を示すことにする。ここで、上述のように、〜アクセントは、それらの値が、所望の応答Ｈ（ｚ）に対応する値とは潜在的に異なることを示す。この受信チャネルに関連するデジタルＩＱマッチングフィルタは、Ｈ_{ａｃｔｕａｌ，Ｉ}（ｚ）及びＨ_{ａｃｔｕａｌ，Ｑ}（ｚ）を共通Ｈ_{ａｃｔｕａｌ}（ｚ）に変換するように動作する。

例示の実施形態において、特定の受信チャネルに対するデジタルＩＱマッチングフィルタは、下記応答を用いて、Ｉチャネル上でのみフィルタＧ_{ｍａｔｃｈ，Ｉ}（ｚ）を実装するが、Ｑチャネル上ではフィルタリングを実施しない。
これによって、Ｉチャネル応答が下記式に変換される。
その結果、下記式によって与えられる、特定の受信チャネルのＩ及びＱチャネルに対する共通有効フィルタ応答となる。
そのような実施形態において、検討下の受信チャネルに対する有効なＩＦフィルタパラメータは、
及び
となる。

他の実施形態において、ＩＱマッチングフィルタは、Ｑチャネル上のフィルタのみを用いて実装され、その際、Ｉチャネルはそのままにされる。そのような実施形態において、検討下の受信チャネルに対する有効なＩＦフィルタパラメータは、
及び
となる。受信チャネルに対する結果のＨ_{ａｃｔｕａｌ}（ｚ）が、（潜在的に
及び
であるという理由で）所望のＨ（ｚ）とは潜在的に異なり、受信チャネルに対する結果のＨ_{ａｃｔｕａｌ}（ｚ）が受信チャネル間で異なり得るという事実は、その後、上述のように、デジタルＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタを用いて対応され得る。

種々の実施形態において、デジタルＩＱマッチングフィルタの各々に対する入力パラメータは、ゲインミスマッチ係数
及びデジタル極
である。また、デジタルＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタ３３０、３３２、３３４、３３６に対する有効ゲインミスマッチ係数
及びデジタル極
パラメータ値は、上述のように、対応する
及び
によって決定される。幾つかの実施形態において、入力パラメータ
及び
の値は、レーダートランシーバＩＣ１０２の較正モードを用いて、工場較正によって決定される。幾つかの実施形態において、これらパラメータの値は、レーダーシステム１００の動作の間に、較正モードを用いてチューニングされる。これらのパラメータの初期値を決定するための、及びレーダーシステム１００の動作の間にこれらの値をチューニングするための較正を、図８の方法を参照して説明する。

図７〜図１０は、図１〜図３のＦＭＣＷレーダーシステム等の、ＦＭＣＷレーダーシステムにおいて、ルーティング遅延ミスマッチ及びＩＦフィルタ応答ミスマッチのデジタル補償に対して用いられる周波数シフタ及び補償フィルタを較正する方法のフローチャートである。図７は較正フローのフローチャートであり、図８〜図１０は較正の特定の態様のフローチャートである。図示される方法の一部分は、既知の位置及び角度で反射器を用いて工場較正の間に実施され得る。また、幾つかの実施形態において、図示される方法は、反射器が既知の位置及び角度で存在する場合、例えば、車両のバンパーが存在する場合、レーダーシステムの動作の間に、再較正のために用いられ得る。そのような実施形態において、この方法は、動作中に受信チャネルにおける潜在的変化を補償するため、例えば、メタルトレース又はアンテナ応答の拡大／縮小等の、周囲温度変化が引き起こした残存不均衡を補償するために定期的に、例えば数秒毎等に実施され得る。例えば、レーダーシステムの動作の間にどの程度の頻度で方法が実施されるかは、システムの特定の応用例に依存し得る。

図７〜図１０の方法を、図１〜図３のレーダーシステム１００を参照して説明する。ＦＭＣＷレーダーシステムの方法を実施するために、レーダーシステム１００は、制御モジュール２２８によって較正モードに置かれる。最初に図７を参照すると、初期的に制御モジュール２２８は、各ＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタに対するゲインミスマッチ係数及びデジタル極を決定する（７００）。これらのパラメータの値の決定は、図８を参照して後述する。制御モジュール２２８は、その後、周波数シフタに対する周波数オフセット及びＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタに対する周波数シフトパラメータを決定する（７０２）。これらのパラメータの値の決定は、図９を参照して後述する。制御モジュール２２８は、その後、計算されたパラメータを用いて、周波数生成器３４０、３４２、３４４、３４６及びデジタルマッチ補償フィルタ３３０、３３２、３３４、３３６をプログラムする（７０４）。制御モジュール２２８は、その後、周波数シフタに対する位相オフセットを決定する（７０６）。これらのパラメータの値の決定は、図１０を参照して後述する。制御モジュール２２８は、その後、位相オフセットを用いて、周波数シフタをプログラムする（７０８）。

図８は、図７のステップ７００に従った、デジタルＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタに対するゲインミスマッチ係数及びデジタル極の決定を図示するフローチャートである。図示されたステップを実施するために、周波数シフタ及びデジタルＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタは、ディセーブルされ、バイパスされ、又は影響を持たないようにプログラムされる。初期的に、制御モジュール２２８は、プログラマブルＩＦ較正信号生成器を用いて、較正されている各ＩＦフィルタに較正トーンを供給する（８００）。較正信号は、充分にインバンドであり、コーナー周波数から離れた周波数を有するべきである。例えば、ＨＰＦに対して、周波数は、予期されるＨＰＦコーナー周波数から有意に離される。例えば、ＨＰＦコーナー周波数は１００ｋＨｚであり、較正トーンの周波数は１０ＭＨｚである。幾つかの実施形態において、較正トーンは、較正信号生成器からＩＦフィルタに直接供給される。幾つかの実施形態において、較正の間、ミキサー出力からのスプリアス信号を回避するために、アナログベースバンドにおけるミキサーはディセーブルされる。

各受信チャネルのＩ及びＱアームにおいてデジタル較正信号が生成され（８０２）、制御モジュール２２８は、各ＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタに対するゲインミスマッチ係数
の値を計算する。より具体的には、各デジタル較正信号に対して、制御モジュール２２８は、（各受信チャネルのＩ及びＱアームに対して別々に）ＦＦＴを実施し、インバンド較正トーンに対応する周波数成分の大きさ（絶対値）を測定する。各ＩＦフィルタに対して、この大きさ
は、ＩＦフィルタゲイン
に比例し、
に従って、ゲインミスマッチ係数
の値を得るために、予期される大きさρｉｎ（これは予期されたＩＦフィルタゲインαに基づいて既知である）と比較される。

制御モジュール２２８は、プログラマブルＩＦ較正信号生成器を再び用いて、別の較正トーンを各ＩＦフィルタに供給させる（８０４）。この較正信号は、（インバンドとみなされないように）所望のＩＦフィルタコーナー周波数ｆ_ｃに近い周波数ｆ_{ｃａｌｉｂ}でなければならない。各受信チャネルのＩ及びＱアームにおいてデジタル較正信号が生成され（８０６）、制御モジュール２２８は、（各受信チャネルのＩ及びＱアームに対して別々に）ＦＦＴを実施し、較正トーンに対応する周波数成分の大きさ（絶対値）を測定する。各ＩＦフィルタに対し、この大きさ
は、既に測定したインバンド較正トーンの大きさ
とともに、下記の近似関係（例示の第一次ＨＰＦを想定）を介してＩＦフィルタコーナー周波数
を計算するために用いられる。
上記式は、
における二次方程式であり、
を計算するために解かれ得る。

フィルタコーナー周波数
が計算された後、制御モジュール２２８は、
に従って、それぞれの
に基づいて、各ＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタに対する対応するデジタルフィルタ極
の値を計算する（８０８）。

図９は、図７のステップ７０２に従った、周波数オフセット及び周波数シフトパラメータの決定を図示するフローチャートである。初期的に、制御モジュール２２８は、少なくとも１つのチャープの生成を引き起こし、その少なくとも１つのチャープは送信チャネル２０４の１つによって送信される（９００）。チャープバンド幅、スロープ等は、レーダーシステムの特定の応用例、トレース長の予期される変動の範囲等の規準に基づいて選択され得る。

既知の反射器からの反射信号は、全ての受信チャネル２０２において受信され（９０２）、各受信チャネルにおいてデジタル較正信号が生成される（９０４）。制御モジュール２２８は、その後、デジタル較正信号に基づいて、周波数生成器３４０、３４２、３４４、３４６に対する周波数オフセット及び補償フィルタ３３０、３３２、３３４、３３６に対する周波数シフトパラメータを計算する（９０６）。幾つかの実施形態において、ＤＦＥ２２２における周波数シフタ及びＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタはバイパスされ、デジタル較正信号は制御モジュール２２８に直接供給される。幾つかの実施形態において、周波数シフタ及びＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタは、デジタル較正信号に対して影響を持たないようにプログラム（又はディセーブル）される。

周波数オフセットを計算するために、受信チャネル２０２の１つが基準受信チャネルとして指定され、他の受信チャネルにおける周波数生成器に対する周波数オフセットが、基準受信チャネルに対して計算される。基準受信チャネル及び各非基準受信チャネルＲＸｉにおけるデジタル較正信号の周波数が計算される。即ちｆ_ＲＸｉが計算され、ここで、ｉは特定のレシーバを示す。周波数は、デジタル較正信号に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実施すること、及びＦＦＴビンインデックスの観点からピークの位置を識別すること（必要である場合、ビンインデックスに対して分数部分を得るために、ビン位置間を内挿すること）等により計算され得る。周波数は、ＦＦＴ入力のサンプリングレート、ＦＦＴサイズ、及び（ビンインデックスとしての）ピークの位置が与えられると決定される。

ＲＸ１が基準受信チャネルであると想定すると、基準受信チャネルとのルーティング遅延ミスマッチを補償するために、他の受信チャネルｉの各々に適用される必要がある周波数補正は、ｆ_ＲＸ１、及びｆ_ＲＸｉの値に基づいて計算される。従って、基準受信チャネルＲＸ１と非基準受信チャネルＲＸｉとの間で必要とされる周波数シフトはｆ_ＲＸ１−ｆ_ＲＸｉとして計算される。

その後、受信チャネルＲＸｉに対応するＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタに対する周波数シフトパラメータω_0，ｉは、これらの受信チャネルに対して決定された周波数オフセットに基づいて計算される。基準受信チャネルに対し、補償フィルタは如何なる周波数シフトベースの（ｅ^−ｊω0）変更も持たない。即ち、基準受信チャネルに対してω₀は０である。

各非基準受信チャネルＲＸｉに対して、２つのチャネル間のルーティング遅延ミスマッチを補正するために、基準チャネルからのＩＦ信号の周波数に対する、非基準受信チャネルからのＩＦ信号の周波数におけるオフセットに対応する周波数シフト−ｆ_0，ｉが適用される。具体的には、各非基準受信チャネルＲＸｉに対して、ｆ_０，ｉ＝ｆ_ＲＸｉ−ｆ_ＲＸ１である。
基準受信チャネルＲＸ_１に周波数シフトは適用されない。従って、ｆ_０，１＝０である。ω_０，１の値は、ω_０，１＝２π（ｆ_０，ｉ／ｆ_Ｓ）によって計算され得る。

図１０は、図７のステップ７０６に従った位相オフセットの決定を図示するフローチャートである。初期的に、制御モジュール２２８は、少なくとも１つのチャープの生成を引き起こし、少なくとも１つのチャープは、送信チャネル２０４の１つによって送信される（１０００）。既知の反射器からの反射信号は、全ての受信チャネル２０２において受信され（１００２）、デジタル較正信号が、各受信チャネルにおいて生成される（１００４）。その後、制御モジュール２２８は、デジタル較正信号に基づいて、周波数生成器３４０、３４２、３４４、３４６に対する位相オフセットを計算する（１００６）。この例において、制御モジュール２２８によって受信されたデジタル較正信号は、それぞれの周波数シフタ及びデジタルミスマッチフィルタによって処理される。基準受信チャネルに対する周波数シフタは、ディセーブルされ、バイパスされ、又は影響を持たないようにプログラムされ得る。

基準受信チャネルＲＸ１における及び各受信チャネルＲＸｉにおけるデジタル較正信号の位相が計算される。即ち、θ_ＲＸｉが計算され、ここで、ｉは特定のレシーバを示す。例えば、位相は、デジタル較正信号に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実施すること、及び、ＦＦＴビンインデックスの観点からピークの位置を識別すること（必要であれば、ビンインデックスに対する分数部分を得るために、ビン位置間を内挿すること）、及びピークの位相角を決定することによって計算され得る。

基準受信チャネルとのルーティング遅延ミスマッチを補償するために、非基準受信チャネルｉの各々に適用される必要がある位相補正は、θ_ＲＸ１、θ_ＲＸｉ、及びΔθ_ＲＸｉ１の値に基づいて計算される。如何なるルーティング遅延ミスマッチ誘導位相オフセットもない場合、周波数シフトが適用された後、信号の周波数が同じであることを考えると、θ_ＲＸｉは、既知の式を介してθ_ＲＸ１に関連付けられる。概して、θ_ＲＸ１に対するθ_ＲＸｉの関係は、下記の式を有する。
θ_ＲＸｉ＝θ_ＲＸ１＋Δθ_ＲＸｉ１
ここで、Δθ_ＲＸｉ１は、較正反射器及びアンテナアレイの構造の既知の角度位置に対してアプリオリに既知である。従って、非基準受信チャネルの各々に対する位相オフセットは、θ_ＲＸ１＋Δθ_ＲＸｉ１−θ_ＲＸｉとして計算され得る。

図７〜図１０の方法は、受信チャネルにおけるアナログＩＦフィルタが、Ｉ及びＱチャネルにおいてマッチング応答を有するように較正されると想定している。上述したように、幾つかの実施形態において、ＩＱフィルタミスマッチを除去するために、デジタルＩＱマッチングフィルタが用いられる。そのような実施形態において、図７〜図１０の方法は、デジタルＩＱマッチングフィルタ６２０、６２２、６２４、６２６に対するパラメータの決定、及びこれらのフィルタのプログラミングを含むように変更される。より具体的には、図７のステップ７００は、デジタルＩＱマッチングフィルタに対するパラメータの決定を含み得、また、ステップ７０２の前に、これらのパラメータに従って、デジタルＩＱマッチングフィルタをプログラムすることを含み得る。また、図８のフローは、デジタルＩＱマッチングフィルタ６２０、６２２、６２４、６２６に対するパラメータの決定を含み得る。受信チャネルのＩ及びＱチャネルにおけるＩＦフィルタの応答がマッチしない場合、図８のフローは、ＩＱマッチングフィルタに対する必要とされるパラメータ値、及びゲインミスマッチ係数及びデジタル極の値を提供し得る。

図１１は、図１〜図３のＦＭＣＷレーダーシステム等のＦＭＣＷレーダーシステムの受信チャネルにおけるルーティング遅延ミスマッチ及びＩＦフィルタ応答ミスマッチのデジタル補償のための方法のフローチャートである。図示される方法は、レーダーチャープの各フレームに対して実施され得る。図示される方法は、周波数シフタ及びデジタルＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタが適切にプログラムされていることを想定している。シフタ及び補償フィルタに対するパラメータ値は、図７〜図１０の方法に従って自己較正を用いること等によって決定され得る。更に、ＦＭＣＷレーダーシステムの図示される方法を、図１〜図３のレーダーシステム１００を参照して説明する。

初期的に、制御モジュール２２８は、チャープのフレームに対する送信信号の生成（１１０２）を引き起こす。反射信号は、受信チャネルの各々において受信され（１１０４）、デジタルＩＦ信号が各受信チャネルにおいて生成される（１１０６）。基準受信チャネル以外の各受信チャネルに対応する周波数シフタは、周波数シフトされたＩＦ信号を生成するために、それぞれのデジタルＩＦ信号に周波数シフトを適用する（１１０８）。図７〜図１０を参照して説明するように、受信チャネルの１つが、他の受信チャネルに対する周波数シフトパラメータを決定するためのベースとして用いられる基準受信チャネルとして扱われ、従って、基準受信チャネルにおいて生成されるデジタルＩＦ信号に、周波数シフトは適用されない。

各受信チャネルに対応するデジタルＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタ構成要素は、周波数シフトされたＩＦ信号を生成し、その後、それぞれの周波数シフタによって出力されたそれぞれのデジタルＩＦ信号出力に補償フィルタを適用する（１１１０）。また、基準受信チャネルに対応するデジタルＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタ構成要素は、それぞれのデジタルＩＦ信号に補償フィルタを適用する。その結果のデジタルＩＦ信号は、その後、更なる処理のために出力される（１１１２）。

図１１の方法は、受信チャネルにおけるアナログＩＦフィルタが、Ｉ及びＱチャネルにおいてマッチング応答を有するように較正されていると想定して説明してきた。上述したように、幾つかの実施形態において、ＩＱフィルタミスマッチを除去するためにデジタルＩＱマッチングフィルタが用いられる。従って、図１１の方法の幾つかの実施形態において、各受信チャネルに対応するデジタルＩＱマッチングフィルタが、ステップ１１０８の周波数シフトの前に、それぞれのデジタルＩＦ信号に適用される。

その他の実施形態
レーダーシステムが車両における埋め込みレーダーシステムである実施形態を説明してきた。埋め込みレーダーシステムの他の応用例、例えば、監視及びセキュリティ応用例、工場又は倉庫でのロボット操作等、他の応用例に対する実施形態が可能である。

別の例において、デジタルベースバンドが各受信チャネルに対して周波数生成器を含む実施形態を説明してきた。他の実施形態において、周波数生成は、必要とされる周波数シフト信号を複数のデジタルミキサに対して提供するように構成可能な１つ又は複数の周波数生成構成要素によって実施される。例えば、幾つかのそのような実施形態において、１つのそのような周波数生成構成要素が、必要とされる周波数シフト信号を全てのデジタルミキサに対して提供するために用いられ得る。

別の例をおいて、レーダーシステムにおける単一のレーダートランシーバＩＣを想定して実施形態を説明してきた。他の実施形態において、レーダーシステムが複数のレーダートランシーバＩＣを含み、ルーティング遅延ミスマッチの説明したデジタル補償が、２つ又はそれ以上のレーダートランシーバＩＣにおける受信チャネルにわたって実施される。

別の例において、デジタルＩＦ信号は、デジタル補償が適用される前に、デジタルベースバンドにおける１つ又は複数のデシメーションフィルタリング段を通過する。

別の例において、補償フィルタは、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）のため、また、例えば、アナログベースバンドが複数のＨＰＦ及び／又はＬＰＦを含む例等、より複雑な転送機能のためである。

別の例において、ＩＱマッチングフィルタ、周波数シフト、及び／又は補償フィルタリングパラメータの決定が、レーダートランシーバＩＣ上の制御構成要素によって実施される実施形態を説明してきた。他の実施形態において、パラメータ決定は別のプロセッサによってオフチップで実施される。

別の例において、デジタルベースバンドが、各受信チャネルに対する周波数シフタ及びデジタルＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタを含む実施形態を説明してきた。他の実施形態において、デジタルベースバンドは、基準受信チャネルに対してそのような構成要素を含まない。基準受信チャネルの応答が、全ての他のチャネルに対する「所望の応答」である場合、基準受信チャネルに対するＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタは省かれ得る。

別の例において、ＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタリングの前に、デジタル周波数シフトが実施される実施形態を説明してきた。他の実施形態において、デジタル周波数シフトとＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタリングの順序は交換される。そのような実施形態において、補償フィルタが周波数シフトの前に適用されるとき、一貫して用いられるＨＰＦ例に対して、フィルタは下記の形式を取る。

別の例において、ＤＦＥが周波数シフタ及びデジタルＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタ両方を含む実施形態を説明してきた。他の実施形態において、デジタルＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタは、存在しないか又は使用されない。これは、例えば、受信チャネルにわたるフィルタ応答が設計によって良好にマッチングされ、また、ルーティング遅延マッチングに対する要求された周波数シフトが、周波数オフセットに起因するＩＦフィルタ応答ミスマッチが無視し得るなほど充分に小さい実施形態等である。

別の例において、ＤＦＥが周波数シフタ及びデジタルＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタ両方を含む実施形態を説明してきた。他の実施形態において、周波数シフタは、存在しないか又は使用されない。これは、例えば、ＲＦトレース長が良好にマッチングされるが、回路構成要素値の空間的な変動又はマルチＩＣ構成におけるレーダーＩＣにわたる変動等に起因して、受信チャネルのＩＦフィルタ応答がマッチしない実施形態等である。

別の例において、
が、測定された大きさ比率とフィルタカットオフとの間の近似関係に基づいて、直接計算される実施形態を説明してきた。他の実施形態において、
は、異なって決定される。例えば、反復的技法が用いられ得、反復的技法では、予期されるコーナー周波数に近い初期較正トーンがＩＦフィルタに供給され、各ＩＦフィルタに対して、その周波数でフィルタゲインが測定される。較正トーン周波数は、その後、「ウェルインバンド（well in-band）」の大きさと「現在の周波数での大きさ」の比率が徐々に３ｄＢに近づくような方向に反復的に動かされる。

別の例において、ＳＹＮＴＨによって出力されたＬＯ信号が、送信チャネルにおけるＰＰＡに、及び受信チャネルにおけるミキサーに提供される実施形態を説明してきた。他の実施形態において、ＬＯ分配ネットワークが用いられる。概して、ＬＯ分配ネットワークは、ＬＯ信号を、受信チャネルのミキサー及び送信チャネルのシフタに通信するセルのツリーである。例えば、セルは、ＰＰＡ、又は周波数マルチプライヤ、又は周波数分割器等のワイヤ又はアンプであり得る。

別の例において、クロックマルチプライヤが用いられる実施形態を説明してきた。別の実施形態において、ＳＹＮＴＨが、一層低い周波数ではなくＬＯ周波数で動作するので、マルチプライヤは必要ではない。

別の例において、送信信号生成回路要素が無線周波数合成器を含むことが想定される実施形態を説明してきた。他の実施形態において、この回路要素は、オープンループオシレータ（無線周波数オシレータ）と、デジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ）又は他の適切な送信信号生成回路要素とを含む。

方法のステップは、本明細書では順次提示され、説明され得るが、図示され、明細書で説明されるステップの１つ又は複数が、同時に実施されてもよく、組み合わされてもよく、及び／又はステップが、図示される及び／又は明細書に説明される順とは異なる順に実施されてもよい。従って、実施形態は図示される及び／又は明細書に説明される特定の順に限定されない。

レーダーシステムにおける構成要素は、異なる名称で呼ばれ得、及び／又は説明された機能性から逸脱することなく、本明細書に示されない様式で組み合わされ得る。また、本明細書において、用語「結合する」及びその派生語は、間接的、直接的、光学的、又はワイヤレス電気的接続を意味する。例えば、第１のデバイスが第２のデバイスに結合する場合、その接続は、直接的な電気的接続を介して、他のデバイス又は接続を介する間接的な電気的接続を介して、光学的な電気的接続を介して、及び／又は、ワイヤレス電気的接続を介してなされ得る。

特許請求の範囲内で、説明された実施形態における変更が可能であり、他の実施形態が可能である。

Claims

レーダーシステムであって、
受信チャネルと、基準受信チャネルと、デジタルミスマッチ補償回路要素とを含み、
前記受信チャネルが、反射信号を受信し、前記反射信号に基づいて第１のデジタル中間周波数（ＩＦ）信号を生成するように構成され、
前記基準受信チャネルが、反射信号を受信し、前記反射信号に基づいて第２のデジタルＩＦ信号を生成するように構成され、
前記デジタルミスマッチ補償回路要素が、前記第１のデジタルＩＦ信号及び前記第２のデジタルＩＦ信号を受信するように結合され、前記デジタルミスマッチ補償回路要素が、前記受信チャネルと前記基準受信チャネルとの間のミスマッチを補償するために前記第１のデジタルＩＦ信号及び前記第２のデジタルＩＦ信号を処理するように構成される、
レーダーシステム。
請求項１に記載のレーダーシステムであって、
前記デジタルミスマッチ補償回路要素が、前記受信チャネルと前記基準受信チャネルとの間のルーティング遅延ミスマッチを補正するために、前記第１のデジタルＩＦ信号の周波数及び位相をシフトするように構成される周波数シフタを含む、
レーダーシステム。
請求項１に記載のレーダーシステムであって、
前記デジタルミスマッチ補償回路要素が、前記受信チャネルのＩＦフィルタと所望のＩＦフィルタ応答との間のＩＦフィルタ応答ミスマッチを補正するために、前記第１のデジタルＩＦ信号をフィルタリングするように構成されるデジタルＩＦ応答補償フィルタを含む、
レーダーシステム。
請求項３に記載のレーダーシステムであって、
前記デジタルミスマッチ補償回路要素が、前記基準受信チャネルのＩＦフィルタと前記所望のＩＦフィルタ応答との間のＩＦフィルタ応答ミスマッチを補正するために、前記第２のデジタルＩＦ信号をフィルタリングするように構成されるデジタルＩＦ応答補償フィルタを含む、
レーダーシステム。
請求項３に記載のレーダーシステムであって、前記デジタルＩＦ応答補償フィルタが、複素係数デジタル無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタである、レーダーシステム。
請求項２に記載のレーダーシステムであって、前記周波数シフタが、
前記ルーティング遅延ミスマッチを補正するために必要とされる、周波数及び位相のシフト信号を生成するように構成されるデジタル周波数生成器と、
前記シフト信号を受信するように前記デジタル周波数生成器に結合されるデジタルミキサと、
を含み、
前記デジタルミキサが、前記第１のデジタルＩＦ信号と前記シフト信号を乗算するように構成される、
レーダーシステム。
請求項１に記載のレーダーシステムであって、前記デジタルミスマッチ補償回路要素のパラメータが、工場較正及びレーダーシステム動作の少なくとも一方の間に、前記レーダーシステムの較正モードを用いて生成される、レーダーシステム。
請求項１に記載のレーダーシステムであって、前記基準受信チャネル及び前記受信チャネルが、前記レーダーシステムにおける異なるレーダートランシーバ集積回路に含まれる、レーダーシステム。
請求項１に記載のレーダーシステムであって、前記デジタルミスマッチ補償回路要素が、
少なくとも１つの第１のデジタルＩＱマッチングフィルタと、少なくとも１つの第２のデジタルＩＱマッチングフィルタとを含み、
前記少なくとも１つの第１のデジタルＩＱマッチングフィルタが、前記第１のデジタルＩＦ信号を受信するために前記受信チャネルに結合され、前記少なくとも１つの第１のデジタルＩＱマッチングフィルタが、前記第１のデジタルＩＦ信号が前記デジタルミスマッチ補償回路要素によって受信される前にＩＱフィルタミスマッチを補正するために、前記第１のデジタルＩＦ信号の前記インバンド（Ｉ）及び直交（Ｑ）アームの少なくとも１つをフィルタリングするように構成され、
前記少なくとも１つの第２のデジタルＩＱマッチングフィルタが、前記第２のデジタルＩＦ信号を受信するために前記基準受信チャネルに結合され、前記少なくとも１つの第２のデジタルＩＱマッチングフィルタが、前記第２のデジタルＩＦ信号が前記デジタルミスマッチ補償回路要素によって受信される前にＩＱフィルタミスマッチを補正するために、前記第２のデジタルＩＦ信号の前記Ｉ及びＱアームの少なくとも１つをフィルタリングするように構成される、
レーダーシステム。
請求項９に記載のレーダーシステムであって、前記少なくとも１つの第１のデジタルＩＱマッチングフィルタ及び前記少なくとも１つの第２のデジタルＩＱマッチングフィルタが、実係数デジタル無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタである、レーダーシステム。
レーダーシステムの動作の方法であって、前記方法が、
前記レーダーシステムの受信チャネルにおいて反射信号を受信すること、及び前記反射信号に基づいて第１のデジタル中間周波数（ＩＦ）信号を生成すること、
前記レーダーシステムの基準受信チャネルにおいて反射信号を受信すること、及び前記反射信号に基づいて第２のデジタルＩＦ信号を生成すること、及び
前記受信チャネルと前記基準受信チャネルとの間のミスマッチを補償するために、前記レーダーシステムのデジタルミスマッチ補償回路要素によって、前記第１のデジタルＩＦ信号及び前記第２のデジタルＩＦ信号を処理すること、
を含む、方法。
請求項１１に記載の方法であって、
前記第１のデジタルＩＦ信号を処理することが、前記受信チャネルと前記基準受信チャネルとの間のルーティング遅延ミスマッチを補正するために、前記第１のデジタルＩＦ信号の周波数及び位相を周波数シフタによってシフトすることを含む、
方法。
請求項１１に記載の方法であって、
前記第１のデジタルＩＦ信号を処理することが、前記受信チャネルのＩＦフィルタと所望のＩＦフィルタ応答との間のＩＦフィルタ応答ミスマッチを補正するために、前記第１のデジタルＩＦ信号をデジタルＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタによってフィルタリングすることを含む、
方法。
請求項１３に記載の方法であって、
前記第１のデジタルＩＦ信号を処理することが、前記基準受信チャネルのＩＦフィルタと前記所望のＩＦフィルタ応答との間のＩＦフィルタ応答ミスマッチを補正するために、前記第２のデジタルＩＦ信号をデジタルＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタによってフィルタリングすることを含む、
方法。
請求項１３に記載の方法であって、前記デジタルＩＦ応答ミスマッチ補償フィルタが、複素係数デジタル無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタである、方法。
請求項１２に記載の方法であって、
前記第１のデジタルＩＦ信号の周波数及び位相を周波数シフタによってシフトすることが、
前記ルーティング遅延ミスマッチを補正するために必要とされる、周波数及び位相のシフト信号を、デジタル周波数生成器によって生成すること、及び
前記第１のデジタルＩＦ信号と前記シフト信号とをデジタルミキサによって乗算すること、
を含む、方法。
請求項１１に記載の方法であって、前記デジタルミスマッチ補償回路要素のパラメータが、工場較正及びレーダーシステム動作の少なくとも一方の間に、前記レーダーシステムの較正モードを用いて生成される、方法。
請求項１１に記載の方法であって、前記基準受信チャネル及び前記受信チャネルが、前記レーダーシステムにおける異なるレーダートランシーバ集積回路に含まれる、方法。
請求項１１に記載の方法であって、
前記第１のデジタルＩＦ信号の処理の前にＩＱフィルタミスマッチを補正するために、前記第１のデジタルＩＦ信号のインバンド（Ｉ）及び直交（Ｑ）アームの少なくとも１つを、少なくとも１つの第１のＩＱマッチングフィルタによってフィルタリングすること、及び
前記第２のデジタルＩＦ信号の処理の前にＩＱフィルタミスマッチを補正するために、前記第２のデジタルＩＦ信号のＩ及びＱアームの少なくとも１つを、少なくとも１つの第２のＩＱマッチングフィルタによってフィルタリングすること、
を含む、方法。
請求項１９に記載の方法であって、前記少なくとも１つの第１のデジタルＩＱマッチングフィルタ及び前記少なくとも１つの第２のデジタルＩＱマッチングフィルタが、実係数デジタル無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタである、方法。