JP7275421B2 - レーダーシステムにおけるトランシーバ性能パラメータの測定 - Google Patents

レーダーシステムにおけるトランシーバ性能パラメータの測定 Download PDF

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Description

本願は、一般にレーダーシステムに関し、より具体的には、レーダーシステムにおけるトランシーバ性能パラメータの測定に関する。
人間の操作エラーを減らすために、先進運転支援システム（ＡＤＡＳ）と呼ばれる新しいクラスのセーフティシステムが自動車に導入されてきている。これらのシステムは、主にミリメートル波車載レーダーに基づくスマートセンサによって作動され得る。リアビューカメラ、電子安定制御、及び視覚ベース歩行者検出システムなどの機能を提供し得る、こうした支援システムの急増は、一つには、マイクロコントローラ及びセンサ技術における向上によって実行可能となってきている。拡張埋め込みレーダーベースのソリューションは、ＡＤＡＳ設計者に対する補足的なセーフティ機能を実行可能にしている。
車載レーダーシステムにおいて、レーダーセンサは、車両周囲の障害物、及び車両に対する検出されたオブジェクトの速度を検出するために有用である。レーダーシステムにおける処理ユニットが、レーダーセンサによって生成される信号に基づいて、例えば、衝突を回避するため又は巻き添え被害を削減するために必要とされる適切なアクションを決定し得る。現在の車両レーダーシステムは、車両周囲のオブジェクト及び障害物、任意の検出されたオブジェクト及び障害物の車両に対する位置、並びに、任意の検出されたオブジェクト及び障害物の車両に対する速度を検出することができる。例えば、レーダーシステムは、処理ユニットを介して、車両運転者に潜在的な危険に関して警告すること、危険な状況にある車両を制御することによって衝突を防止すること、車両の部分的な制御を引き継ぐこと、又は運転者が車両を駐車させるのを支援することが可能である。
車載レーダーシステムは、「自動車機能セーフティ」と題する国際規格２６２６２の機能セーフティ規格を満たす必要がある。ＩＳＯ２６２６２は、機能セーフティを、電気／電子システムの不良挙動によって生じる不当なリスクがないこととして定義する。車載レーダーにおける機能セーフティは、レーダーにおける構成要素の欠陥に起因して人に危害が加えられるのを防止することである。車載レーダーの場合、レーダーは、およそ１００ミリ秒（ｍｓ）のフォールトトレラントな時間間隔内で適切に機能するものと認識されるべきである。したがって、車両が動作している間、劣化した信号対ノイズ比（ＳＮＲ）或いは障害物の存在又は位置の誤検出につながり得る、レーダーのいかなる部分における障害も検出されるべきであり、およそ１００ｍｎ以内に適切な応答が成されるべきである。
レーダーシステムにおけるトランシーバ性能パラメータの測定のための方法及び装置の説明する例において、一つ又は複数の性能パラメータを監視するために構成されるレーダーシステムオンチップ（ＳＯＣ）が、一つ又は複数の受信チャネルと、一つ又は複数の送信チャネルと、一つ又は複数の送信チャネルに結合される伝送生成回路要素と、一つ又は複数の送信チャネルを一つ又は複数の受信チャネルに結合するループバックパスを含む。伝送生成回路要素は、レーダーＳＯＣがテストモードで動作するとき連続波信号を生成するように動作可能である。ループバックパスは、一つ又は複数の送信チャネルに結合されるコンバイナと、一つ又は複数のチャネルに結合されるスプリッタと、コンバイナの出力をスプリッタの入力に結合する単一ワイヤとを含む。ループバックパスは、レーダーＳＯＣがテストモードで動作するとき、連続波信号を受信する少なくとも一つの送信チャネルから少なくとも一つの受信チャネルへテスト信号を提供するように動作可能である。
一態様において、一つ又は複数の性能パラメータを監視するために構成されるレーダーシステムオンチップ（ＳＯＣ）が、一つ又は複数の受信チャネル、一つ又は複数の送信チャネル、及び、一つ又は複数の送信チャネルに結合される伝送生成回路要素を含む。伝送生成回路要素は、レーダーＳＯＣがテストモードで動作するとき連続波信号を生成するように動作可能である。
一態様において、一つ又は複数の性能パラメータを監視するために構成されるレーダーシステムオンチップが、受信チャネルと、送信チャネルと、送信チャネルに結合される伝送生成回路要素と、送信チャネルを受信チャネルに結合するループバックパスとを含む。伝送生成回路要素は、レーダーＳＯＣがテストモードで動作するとき連続波信号を生成するように動作可能である。ループバックパスは、各送信チャネルに含まれるプログラマブルシフタの出力に結合される第１のコンバイナ、各送信チャネルにおける電力増幅器チェーンの出力に結合される第２のコンバイナ、第２のコンバイナの出力に結合される周波数シフタ、第１のコンバイナ及び周波数シフタの出力に結合される第３のコンバイナ、各受信チャネルの出力に結合されるスプリッタ、及び、第３のコンバイナの出力をスプリッタの入力に結合する単一ワイヤを含む。ループバックパスは、レーダーＳＯＣがテストモードで動作するとき、連続波信号を受信する少なくとも一つの送信チャネルから受信チャネルへテスト信号を提供するように動作可能である。
レーダーシステムの動作の間、性能監視を実施するように構成される、例示の周波数変調連続波（ＦＭＣＷ）レーダーシステムのブロック図である。
例示のレーダーシステムオンチップ（ＳＯＣ）のブロック図である。
レーダーＳＯＣが受信チャネル及び／又は送信チャネルの性能パラメータを測定するように構成される、図２のレーダーＳＯＣの例示の実施形態の簡略ブロック図である。 レーダーＳＯＣが受信チャネル及び／又は送信チャネルの性能パラメータを測定するように構成される、図２のレーダーＳＯＣの例示の実施形態の簡略ブロック図である。 レーダーＳＯＣが受信チャネル及び／又は送信チャネルの性能パラメータを測定するように構成される、図２のレーダーＳＯＣの例示の実施形態の簡略ブロック図である。
方法のフローチャートである。 方法のフローチャートである。 方法のフローチャートである。 方法のフローチャートである。 方法のフローチャートである。
次に、本開示の具体的な実施形態を、添付の図面を参照して詳細に説明する。様々な図面における同様の要素は、整合性のために同様の参照番号によって示される。
本開示の実施形態は、例えば動作している車両において用いられる場合に、レーダーシステムオンチップ（ＳＯＣ）、すなわち、レーダーＳＯＣとしてレーダートランシーバー集積回路における性能を監視することを考慮している。より具体的に言えば、様々な実施形態において、レーダーＳＯＣの受信チャネル及び／又は送信チャネルの性能が、ＳＯＣ上で捕捉されるテスト信号に基づいて測定され得る。例えば、テスト信号は、複数の受信チャネル間の及び／又は複数の送信チャネル間の利得及び位相応答の不一致、受信チャネル及び／又は送信チャネルにおけるノイズ及びスプリアストーンのレベル、並びに／或いは、受信チャネルの非線形性を検出するために有用である。様々な実施形態において、送信チャネルから受信チャネルへテスト信号を伝送するために各送信チャネル／受信チャネルペアを結合するワイヤを有する代わりに、ＳＯＣの一つ又は複数の送信チャネルがコンバイナに結合され、コンバイナの出力が、受信チャネルのうちの一つ又は複数に結合されるスプリッタに単一ワイヤを介してルーティングされる。
図１は、例示の周波数変調連続波（ＦＭＣＷ）レーダーシステム１００のブロック図であり、レーダーシステム１００は、レーダーシステム１００の動作の間、性能監視を実施するように構成される。例示のＦＭＣＷレーダーシステム１００は、レーダーシステムオンチップ（ＳＯＣ）１０２、処理ユニット１０４、及びネットワークインターフェース１０６を含む。レーダーＳＯＣ１０２の様々な実施形態のアーキテクチャを、図２～図５を参照して説明する。
レーダーＳＯＣ１０２は、高速シリアルインターフェースを介して処理ユニット１０４に結合される。図２を参照してより詳細に説明するように、レーダーＳＯＣ１０２は、高速シリアルインターフェースを介して処理ユニット１０４に提供される、複数のデジタル中間周波数（ＩＦ）信号（代替として、デチャープ信号、ビート信号、又はロー（ｒａｗ）レーダー信号と呼ばれる）を生成するための機能を含む。更に、図３、図４、及び図５を参照してより詳細に説明するように、レーダーＳＯＣ１０２の様々な実施形態が、ＳＯＣ１０２の受信チャネル及び／又は送信チャネルのためのテストデータを生成するように、並びに、受信チャネル及び／又は送信チャネルの性能パラメータの監視に使用すべきテストデータを処理ユニット１０４に提供するように構成される。
処理ユニット１０４は、レーダー信号処理を実施するための、すなわち、例えば、任意の検出されたオブジェクトの距離、速度、及び角度を判定するために、受信したレーダー信号を処理するための機能を含む。また、処理ユニット１０４は、オブジェクトの追跡、動きの速度及び方向の判定などの、検出されたオブジェクトに関する情報の後処理を実施するための機能を含み得る。また、処理ユニット１０４は、レーダーＳＯＣ１０２によって提供されるテストデータに基づく性能監視を実施するため、及び、性能監視によって検出された条件に基づく緩和を実施するための機能を含む。性能監視のためのテストデータ及びオプションについて、本明細書においてより詳細に説明する。
処理ユニット１０４は、レーダーデータを用いるアプリケーションの処理スループットのために必要に応じて、任意の適切なプロセッサ又はプロセッサの組み合わせを含み得る。例えば、処理ユニット１０４は、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、マイクロコントローラ（ＭＣＵ）、ＤＳＰ及びＭＣＵの両方の処理を組み合わせたＳＯＣ、又は、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）及びＤＳＰを含み得る。
処理ユニット１０４は、必要に応じて、車両における一つ又は複数の電子制御ユニットに、ネットワークインターフェース１０６を介して制御情報を提供する。電子制御ユニット（ＥＣＵ）は、車両における一つ又は複数の電子システム又はサブシステムを制御する、車両における任意の組み込みシステムに対する総称である。ＥＣＵのタイプの例には、電子／エンジン制御モジュール（ＥＣＭ）、パワートレイン制御モジュール（ＰＣＭ）、伝送制御モジュール（ＴＣＭ）、ブレーキ制御モジュール（ＢＣＭ又はＥＢＣＭ）、中央制御モジュール（ＣＣＭ）、中央タイミングモジュール（ＣＴＭ）、汎用電子モジュール（ＧＥＭ）、車体制御モジュール（ＢＣＭ）、及びサスペンション制御モジュール（ＳＣＭ）が含まれる。
ネットワークインターフェース１０６は、コントローラエリアネットワーク（ＣＡＮ）プロトコル、ＦｌｅｘＲａｙプロトコル、又はイーサネットプロトコルなど、任意の適切なプロトコルを実装し得る。
図２は、例示のレーダーＳＯＣ１０２のブロック図である。レーダーＳＯＣ１０２は、ＦＭＣＷ信号を送信するための複数の送信チャネル２０４、及び、反射された送信信号を受信するための複数の受信チャネル２０２を含み得る。また、受信チャネルの数は、送信チャネルの数よりも多くてよい。例えば、レーダーＳＯＣ１０２の実施形態が、２つの送信チャネル及び４つの受信チャネルを有し得る。
送信チャネルは、適切な送信器及びアンテナを含む。受信チャネルは、適切な受信器及びアンテナを含む。また、受信チャネル２０２の各々は同一であり、受信信号を増幅するための低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）２０６、２０８と、ＩＦ信号を生成するために伝送生成回路要素によって生成される信号を受信信号とミックスするためのミキサ２１０、２１２と、ＩＦ信号をフィルタリングするためのベースバンド・バンドバスフィルタ２１４、２１６と、フィルタリングされたＩＦ信号を増幅するための可変利得増幅器（ＶＧＡ）２１５、２１７と、アナログＩＦ信号をデジタルＩＦ信号に変換するためのアナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）２１８、２２０とを含む。ミキサは、低ノイズ増幅器及び伝送生成回路要素から受信する入力の周波数の差に等しい周波数を有する出力信号を生成するダウンコンバータとして働き、これらの入力は、いずれも無線周波（ＲＦ）信号である。受信チャネルのバンドパスフィルタ、ＶＧＡ及びＡＤＣは、まとめて、ベースバンドチェーン又はベースバンドフィルタチェーンと呼ぶことができる。また、バンドパスフィルタ及びＶＧＡは、まとめて、ＩＦ増幅器（ＩＦＡ）と呼ぶことができる。
受信チャネル２０２は、デジタルＩＦ信号をＤＦＥ２２２に提供するために、デジタルフロントエンド（ＤＦＥ）構成要素２２２に結合される。ＤＦＥ２２２は、データ転送レートを減少させるために、デジタルＩＦ信号に対してデシメーションフィルタリングを実施するための機能を含む。また、ＤＦＥ２２２は、例えば、ＤＣオフセット除去、ＲＸ間利得インバランス非理想性及びＲＸ間位相インバランス非理想性などの受信チャネルにおける非理想性のデジタル補償など、他の動作をデジタルＩＦ信号に対して実施することもできる。ＤＦＥ２２２は、レーダーＳＯＣ１０２が通常モードのとき、デシメーションされたデジタルＩＦ信号を処理ユニット１０４に転送するために、高速シリアルインターフェース（Ｉ／Ｆ）２２４に結合される。いくつかの実施形態において、ＤＦＥは、レーダーＳＯＣ１０２がテストモードのときデジタルテスト信号を制御モジュール２２８に転送するために、制御モジュール２２８にも結合される。
シリアル周辺インターフェース（ＳＰＩ）２２６は、処理ユニット１０４との通信のためのインターフェースを提供する。例えば、処理ユニット１０４は、例えば、チャープのタイミング及び周波数、出力電力レベル、監視機能のトリガなど、制御情報を、制御モジュール２２８に送信するために、ＳＰＩ２２６を用い得る。レーダーＳＯＣ１０２は、例えばテストデータを処理ユニット１０４に送信するために、ＳＰＩ ２２６を用い得る。
制御モジュール２２８は、レーダーＳＯＣ１０２の動作を通常モード及びテストモードで制御するための機能を含む。例えば、制御モジュール２２８は、ＤＦＥ２２２の出力サンプルを記憶するためのバッファ、バッファコンテンツのスペクトル情報を計算するためのＦＦＴ（高速フーリエ変換）エンジン、並びに、通常モード及びテストモードでレーダーＳＯＣ１０２の動作を制御するためのファームウェアを実行するＭＣＵを含み得る。制御モジュール２２８の機能を、図６～図１０の方法を参照してより詳細に説明する。
プログラマブルタイミングエンジン２３２は、制御モジュール２２８からのレーダーフレームにおけるチャープのシーケンスについてチャープパラメータ値を受信するため、並びに、パラメータ値に基づいてフレームにおけるチャープの送信及び受信を制御するチャープ制御信号を生成するための機能を含む。例えば、チャープパラメータは、レーダーシステムアーキテクチャによって定義され、いずれの送信器をイネーブルにするかを示すための送信器イネーブルパラメータ、チャープ周波数開始値、チャープ周波数勾配、チャープ持続時間、送信チャネルがいつ送信するべきか及び更なるレーダー処理のためにＤＦＥ出力デジタルをいつ収集するべきかのインジケータなどを含み得る。これらのパラメータのうちの一つ又は複数がプログラム可能であり得る。
無線周波数合成器（ＳＹＮＴＨ）２３０は、タイミングエンジン２３２からのチャープ制御信号に基づいて送信のためのＦＭＣＷ信号を生成するための機能を含む。いくつかの実施形態において、ＳＹＮＴＨ２３０は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）を備える位相ロックループ（ＰＬＬ）を含む。
クロック乗算器２４０は、送信信号（ＬＯ信号）の周波数を、ミキサ２０６、２０８のＬＯ周波数へと増加させる。クリーンアップＰＬＬ（位相ロックループ）２３４は、外部低周波基準クロック（図示せず）の信号の周波数をＳＹＮＴＨ２３０の周波数へと増加させるように、及び、クロック信号から出る基準クロック位相ノイズをフィルタリングするように動作する。
クロック乗算器２４０、合成器２３０、タイミング生成器２３２、及びクリーンアップＰＬＬ２３４は、伝送生成回路要素の例である。伝送生成回路要素は、送信チャネルへの入力として、及び、クロック乗算器を介した受信チャネルにおけるミキサへの入力として、無線周波数（ＲＦ）信号を生成する。伝送生成回路要素の出力は、ＬＯ（局部発振器）信号又はＦＭＣＷ信号と呼ばれ得る。
図３、図４、及び図５は、図２のレーダーＳＯＣ１０２の例示の実施形態の簡略化されたブロック図であり、これらの実施例において、レーダーＳＯＣ１０２が、受信器及び／又は送信器の性能パラメータを測定するように構成される。説明を簡単にするために、図示される実施形態は、各々４つの受信チャネル及び２つの送信チャネルを有する。いくつかの実施形態において、受信チャネルの数及び／又は送信チャネルの数は異なり得る。これらの方法において、伝送生成回路要素は、レーダーＳＯＣがテストモードで動作するとき、ゼロ勾配の連続波信号、すなわち周波数が一定の連続ＲＦ波、を備えるＬＯ信号を生成するように構成される。レーダーＳＯＣが通常モードで動作するとき、伝送生成回路要素の出力は、経時的に周波数が変化するＲＦ信号であり、例えば、ＲＦ信号の周波数は、チャープ制御パラメータに応答して、時間０から１００マイクロ秒にわたって７７ＧＨｚから８１ＧＨｚまで変化し、結果として、送信信号の遅延バージョンとしての反射信号となり、各受信チャネルにおけるミキサは往復遅延に比例するＩＦ信号を出力する。
図３、図４、及び図５のブロック図の各々は、少なくとも１つのコンバイナを含む。一般に、コンバイナは、出力信号を形成するために入力信号を付加するハードウェア回路であり得る。コンバイナが単一入力信号を受信する場合、その信号はコンバイナによって出力される。いくつかの実施形態において、コンバイナは、信号を付加する前に、プログラム可能な利得又は減衰を各入力信号に印加し得る。いくつかの実施形態において、コンバイナは、各入力信号の利得、減衰、及び／又は遅延がコンバイナ出力と実質的に同様であるように、対称的であり得る。
次に図３を参照すると、図示される例示のＦＭＣＷレーダーＳＯＣ１０２は、ＳＯＣ１０２がテストモードで動作するときに、受信チャネル２０２の各々に対して、送信チャネル２０４において生成される信号の内部ループバックを提供するように構成される。図６の方法を参照してより詳細に説明するように、この構成は、異なる無線及び中間周波数での受信チャネル間の利得及び位相不一致を判定するために有用である。また、図７の方法を参照してより詳細に説明するように、この構成は、受信チャネル２０２についてノイズ指数を決定するために有用である。また、図１０の方法を参照してより詳細に説明するように、この構成は、受信チャネル２０２における非線形性メトリクスを決定するために有用である。
２つの送信チャネルは、各々、ＦＭＣＷ信号を受信するためにＳＹＮＴＨ２３０に結合されるプレ電力増幅器（ＰＰＡ）３０２、３１２、増幅された信号を受信するためにＰＰＡ３０２、３１２に結合されるプログラマブルシフタ３０４、３１４、及び、シフトされた信号を受信するためにシフタ３０４、３１４に結合される電力増幅器（ＰＡ）３０６、３１６の、信号電力増幅器チェーンを組み込む。いくつかの実施形態において、シフタ３０４、３１４は、周波数及び位相の両方のシフティングについてプログラムされ得る。したがって、シフタ３０４、３１４の出力信号は、入力周波数にプログラマブルオフセット周波数を加えた周波数に等しい周波数、及び、入力位相にプログラマブルオフセット位相を加えた位相に等しい位相を有し得る。コンバイナ３１８は、シフトされた信号を受信して組み合わせるために、シフタ３０４、３１４の出力に結合される。コンバイナ３１８は、組み合わされた信号をスプリッタに提供するために、スプリッタ３２０にも結合される。
スプリッタ３２０は、受信チャネル２０２の各々に結合される。スプリッタ３２０は、等しい電力及び位相の信号を受信チャネル２０２の各々に提供するために、コンバイナ３１８からの組み合わされた信号を分割する。スプリッタ３２０は、スプリッタから受信チャネル２０２の各々のＬＮＡに入力される信号の利得、減衰、及び／又は遅延が実質的に同様となるように、対称的であり得る。
各受信チャネル２０２は、スプリッタ３２０と低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）との間に結合される、無線周波数（ＲＦ）電力検出器３０７、３０９、３１１、３１３を含む。電力検出器３０７、３０９、３１１、３１３は、コンバイナ３０８からの組み合わされた信号の電力を測定する。この電力測定値は、受信信号強度インジケータ（ＲＳＳＩ）とも呼ばれ得る。電力検出器３０７、３０９、３１１、３１３は、電力測定値を制御モジュール２２８に提供するために、制御モジュール２２８に結合される。いくつかの実施形態において、電力検出器３０７、３０９、３１１、３１３は、各々、電力検出センサと、センサからの電力測定値をデジタル電力測定値に変換するためのアナログ・デジタル変換器とを組み込み得る。本明細書においてより詳細に説明するように、電力検出器３０７、３０９、３１１、３１３の出力（電力測定値）は、レーダーＳＯＣがテストモードで動作するとき、制御モジュール２２８によってアクセスされ得る。
次に、図４を参照すると、図示される例示のＦＭＣＷレーダーＳＯＣは、ＳＯＣ１０２がテストモードで動作するとき、受信チャネル２０２の各々に、送信チャネル２０４において生成される信号の内部ループバックを提供するように構成される。図８の方法を参照してより詳細に説明するように、この構成は、送信チャネル２０４間の電力及び位相の不一致を判定するために有用である。
この例において、コンバイナ４０２は、電力増幅器チェーンからの信号を受信するため、及び２つの信号を組み合わせて単一信号を生成するために、送信チャネル２０４の電力増幅器チェーンの各々に結合される。コンバイナ４０２は、各送信チャネルからコンバイナ出力への信号の利得及び／又は遅延が実質的に同様となるように、対称的であり得る。
コンバイナ４０２はまた、組み合わされた信号を周波数シフタ４０４に提供するために、周波数シフタ４０４に結合される。例えば、周波数シフタ４０４は、オンオフキーイング（ＯＯＫ）変調器又は２位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）変調器であり得る。ＯＯＫ変調器の一例は、０．５／Ｆｓｈｉｆｔの間、入力信号を、及び、０．５／Ｆｓｈｉｆｔの間、ゼロを、交互に出力することによって、入力信号における周波数シフトＦｓｈｉｆｔを達成する回路である。ＢＰＳＫ変調器の一例は、０．５／Ｆｓｈｉｆｔの間、１つの極性を有する入力信号を出力すること、及び、０．５／Ｆｓｈｉｆｔの間、反対の極性を有する入力信号を出力すること、を交互に行うことによって、入力信号における周波数シフトＦｓｈｉｆｔを達成する回路である。周波数シフタ４０４は、周波数シフトされた組み合わされた信号をスプリッタ３２０に提供するために、スプリッタ３２０に結合される。
各送信チャネル２０４は、ＰＡ３０６、３１６の出力に結合される無線周波数（ＲＦ）電力検出器４０７、４１７を含む。各電力検出器４０７、４１７は、それぞれのＰＡ３０６、３１６から出力される信号の電力を測定する。電力検出器４０７、４１７は、電力測定値を制御モジュール２２８に提供するために、制御モジュール２２８に結合される。いくつかの実施形態において、各電力検出器４０７、４１７は、電力検出センサと、センサからの電力測定値をデジタル電力測定値に変換するためのアナログ・デジタル変換器とを組み込み得る。本明細書においてより詳細に説明するように、電力検出器４０７、４１７の出力（電力測定値）は、レーダーＳＯＣがテストモードで動作するとき、制御モジュール２２８によってアクセスされ得る。
次に図５を参照すると、図示される例示のＦＭＣＷレーダーＳＯＣは、図３の例及び図４の例の組み合わせであり、したがって、ＳＯＣ１０２がテストモードで動作するとき、本明細書で説明する方法の任意のものを実施し得る。ループバック（ＬＢ）コンバイナ５０２が付加される。ＬＢコンバイナ５０２は、組み合わされた信号を送信チャネル２０４の電力増幅器チェーンから受信するために、周波数シフタ４０４とスプリッタ２４０との間に結合される。ＬＢコンバイナ５０２は、コンバイナ３１８から出力される信号を受信するために、コンバイナ３１８とスプリッタ２４０との間にも結合される。
図６～図１０は、ＳＯＣ１０２がテストモードで動作され適切に構成されるとき、レーダーＳＯＣ１０２の様々な性能パラメータを決定するための方法についてのフローチャートである。これらの方法は、制御モジュール２２８の制御下で実施され得る。したがって、制御モジュール２２８は、ループバックパス及びその他の構成要素を、所望の測定を実施するために必要に応じて構成し得る。また、これらの方法において、制御モジュール２２８によって決定されるテスト結果、すなわち性能パラメータ値、はセーフティプロセッサに報告される。
一般に、セーフティプロセッサは、性能パラメータ値を受信し、パラメータ値に基づいて一つ又は複数のアクションを実施する。例えば、セーフティプロセッサは、パラメータ値を所定の閾値と比較し得、閾値を越える場合、影響を受けるエンティティに通知し得る。別の例において、パラメータ値のうちの一つ又は複数が、検出されるオブジェクトの存在、位置、及び速度に関してレーダーから受信するデータを修正させることができる。下記に記載する方法において、セーフティプロセッサは、説明を簡潔にするために処理ユニット１０４であるものと想定される。
図６は、レーダーＳＯＣ１０２の受信チャネル２０２間の利得及び位相の不一致を判定するための方法のフローチャートである。この方法は、図３の例示的実施形態及び図５の例示的実施形態において実施され得る。この方法は、無線及び中間周波数の任意の組み合わせで実施され得る。例えば、７７～８１ＧＨｚレーダーの場合、無線周波数（ＲＦ）は、７７、７９、又は８１ＧＨｚであり得、性能監視のための典型的な中間周波数（ＩＦ）は、１５、１０、５、２、１、０．５、又は０．１ＭＨｚであり得る。下記の説明では、例として、ＲＦ＝８０ＧＨｚ及びＩＦ＝１ＭＨｚが用いられる。
図６に示されるように、送信チャネル２０４のうちの１つから受信チャネル２０２へのループバックパスは、制御モジュール２２８によってイネーブルされる（６００）。図３の例示のＳＯＣ１０２では、ループバックパスは、選択された送信チャネルのＰＰＡ及びシフタ、コンバイナ３１８、及びスプリッタ３２０を含む。図５の例示のＳＯＣ１０２では、ループバックパスはＬＢコンバイナ５０２も含む。また、ＰＡ、コンバイナ４０２、及び周波数シフタ４０４を介する他のループバックパスはイネーブルされない。
また、制御モジュール２２８は、選択された送信チャネルからのループバックパスを通過する連続波（ＣＷ）テスト信号、例えば８０ＧＨｚ＋１ＭＨｚ、を生成させる（６０２）。ＣＷテスト信号は、ＳＹＮＴＨ２３０からの局部発振器（ＬＯ）信号の周波数を８０ＧＨｚに設定すること、及び、電力増幅器チェーンにおけるシフタを、ＬＯ信号に１ＭＨｚの周波数を付加するようにプログラミングすることによって生成され得る。
テスト信号は、受信チャネル２０２の各々へとスプリッタ３２０を通過し、制御モジュール２２８は、受信チャネルの各々からデジタルテストデータ信号を収集する（６０４）。いくつかの実施形態において、制御モジュール２２８は、各受信チャネル２０２におけるＡＤＣの出力から信号を収集する。他の実施形態において、制御モジュール２２８は、ＤＦＥ２２２の出力から信号を収集する。受信チャネル２０２からのデータ収集は同時に及び同期して実施される。すなわち、４つの受信チャネル２０２からのデータ収集は同時に開始される。
制御モジュール２２８は、テストデータ信号に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実施し、４つの受信チャネル２０２の各々において同時に及び同期して受信されたテストデータ信号の振幅Ａｉ及び位相θｉ（ｉ＝１，・・・，４）を決定する（６０６）。受信チャネルにおいて受信されたテスト信号の振幅Ａｉ及び位相θｉは、下記のように決定され得る。説明を容易にするために、ＡＤＣデータのＮｓサンプルがサンプリングレートＦｓで収集され、例えば、Ｎｓ＝１０２４及びＦｓ＝１０．２４ＭＨｚであり、ＦＦＴＯｕｔ［０，１，２，・・・，Ｎｓ－１］と称されるＮｓ ＦＦＴ出力複素サンプルを生成するために、ＮｓポイントＦＦＴが実施されると想定する。ＤＦＥ出力が収集される期間はＮｓ／Ｆｓとしてプログラミングされ得、チャープ持続時間はＮｓ／Ｆｓに等しいか又はこれをわずかに超えるものし得る。周波数ＩＦのテストデータ信号に対応するＦＦＴ出力サンプルインデックスｉｎｄｘは、ＩＦ／Ｆｓ×Ｎｓによって与えられる。ＦＦＴＯｕｔ［ｉｎｄｘ］の値は、Ｘ＋ｊＹによって示される複素数である。この数の振幅はＡ＝ｓｑｒｔ（Ｘ２＋Ｙ２）／Ｎｓによって与えられ、位相はθ＝ａｒｃｔａｎ（Ｙ／Ｘ）によって与えられる。また、制御モジュール２２８は、対応する受信チャネル２０２について、電力検出器３０７、３０９、３１１、３１３の各々から電力データＰｉを受信する（６０８）。
次いで、制御モジュール２２８は、各受信チャネルについての利得、受信チャネル間の利得不一致、及び受信チャネル間の位相不一致といった性能パラメータを計算する（６１０）。これらのパラメータ値は、セーフティプロセッサ１０４に報告される（６１２）。受信チャネルｉについての利得は、下記のように計算され得る。
Ｇａｉｎｉ＝２０ｌｏｇＡｉ－Ｐｉ
ループバックパスが受信チャネルをまたがって対称的に設計される場合、利得は電力データを使用せずに、すなわち、下記のように計算され得る。
Ｇａｉｎｉ＝２０ｌｏｇＡｉ
簡潔且つ説明し易くするために、上記の利得計算式の右側にいくつかの付加的定数項が示されていない。これらの定数項は、無線設計者にとって一般的であり知られている。例えば、Ｐ及びＡの単位を一致させるために、より多くの付加的定数項が存在し得る。例えば、Ａの値は、受信チャネルにおけるＡＤＣでの信号レベル（「ＬＳＢがいくつあるか」）を示し、Ｐの値は、受信チャネルの入力ＬＮＡで検出される電力の値（「ｄＢミリワット」又は「ｄＢワット」）を示す。Ａ及びＰの単位を一致させるために、
Figure 0007275421000001
などの定数を、こうした目的で上記の式に付加し得、上式で、ＡＤＣＦｕｌｌＳｃａｌｅはＡＤＣのフルスケール電圧（１ボルトなど）であり、ＮｕｍＢｉｔｓは各ＡＤＣ出力ワードにおけるビット数であり、Ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅは例えば典型的な５０オーム抵抗であり得る。無線設計者に知られている他の標準的な概念について標準化するために、他の同様の設計定数が存在し得る。
２つの受信チャネルｉ及びｊ間の利得不一致は、下記のように計算され得る。
ＧａｉｎＭｉｓｍａｔｃｈｉ，ｊ＝Ｇａｉｎｉ－Ｇａｉｎｊ
２つの受信チャネルｉ及びｊの間の位相不一致は、下記のように計算され得る。
ＰｈａｓｅＭｉｓｍａｔｃｈｉ，ｊ＝θｉ－θｊ
上記方法は、様々な無線周波数及び中間周波数において、利得、利得不一致、及び位相不一致を見つけるために有用である。例えば、この方法は、これらのパラメータを、ＩＦをすべて例えば１ＭＨｚに設定して、ＲＦ＝７７ＧＨｚ、７９ＧＨｚ、８１ＧＨｚの各々で計算するために有用である。これは、利得及び位相が、所望の無線周波数の範囲にわたって複数の受信チャネル間で良好に一致するかどうかを判定するのに役立つ。別の例において、この方法は、これらのパラメータを、ＲＦをすべて例えば７９ＧＨｚに設定して、ＩＦ＝１ＭＨｚ、５ＭＨｚ、１０ＭＨｚの各々で計算するために有用である。これは、利得及び位相が、所望の中間周波数の範囲にわたって複数の受信チャネル間で良好に一致するかどうかを判定するのに役立つ。
図７は、レーダーＳＯＣ１０２の受信チャネル２０２におけるノイズ指数を決定するための方法のフローチャートである。この方法は、図３の例示の実施形態及び図５の例示の実施形態において実施され得る。初期的に、図６の方法を参照して説明したように、受信チャネルの各々について利得が決定される（７００）。次いで、制御モジュール２２８は、選択された送信チャネルからのループバックパスをディセーブルにし（７０２）、そのため送信チャネルからの信号は受信チャネルに到達できず、したがってノイズ信号のみが受信チャネルに到達することが保証される。
次いで、制御モジュール２２８は、数マイクロ秒間、受信チャネルの各々からデジタルノイズデータを収集し（７０４）、対応するノイズデータに基づいて各受信チャネルのノイズ電力を計算する（７０６）。いくつかの実施形態において、制御モジュール２２８は、各受信チャネル２０２におけるＡＤＣの出力からノイズデータ信号を収集する。他の実施形態において、制御モジュール２２８は、ＤＦＥ２２２の出力からノイズデータ信号を収集する。
受信チャネルｉについてのノイズ電力は、対応するノイズデータに対してＦＦＴを実施すること、及びＦＦＴ出力の２乗値を合計することによって計算され得る。例えば、受信チャネルｉについてのノイズ電力は、下記のように計算し得る。説明を容易にするために、ＡＤＣデータのＮｓサンプルがサンプリングレートＦｓで収集され、例えば、Ｎｓ＝１０２４及びＦｓ＝１０．２４ＭＨｚであり、ＦＦＴＯｕｔ［０，１，２，・・・，Ｎｓ－１］と称されるＮｓ ＦＦＴ出力複素サンプルを生成するために、ＮｓポイントＦＦＴが実施されることを想定する。レーダー信号処理のための当該のＩＦ帯域幅に対応する、ｉｎｄｘＭｉｎから始まりｉｎｄｘＭａｘまでのＦＦＴ出力サンプルインデックス範囲は、ｉｎｄｅｘＭｉｎ＝０、ｉｎｄｅｘＭａｘ＝ＩＦＢａｎｄｗｉｄｔｈ／Ｆｓ×Ｎｓによって与えられる。ＦＦＴＯｕｔ［ｉｎｄｘＭｉｎ ｔｏ ｉｎｄｘＭａｘ］の値は、Ｘ［ｉｎｄｘ］＋ｊＹ［ｉｎｄｘ］によって示される複素数であり、ここで、ｉｎｄｘ＝ｉｎｄｘＭｉｎ ｔｏ ｉｎｄｘＭａｘは関連がある。ノイズ電力は下記のように計算し得る。
Figure 0007275421000002
ＩＦＢａｎｄｗｉｄｔｈについての典型的な値は、５ＭＨｚ又は１０ＭＨｚであり、正確なレーダー周波数プランニング、スキャンする最大ターゲット距離、ＦＭＣＷ周波数勾配などに依存する。Ｆｓの値はＩＦＢａｎｄｗｉｄｔｈよりも高く選択されるべきである。
次いで、制御モジュール２２８は、各受信チャネルのノイズ電力のノイズ電力スペクトル密度（ＰＳＤ）を計算する（７０８）。受信チャネルｉについてのノイズＰＳＤは下記のように計算し得、
NoisePSDi = 10×log10( NoisePoweri / IFBandwidth )
上式で、ＩＦＢａｎｄｗｉｄｔｈは中間周波数（ＩＦ）の帯域幅である。最終的に、制御モジュール２２８は、対応するノイズＰＳＤに基づいて各受信チャネルｉについてノイズ指数（ＮＦ）を計算し（７１０）、ノイズ指数をセーフティプロセッサに報告する（７１２）。受信チャネルｉについてのノイズ指数ＮＦｉは、下記のように計算し得る。
ＮＦｉ＝ＮｏｉｓｅＰＳＤｉ－Ｇａｉｎｉ
テストモードにおいて、図６、図７、及び図９の方法で用いられるようなシフタ３０４及び３１４は、ＬＯ ＲＦ周波数からのＩＦの周波数オフセットを有する受信チャネルへの入力としてテスト信号を生成するために、ＬＯ信号に対して周波数シフトＩＦを提供する。この周波数シフトがなければ、テスト信号の周波数は、受信チャネルにおけるミキサでのＬＯ周波数と同じになり、したがって、ＩＦＡ入力でのテスト信号を実質的に０Ｈｚに近づけることになる。レーダーＳＯＣのための典型的なＩＦＡ回路及びＡＤＣは、０Ｈｚ近くでは性能が低い、すなわち高ノイズであるが、例えば数ＭＨｚなどのより高い周波数でははるかに性能が高く、すなわち低ノイズである。ＩＦＡ及びＡＤＣにおける０Ｈｚ近くのノイズは、フリッカーノイズと称され得、典型的なＩＦＡ及びＡＤＣ回路におけるより高い周波数では影響は無視し得る。
また、レーダーＩＦＡ回路は、典型的に、高域フィルタ（ＨＰＦ）及び低域フィルタ又は有効帯域フィルタを含む。ＩＦＡにおけるＨＰＦは、０Ｈｚ、及び５００ｋＨｚ未満などの、非常に低いＩＦ周波数を減衰させる。したがって、テスト信号がこうした低い周波数を有する場合、ＡＤＣ入力及び出力は、非常に低い振幅のテスト信号、及び、同様の／近い周波数でテスト信号を破損する非常に大量のノイズを含む。ＡＤＣ出力でのテスト信号の低い振幅及びテスト信号のＩＦ周波数近くの高ノイズ電力は、上記性能パラメータの測定を実施困難かつ低精度にする可能性がある。ＬＯ信号の周波数をシフトするためにシフタ３０４、３１４を用いることで、ＩＦＡを通過するテスト信号が、０Ｈｚよりも大幅に高い周波数ＩＦを有することを保証する。したがって、ＡＤＣ入力及び出力は、テスト信号の著しい振幅、及び、同様の／近い周波数での比較的低いノイズ電力を含む。
図１０の方法において、シフタ３０４及び３１４は、マルチトーンの異なる非ゼロのＩＦ周波数で構成されるマルチトーンテスト信号の生成もイネーブルにする。
図８は、レーダーＳＯＣ１０２の送信チャネル２０４間の電力及び位相の不一致を判定するための方法のフローチャートである。この方法は、図４の例示の実施形態及び図５の例示の実施形態において実施され得る。この方法は、任意の適切な無線周波数で実施され得る。例えば、７７～８１ＧＨｚレーダーの場合、無線周波数（ＲＦ）は７７、７９、又は８１ＧＨｚであり得る。下記の説明において、例としてＲＦ＝８０ＧＨｚが用いられる。
図８に示されるように、受信チャネル２０２への送信チャネル２０４の１つからのループバックパスが、制御モジュール２２８によってイネーブルされる（８００）。図４の例示のＳＯＣ１０２において、ループバックパスは、選択された送信チャネルのＰＰＡ、シフタ、及びＰＡ、すなわち電力増幅器チェーンと、コンバイナ４０２、周波数シフタ４０４、及びスプリッタ３２０を含む。図５の例示のＳＯＣ１０２において、ループバックパスは、ＬＢコンバイナ５０２も含む。また、コンバイナ３１８を介するループバックパスはイネーブルされない。どちらの実施形態においても、他の送信チャネルはイネーブルされない。
また、制御モジュール２２８は、選択された送信チャネルからのループバックパスを通過する連続波（ＣＷ）テスト信号、例えば８０ＧＨｚ、を生成させる（８０２）。ＣＷテスト信号は、ＳＹＮＴＨ２３０からの局部発振器（ＬＯ）信号の周波数を８０ＧＨｚに設定すること、及び、選択された送信チャネルの電力増幅器チェーンにおけるシフタを、ＬＯ信号に０ＭＨｚの周波数を付加するようにプログラミングすることによって生成され得る。また、制御モジュール２２８は、テスト信号を中間周波数（ＩＦ）、例えば１ＭＨｚ、シフトするように周波数シフタ４０４を構成する（８０３）。
周波数シフトされたテスト信号は、受信チャネル２０２へとスプリッタ３２０を通過し、制御モジュール２２８は、１つの受信チャネルからデジタルデータ信号を収集する（８０４）。受信チャネルのうちの任意の１つが、データ収集のために選択され得る。いくつかの実施形態において、制御モジュール２２８は、受信チャネルにおけるＡＤＣの出力からテスト信号を収集する。他の実施形態において、制御モジュール２２８は、ＤＦＥ２２２の出力からテスト信号を収集する。データ収集は、周波数シフタ４０４の動作と同時に及び同期的に実施される。すなわち、データ収集は、周波数シフタ４０４がテスト信号における所望の周波数シフトを生じさせると同時に開始され、数マイクロ秒間継続する。
制御モジュール２２８は、テストデータ信号に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実施し、受信したテストデータ信号の振幅Ａｉ及び位相θｉ（ｉ＝１，・・・，２）を決定する（８０６）。振幅及び位相の決定については前述している。このプロセスにおいて、Ａｉ及びθｉは、所与のＲＦ周波数での送信チャネルｉ及び選択された受信チャネルの組み合わされた振幅及び位相応答である。また、制御モジュール２２８は、送信チャネルにおける電力検出器から電力データＰｉを受信する（８０８）。データ収集プロセス８００～８０８は、他の送信チャネルについて反復される（８０９）。
次いで、制御モジュール２２８は、送信チャネル間の電力不一致と、送信チャネル間の位相不一致という、性能パラメータを計算する（８１０）。これらのパラメータ値及び各送信チャネルの電力は、セーフティプロセッサ１０４に報告される（８１２）。２つの送信チャネルｉ及びｊの間の位相不一致は、下記のように計算し得る。
ＰｈａｓｅＭｉｓｍａｔｃｈｉ，ｊ＝θｉ－θｊ
２つの送信チャネルｉ及びｊの間の電力不一致は、下記のように計算し得る。
ＰｏｗｅｒＭｉｓｍａｔｃｈｉ，ｊ＝Ｐｉ－Ｐｊ
代替として、コンバイナを含むパスと選択された受信チャネル入力へのパスとが、送信チャネルをまたがって一致する場合、２つの送信チャネルｉ及びｊの間の電力不一致は、下記のように計算し得る。
ＰｏｗｅｒＭｉｓｍａｔｃｈｉ，ｊ＝Ａｉ－Ａｊ
この場合、測定されたＡＤＣ出力振幅は、様々なＰＡ出力での送信器電力不一致のみを表す。他の電力不一致式と比較して、この式は、電力測定値における如何なる誤差も電力検出器回路から除去する。
図８の方法においてテストモードで用いられる周波数シフタ４０４は、シフタ３０４、３１４について前述した目的と同様の目的を果たす。したがって、周波数シフタ４０４によって周波数シフトが実施されない場合、受信チャネル入力でのテスト信号は０Ｈｚに近くなり、ＩＦＡ及びＡＤＣにおけるフリッカーノイズによって破損され得る。また、テスト信号は受信チャネルのＩＦＡのＨＰＦによって減衰され、テスト信号に対応するＡＤＣ入力及び出力の振幅は低くなる。テスト信号の低振幅、及びテスト信号のＩＦ周波数近くの高ノイズ電力により、送信チャネルの利得及び位相不一致の測定は、実施困難及び低精度となり得る。
また、送信チャネルにおけるＰＡの後の周波数シフタ４０４は、付加的な目的を果たす。送信チャネルの利得及び位相の不一致を測定するために、図８の方法は、送信チャネルにおいてＰＡをイネーブルし、これがＬＯ信号の外部放出を生じさせる。この外部に放出されたＬＯ信号は、レーダーシステム、又はレーダーシステムが設置される車両のシャーシなど、レーダー周囲のオブジェクトによって反射される。これはまた、送信チャネルアンテナから受信チャネルアンテナへ電磁的に結合する。すべての反射及び結合に起因して受信チャネルで受信される信号全体を、外部信号と呼ぶことができる。外部信号の周波数は、ＬＯ信号のＲＦ周波数と同じである。周波数シフタ４０４によって周波数シフトが実施されない場合、受信チャネルＬＮＡで受信されるテスト信号も、ＬＯ信号と同じ周波数を有する。
外部信号及びテスト信号が同じ周波数を有する場合、ＡＤＣ出力を処理するときにこの２つを区別することはできない。したがって、テスト信号からの送信チャネルの利得及び位相の不一致などの測定は外部信号に起因して破損され得、測定はエラーになり得る。テスト信号が受信チャネルＬＮＡにわたる前に、ＰＡ出力信号に周波数シフトを付与することによって、周波数シフタ４０４は、ＬＮＡ入力での、及びしたがってＡＤＣ出力での、外部信号及びテスト信号の周波数が異なることを保証する。ＦＦＴ又は等価のデジタル信号処理を実施することによって、ＡＤＣ出力での２つの信号の周波数に差が与えられる場合、上記の方法は、推定値が外部信号によって破損されることなく、テスト信号からの送信チャネルの利得及び位相の不一致を正確に推定することができる。外部信号はＦＦＴ入力での０Ｈｚ信号に、したがってＦＦＴインデックス０に、対応する一方で、テスト信号は周波数ＩＦ及びＦＦＴインデックスに対応することになる。
図９は、レーダーＳＯＣ１０２の送信チャネル及び受信チャネルの各組み合わせについて、レーダーシステムノイズ指数を決定するための方法のフローチャートである。この方法は、図３の例示の実施形態及び図５の例示の実施形態において実施され得る。この方法において、このパラメータを測定するためにループバックパスを用いる代わりに、テスト信号が送信チャネルによって送信され、受信チャネル２０２はこのテスト信号を、レーダーシステムが搭載された車両のシャーシ又はレーダーシステムのシャーシなどの近隣の静的オブジェクトから反射されたものとして受信する。レーダーシステムノイズ指数は、受信された反射信号を破損する平均ノイズ電力である。ノイズ源は、レーダーシステムノイズ指数を測定する際に用いられる、受信チャネル及び送信チャネルの両方である。受信チャネルノイズは、所望のオブジェクト反射入力信号に直接付加される一方で、送信チャネルノイズは、主に、送信アンテナから受信アンテナへの電磁結合を介して、及び近隣の静的オブジェクトからの強力な反射を介して、入力信号を破損させる。
初期的に、図６の方法を参照して前述したように、受信チャネルの各々について利得が決定される（９００）。次いで、制御モジュール２２８は、選択された送信チャネルからのループバックパスをディセーブルにし（９０２）、送信チャネルからの信号がこのパスを介して受信チャネルに到達できないようにする。また、他の送信チャネルがイネーブルされない。また制御モジュール２２８は、選択された送信チャネルによって送信される連続波（ＣＷ）テスト信号、例えばＲＦ＝８０ＧＨｚ、を生成させる（９０３）。ＣＷテスト信号は、ＳＹＮＴＨ２３０からの局部発振器（ＬＯ）信号の周波数を８０ＧＨｚに設定すること、及び、選択された送信チャネルの電力増幅器チェーンにおけるシフタを、ＬＯ信号に０ＭＨｚの周波数を付加するようにプログラミングすることによって生成され得る。
受信チャネル２０２は、テスト信号を、近隣の静的オブジェクトから反射されるものとして受信する。制御モジュール２２８は、数マイクロ秒間、受信チャネルの各々からデジタルノイズデータを収集し（９０４）、対応するノイズデータに基づいて各受信チャネルのノイズ電力を計算する（９０６）。いくつかの実施形態において、制御モジュール２２８は、各受信チャネル２０２におけるＡＤＣの出力からノイズデータ信号を収集する。他の実施形態において、制御モジュール２２８は、ＤＦＥ２２２の出力からノイズデータ信号を収集する。受信チャネルｉについてのノイズ電力の計算については前述している。
次いで、制御モジュール２２８は、各受信チャネルのノイズ電力のノイズ電力スペクトル密度（ＰＳＤ）を計算する（９０８）。計算されたノイズ電力は、選択された送信チャネル及び受信チャネルによって導入されるノイズを含む。受信チャネルｉについてのノイズＰＳＤは下記のように計算することができ、
NoisePSDi=10×log10( NoisePoweri / IFBandwidth )
上式で、ＩＦＢａｎｄｗｉｄｔｈは中間周波数（ＩＦ）の帯域幅である。次いで、制御モジュール２２８は、対応するノイズＰＳＤに基づいて各受信チャネルについてレーダーシステムノイズ指数（ＲＳＮＦ）を計算する（９１０）。受信チャネルｉについてのレーダーシステムノイズ指数ＲＳＮＦｉは、下記のように計算し得る。
ＲＳＮＦｉ＝ＮｏｉｓｅＰＳＤｉ－Ｇａｉｎｉ
レーダーシステムノイズ指数計算９０２～９１０は、他の送信チャネルについて反復される（９１１）。最終的に、制御モジュール２２８は、各受信チャネル／送信チャネルペアについて計算されたレーダーシステムノイズ指数を、セーフティプロセッサに報告する（９１２）。
上記方法において、ＡＤＣサンプルの収集の間に用いられるＲＦ周波数は、実質的に一定であり、すなわち、通常のＦＭＣＷレーダー動作におけるようにランピングしない。したがって、様々な距離のオブジェクトからの反射に対応する受信信号は、すべて実質的に同じ周波数、すなわち、前述の「ＲＦ」と同じ周波数、を有する。典型的なＦＭＣＷレーダーにおける通常の動作の間、送信信号の周波数勾配は非ゼロであり、様々な距離にある周囲のオブジェクトからの反射に対応する受信信号は、ＲＦに等しい周波数にオブジェクトの距離に比例する周波数を加えた周波数を有する。ＡＤＣ出力のＦＦＴにおいて測定された電力は、レーダーシステムノイズに加えて反射された信号の電力を含み、これにより、反射された信号の電力とレーダーシステムノイズとの区別が困難となる。上記方法では、ゼロ勾配を伴う定数ＲＦを用いることで、様々な距離のオブジェクトからの反射を同じＲＦ周波数で発生させる。また、対応する信号は、受信チャネルにおける高域フィルタによって高度に減衰され、ＡＤＣの出力の測定された電力は、レーダーシステムノイズの電力と緊密に一致する。
図１０は、レーダーＳＯＣ１０２の受信チャネルの非線形性メトリクスを決定するための方法のフローチャートである。この方法は、図３の例示の実施形態及び図５の例示の実施形態において実施され得る。この方法は、任意の適切なＲＦ並びにＩＦ１及びＩＦ２周波数で実施され得る。例えば、７７～８１ＧＨｚレーダーの場合、ＲＦは７７、７９、又は８１ＧＨｚであり得、ＩＦ１及びＩＦ２周波数は、ＩＦ１＝２ＭＨｚ、ＩＦ２＝２．５ＭＨｚであり得る。この方法の説明では、例示の目的で、ＲＦ＝８０ＧＨｚ、ＩＦ１＝２ＭＨｚ、ＩＦ２＝２．５ＭＨｚが用いられる。いくつかの実施形態において、ＩＦ１及びＩＦ２周波数値は、ｍ×ＩＦ１＋ｎ×ＩＦ２となるように選択され、ここで、ｍは、＋／－１、＋／－２、＋／－３、・・・のうちの一つ又は複数であり、ｎは、＋／－１、＋／－２、＋／－３、・・・のうちの一つ又は複数であり、ｍ及びｎは、ＩＦ１又はＩＦ２の整数倍ではない。
理想的な受信チャネルは、単に受信信号の拡縮バージョンである、ＡＤＣ出力での信号を生成する。したがって、ＬＮＡ入力信号がｘである場合、ＡＤＣ出力信号はｋ×ｘであり、ここで周波数はＲＦからＩＦへとダウンシフトされる。こうした理想的な受信チャネルは、線形受信チャネルと呼ぶことができる。非理想的な、すなわち非線形の、受信チャネルは、ＡＤＣ出力でｋ×ｘ＋ｋ２×ｘ２＋ｋ３×ｘ３＋・・・を生成する。ＦＭＣＷレーダーシステムにおけるこの非線形性の影響は、ｋ×ｘ項に対応する実際のオブジェクト反射を検出する代わりに、ＦＭＣＷレーダー信号プロセッサが、不在オブジェクトが、ｋ２×ｘ２及びｋ３×ｘ３に対応する距離に存在するものと思いこみ、誤って検出してしまうことである。また、複数の反射が存在する場合、線形受信チャネルは、ＡＤＣ出力でｋ×ｘ１＋ｋ×ｘ２を生成する。しかし、非線形受信チャネルは、ｋ３１×ｘ１ ３×ｘ２ ２などの付加的な項を生成し、これによってＦＭＣＷレーダー信号プロセッサは、不在オブジェクトが、対応する距離に存在するものと誤って検出してしまう。この方法は、セーフティプロセッサが受信チャネルにおいて破損／障害を検出するために閾値と比較し得る、非線形性メトリクスを決定する。
提示された方法は、単一受信チャネルについての非線形性メトリクスの計算に対処する。この方法は、他の受信チャネルについての非線形性メトリクスを計算するために反復され得る。代替として、いくつかの実施形態において、非線形性メトリクスは、２トーンテスト信号の単一伝送に基づいてすべての受信チャネルについて計算され、すなわち、２トーンテストデータ信号が受信チャネルの各々から収集され、非線形性メトリクスが各受信チャネルについて計算される。
図１０に示されるように、初期的に制御モジュール２２８は、送信チャネル２０４から受信チャネル２０２へのテストパス（ループバックパス）を構成する（１０００）。図３の例示のＳＯＣ１０２において、送信チャネルのループバックパスは、送信チャネルのＰＰＡ及びシフタ、コンバイナ３１８、並びにスプリッタ３２０を含む。図５の例示のＳＯＣ１０２において、ループバックパスはＬＢコンバイナ５０２も含む。また、制御モジュール２２８は、一方の送信チャネルのシフタをＩＦ１周波数だけ周波数シフトさせ、他方の送信チャネルのシフタをＩＦ２周波数だけ周波数シフトさせる。
また、制御モジュール２２８は、送信チャネルのイネーブルされたテストパスを受信チャネル２０２へと通過する、８０ＧＨｚの２トーン連続波（ＣＷ）テスト信号を生成させる（１００２）。２トーンＣＷテスト信号は、ＳＹＮＴＨ２３０からの局部発振器（ＬＯ）信号の周波数を８０ＧＨｚに設定することで生成され得る。ＩＦ１周波数だけ周波数シフトするようにプログラミングされたシフタは、８０ＧＨｚ＋ＩＦ１の信号を伝搬し、ＩＦ２だけ周波数シフトするようにプログラミングされたシフタは、８０ＧＨｚ＋ＩＦ２の信号を伝搬し、したがって、選択された受信チャネルのＬＮＡ入力で２トーンテスト信号が提供される。
次いで、制御モジュール２２８は、受信チャネルのうちの１つからデジタルの２トーンテストデータ信号を収集する。いくつかの実施形態において、制御モジュール２２８は、受信チャネルにおけるＡＤＣの出力からテスト信号を収集する。他の実施形態において、制御モジュール２２８は、ＤＦＥ２２２の出力からテスト信号を収集する。
次いで、制御モジュール２２８は、受信した２トーンテストデータ信号に基づいて受信チャネルについて非線形性メトリクスを計算する（１００６）。非線形性メトリクスを計算するために、制御モジュールは、テストデータ信号のＦＦＴを実施し、周波数ＩＦ１、ＩＦ２、ｍ×ＩＦ１＋ｎ×ＩＦ２で、ＦＦＴ出力における２つのトーンの大きさＭ１、Ｍ２、Ｍｍｎを計算し、ここで、ｍは、＋／－１、＋／－２、＋／－３、・・・のうちの一つ又は複数であり、ｎは、＋／－１、＋／－２、＋／－３、・・・のうちの一つ又は複数である。このＦＦＴは下記のように実施され得る。説明を容易にするために、ＡＤＣデータのＮｓサンプルがサンプリングレートＦｓで収集され、例えば、Ｎｓ＝１０２４及びＦｓ＝１０．２４ＭＨｚ、並びに、ＦＦＴＯｕｔ［０，１，２，・・・，Ｎｓ－１］と称されるＮｓ ＦＦＴ出力複素サンプルを生成するために、ＮｓポイントＦＦＴが実施されることを想定する。周波数｛ＩＦ１，ＩＦ２，ｍ×ＩＦ１＋ｎ×ＩＦ２｝に対応する、ＦＦＴ出力サンプルインデックス｛ｉｎｄｘ１，ｉｎｄｘ２，ｉｎｄｘｍｎ｝は、｛ＩＦ１／Ｆｓ×Ｎｓ，ＩＦ２／Ｆｓ×Ｎｓ，（ｍ×ＩＦ１＋ｎ×ＩＦ２）／Ｆｓ×Ｎｓ｝によって与えられる。ＦＦＴＯｕｔ［ｉｎｄｘｉ］の値は、（Ｘ＋ｊＹ）で示される複素数である。この数の大きさＭは、Ｍ＝ｓｑｒｔ（Ｘ２＋Ｙ２）／Ｎｓによって与えられる。したがって、それぞれのインデックスｉｎｄｘ１、ｉｎｄｘ２、ｉｎｄｘｍｎに対応するＭ１、Ｍ２、及びＭｍｎの値を見つけることができる。
Ｍ１及びＭ２は、周波数ＲＦ＋ＩＦ１及びＲＦ＋ＩＦ２で受信チャネルに提供される２つのトーンｘ１及びｘ２に対応し、Ｍｍｎは、非線形受信チャネルによってつくられる相互変調積ｋｍｎ×ｘ１ｍ×ｘ２ｎに対応する。また、Ｍ１及びＭ２の値は有意である。また、理想的な受信チャネルは相互変調積を生じさせないため、理想的な受信器において、Ｍｍｎの値は０に近い。しかしながら、非線形受信チャネルにおいて、Ｍｍｎの値は、０でない可能性があり、Ｍ１及びＭ２よりも数桁小さい可能性がある。Ｍｍｎの値が小さいほど、受信チャネルはより良い性能を示す。
Ｍ１、Ｍ２、及びＭｍｎが与えられると、制御モジュール２２８は、これらの値をデシベルに変換するために、Ｍ１＿ｄＢ＝２０×ｌｏｇ１０（Ｍ１）、Ｍ２＿ｄＢ＝２０×ｌｏｇ１０（Ｍ２）、Ｍｍｎ＿ｄＢ＝２０×ｌｏｇ１０（Ｍｍｎ）を計算する。結果の変換された値を用いて、制御モジュール２２８は、非線形性メトリクス（ＮＭ）について値を計算し、これらのメトリクス値をセーフティプロセッサに報告する（１００８）。計算され得る２つの非線形性メトリクスの例は、下記の通りである。
ＮＭ１＝Ｍ１＿ｄＢ＋０．５×Ｍ２＿ｄＢ－０．５×Ｍ１２＿ｄＢ
ＮＭ２＝Ｍ１＿ｄＢ＋Ｍ２＿ｄＢ－Ｍ１１＿ｄＢ
他の非線形性メトリクスが、Ｍ１＿ｄＢ、Ｍ２＿ｄＢ、Ｍｍｎ＿ｄＢの重み付け和、又はＭ１、Ｍ２、Ｍｍｎの積として同様に計算され得る。Ｍｍｎの値がＭ１及びＭ２の値よりも著しく低い場合、ＮＭｉの値は高いため、ＮＭｉの低い値は、受信チャネルにおいて相互変調積が高いことを示す。
２つの異なる送信チャネルから２つのトーンｘ１及びｘ２を生成することによって、受信チャネル（組み合わされた信号ｋ１×ｘ１＋ｋ２×ｘ２上で動作する）によってつくられる相互変調積を、個々の送信チャネル（各々が、２つの信号ｘ１及びｘ２のうちの１つのみで動作する）における非線形性によって生じる任意の付加トーンと区別することができる。個々の送信チャネルにおける非線形性によって生じる付加トーンは、ｘ１２、ｘ１３、ｘ１４、・・・などの付加項、及び受信チャネルへの信号入力においてｘ２について相応の付加項を生じさせる。本方法は、相互変調積Ａｍｎの周波数がこれらの項の周波数と一致しないことを保証することによって、これらの項による当該の相互変調積Ａｍｎの破損を回避する。
図１０の方法は、説明を簡単にするために、２つの送信チャネル及び２トーンテスト信号を想定している。本方法は、２つより多くの送信チャネルを用い、各送信チャネルが、異なる周波数シフト、すなわち、ＩＦ１、ＩＦ２、ＩＦ３、・・・、を生成するようにプログラミングされるように拡張可能である。マルチトーンの相互変調積に対応するＦＦＴインデックスは、非線形性メトリクスを計算するために観察される。送信チャネルにおける非線形性を緩和するためにＩＦ１、ＩＦ２、ＩＦ３、・・・について選択される値は、ＩＦ１、ＩＦ２、ＩＦ３、・・・の倍数が、ｍ×ＩＦ１＋ｎ×ＩＦ２＋ｐ×ＩＦ３となる相互変調積の周波数と一致しないようにすべきであり、ここで、ｍ、ｎ、ｐは、整数０、＋／－１、＋／－２、・・・である。
図１０の方法の別の実施形態において、シフタ３０４及び３１４の出力は、異なるパスを介して受信チャネルのそれぞれのＬＮＡに達するように構成される。例えば、シフタ３０４の出力は、ＰＡ３０６がディセーブルの状態で、コンバイナ３１８及びＬＢコンバイナ５０２を介して受信チャネルのＬＮＡに達するように構成され得、シフタ３１４の出力は、ＰＡ３１６及び対応するアンテナを介して伝送されるように構成され得る。この後者の信号は、例えば、車両又はレーダーシャーシなどの、外部オブジェクトからの反射、及び／又は、送信アンテナから受信アンテナへの電磁結合を介して、受信チャネルのＬＮＡに達する。また、シフタ３１４のＩＦ周波数は、外部オブジェクトからの近隣の強力な反射、及び／又は、通常のＦＭＣＷレーダー動作の間に観察される電磁結合に対応する、周波数オフセットと同様に、例えば１０ＫＨｚにプログラミングされ、シフタ３０４のＩＦ周波数は、中反射強度及び中距離のオブジェクトに対応して、例えば数ＭＨｚにプログラミングされる。
この実施形態において、外部アンテナパスを介するトーンは、チップ内ループバックパスを介して実現可能なトーンよりもかなり高い振幅を有し、実際のレーダー動作の間の信号の強度をより良く模倣し得る。また、ＰＡのうちの１つのみがイネーブルされる場合、送信回路及びループバックパスによって生成されるいかなる望ましくない相互変調積の強度も低下し、そのため、受信チャネルによって生成される相互変調積の検出及び推定が向上する。
図１０の方法の別の実施形態において、シフタ３０４及び３１４の出力は、それぞれのＰＡ及びアンテナを介して伝送されるように構成可能である。伝送される信号は、例えば、車両又はレーダーシャーシなどの外部オブジェクトからの反射、及び／又は、送信アンテナから受信アンテナへの電磁結合を介して、受信チャネルのＬＮＡに達する。また、シフタ３１４のＩＦ周波数は、外部オブジェクトからの近隣の強力な反射、及び／又は、通常のＦＭＣＷレーダー動作の間に観察される電磁結合に対応する周波数オフセットと同様に、例えば１０ＫＨｚにプログラミングされ、シフタ３０４のＩＦ周波数は、中反射強度及び中距離のオブジェクトに対応して、例えば数ＭＨｚにプログラミングされる。また、ＰＡ３０６の出力電力は、ＬＮＡによって受信された反射信号の大きさが、外部オブジェクトからの近隣の強力な反射、及び／又は、通常のＦＭＣＷレーダー動作の間に観察される電磁結合のものと同様であるように、高く保たれ、ＰＡ３１６の出力電力は、ＬＮＡに達する反射信号の大きさが、中反射強度及び中距離のオブジェクトのものと同様であるように、高く保たれる。
本開示を限定数の実施形態に関して説明してきたが、本開示の範囲内で他の実施形態も考案可能である。
例えば、本明細書において、パラメータ値を決定するための信号の処理がレーダーＳＯＣ上の制御モジュールにおいて実施される実施形態を説明してきた。いくつかの実施形態において、信号処理の一部又はすべてが、例えば、処理ユニットによって又は外部ＭＣＵによって、ＳＯＣの外部で実施される。
別の例において、セーフティプロセッサがレーダーＳＯＣの外部にある実施形態を本明細書において説明してきた。いくつかの実施形態において、セーフティプロセッサは、レーダーＳＯＣの一部であり、例えば、ＳＯＣ上の制御プロセッサ又は別のプロセッサである。
別の例において、ＳＹＮＴＨによって出力されるＬＯ信号が送信チャネルにおけるＰＰＡに及び受信チャネルにおけるミキサに提供される実施形態を本明細書において説明してきた。いくつかの実施形態はＬＯ分散ネットワークを用いる。一般に、ＬＯ分散ネットワークは、ＬＯ信号を受信チャネルのミキサ及び送信チャネルのシフタに通信する、セルのツリーである。例えば、セルは、ワイヤ、又はＰＰＡなどの増幅器、又は周波数乗算器、又は周波数分配器であり得る。
別の例においてクロック乗算器が用いられる。いくつかの実施形態において、ＳＹＮＴＨは低周波数ではなくＬＯ周波数で動作するため、乗算器は不要である。
別の例において、伝送信号生成回路要素が無線周波数合成器を含むものと想定される実施形態を本明細書において説明してきた。いくつかの実施形態において、この回路要素は、オープンループ発振器（無線周波数発振器）に加えて、デジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）又は他の適切な伝送信号生成回路要素を含む。
別の例において、ノイズ電力スペクトル密度（ＰＳＤ）が計算される方法実施形態を本明細書において説明してきた。いくつかの実施形態において、ノイズＰＳＤを計算するための前述の式の代替が、ノイズＰＳＤを計算するために用いられる。任意の周波数帯域におけるノイズＰＳＤが、その周波数帯域に対応するＦＦＴ出力を用いて、及び、その周波数帯域の上限周波数と下限周波数における差を、前述の式における「ＩＦＢａｎｄｗｉｄｔｈ」として用いて計算され得る。これは、ノイズＰＳＤが、異なる周波数帯域において異なることが予測されるときに有用である。
別の例において、受信チャネルｉについてのノイズ指数ＮＦｉが受信チャネルの利得に関して計算される方法実施形態を本明細書において説明してきた。いくつかの実施形態において、ノイズ指数は、受信チャネルにおける利得に関係なく決定され、すなわち、下記の通りである。
ＮＦｉ＝ＮｏｉｓｅＰＳＤｉ
別の例において、受信チャネルｉについてのレーダーシステムノイズ指数ＲＳＮＦｉが受信チャネルの利得に関して計算される方法実施形態を本明細書において説明してきた。いくつかの実施形態において、レーダーシステムノイズ指数は、受信チャネルにおける利得に関係なく決定され、すなわち、下記の通りである。
ＲＳＮＦｉ＝ＮｏｉｓｅＰＳＤｉ
別の例において、例示のＦＭＣＷレーダーＳＯＣを参照して、実施形態を本明細書において説明してきた。いくつかの実施形態は、一定周波数、ステップ周波数、及び三角周波数レーダーなどの、他のタイプのレーダーについてのものである。
別の例において、レーダーＳＯＣは、性能パラメータのうちの一つ又は複数を監視するために、テストモードで周期的及び自動的に動作する。そのような実施形態のいくつかにおいて、レーダーＳＯＣは、チャープのフレームを送信及び受信するために、固定された時間期間、通常モードで動作し得る。フレーム間の時間期間の間、レーダーＳＯＣは、性能パラメータのうちの一つ又は複数を監視するためにテストモードで自動的に動作する。例えば、通常モードでの動作が１００マイクロ秒間発生し得、テストモードでの動作が８０マイクロ秒間発生し得、５００マイクロ秒ごとに１回繰り返される。別の例において、持続時間は、それぞれ、５ミリ秒、３ミリ秒、及び４０ミリ秒であり得る。
別の例において、複数の送信チャネルが存在することを想定する実施形態を本明細書において説明してきた。いくつかの実施形態は、単一送信チャネルを有するか、又は１つの送信チャネルのみを使用する。こうした実施形態において、コンバイナは存在してもよく、又は存在しなくてもよい。コンバイナが単一送信チャネルに結合される場合、コンバイナの出力信号はコンバイナの入力信号である。こうした実施形態において、受信チャネル利得、受信チャネル位相、受信チャネル間の利得及び位相不一致、受信チャネルノイズ指数、及びレーダーシステムノイズ指数などの、一つ又は複数の性能パラメータが計算され得る。
別の例において、複数の受信チャネルが存在することを想定する実施形態を本明細書において説明してきた。いくつかの実施形態は、単一受信チャネルを有するか、又は１つの受信チャネルのみを用いる。こうした実施形態において、スプリッタは存在してもよく、又は存在しなくてもよい。スプリッタが存在する場合、スプリッタ出力は単一受信チャネルにのみ結合される。こうした実施形態において、送信チャネル利得、送信チャネル位相、送信チャネル間の利得及び位相不一致、送信チャネルノイズ指数、及びレーダーシステムノイズ指数などの、一つ又は複数の性能パラメータが計算可能である。
別の例において、すべての受信チャネルがスプリッタに結合され、すべての送信チャネルは少なくとも１つのコンバイナに結合される実施形態を本明細書において説明してきた。いくつかの実施形態において、受信チャネルのサブセットがスプリッタに結合され、及び／又は、送信チャネルのサブセットが少なくとも１つのコンバイナに結合される。こうした実施形態において、性能パラメータを決定するために説明した方法の一つ又は複数が実施され得る。
方法ステップは、本明細書において順次提示及び説明され得るが、本明細書において図示され説明されるステップのうちの一つ又は複数が、同時に実施され得、組み合わされ得、及び／又は、本明細書において図示される及び／又は説明される順とは異なる順で実施され得る。したがって、実施形態は、本明細書において図示される及び／又は説明されるステップの特定の順に限定されない。
レーダーシステムにおける構成要素は、異なる名称で呼ばれ得、及び／又は、説明した機能性を逸脱することなく、本明細書に示されない様式で組み合わされ得る。「結合」という用語及びその派生語は、間接的、直接、光学的、及び／又はワイヤレスの、電気接続を意味するものと意図される。例えば、第１のデバイスが第２のデバイスに結合する場合、その接続は、直接電気接続を介する、他のデバイス及び接続を介した間接的電気接続を介する、光学的電気接続を介する、及び／又は、ワイヤレス電気接続を介することが可能である。
特許請求の範囲内で、説明した実施形態における改変が可能であり、他の実施形態が可能である。

Claims (15)

  1. レーダーシステムオンチップ（ＳＯＣ）であって、
    複数の受信チャネルであって、各々が、それぞれのアンテナに結合されるように構成される入力を有する増幅器を含む、前記複数の受信チャネルと、
    複数の送信チャネルと、
    前記複数の送信チャネルに結合され、前記レーダーシステムオンチップ（ＳＯＣ）がテストモードで動作するときに信号を生成するように動作可能である伝送生成回路要素と、
    前記複数の送信チャネルを前記複数の受信チャネルに結合するループバック経路であって、
    コンバイナであって、各々が前記複数の送信チャネルのそれぞれの送信チャネルに結合される１組の入力と、出力とを有する、前記コンバイナと、
    スプリッタであって、前記コンバイナの出力に結合される入力と、各々が前記複数の受信チャネルのそれぞれの受信チャネルの増幅器の入力に結合される１組の出力とを含む、前記スプリッタと、
    を含む、前記ループバック経路と、
    を含む、レーダーシステムオンチップ（ＳＯＣ）。
  2. 請求項１に記載のレーダーシステムオンチップ（ＳＯＣ）であって、
    前記複数の送信チャネルの各送信チャネルが、前記信号を受信するために前記伝送生成回路要素に結合されるプログラマブルシフタを含み、前記プログラマブルシフタが、テスト信号を生成するために前記信号に非ゼロの周波数を付加するように動作可能であり、
    前記コンバイナの１組の入力の各入力が、前記プログラマブルシフタによって出力される前記テスト信号を受信するために前記複数の送信チャネルのそれぞれの送信チャネルのプログラマブルシフタの出力に結合される、レーダーシステムオンチップ（ＳＯＣ）。
  3. 請求項２に記載のレーダーシステムオンチップ（ＳＯＣ）であって、
    前記複数の受信チャネルの受信チャネルにおいて受信されるテスト信号が、前記受信チャネルの利得と前記受信チャネルの位相とで構成されるグループから選択される少なくとも１つを計算するために用いられる、レーダーシステムオンチップ（ＳＯＣ）。
  4. 請求項３に記載のレーダーシステムオンチップ（ＳＯＣ）であって、
    前記複数の受信チャネルの各受信チャネルにおいて受信されるテスト信号が、受信チャネルのペアの間の利得不一致と受信チャネルのペアの間の位相不一致とで構成されるグループから選択される少なくとも１つを計算するために用いられる、レーダーシステムオンチップ（ＳＯＣ）。
  5. 請求項１に記載のレーダーシステムオンチップ（ＳＯＣ）であって、
    前記複数の受信チャネルの各受信チャネルからノイズデータ信号が収集され、各受信チャネルにおける前記ノイズデータ信号が、前記受信チャネルについてノイズ指数を計算するために用いられる、レーダーシステムオンチップ（ＳＯＣ）。
  6. 請求項１に記載のレーダーシステムオンチップ（ＳＯＣ）であって、
    前記信号に基づくテスト信号が前記複数の送信チャネルの送信チャネルによって送信され、
    前記複数の受信チャネルの各受信チャネルによって受信される反射テスト信号が、前記受信チャネルと前記送信チャネルとの組み合わせについてレーダーシステムノイズ指数を計算するために用いられる、レーダーシステムオンチップ（ＳＯＣ）。
  7. システムであって、
    複数の受信チャネルであって、各々がそれぞれのアンテナに結合されるように構成される入力を有する増幅器を含む、前記複数の受信チャネルと、
    複数の送信チャネルと、
    前記複数の送信チャネルを前記複数の受信チャネルに結合するループバック経路であって、
    各々が前記複数の送信チャネルのそれぞれの送信チャネルに結合される１組の入力と、出力とを有するコンバイナと、
    前記コンバイナの出力に結合される入力と、各々が前記複数の受信チャネルのそれぞれの受信チャネルの増幅器の入力に結合される１組の出力とを有するスプリッタと、
    を含む、前記ループバック経路と、
    を含む、システム。
  8. 請求項７に記載のシステムであって、
    前記ループバック経路が、前記コンバイナを前記スプリッタに結合する周波数シフタであって、前記コンバイナの出力に結合される入力と前記スプリッタの入力に結合さる出力とを有する、前記周波数シフタを更に含む、システム。
  9. 請求項７に記載のシステムであって、
    前記複数の送信チャネルの各送信チャネルが、それぞれのアンテナに結合されるように構成される出力を有する電力増幅器を含み、
    前記コンバイナの１組の入力の各入力が、前記複数の送信チャネルのそれぞれの送信チャネルの電力増幅器の出力に結合される、システム。
  10. 請求項７に記載のシステムであって、
    前記複数の送信チャネルの各送信チャネルが、
    入力と、それぞれのアンテナに結合されるように構成される出力とを含む電力増幅器と、
    前記電力増幅器の入力に結合される出力を有するシフタと、
    を含み、
    前記コンバイナの１組の入力の各入力が、前記複数の送信チャネルのそれぞれの送信チャネルのシフタの出力に結合される、システム。
  11. 請求項７に記載のシステムであって、
    前記複数の受信チャネルの各受信チャネルが、前記スプリッタの１組の出力の或る出力と前記それぞれの受信チャネルの増幅器の入力とに結合される電力検出器を更に含む、システム。
  12. 請求項７に記載のシステムであって、
    前記複数の送信チャネルがテスト信号を作るように構成され、
    前記複数の受信チャネルの各受信チャネルが、前記ループバック経路を介して前記テスト信号に基づいたループバックテスト信号と、前記それぞれのアンテナを介して前記テスト信号に基づいた反射テスト信号とを受信するように構成され、
    前記システムが、前記ループバックテスト信号と前記反射テスト信号とに基づいて前記複数の受信チャネルのパラメータを決定するように構成される、システム。
  13. 請求項１２に記載のシステムであって、
    前記パラメータが、前記複数の受信チャネルの或る受信チャネルの利得と前記複数の受信チャネルの或る受信チャネルの位相とから構成されるグループから選択される、システム。
  14. 請求項１２に記載のシステムであって、
    前記パラメータが、前記複数の受信チャネルのサブセットの間の利得不均衡と前記受信チャネルのサブセットの間の位相不均衡とから構成されるグループから選択される、システム。
  15. 請求項７に記載のシステムであって、
    前記複数の送信チャネルがテスト信号を作るように構成され、
    前記複数の受信チャネルの各受信チャネルが、それぞれのアンテナを介して前記テスト信号に基づいて反射テスト信号を受信するように構成され、
    前記システムが、前記複数の受信チャネルの或る受信チャネルに対するノイズ測定基準を決定するように構成される、システム。
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