JP2019205293A - 車載用電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電圧変換部の一方側に存在する容量成分に対してプリチャージ動作を行うことができ、プリチャージ動作時の電流を制御し得る構成をより簡易に実現する。【解決手段】車載用電源装置１は、保護用スイッチング素子Ｔ３のオンオフ動作に応じて入力側導電路２２Ａに印加された電圧を降圧して出力側導電路２２Ｂに出力電圧を印加するように第２の電圧変換動作を行う充電回路部５０が構成される。制御部３０は、所定のプリチャージ条件の成立に応じて、充電回路部５０の保護用スイッチング素子Ｔ３に対してオン信号とオフ信号とが交互に切り替わる第２制御信号を出力する。【選択図】図１

Description

本発明は、車載用電源装置に関するものである。

車載用の電源システムでは、車両システムの停止時（例えば、ＩＧオフ時）などにおいて電源（バッテリ等）をコンタクタによって他のコンポーネントと電気的に切り離して待機することがある。この種の構成では、コンタクタをオン動作させる際に、待機時に電源から切り離された容量成分（例えば、負荷の容量成分）に突入電流が流れ込み、コンタクタの破損等を生じさせる虞がある。

特開２０１７−１８４３３３号公報

このような問題を解決するために、特許文献１では、抵抗とスイッチとが直列に接続された回路を複数並列接続する形で複数の分流回路を設け、段階的に充電電流を流すようにしている。しかし、この特許文献１の構成では、大容量の容量成分が存在する場合に、並列数を増やす必要があり、回路構成が大型化してしまうという問題がある。

本発明は上述した課題の少なくとも一つを解決するためになされたものであり、電圧変換部の一方側に存在する容量成分に対してプリチャージ動作を行うことができ、プリチャージ動作時の電流を制御し得る構成をより簡易に実現することを目的とする。

本発明の第１態様の車載用電源装置は、
第１電源部からの電力供給経路となる第１導電路に印加された電圧を変換し、第２電源部側に配置される第２導電路に出力電圧を印加する電圧変換動作を少なくとも行う車載用電源装置であって、
オン信号とオフ信号とが交互に切り替えられる第１制御信号が与えられることに応じてオンオフ動作する駆動用スイッチング素子を備え、前記駆動用スイッチング素子のオンオフ動作により前記第１導電路に印加された電圧を昇圧又は降圧して前記第２導電路に印加する電圧変換動作を行う電圧変換部と、
前記第２導電路に設けられ、オン動作時に前記第２導電路における前記第２電源部側から前記電圧変換部側への電流の流れ込みを許容し、オフ動作時に前記第２電源部側から前記電圧変換部側への電流の流れ込みを遮断する保護用スイッチング素子と、
前記第２導電路における前記電圧変換部と前記保護用スイッチング素子との間において前記保護用スイッチング素子に対して直列に設けられる第２インダクタと、
一端が前記第２導電路における前記第２インダクタと前記保護用スイッチング素子との間に電気的に接続され、他端がグラウンド部に電気的に接続されるダイオード又はスイッチング素子からなる半導体素子部と、
少なくとも前記駆動用スイッチング素子に対して前記第１制御信号を出力する制御部と、
を備え、
前記保護用スイッチング素子と前記第２インダクタと前記半導体素子部とを備え、前記第２導電路において、前記電圧変換部側を出力側導電路とし、前記電圧変換部側とは反対側を入力側導電路とし、前記保護用スイッチング素子のオンオフ動作に応じて前記入力側導電路に印加された電圧を降圧して出力側導電路に出力電圧を印加する第２の電圧変換動作を行う充電回路部が構成され、
前記制御部は、所定のプリチャージ条件の成立に応じて、前記充電回路部の前記保護用スイッチング素子に対してオン信号とオフ信号とが交互に切り替わる第２制御信号を出力する。

本発明の第１態様の車載用電源装置は、所定のプリチャージ条件の成立に応じて制御部が充電回路部に対して第２制御信号を与えることで、充電回路部は、第１導電路側へ充電電流を供給するように動作する。よって、所定のプリチャージ条件が成立した場合に、第１導電路側の容量成分を充電することが可能となる。しかも、スイッチ部のオンオフ動作によって充電電流を制御することができるため、プリチャージ動作時の電流を制御し得る構成をより簡易に実現し得る。

実施例１の車載用電源装置を備えた車載用電源システムを概略的に例示する回路図である。 実施例１の車載用電源装置におけるプリチャージ動作前、プリチャージ動作中、プリチャージ動作後における動作モード、プリチャージ動作状態、高圧側電圧、コンタクタ状態、保護用スイッチング素子Ｔ３に対する制御、駆動用スイッチング素子Ｔ１，Ｔ２に対する制御、短絡保護用スイッチング素子Ｔ４の状態の変化を例示するタイミングチャートである。 他の実施例の制御方法を説明する説明図である。

本発明の望ましい形態を以下に例示する。但し、本発明は以下の構成に限定されない。

第１態様の車載用電源装置は、第１導電路の電圧値を検出する電圧検出部を備えていてもよい。そして、制御部は、プリチャージ条件の成立に応じて充電回路部の保護用スイッチング素子に第２制御信号を出力した後、電圧検出部によって検出される第１導電路の電圧値が所定値に達した場合に、第２導電路に印加された電圧を昇圧して第１導電路に印加する昇圧動作を電圧変換部に行わせる構成であってもよい。
この構成によれば、第１導電路側の容量成分に対してプリチャージ動作を行う場合に、降圧充電を行った後に昇圧充電を行うことができるようになり、容量成分の充電電圧を第２導電路の電圧よりも高い電圧まで高めることができる。

第１態様の車載用電源装置において、制御部は、第１導電路を流れる電流の値を所定の目標電流値とするように第２制御信号のデューティを制御する構成であってもよい。
このようにすれば、プリチャージ動作時に、第１導電路の電流を所望の値に制御しながら容量成分を充電することが可能となる。

＜実施例１＞
以下、本発明を具体化した実施例１について説明する。
図１で示す車載用の電源システム１００は、車載用の電源部として構成される第１電源部９１及び第２電源部９２と、車載用電源装置１（以下、単に電源装置１ともいう）とを備え、車両に搭載された図示しない負荷（例えば、第１導電路２１や第２導電路２２に電気的に接続された負荷）等に電力を供給し得るシステムとして構成されている。負荷は、車載用電気部品であり、その種類や数は限定されない。

第１電源部９１は、例えば、リチウムイオン電池、或いは電気二重層キャパシタ等の蓄電手段によって構成され、第１の所定電圧を発生させるものである。例えば、第１電源部９１の高電位側の端子は所定電圧（例えば、２４Ｖ、或いは４８Ｖなど）に保たれ、低電位側の端子はグラウンド電位（０Ｖ）に保たれている。第１電源部９１の高電位側の端子は、車両内に設けられた配線部８１に電気的に接続されており、第１電源部９１は、配線部８１に対して所定電圧を印加する。第１電源部９１の低電位側の端子は、車両内のグラウンド部として構成される基準導電路８３に電気的に接続されている。配線部８１は、電源装置１の入力側端子ＭＶに接続されており、入力側端子ＭＶを介して第１導電路２１と電気的に接続されている。

第２電源部９２は、例えば、鉛蓄電池等の蓄電手段によって構成され、第１電源部９１で発生する第１の所定電圧よりも低い第２の所定電圧を発生させるものである。例えば、第２電源部９２の高電位側の端子は１２Ｖに保たれ、低電位側の端子はグラウンド電位（０Ｖ）に保たれている。第２電源部９２の高電位側の端子は、車両内に設けられた配線部８２に電気的に接続されており、第２電源部９２は、配線部８２に対して所定電圧を印加する。第２電源部９２の低電位側の端子は基準導電路８３に電気的に接続されている。配線部８２は、電源装置１の出力側端子ＬＶに接続されており、出力側端子ＬＶを介して第２導電路２２と電気的に接続されている。

基準導電路８３は、車両のグラウンドとして構成され、一定のグラウンド電位（０Ｖ）に保たれている。この基準導電路８３には、第１電源部９１の低電位側の端子と第２電源部９２の低電位側の端子とが電気的に接続され、更に、電源装置１のグラウンド部が図示しないグラウンド端子を介して電気的に接続されている。

電源装置１は、車両内に搭載されて使用される車載用の昇降圧型ＤＣＤＣコンバータとして構成されている。電源装置１は、主として、第１導電路２１、第２導電路２２、第３導電路２３、電圧変換部１０、制御部３０、電圧検出部４１，４２、電流検出部４３，４４、充電回路部５０、保護用スイッチング素子Ｔ３，Ｔ４、入力側端子ＭＶ、出力側端子ＬＶ等を備える。

第１導電路２１は、第１電源部９１からの電力供給経路となる導電路であり、相対的に高い電圧が印加される一次側（高圧側）の電源ラインとして構成されている。第１導電路２１は、配線部８１の一端側に電気的に接続され、コンタクタＣＴがオン状態のときに配線部８１を介して第１電源部９１の高電位側の端子に電気的に接続されるとともに、第１電源部９１から所定の直流電圧が印加される構成をなす。図１の構成では、第１導電路２１の端部に入力側端子ＭＶが設けられ、この入力側端子ＭＶに配線部８１が電気的に接続されている。

第２導電路２２は、電圧変換部１０よりも第２電源部９２側に配置される導電路であり、相対的に低い電圧が印加される二次側（低圧側）の電源ラインとして構成されている。第２導電路２２は、配線部８２に電気的に接続され、配線部８２を介して第２電源部９２の高電位側の端子に電気的に接続されるとともに、第２電源部９２から第１電源部９１の出力電圧よりも小さい直流電圧が印加される構成をなす。図１の構成では、第２導電路２２の端部に出力側端子ＬＶが設けられ、この出力側端子ＬＶに配線部８２が電気的に接続されている。

電圧変換部１０は、第１導電路２１と第２導電路２２との間に設けられ、第１導電路２１に電気的に接続された半導体スイッチング素子として構成されるハイサイド側の駆動用スイッチング素子Ｔ１（以下、単にスイッチング素子Ｔ１ともいう）と、第１導電路２１と第３導電路２３（第１導電路２１の電位よりも低い所定の基準電位に保たれる導電路）との間に電気的に接続された半導体スイッチング素子として構成されるローサイド側の駆動用スイッチング素子Ｔ２（以下、単にスイッチング素子Ｔ２ともいう）と、スイッチング素子Ｔ１及びスイッチング素子Ｔ２と第２導電路２２との間に電気的に接続された第１インダクタＬ１とを備える。電圧変換部１０は、スイッチング方式の降圧型ＤＣＤＣコンバータの要部をなし、スイッチング素子Ｔ１のオンオフ動作の切り替えによって第１導電路２１に印加された電圧を降圧して第２導電路２２に出力する降圧動作を行い得る。また、電圧変換部１０は、スイッチング素子Ｔ２のオンオフ動作の切り替えによって第２導電路２２に印加された電圧を昇圧して第１導電路２１に出力する降圧動作を行い得る。

電圧変換部１０において、第１導電路２１と第３導電路２３との間にはコンデンサＣ２が設けられ、第２導電路２２と第３導電路２３との間にはコンデンサＣ３が設けられている。

コンデンサＣ２は、第１導電路２１におけるスイッチング素子Ｔ４とスイッチング素子Ｔ１との間の部位に一端が電気的に接続され、他端は、第３導電路２３に電気的に接続されている。コンデンサＣ２は、電圧変換部１０における第１導電路２１側の平滑コンデンサであり、電圧変換部１０が降圧動作を行う場合には、電圧変換部１０（ＤＣＤＣコンバータ）の入力コンデンサとして機能し、電圧変換部１０が昇圧動作を行う場合には電圧変換部１０（ＤＣＤＣコンバータ）の出力コンデンサとして機能する。

コンデンサＣ３は、第２導電路２２における第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２との間の部位に一端が電気的に接続され、他端は、第３導電路２３に電気的に接続されている。コンデンサＣ３は、電圧変換部１０における第２導電路２２側の平滑コンデンサであり、電圧変換部１０が降圧動作を行う場合には、電圧変換部１０（ＤＣＤＣコンバータ）の出力コンデンサとして機能し、電圧変換部１０が昇圧動作を行う場合には電圧変換部（ＤＣＤＣコンバータ）の入力コンデンサとして機能する。

スイッチング素子Ｔ１及びスイッチング素子Ｔ２のいずれも、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成され、ハイサイド側のスイッチング素子Ｔ１のドレインには、第１導電路２１の一端が接続されている。スイッチング素子Ｔ１のドレインは、コンデンサＣ２の一方側の電極に電気的に接続されるとともに第１導電路２１及び配線部８１を介して第１電源部９１の高電位側端子にも電気的に接続され得る構成であり、これらとの間で導通し得る。また、スイッチング素子Ｔ１のソースには、ローサイド側のスイッチング素子Ｔ２のドレイン及びインダクタＬ１の一端が電気的に接続され、これらとの間で導通し得る。スイッチング素子Ｔ１のゲートには、制御部３０からの駆動信号及び非駆動信号（具体的にはＰＷＭ信号）が入力されるようになっており、制御部３０からの信号に応じてスイッチング素子Ｔ１がオン状態とオフ状態とに切り替わるようになっている。

ローサイド側のスイッチング素子Ｔ２のソースには、第３導電路２３が接続されている。第３導電路２３は、車両内の基準導電路８３（グラウンド部）に電気的に接続された導電路であり、基準導電路８３の電位（０Ｖ）と同程度の電位に保たれてグラウンドとして機能する。この第３導電路２３には、コンデンサＣ２，Ｃ３のそれぞれの他方側の電極が電気的に接続されている。ローサイド側のスイッチング素子Ｔ２のゲートにも、制御部３０からの駆動信号及び非駆動信号が入力されるようになっており、制御部３０からの信号に応じてスイッチング素子Ｔ２がオン状態とオフ状態とに切り替わるようになっている。

インダクタＬ１は、スイッチング素子Ｔ１とスイッチング素子Ｔ２との間の接続部に一端が接続され、その一端はスイッチング素子Ｔ１のソース及びスイッチング素子Ｔ２のドレインに電気的に接続されている。インダクタＬ１の他端は、第２導電路２２（具体的には、第２導電路２２において、第２インダクタＬ２よりも電圧変換部１０側の部分）に接続されている。

電流検出部４３は、抵抗部Ｒ１及び差動増幅器４３Ｂを有し、第１導電路２１を流れる電流を示す値（具体的には、第１導電路２１を流れる電流の値に応じたアナログ電圧）を出力する。第１導電路２１を流れる電流によって抵抗部Ｒ１に生じた電圧降下は、差動増幅器４３Ｂで増幅されてその電流に応じた検出電圧（アナログ電圧）となり、制御部３０に入力される。そして、この検出電圧（アナログ電圧）は、制御部３０に設けられた図示しないＡ／Ｄ変換器によってデジタル値に変換される。

電流検出部４４は、抵抗部Ｒ２及び差動増幅器４４Ｂを有し、第２導電路２２を流れる電流を示す値（具体的には、第２導電路２２を流れる電流の値に応じたアナログ電圧）を出力する。第２導電路２２を流れる電流によって抵抗部Ｒ２に生じた電圧降下は、差動増幅器４４Ｂで増幅されてその電流に応じた検出電圧（アナログ電圧）となり、制御部３０に入力される。そして、この検出電圧（アナログ電圧）は、制御部３０に設けられた図示しないＡ／Ｄ変換器によってデジタル値に変換される。

電圧検出部４１は、第１導電路２１に接続されるとともに第１導電路２１の電圧に応じた値を制御部３０に入力する構成をなす。電圧検出部４１は、第１導電路２１の電圧を示す値（第１導電路２１の電位と基準導電路８３の電位との電位差を特定する値）を制御部３０に入力し得る公知の電圧検出回路であればよく、図１の例では、第１導電路２１の所定位置の電圧値を制御部３０に入力する導電路として構成されているが、第１導電路２１の電圧を分圧して制御部３０に入力するような分圧回路として構成されていてもよい。同様に、電圧検出部４２は、第２導電路２２に接続されるとともに第２導電路２２の電圧に応じた値（第２導電路２２の電位と基準導電路８３の電位との電位差を特定する値）を制御部３０に入力する構成をなす。電圧検出部４２は、第２導電路２２の電圧を示す値を制御部３０に入力し得る公知の電圧検出回路であればよく、図１の例では、第２導電路２２の所定位置の電圧値を制御部３０に入力する導電路として構成されているが、第２導電路２２の電圧を分圧して制御部３０に入力するような分圧回路として構成されていてもよい。

保護用スイッチング素子Ｔ４は、第１導電路２１に介在し、第１導電路２１における第１電源部９１側から電圧変換部１０側へ電流を流すことを遮断するオフ状態とその遮断を解除するオン状態とに切り替わる構成となっている。

保護用スイッチング素子Ｔ３（以下、単にスイッチング素子Ｔ３ともいう）は、逆流防止用のスイッチング素子として機能し、第２導電路２２に介在し、第２導電路２２における第２電源部９２側から電圧変換部１０側へ電流を流すことを遮断するオフ状態とその遮断を解除するオン状態とに切り替わる構成となっている。このように、第２導電路２２に設けられた保護用スイッチング素子Ｔ３は、、オン動作時に第２導電路２２における第２電源部９２側から電圧変換部１０側への電流の流れ込みを許容し、オフ動作時には、第２電源部９２側から電圧変換部１０側への電流の流れ込みを遮断する。

第２インダクタＬ２は、フィルタ用のインダクタであり、公知のコイルとして構成されており、保護用スイッチング素子Ｔ３に対して直列に設けられている。第２インダクタＬ２は、例えば、第１インダクタＬ１よりもインダクタンスが小さいものであり、一端が第１インダクタＬ１及びコンデンサＣ３に電気的に接続されている。

コンデンサＣ１は、第１導電路２１側のノイズ除去用のコンデンサであり、一端が電流検出用の抵抗部Ｒ１と端子ＭＶとの間に電気的に接続され、他端が第３導電路２３（グラウンド部）に電気的に接続されている。

コンデンサＣ４は、第２導電路２２側のノイズ除去用のコンデンサであり、一端が電流検出用の抵抗部Ｒ２と端子ＬＶとの間（具体的には、スイッチング素子Ｔ３と端子ＬＶとの間）に電気的に接続され、他端が第３導電路２３（グラウンド部）に電気的に接続されている。

充電回路部５０は、上述の保護用スイッチング素子Ｔ３及び第２インダクタＬ２と、半導体素子部としてのスイッチング素子Ｔ６とを備えた形で構成される。スイッチング素子Ｔ６は、例えば、Ｎチャネル型のＦＥＴとして構成されており、第２インダクタＬ２とスイッチング素子Ｔ３との間（具体的には、第２インダクタＬ２と抵抗部Ｒ２との間）にドレインが電気的に接続され、ソースが第３導電路２３（グラウンド部）に電気的に接続されている。充電回路部５０は、第２インダクタＬ２（フィルタコイル）がチョークコイルとして機能し、保護用スイッチング素子Ｔ３がハイサイド側スイッチング素子として機能し、スイッチング素子Ｔ６がローサイド側スイッチング素子として機能する。なお、充電回路部５０の動作は後述する。

制御部３０は、例えば制御回路と駆動部とを備える。制御回路は、例えば、マイクロコンピュータとして構成され、様々な演算処理を行うＣＰＵ、プログラム等の情報を記憶するＲＯＭ、一時的に発生した情報を記憶するＲＡＭ、入力されたアナログ電圧をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器等を備える。Ａ／Ｄ変換器には、電圧検出部４１，４２からの各検出信号（検出電圧に対応したアナログ電圧信号）や、電流検出部４３，４４からの検出信号（検出電流に対応したアナログ電圧信号）が与えられる。

制御部３０は、電圧変換部１０に降圧動作を行わせる場合、例えば、電圧検出部４２によって検出される電圧値（第２導電路２２に印加される電圧の値）と予め定められた目標電圧値との偏差に基づいて公知のフィードバック演算方式（公知のＰＩ演算方式や公知のＰＩＤ演算方式など）でデューティを算出するフィードバック演算を周期的に繰り返し、デューティを算出する毎に、新たなデューティでＰＷＭ信号を出力する。そして、そのＰＷＭ信号（第１制御信号）をスイッチング素子Ｔ１に与えるとともに、スイッチング素子Ｔ１に与えるＰＷＭ信号と相補的なＰＷＭ信号をデッドタイムを設定しつつスイッチング素子Ｔ２に与える。また、電圧変換部１０に昇圧動作を行わせる場合、電圧検出部４１によって検出される電圧値（第１導電路２１に印加される電圧の値）と予め定められた目標電圧値との偏差に基づいて公知のフィードバック演算方式（公知のＰＩ演算方式や公知のＰＩＤ演算方式など）でデューティを算出するフィードバック演算を周期的に繰り返し、デューティを算出する毎に、新たなデューティでＰＷＭ信号を出力する。そして、そのＰＷＭ信号をスイッチング素子Ｔ２に与えるとともに、スイッチング素子Ｔ２に与えるＰＷＭ信号と相補的なＰＷＭ信号をデッドタイムを設定しつつスイッチング素子Ｔ１に与える。

このように、電源装置１は、同期整流方式の降圧型ＤＣＤＣコンバータとして機能し、ＰＷＭ信号（第１制御信号）に応じてハイサイド側のスイッチング素子Ｔ１をオンオフさせるとともにローサイド側のスイッチング素子Ｔ２のオンオフをハイサイド側のスイッチング素子Ｔ１の動作と同期させて行うことで、第１導電路２１に印加された直流電圧を降圧し、第２導電路２２に出力する。第２導電路２２に印加される電圧（出力電圧）は、スイッチング素子Ｔ１のゲートに与えるＰＷＭ信号（第１制御信号）のデューティに応じて定まる。更に、電源装置１は、同期整流方式の昇圧型ＤＣＤＣコンバータとしても機能し、ＰＷＭ信号に応じてローサイド側のスイッチング素子Ｔ２をオンオフさせるとともにハイサイド側のスイッチング素子Ｔ１のオンオフをローサイド側のスイッチング素子Ｔ２の動作と同期させて行うことで、第２導電路２２に印加された直流電圧を昇圧し、第１導電路２１に出力する。このときの第１導電路２１に印加される電圧（出力電圧）は、スイッチング素子Ｔ２のゲートに与えるＰＷＭ信号のデューティに応じて定まる。

更に、本構成では、充電回路部５０が、同期整流方式の降圧型ＤＣＤＣコンバータとして機能し、第２導電路２２において電圧変換部１０側を出力側導電路２２Ｂとし、電圧変換部１０側とは反対側（第２電源部９２側）を入力側導電路２２Ａとし、保護用スイッチング素子Ｔ４のオンオフ動作に応じて入力側導電路２２Ａに印加された電圧を降圧して出力側導電路２２Ｂに出力電圧を印加する第２の電圧変換動作を行いうる。具体的には、充電回路部５０は、所定のプリチャージ条件の成立に応じて、制御部３０から第２制御信号（オン信号とオフ信号とが交互に切り替わる制御信号）であるＰＷＭ信号が保護用スイッチング素子Ｔ３に与えられ、このＰＷＭ信号に応じて保護用スイッチング素子Ｔ３がオンオフ動作することで、入力側導電路２２Ａに印加された電圧を降圧して出力側導電路２２Ｂに出力電圧を印加する降圧動作を行う。なお、制御部３０は、充電回路部５０に第２の電圧変換動作を行わせる場合、スイッチング素子Ｔ３にＰＷＭ信号（第２制御信号）を与えつつ、スイッチング素子Ｔ３に与えるＰＷＭ信号と相補的なＰＷＭ信号を、デッドタイムを設定しつつスイッチング素子Ｔ６に与える。このような相補的なＰＷＭ信号により、ハイサイド側のスイッチング素子Ｔ３のオン動作及びオフ動作を、ローサイド側のスイッチング素子Ｔ６のオフ動作及びオン動作と同期させて行うことで、入力側導電路２２Ａに印加された直流電圧を降圧し、出力側導電路２２Ｂに印加する。本構成では、第２インダクタＬ２（チョークコイル）のインダクタンスが、第１インダクタＬ１（メインコイル）のインダクタンスに対して小さく抑えられている（例えば、１／１０程度に小さい）。従って、リップル電流を低減するために、降圧プリチャージ動作時に制御部３０から保護用のスイッチング素子Ｔ３に与える第２制御信号（ＰＷＭ信号）の周波数は、通常動作時に電圧変換部１０を駆動するときの上記第１制御信号（駆動用スイッチング素子Ｔ１を駆動するＰＷＭ信号）の周波数よりも大きくすることが望ましい。また、このよう充電回路部５０が降圧動作を行うときには、駆動用スイッチング素子Ｔ１はオフ状態で維持してもよく、オン状態に切り替えてもよい。なお、ここでは、同期整流方式として構成される充電回路部５０を例示したが、スイッチング素子Ｔ６をダイオードに置き換えてダイオード整流方式のＤＣＤＣコンバータとして構成してもよい。

次に、電源装置１で行われる制御について、図２等を参照しつつ説明する。
電源装置１の制御部３０は、所定の開始条件の成立に応じて電圧変換部１０を駆動し、電圧変換動作を行わせる。具体的には、車両システムを動作停止状態から動作状態に切り替える所定の始動スイッチ（例えば、公知のイグニッションスイッチ）がオン状態である場合に外部装置から制御部３０に対して所定のシステムオン信号（例えば、イグニッションオン信号）が与えられるようになっており、始動スイッチがオフ状態である場合に外部装置から制御部３０に対して所定のシステムオフ信号（例えば、イグニッションオフ信号）が与えられるようになっている。制御部３０は、例えば始動スイッチがオフ状態からオン状態に切り替わったことを所定「所定のプリチャージ条件」として電圧変換部１０に制御信号を与え、電圧変換部１０に電圧変換動作を行わせる。

制御部３０は、例えば、図２のような流れで電圧変換部１０を制御する。
図２の例では、制御部３０は、「所定のプリチャージ条件」の成立タイミングｔ１（例えば、始動スイッチがオフ状態からオン状態に切り替わったタイミング）で、充電回路部５０の保護用スイッチング素子Ｔ３に対してＰＷＭ信号（第２制御信号）を出力し、充電回路部５０に充電動作（上述の降圧動作）を行わせる。このような動作がプリチャージ動作（具体的には、プリチャージ降圧動作）であり、このプリチャージ降圧動作は、第１導電路２１の電圧値が第１所定値（例えば、第２電源部９２の充電電圧と同程度又はこの充電電圧よりも少しだけ低い所定値）となるタイミングｔ２まで行う。なお、プリチャージ動作中は、電圧変換部１０のスイッチング素子Ｔ１，Ｔ２をオフ状態で維持してもよく、スイッチング素子Ｔ１のみをオン状態としてもよい。

制御部３０は、プリチャージ降圧動作を行う時間ｔ１から時間ｔ２の間において、電流検出部４３で検出される電流値を監視しながら第１導電路２１を流れる電流の値を所定の目標電流値とするように公知のフィードバック制御を行い、保護用スイッチング素子Ｔ３に与えるＰＷＭ信号（第２制御信号）のデューティを制御する。具体的には、電流検出部４３によって検出される電流値（第１導電路２１を流れる電圧の値）と予め定められた目標電流値との偏差に基づいて公知のフィードバック演算方式（公知のＰＩ演算方式や公知のＰＩＤ演算方式など）でデューティを算出するフィードバック演算を周期的に繰り返し、デューティを算出する毎に、新たなデューティで保護用スイッチング素子Ｔ３に対するＰＷＭ信号を出力する。このように、時間ｔ１から時間ｔ２の間は、第１導電路２１を流れる電流値を一定に制御しながらプリチャージ降圧動作を行うのである。

制御部３０は、第１導電路２１の電圧値が第１所定値となった時間ｔ２において保護用スイッチング素子Ｔ３に与えるＰＷＭ信号を停止し、保護用スイッチング素子Ｔ３をオン状態に切り替える。そして、その後の時間ｔ３からは、電圧変換部１０に昇圧動作を行わせる。この昇圧動作では、保護用スイッチング素子Ｔ３をオン状態で維持したまま、電流検出部４３で検出される電流値を監視しながら第１導電路２１を流れる電流の値を所定の目標電流値とするように公知のフィードバック制御を行い、駆動用スイッチング素子Ｔ２に与えるＰＷＭ信号のデューティを制御する。具体的には、電流検出部４３によって検出される電流値（第１導電路２１を流れる電圧の値）と予め定められた目標電流値との偏差に基づいて公知のフィードバック演算方式（公知のＰＩ演算方式や公知のＰＩＤ演算方式など）でデューティを算出するフィードバック演算を周期的に繰り返し、デューティを算出する毎に、新たなデューティでスイッチング素子Ｔ２に与えるＰＷＭ信号を出力する。そして、そのＰＷＭ信号をスイッチング素子Ｔ２に与えるとともに、スイッチング素子Ｔ２に与えるＰＷＭ信号と相補的なＰＷＭ信号をデッドタイムを設定しつつスイッチング素子Ｔ１に与える。このようなプリチャージ昇圧動作は、第１導電路２１の電圧値が第２所定値（例えば、第１電源部９１の充電電圧と同程度又はこの充電電圧よりも少しだけ低い所定値）となるタイミングｔ４まで行う。このように、時間ｔ３から時間ｔ４の間は、第１導電路２１を流れる電流値を一定に制御しながら上述のプリチャージ昇圧動作を行うのである。

制御部３０は、第１導電路２１の電圧値が第２所定値となったタイミングｔ４で上述の昇圧プリチャージ動作を停止させる。このように昇圧プリチャージ動作が停止した後の時間ｔ５のタイミングでコンタクタＣＴがオフ状態（オープン状態）からオン状態（ショート状態）に切り替えられる。コンタクタＣＴは、制御部３０とは別の制御装置がオンオフの制御を行ってもよく、制御部３０がオンオフの制御を行ってもよい。

制御部３０は、コンタクタＣＴが時間ｔ５でオン状態に切り替えられた後、時間ｔ６のタイミングで保護用スイッチング素子Ｔ４をオフ状態からオン状態に切り替え、その後の時間ｔ７のタイミングから電圧変換部１０に上述の降圧動作を行わせる。この降圧動作は、所定の終了タイミング（例えば、上述の始動スイッチがオン状態からオフ状態に切り替わるタイミング）まで行う。

以上のように、本構成の車載用電源装置１は、所定のプリチャージ条件の成立に応じて制御部３０が充電回路部５０に対してＰＷＭ信号（第２制御信号）を与えることで、充電回路部５０が第１導電路２１側へ充電電流を供給するように動作する。よって、所定のプリチャージ条件が成立した場合に、第１導電路２１側の容量成分（図１の例では、配線部８１に接続された容量成分ＣＰ、コンデンサＣ１、コンデンサＣ２）を充電することが可能となる。しかも、保護用スイッチング素子Ｔ３のオンオフ動作によって充電電流を制御することができるため、プリチャージ動作時の電流を制御し得る構成をより簡易に実現し得る。なお、容量成分ＣＰは、配線部８１に接続された負荷内に存在する容量成分であってもよく、配線部８１に接続された大容量のコンデンサであってもよい。

更に、電源装置１は、第１導電路２１の電圧値を検出する電圧検出部４１を備えている。そして、制御部３０は、プリチャージ条件の成立に応じて充電回路部５０の保護用スイッチング素子Ｔ３にＰＷＭ信号（第２制御信号）を出力した後、電圧検出部４１によって検出される第１導電路２１の電圧値が所定値（第１所定値）に達した場合に、第２導電路２２に印加された電圧を昇圧して第１導電路２１に印加する昇圧動作を電圧変換部１０に行わせるようになっている。この構成によれば、第１導電路２１側の容量成分に対してプリチャージ動作を行う場合に、降圧充電を行った後に昇圧充電を行うことができるようになり、容量成分の充電電圧を第２導電路の電圧よりも高い電圧まで高めることができる。

更に、電源装置１において、制御部３０は、降圧プリチャージ動作に、第１導電路２１を流れる電流の値を所定の目標電流値とするように保護用スイッチング素子Ｔ３に与えるＰＷＭ信号（第２制御信号）のデューティを制御する。このようにすれば、降圧プリチャージ動作時に、第１導電路２１の電流を所望の値に制御しながら容量成分を充電することが可能となる。なお、昇圧プリチャージにも、第１導電路２１の電流を所望の値に制御しながら容量成分を充電することが可能となっている。

＜他の実施例＞
本発明は上記記述及び図面によって説明した実施形態に限定されるものではなく、例えば次のような実施形態も本発明の技術的範囲に含まれる。また、上述した実施形態や後述する実施形態の様々な特徴は、矛盾しない組み合わせであればどのように組み合わせてもよい。

実施例１では、充電回路部が同期整流式のＤＣＤＣコンバータとして構成された例を示したが、ダイオード方式のＤＣＤＣコンバータとしてもよい。

実施例１では、電圧変換部が１つのみ設けられた例を示したが、複数の電圧変換部が並列に設けられた多相方式のＤＣＤＣコンバータとしてもよい。

実施例１では、プリチャージ動作時に第１導電路２１の電流を一定に制御する一例を示したが、実施例１とは異なる方法で第１導電路２１の電流を一定に制御してもよい。例えば、図１の構成において、電流検出部４４を入力側導電路２２Ａにおける充電回路部５０の接続部と端子ＬＶとの間に設けた場合、入力側導電路２２Ａを流れる電流（入力電流）を検出しながら充電回路部５０を制御することもできる。具体的には、図３で示す例のように、プリチャージ動作時の入力電圧（入力側導電路２２Ａの電圧）と出力電圧（第１導電路２１の電圧）と、予め想定された想定効率とによって入力電流（入力側導電路２２Ａを通って充電回路部５０に流れ込む電流）の目標電流を設定することで、出力電流の平均が一定となるように制御してもよい。この場合、充電回路部５０によって降圧動作を行う場合の想定効率を８５％で一定と仮定し、入力側導電路２２Ａ側を所定の入力電圧（例えば、１２Ｖ）とし第１導電路２１側を所定の出力電圧（例えば、１Ｖ）、出力電流を所定電流値（例えば５Ａ）で降圧動作させる場合の入力電流Ｉｉｎは、効率をαとし、入力電圧をＶｉｎとし、出力電流をＩｏｕｔとし、出力電圧をＶｏｕｔとした場合、Ｉｉｎ×Ｖｉｎ×α＝Ｉｏｕｔ×Ｖｏｕｔで表すことができ、Ｉｉｎ（Ｉｏｕｔ×Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）／αとなる。従って、所望の出力電流Ｉｏｕｔが得られるように、入力電流Ｉｉｎの目標値を定めればよい。なお、図３の例では、１次側（第１導電路２１側）の電圧を１Ｖ単位で段階的に上昇させる場合の例を示している。
また、特開２０１６−２０８７５９のような方法を用い、充電回路部５０の降圧動作によるプリチャージ動作時に、入力電圧（入力側導電路２２Ａの電圧）と出力電圧（第１導電路２１の電圧）とに基づいて出力電流（第１導電路２１の電流）が所望の目標電流値となるように制御してもよい。

１…車載用電源装置
１０…電圧変換部
２１…第１導電路
２２…第２導電路
４１…電圧検出部
３０…制御部
５０…充電回路部
Ｔ１，Ｔ２…駆動用スイッチング素子
Ｔ３…保護用スイッチング素子
Ｔ６…スイッチング素子（半導体素子部）
Ｌ２…第２インダクタ

Claims (4)

1. 第１電源部からの電力供給経路となる第１導電路に印加された電圧を変換し、第２電源部側に配置される第２導電路に出力電圧を印加する電圧変換動作を少なくとも行う車載用電源装置であって、
   オン信号とオフ信号とが交互に切り替えられる第１制御信号が与えられることに応じてオンオフ動作する駆動用スイッチング素子を備え、前記駆動用スイッチング素子のオンオフ動作により前記第１導電路に印加された電圧を昇圧又は降圧して前記第２導電路に印加する電圧変換動作を行う電圧変換部と、
   前記第２導電路に設けられ、オン動作時に前記第２導電路における前記第２電源部側から前記電圧変換部側への電流の流れ込みを許容し、オフ動作時に前記第２電源部側から前記電圧変換部側への電流の流れ込みを遮断する保護用スイッチング素子と、
   前記第２導電路における前記電圧変換部と前記保護用スイッチング素子との間において前記保護用スイッチング素子に対して直列に設けられる第２インダクタと、
   一端が前記第２導電路における前記第２インダクタと前記保護用スイッチング素子との間に電気的に接続され、他端がグラウンド部に電気的に接続されるダイオード又はスイッチング素子からなる半導体素子部と、
   少なくとも前記駆動用スイッチング素子に対して前記第１制御信号を出力する制御部と、
   を備え、
   前記保護用スイッチング素子と前記第２インダクタと前記半導体素子部とを備え、前記第２導電路において、前記電圧変換部側を出力側導電路とし、前記電圧変換部側とは反対側を入力側導電路とし、前記保護用スイッチング素子のオンオフ動作に応じて前記入力側導電路に印加された電圧を降圧して出力側導電路に出力電圧を印加する第２の電圧変換動作を行う充電回路部が構成され、
   前記制御部は、所定のプリチャージ条件の成立に応じて、前記充電回路部の前記保護用スイッチング素子に対してオン信号とオフ信号とが交互に切り替わる第２制御信号を出力する車載用電源装置。
2. 前記第１導電路の電圧値を検出する電圧検出部を備え、
   前記制御部は、前記プリチャージ条件の成立に応じて前記充電回路部の前記保護用スイッチング素子に前記第２制御信号を出力した後、前記電圧検出部によって検出される前記第１導電路の電圧値が所定値に達した場合に、前記第２導電路に印加された電圧を昇圧して前記第１導電路に印加する昇圧動作を前記電圧変換部に行わせる請求項１に記載の車載用電源装置。
3. 前記制御部は、前記第１導電路を流れる電流の値を所定の目標電流値とするように前記第２制御信号のデューティを制御する請求項１又は請求項２に記載の車載用電源装置。
4. 前記制御部は、前記第１制御信号の周波数よりも前記第２制御信号の周波数を大きくする請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の車載用電源装置。

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