JP2019194722A - Semiconductor Mach-Zehnder optical modulator and IQ modulator using the same - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電気信号で光信号を変調する半導体マッハツェンダ光変調器及びそれを用いたIQ変調器に関する。 The present invention relates to a semiconductor Mach-Zehnder optical modulator that modulates an optical signal with an electric signal and an IQ modulator using the same.
増大する通信トラフィック需要に対応するために、光信号の多重度を上げる研究が盛んに行われている。具体的な光信号多重度を上げる方式として、1シンボルに2値(多重度2)を割り当てることで伝送容量を2倍にする4値位相変調方式(QPSK)や、1シンボルに4値(多重度4)を割り当てることで伝送容量を4倍にする16値直交振幅変調方式(16QAM)等の多値光変調方式が知られている。また、光偏波多重により伝送容量を2倍にする方法も知られている。 In order to respond to the increasing demand for communication traffic, researches to increase the multiplicity of optical signals are being actively conducted. As a specific method for increasing the optical signal multiplicity, quaternary phase modulation method (QPSK) that doubles the transmission capacity by assigning two values (multiplicity 2) to one symbol, or four values (multiple) for one symbol. A multi-level optical modulation scheme such as a 16-value quadrature amplitude modulation scheme (16QAM) is known in which the transmission capacity is quadrupled by assigning the severity 4). A method of doubling the transmission capacity by optical polarization multiplexing is also known.
これらの多値光変調を実行する場合には、光変調器としてIQ変調器が用いられる。I/Q変調器は、直交変調器とも呼ばれ、直交する光電界成分(Iチャンネル、Qチャンネル)を独立して生成可能な変調器であり、マッハツェンダ(MZ:Mach−Zehnder)変調器(以下、MZM)を並列接続した特殊な構成をとるものである。近年、光送信器モジュールの小型化や低駆動電圧化が課題となっており、小型で低駆動電圧化が可能な半導体MZ変調器の研究開発が精力的に進められている。 When performing such multilevel optical modulation, an IQ modulator is used as the optical modulator. The I / Q modulator is also called a quadrature modulator, and is a modulator that can independently generate orthogonal optical electric field components (I channel, Q channel), and is a Mach-Zehnder (MZ) modulator (hereinafter, referred to as a MZ). , MZM) are connected in parallel. In recent years, miniaturization and low drive voltage of optical transmitter modules have become issues, and research and development of semiconductor MZ modulators that are small and capable of low drive voltages are being actively pursued.
図1は、非特許文献1及び2に示されるような従来のMZMの一例を示す。図1(a)には、光波を入力する入力導波路101と、入力導波路101を導波してくる光波を2つに分波する光分波器102と、光分波器102で分波された光波を導波するアーム導波路103及び104と、アーム導波路103及び104を導波してくる光波を合波する光合波器105と、光合波器105で合波された光波を出力する出力導波路106と、コプレーナストリップ線路107及び108と、アーム導波路103及び104上にそれぞれ形成された位相調整電極109及び110と、を備えたMZMが示されている。
FIG. 1 shows an example of a conventional MZM as shown in Non-Patent Documents 1 and 2. In FIG. 1A, an
入力導波路101、光分波器102、アーム導波路103及び104、光合波器105並びに出力導波路106はマッハツェンダ干渉計を構成する。アーム導波路103及び104に電圧を印加することによって、半導体コア層において電気光学効果により屈折率変化が発生し、その結果、光の位相が変化する。このとき、アーム導波路103及び104に電圧差を与えることで、光合波器5における光の干渉状態が変わり、変調することができる(出力導波路106の出力光がonになったり、offになったりする)。
The
コプレーナストリップ線路107及び108は、一方が入力電気信号(S)に接続されている場合、もう一方は基準電位またはグランド(G)に接続されているSG構成となっている。
When one of the
コプレーナストリップ線路107及び108を伝搬するマイクロ波は、位相調整電極109及び110によってアーム導波路103及び104にそれぞれ印加される。位相調整電極109及び110は導波路に電圧を印加するための電極として作用し、コプレーナストリップ線路107及び108を含め全体として進行波型電極を形成する。すなわち、アーム導波路103及び104を導波する光波の速度と、上記進行波型電極を伝搬するマイクロ波の速度とをできるだけ一致させ、両者の位相整合をとるようにすることで、変調帯域を増大することを意図した電極構造である。
Microwaves propagating through the
なお、マイクロ波のロスがなく、光波とマイクロ波の速度整合条件が完全に満足されれば変調帯域は無限大になるが、実際にはマイクロ波のロスや位相ずれが発生するため、これにより変調帯域が制限される。また、コプレーナストリップ線路107及び108間のインピーダンスは50Ωに設計されるが、インピーダンスが50Ωからずれると、電気的な反射が起こり、マイクロ波を効率的に印加できなくなる。さらに、アーム導波路103及び104は、互いに逆相の電圧が印加される、いわゆるプッシュプル型の構成である。
Note that if there is no microwave loss and the optical wave and microwave velocity matching conditions are fully satisfied, the modulation bandwidth becomes infinite, but in practice microwave loss and phase shifts occur. The modulation band is limited. In addition, the impedance between the
図1(b)は、図1(a)に示されるMZMのIb−Ib断面図である。図1(b)には、SI−InP基板111と、SI−InP基板111上に形成されたn−InP層112と、n−InP層112上に形成された下部半導体クラッド層113と、下部半導体クラッド層113上に形成された、光波が伝搬する半導体コア層114と、半導体コア層114上に形成された上部半導体クラッド層115と、を備えたMZMが示されている。図1に示されるMZMは、コプレーナストリップ線路107及び108をマイクロ波が伝搬して、位相調整電極109及び110を介して半導体コア層114に電圧が印加されることによって、光変調器として作用する。
FIG.1 (b) is Ib-Ib sectional drawing of MZM shown by Fig.1 (a). FIG. 1B shows an SI-
図1(b)に示されるように、位相調整電極109及び110の下には、上部クラッド115、半導体コア層14及び下部半導体クラッド層113が存在するため、一定の素子容量が存在する。すなわち、図1(a)において、位相調整電極109及び110は、コプレーナストリップ線路107及び108に対して容量を付加する形(容量装荷型)になる。つまり、電極の数、及び、間隔、導波路への接触長を最適に設計することで、容量の付加量を自由に設計することができるようになる。
As shown in FIG. 1B, the
一般的な電気の伝送線路モデルにおいて、インピーダンスZ0伝播定数γは以下の(式1)で表される。 In a general electrical transmission line model, the impedance Z 0 propagation constant γ is expressed by the following (Equation 1).
ここで、Rは単位長さ当たりの抵抗、Gはコンダクタンス、Lはインダクタンス、Cはキャパシタンスを表す。ωL>>R、ωC>>Gの場合、Z0及びγは、以下の(式2)のように表すことができる。 Here, R represents resistance per unit length, G represents conductance, L represents inductance, and C represents capacitance. In the case of ωL >> R and ωC >> G, Z 0 and γ can be expressed as in the following (Formula 2).
このとき、電気の速度vと実効屈折率nはそれぞれ、以下の(式3)のように表すことができる。 At this time, the electric velocity v and the effective refractive index n can be expressed as shown in the following (Equation 3).
このモデルは進行波型電極についても適用することができる。つまり、これは定性的に光変調器の容量成分を制御することにより、インピーダンスと電気の速度を調整することができることを示している。すなわち、図1に示される従来のMZMでは、電極109及び110を、インピーダンスや電気速度を調整するための容量として用いている。また、光と電気の速度差による周波数帯域Δfは、光速c、光導波路を伝搬する光の群速度v0電極長lを用いて以下の(式4)のように表される。
This model can also be applied to traveling wave electrodes. That is, this indicates that the impedance and the speed of electricity can be adjusted by qualitatively controlling the capacitance component of the optical modulator. That is, in the conventional MZM shown in FIG. 1, the
上記(式4)から、光の群速度v0と電気の速度vが一致したときに最大の周波数帯域を得ることができることがわかる。ただし、上記(式4)は、伝搬損失がなく、インピーダンス整合が一致した場合の近似式であるため、実際には伝搬損失とインピーダンス整合により、大きく影響される。 From the above (Equation 4), it can be seen that the maximum frequency band can be obtained when the group velocity v 0 of light and the velocity of electricity v coincide. However, since the above (Equation 4) is an approximate expression when there is no propagation loss and impedance matching is matched, in practice, it is greatly affected by propagation loss and impedance matching.
以上述べたように、最適な容量の付加量を設計することで、光波とマイクロ波の速度整合を向上させることができるとともに、50Ωへのインピーダンス整合も取れるようになり、その結果、高速な変調が可能になる。 As described above, by designing the optimum addition amount of the capacity, it is possible to improve the speed matching between the light wave and the microwave, and also to obtain the impedance matching to 50Ω, and as a result, the high-speed modulation is achieved. Is possible.
しかし、図1に示す従来のMZMでは、多値光変調に欠かせない半導体マッハツェンダ光変調器を並列接続したIQ変調器を1つのチップ上に実現する場合に、2つのMZM間でのクロストークが大きく、2つのMZMを近接して設置することが困難であり、そのためチップサイズが大きくなってしまう等の課題があった。 However, in the conventional MZM shown in FIG. 1, when an IQ modulator in which semiconductor Mach-Zehnder optical modulators indispensable for multilevel optical modulation are connected in parallel is realized on one chip, crosstalk between two MZMs. However, it is difficult to install two MZMs close to each other, and there is a problem that the chip size becomes large.
本発明は、従来の変調器の特徴である容量装荷構造によるインピーダンス整合と、マイクロ波と光波の位相整合を満たして高速な変調を実現し、かつ課題であった複数のMZM間のクロストーク問題を解決することができる半導体光変調器を提供することにある。 The present invention achieves high-speed modulation by satisfying impedance matching by a capacitive loading structure, which is a characteristic of a conventional modulator, and phase matching between microwaves and light waves, and a crosstalk problem between a plurality of MZMs, which has been a problem. It is an object of the present invention to provide a semiconductor optical modulator that can solve the above problem.
このような目的を達成するために、本発明の一実施形態に係る半導体マッハツェンダ光変調器は、第1及び第2のアーム導波路と、前記第1及び第2のアーム導波路に並行かつ隣接してそれぞれ形成された第1及び第2のシグナル電極と、前記第1のシグナル電極から分岐し、前記第1のシグナル電極に沿って前記第1のアーム導波路上に離散的に複数個形成された第1の位相調整電極と、前記第2のシグナル電極から分岐し、前記第2のシグナル電極に沿って前記第2のアーム導波路上に離散的に複数個形成された第2の位相調整電極と、前記第1及び第2のシグナル電極に沿ってそれぞれ形成された第1及び第2のグランド電極と、を備えた半導体マッハツェンダ光変調器であって、前記第1及び第2のシグナル電極は、前記第1のグランド電極と前記第2のグランド電極との間に形成されていることを特徴とする。 In order to achieve such an object, a semiconductor Mach-Zehnder optical modulator according to an embodiment of the present invention includes first and second arm waveguides, and parallel and adjacent to the first and second arm waveguides. The first and second signal electrodes respectively formed, and branched from the first signal electrode, and a plurality of discretely formed on the first arm waveguide along the first signal electrode A first phase adjusting electrode and a second phase branched from the second signal electrode and discretely formed on the second arm waveguide along the second signal electrode A semiconductor Mach-Zehnder optical modulator comprising an adjustment electrode and first and second ground electrodes formed along the first and second signal electrodes, respectively, wherein the first and second signal An electrode is formed on the first graph. Characterized in that it is formed between the the cathode electrode second ground electrode.
本発明の他の実施形態に係る半導体マッハツェンダ光変調器は、前記第1及び第2のアーム導波路は、半導体基板上に、n−InP層、第1の半導体クラッド層と、ノンドープの半導体コア層と、第2の半導体クラッド層とが順次積層して形成された導波路構造を有し、前記第1及び第2のシグナル電極は、前記半導体基板上に形成された誘電体層上に形成されていることを特徴とする。 In a semiconductor Mach-Zehnder optical modulator according to another embodiment of the present invention, the first and second arm waveguides include an n-InP layer, a first semiconductor clad layer, and a non-doped semiconductor core on a semiconductor substrate. A waveguide structure formed by sequentially laminating a layer and a second semiconductor cladding layer, and the first and second signal electrodes are formed on a dielectric layer formed on the semiconductor substrate. It is characterized by being.
本発明のさらに他の実施形態に係る半導体マッハツェンダ光変調器は、前記第1及び第2のアーム導波路における前記第1及び第2の位相調整電極が形成されていない部分では、前記第2の半導体クラッド層は、ノンドープの半導体クラッド層であることを特徴とする。 In a semiconductor Mach-Zehnder optical modulator according to still another embodiment of the present invention, the first and second phase adjustment electrodes in the first and second arm waveguides are not formed in the second The semiconductor clad layer is a non-doped semiconductor clad layer.
本発明のさらに他の実施形態に係る半導体マッハツェンダ光変調器は、前記第1及び第2のシグナル電極と、前記第1及び第2のグランド電極とが、前記誘電体層上で同一平面上に形成されることを特徴とする。 In a semiconductor Mach-Zehnder optical modulator according to still another embodiment of the present invention, the first and second signal electrodes and the first and second ground electrodes are on the same plane on the dielectric layer. It is formed.
本発明のさらに他の実施形態に係る半導体マッハツェンダ光変調器は、前記第1の半導体クラッド層と前記第2の半導体クラッド層のうち、どちらか一方がn型半導体で構成され、もう一方がp型半導体で構成されることを特徴とする。 In a semiconductor Mach-Zehnder optical modulator according to still another embodiment of the present invention, one of the first semiconductor clad layer and the second semiconductor clad layer is composed of an n-type semiconductor, and the other is p. It is characterized by comprising a type semiconductor.
本発明のさらに他の実施形態に係る半導体マッハツェンダ光変調器は、前記第1の半導体クラッド層と前記第2の半導体クラッド層の両方がn型半導体で構成され、前記半導体コア層と前記第1の半導体クラッド層との間、及び、前記半導体コア層と前記第2の半導体クラッド層との間の少なくとも一方にp型半導体で構成された第3の導電性半導体クラッド層が挿入されていることを特徴とする。 In a semiconductor Mach-Zehnder optical modulator according to still another embodiment of the present invention, both the first semiconductor clad layer and the second semiconductor clad layer are formed of an n-type semiconductor, and the semiconductor core layer and the first semiconductor clad layer A third conductive semiconductor cladding layer made of a p-type semiconductor is inserted between the semiconductor cladding layer and at least one of the semiconductor core layer and the second semiconductor cladding layer. It is characterized by.
本発明の一実施形態に係るIQ変調器は、請求項1から6のいずれかに記載の半導体マッハツェンダ光変調器が2つ並列に並べて構成されたことを特徴とする。 An IQ modulator according to an embodiment of the present invention is characterized in that two semiconductor Mach-Zehnder optical modulators according to any one of claims 1 to 6 are arranged in parallel.
本発明の一実施形態に係る偏波多重IQ変調器は、請求項7に記載のIQ変調器が2つ並列に並べて構成されたことを特徴とする。
A polarization multiplexing IQ modulator according to an embodiment of the present invention is characterized in that two IQ modulators according to
本発明によれば、MZMにおけるグランド電極間にシグナル電極を配置することにより、従来の変調器の特徴である容量装荷構造によるインピーダンス整合、及びマイクロ波と光波との位相整合を満たし高速な変調を実現し、かつMZM間の物理的距離を大きくすることなくクロストークを抑制することが可能となるため、小型でクロストークの小さなI/Q変調器を実現することができる。 According to the present invention, by arranging the signal electrode between the ground electrodes in the MZM, the impedance matching by the capacitive loading structure, which is the feature of the conventional modulator, and the phase matching between the microwave and the light wave are satisfied and high-speed modulation is performed. Since it is possible to suppress the crosstalk without increasing the physical distance between the MZMs, it is possible to realize a small I / Q modulator with a small crosstalk.
以下、図面を参照して本発明の各実施例について説明する。
<実施例1>
図2は、本発明の実施例1に係るMZMを示す。図2(a)には、光波を入力する入力導波路201と、入力導波路201を導波してくる光波を2つに分波する光分波器202と、光分波器202で分波された光波を導波するアーム導波路203及び204と、アーム導波路203及び204を導波してくる光波を合波する光合波器205と、光合波器205で合波された光波を出力する出力導波路206と、シグナル電極207及び208と、グランド電極209及び210と、アーム導波路203及び204上にそれぞれ形成された位相調整電極211及び212と、を備えたMZMが示されている。
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
<Example 1>
FIG. 2 shows an MZM according to Embodiment 1 of the present invention. FIG. 2A shows an
入力導波路201、光分波器202、アーム導波路203及び204、光合波器205並びに出力導波路206はマッハツェンダ干渉計を構成する。アーム導波路203及び204に電気信号を印加することによって出力導波路206の出力光が変調される。
The
シグナル電極207及び208は、アーム導波路203及び204に並行かつ隣接してそれぞれ形成されている。位相調整電極211及び212は、それぞれ、シグナル電極207及び208から分岐し、シグナル電極207及び208に沿って離散的に複数個形成されている。グランド電極209及び210は、それぞれ、シグナル電極207及び208に沿って形成されている。
The
本発明では、シグナル電極207及び208とグランド電極209及び210とにより、グランド電極209及び210間にシグナル電極207及び208を配置したGSSG(Ground, Signal, Signal, Ground)差動線路(コプレーナ線路)を構成していることから、従来構造とは異なり、クロストークに強い構成となっている。このとき、クロストークの観点から、(シグナル電極間の距離の2倍)≦(グランド電極とシグナル電極との間の距離)となるように設計することが望ましい。
In the present invention, a GSSG (Ground, Signal, Signal, Ground) differential line (coplanar line) in which the
シグナル電極207及び208には、互いに逆相のマイクロ波が伝搬され、差動信号が入出力される。シグナル電極207及び208を伝搬するマイクロ波は、周期的に配置される複数の位相調整電極211及び212に分岐され、アーム導波路203及び204に印加される。位相調整電極211及び212はアーム導波路203及び204に電圧を印加するための電極として作用し、シグナル電極207及び208とグランド電極209及び210とを含め全体として進行波型電極を形成する。つまり、シグナル電極207及び208とグランド電極209及び210とに対して、位相調整電極211及び212により容量を付加する形になっている。位相調整電極211及び212の数、間隔、長さを最適に設計することで、容量の付加量を自由に設計することができ、アーム導波路203及び204を導波する光波の速度と、上記進行波型電極を伝搬するマイクロ波の速度とを整合できるようになっている。また、一般的な差動100Ω線路との接続を考えると、インピーダンスが100Ωからずれてしまうと、電気的な反射が生じ、変調帯域が劣化してしまう。そのため、インピーダンス整合の観点から上記進行波型電極は、差動100Ωに設計される。その結果、高速な変調が可能となる。
Microwaves having opposite phases are propagated to the
なお、位相調整電極211及び212は本実施例1ではそれぞれ3個としたが、1個でも2個でもそれ以上多くても構わない。また、位相調整電極211及び212の位置は、上下非対称構成となっていても良い。
Although the number of
また、図2(a)に示されるように、本実施例に係るMZMを、入力配線部221と、位相変調部222と、出力配線部223に分けると、特に入力配線部221及び出力配線部223では曲げ部等非対称区間が生じるため、差動モードの100Ω設計のみならず、コモンモードのインピーダンスが25Ωとなる線路設計とすることが重要である。入力配線部221及び出力配線部223について、図2では一例として、上下に入出力配線が描かれているが、左右に入力配線部221及び出力配線部223を設置する等、自由な方向に入出力を設定してもよい。
Further, as shown in FIG. 2A, when the MZM according to the present embodiment is divided into an
次に、本実施例1に係るMZMの各断面構造を説明する。図2(a)に示されるように、位相変調部222の断面構造はIIb断面(位相変調に寄与する部分)とIIc断面(位相変調に寄与しない部分)の2つの断面構造から構成されている。
Next, each cross-sectional structure of the MZM according to the first embodiment will be described. As shown in FIG. 2A, the cross-sectional structure of the
図2(b)は、実施例1に係るMZMのIIb断面図を示す。図2(b)に示されるように、位相変調部222のIIb断面では、SI−InP基板213上に、n−InP層214、下部半導体クラッド層215、半導体コア層216、上部半導体クラッド層217の順に形成されており、これらの層は誘電体層218で埋め込まれている。また、上部半導体クラッド層217及び誘電体層218上には、シグナル電極207及び208と、位相調整電極211及び212と、グランド電極209及び210とが形成されている。
FIG. 2B is a IIb cross-sectional view of the MZM according to the first embodiment. As shown in FIG. 2B, in the IIb cross section of the
n−InP層214については、下部半導体クラッド層215、半導体コア層216及び上部半導体クラッド層217で形成されるメサ部から10μm程度までの幅とするのが、変調帯域に大きく影響を及ぼす、電気配線損失を低減する意味で重要である。つまり、シグナル電極207及び208下にn−InP層214が存在しないことが重要である。
For the n-
図2(c)は、実施例1に係るMZMのIIc断面図を示す。図2(c)に示されるように、位相変調部222のIIc断面は、IIb断面と同様な構造であり、メサ上の位相調整電極211及び212が存在していないため、位相変調に寄与しない。実施例1に係るMZMのIIc断面における上部半導体クラッド層217は、電気的アイソレーション及び導波路損失の低減のため、ノンドープのInPまたは半絶縁性のInPである必要がある。
FIG. 2C illustrates a IIc cross-sectional view of the MZM according to the first embodiment. As shown in FIG. 2C, the IIc cross section of the
差動インピーダンスは、位相変調部で合計100Ωとなっているが、個別の断面構造のみに注目した場合、それぞれの差動インピーダンスは、IIb断面は100Ωより小さく、IIc断面は100Ωより大きいインピーダンスとなっている。 The differential impedance is 100Ω in total in the phase modulation section. However, when attention is paid only to the individual cross-sectional structure, each differential impedance is smaller than 100Ω in the IIb cross section and larger than 100Ω in the IIc cross section. ing.
また、図2(d)は実施例1に係るMZMのIId断面図を示す。図2(d)に示されるように、SI−InP基板213上に、誘電体層218を挟んで、シグナル電極207及び208とグランド電極209及び210とが形成されている。
FIG. 2D shows a IId cross-sectional view of the MZM according to the first embodiment. As shown in FIG. 2D,
高速な変調を実現する上で、マイクロ波の伝搬損失を減らす必要があるため、誘電体層218は、特性の観点から考えると、InPなどの半導体材料ではなく、所望のインピーダンス線路を設計した場合に電極損失を低減可能であるため例えば有機材料のポリイミドやBCB等のなるべく低誘電率材料を用いることが望ましく、誘電体層膜厚は厚ければ厚いほどよい。また、図2(b)及び(c)で示される誘電体層218と図2(d)で示される誘電体層218とは、異なる膜厚及び材料で構成することも可能である。ただし、作製の観点から、図2(b)乃至(d)で示される誘電体層218は、同じ膜厚及び材料である方が好ましい。
In order to realize high-speed modulation, it is necessary to reduce the propagation loss of the microwave. Therefore, the
図3は、本実施例1の係るMZMの他の例を示す。図3(a)は実施例1の他の例に係るMZMの上面図を示し、図3(b)乃至(d)は、それぞれ、実施例1の他の例に係るMZMのIIIb乃至d断面図を示す。 FIG. 3 shows another example of the MZM according to the first embodiment. 3A is a top view of an MZM according to another example of the first embodiment, and FIGS. 3B to 3D are cross-sectional views taken along lines IIIb to d of the MZM according to the other example of the first embodiment, respectively. The figure is shown.
図3に示される構成では、図2に示される構成に比べ、単純に誘電体層218を厚くし、さらにSI−InP基板213をエッチングすることで誘電体層218の厚みを厚くする構造としている。これにより、低誘電率材料の割合が増すことで、所望のインピーダンス及び速度整合を実現する上で、シグナル電極207及び208を太くすることができるため、マイクロ波の伝搬損失を低減することができるとともに、インピーダンス・速度整合を誘電体層厚で調整することができるという点でも有効である。誘電体層218の割合を増やすと、シグナルラインの容量成分が小さくなるため、容量装荷部の割合を高めること、つまり位相変調部222の長さを長くすることができる意味でも有効である。
In the configuration shown in FIG. 3, compared to the configuration shown in FIG. 2, the
また、図3に示されるように、誘電体層218を厚くすること及びSI−InP基板213をエッチングすることで誘電体層218の厚みを相対的に厚くすることが最も効果が大きいが、どちらか一方のみを適用することも可能である。
Further, as shown in FIG. 3, it is most effective to increase the thickness of the
より特性を改善する上で、マイクロ波の伝搬損失を低減するために、n−InP層214の膜厚は、例えば1又は2μm程度のように薄く作製することも可能であるが、10μm以上等のようになるべく厚いほうがよく、またドープ濃度を2×1018以上とすることが望ましい。
In order to further improve the characteristics, in order to reduce the propagation loss of the microwave, the film thickness of the n-
本発明では、グランド電極209及び210間にシグナル電極207及び208を配置して容量成分を調整可能なGSSG差動線路構成とすることで、位相整合およびインピーダンス整合を満たし、高速な変調を実現することを可能とした上で、シグナル電極間のカップリングを強くしている。それにより、本発明では、従来構造で課題となっていたクロストークの問題を解決し、従来構造と比べ1チップにチップサイズを大きくすることなく、複数のMZMを集積することが可能となる。
In the present invention, the
半導体コア層216としては、例えば、InGaAsPやInGaAlAsなどの材料系を用い、単一組成の四元混晶のバルク層や多重量子井戸層で構成したり、多重量子井戸層とその上下にバンドギャップが多重量子井戸層よりも大きく、かつ、上部・下部の半導体クラッド層よりも小さい値を持つ光閉じ込め層を有する構造を用いることもできる。四元混晶のバルク層や多重量子井戸層のバンドギャップ波長は、使用する光波長において、電気光学効果が有効に作用し、かつ、光吸収が問題とならないように設定すればよい。
As the
また、本発明ではInP系材料を主に用いたが、InP系材料に限定されるものではなく、例えば、GaAs基板整合する材料系を用いても構わない。下部半導体クラッド層215及び上部半導体クラッド層217は、どちらか一方がn型半導体で、もう一方がp型半導体であって構わない。一方、下部半導体クラッド層215及び上部半導体クラッド層217の両方をn型半導体とし、半導体コア層216と上部半導体クラッド層217の間、又は下部半導体クラッド層215と半導体コア層216の間に、第3のp型半導体クラッド層を挿入した構成としてもよい。
In the present invention, an InP-based material is mainly used. However, the present invention is not limited to an InP-based material, and for example, a material system that matches a GaAs substrate may be used. One of the lower semiconductor clad
<実施例2>
図4は、本発明の実施例2に係るMZMを示す。図4(a)は実施例2に係るMZMの上面図を示し、図4(b)乃至(d)は、それぞれ、実施例2に係るMZMのIVb乃至d断面図を示す。動作原理や基本的な構造等は実施例1と同様なため、省略する。
<Example 2>
FIG. 4 shows an MZM according to Embodiment 2 of the present invention. FIG. 4A shows a top view of the MZM according to the second embodiment, and FIGS. 4B to 4D show sectional views of IVZ through d of the MZM according to the second embodiment, respectively. Since the operation principle and basic structure are the same as those in the first embodiment, a description thereof will be omitted.
図4(a)に示されるように、実施例2に係るMZMは、アーム導波路303及び304の内側にシグナル電極307及び308が形成されている点で実施例1に係るMZMと異なる。これにより、実施例2に係るMZMでは、実施例1に係るMZMに比べ、シグナル電極間距離をより短くすることができるため、よりクロストークに強くなるという特徴がある。ただし、図4(b)乃至(d)に示されるように、シグナル電極307及び308の下にn−InP層314が存在しているため、実施例1に比べ、マイクロ波の伝搬損失が大きくなってしまうという欠点がある。
As shown in FIG. 4A, the MZM according to the second embodiment is different from the MZM according to the first embodiment in that
図5は、本実施例2の係るMZMの他の例を示す。図5(a)は実施例2の他の例に係るMZMの上面図を示し、図5(b)乃至(d)は、それぞれ、実施例2の他の例に係るMZMのVb乃至d断面図を示す。図5に示すように、誘電体層厚を厚くすることが特性改善に有効である。ただし、実施例1と異なり、構造の都合上SI−InP基板313をエッチングし、誘電体層318を厚くすることはできない。
FIG. 5 shows another example of the MZM according to the second embodiment. FIG. 5A is a top view of an MZM according to another example of the second embodiment, and FIGS. 5B to 5D are Vb to d cross-sections of the MZM according to another example of the second embodiment, respectively. The figure is shown. As shown in FIG. 5, increasing the dielectric layer thickness is effective for improving the characteristics. However, unlike the first embodiment, the SI-
図6及び図7は、本実施例2の係るMZMのさらに他の例を示す。図6及び図7(a)は実施例2のさらに他の例に係るMZMの上面図を示し、図6及び図7(b)乃至(d)は、それぞれ、実施例2のさらに他の例に係るMZMのVIb乃至d断面図及びVIIb乃至d断面図を示す。 6 and 7 show still another example of the MZM according to the second embodiment. 6 and 7A are top views of an MZM according to still another example of the second embodiment, and FIGS. 6 and 7B to 7D are still other examples of the second embodiment. The VIb thru | or d sectional drawing and VIIb thru | or d sectional drawing of MZM which concern on are shown.
図6及び図7(b)乃至(d)に示されるように、グランド電極3091及び3101の下であってn−InP層314上に、グランド電極3092及び3102が形成されている。図6及び図7に示すMZMは、シグナル電極307及び308下にn−InP層314が存在してない点で図4及び図5に示すMZMと異なる。これにより、マイクロ波の伝搬損失増加を避けることができる。
As shown in FIGS. 6 and 7B to 7D,
SI−InP基板313をエッチングすることができるようになるため、図7に示すようにシグナル電極307及び308下のSI−InP基板313をエッチングすることにより誘電体層318を厚くした構造とすることができる。
Since the SI-
<実施例3>
図8は、本発明の実施例3に係るMZMを示す。図8(a)は実施例3に係るMZMの上面図を示し、図8(b)乃至(d)は、それぞれ、実施例3に係るMZMのVIIIb乃至d断面図を示す。動作原理や基本的な構造等は実施例1と同様なため、省略する。図8に示されるように、実施例3に係るMZMは、基本的には、図2に示す構成において、n−InP層414上にグランド電極420を設けたGSGSG(Ground, Signal, Ground, Signal, Ground)差動線路構成となっている。
<Example 3>
FIG. 8 shows an MZM according to
クロストークを小さくするために、実施例1及び2のようなGSSG差動線路構成では、シグナル電極間距離を近づけることを前提としているが、実施例3のようなGSGSG差動線路構成では、逆に十分にシグナル電極間距離を離し、中央のグランド電極を設けるための幅を十分に確保する必要がある。そのため、実施例3に係るMZMでは、実施例1及び実施例2に比べ2つの光導波路間の距離を十分に取る必要が生じるため、チップサイズが大きくなってしまう傾向にある。 In order to reduce the crosstalk, in the GSSG differential line configuration as in the first and second embodiments, it is assumed that the distance between the signal electrodes is made closer. However, in the GSSG differential line configuration as in the third embodiment, the reverse It is necessary to ensure a sufficient width for providing the central ground electrode by sufficiently separating the distance between the signal electrodes. Therefore, in the MZM according to the third embodiment, it is necessary to make a sufficient distance between the two optical waveguides as compared with the first and second embodiments, so that the chip size tends to increase.
ただし、RFドライバと接続することを考えると、RFドライバからの出力がGSGSG差動線路構成に対応する出力であるため、実施例1及び実施例2の構造では、GSGSG差動線路構成からGSSG差動線路構成への変換機構が必要となる。そのため、本実施例3のように、GSGSG差動線路構成とすることが望ましい。 However, considering the connection with the RF driver, since the output from the RF driver is an output corresponding to the GSSGSG differential line configuration, the GSSG differential line configuration is different from the GSSG differential line configuration in the structures of the first and second embodiments. A conversion mechanism for a moving line configuration is required. Therefore, it is desirable to adopt a GSSGSG differential line configuration as in the third embodiment.
図9及び図10は、本発明の実施例3に係るMZMの他の例を示す。図9及び図10(a)は実施例3に係るMZMの他の例の上面図を示し、図9及び図10(b)乃至(d)は、それぞれ、実施例3に係るMZMの他の例のIXb乃至d断面図及びXb乃至d断面図を示す。図9に示す構成は図3に示す構成にグランド電極420を追加した構成に対応しており、図10に示す構成は図4に示す構成にグランド電極420を追加した構成に対応しているため、その動作原理や基本的な構造等の説明は省略する。
9 and 10 show another example of the MZM according to the third embodiment of the present invention. FIGS. 9 and 10 (a) are top views of other examples of the MZM according to the third embodiment, and FIGS. 9 and 10 (b) to (d) show other examples of the MZM according to the third embodiment. Example IXb thru | or d sectional drawing and Xb thru | or d sectional drawing are shown. The configuration shown in FIG. 9 corresponds to the configuration in which the
<実施例4>
図11は、本発明の実施例4に係るIQ変調器を例示する。図11には、光波を入力する入力導波路501と、入力導波路501を導波してくる光波を2つに分波する光分波器502と、光分波器502で分波された光波を導波するアーム導波路5031及び5032と、アーム導波路5031及び5032をそれぞれ導波してくる光波を2つに分波する光分波器5041及び5042と、光分波器5041及び5042でそれぞれ分波された光波を導波するアーム導波路5051及び5061並びに5052及び5062と、アーム導波路5051及び5061並びに5052及び5062をそれぞれ導波してくる光波を合波する光合波器5071及び5072と、光合波器5071及び5072でそれぞれ合波された光波を導波するアーム導波路5081及び5082と、アーム導波路5081及び5082をそれぞれ導波してくる光波を合波する光合波器509と、光合波器509で合波された光波を出力する出力導波路510と、シグナル電極5111及び5121並びに5112及び5122と、グランド電極513、514及び515と、アーム導波路5051及び5061並びに5052及び5062上にそれぞれ形成された位相調整電極5161及び5171並びに5162及び5172と、を備えたIQ変調器500が示されている。
<Example 4>
FIG. 11 illustrates an IQ modulator according to the fourth embodiment of the present invention. In FIG. 11, an
図11に示されるように、本実施例4に係るIQ変調器は、本発明に係るMZMを2つ並列に並べた構成に対応している。 As shown in FIG. 11, the IQ modulator according to the fourth embodiment corresponds to a configuration in which two MZMs according to the present invention are arranged in parallel.
本実施例4によると、MZM間の物理的距離を大きくすることなくクロストークを抑制することが可能となるため、小型でかつMZM間のクロストークを抑制したIQ変調器を実現することができる。 According to the fourth embodiment, since crosstalk can be suppressed without increasing the physical distance between MZMs, a small IQ modulator that suppresses crosstalk between MZMs can be realized. .
図12及び13は、本発明の実施例4に係るIQ変調器の他の例を示す。図12及び13に示すIQ変調器は、図11に示すIQ変調器と比較して、電極配置が異なった構造となっている。また、図12に示すIQ変調器では、図11に示すIQ変調器におけるグランド電極513、514及び515が一体化させることによりグランド電極520を構成しており、図13に示すIQ変調器では、位相調整電極5161及び5171と位相調整電極5162及び5172とが上下のMZMにおいて異なる位置に配置されている。
12 and 13 show another example of the IQ modulator according to the fourth embodiment of the present invention. The IQ modulator shown in FIGS. 12 and 13 has a structure in which the electrode arrangement is different from that of the IQ modulator shown in FIG. In the IQ modulator shown in FIG. 12, the
差動線路としては等長化したほうがよいため図11に示す構成が理想的ではあるが、図12及び13に示す構成でも実際には線路長の差は小さいため高速変調かつクロストークの小さなIQ変調器を実現可能である。 The configuration shown in FIG. 11 is ideal because it is better to make the differential lines equal in length. However, even in the configurations shown in FIGS. 12 and 13, the difference between the line lengths is actually small, so that the high-speed modulation and the small crosstalk IQ. A modulator can be realized.
<実施例5>
図14は、本発明の実施例5に係る偏波多重IQ変調器を例示する。図14に示されるように、本実施例5に係る偏波多重IQ変調器600は、図11に示すIQ変調器500を2つ並列に並べた構成となっている。
<Example 5>
FIG. 14 illustrates a polarization multiplexed IQ modulator according to the fifth embodiment of the present invention. As illustrated in FIG. 14, the polarization multiplexing IQ modulator 600 according to the fifth embodiment has a configuration in which two
本実施例5によると、MZM間の物理的距離を大きくすることなくクロストークを抑制することが可能となるため、小型でかつMZM間のクロストークを抑制した偏波多重IQ変調器を実現することができる。 According to the fifth embodiment, since crosstalk can be suppressed without increasing the physical distance between MZMs, a small-sized polarization multiplexing IQ modulator that suppresses crosstalk between MZMs is realized. be able to.
入力導波路 101、201、301、401、501
光分波器 102、202、302、402、502、504
アーム導波路 103、104、203、204、303、304、403、404、503、505、506、508
光合波器 105、205、305、405、507、509
出力導波路 106、206、306、406、510
コプレーナストリップ線路 107、108
位相調整電極 109、110、211、212、311、312、411、412、516、517
シグナル電極 207、208、307、308、407、408、511、512
グランド電極 209、210、309、310、409、410、420、513、514、515、520
SI−InP基板 213、313、413
n−InP層 214、314、414
下部半導体クラッド層 215、315、415
半導体コア層 216、316、416
上部半導体クラッド層 217、317、417
誘電体層 218、318、418
入力配線部 221
位相変調部 222
出力配線部 223
IQ変調器 500
偏波多重IQ変調器 600
Coplanar stripline 107,108
SI-
n-
Lower semiconductor clad
Upper semiconductor clad
Polarization multiplexing
Claims (9)
前記第1及び第2のアーム導波路に沿ってそれぞれ形成された第1及び第2のシグナル電極と、
前記第1のシグナル電極から分岐し、前記第1のアーム導波路上に離散的に複数個形成された第1の位相調整電極と、
前記第2のシグナル電極から分岐し、前記第2のアーム導波路上に離散的に複数個形成された第2の位相調整電極と、
前記第1及び第2のシグナル電極に沿ってそれぞれ形成された第1及び第2のグランド電極と、
を備えた半導体マッハツェンダ光変調器であって、
前記第1及び第2のシグナル電極は、前記第1のグランド電極と前記第2のグランド電極との間に形成されており、
前記n−InP層は、前記第1及び第2のシグナル電極の下に存在しないことを特徴とする半導体マッハツェンダ光変調器。 The first and second waveguide structures are provided on a semiconductor substrate and have a waveguide structure in which an n-InP layer, a first semiconductor cladding layer, a semiconductor core layer, and a second semiconductor cladding layer are sequentially stacked . Two arm waveguides;
First and second signal electrodes respectively formed along the first and second arm waveguides;
A first phase adjusting electrode branched from the first signal electrode and discretely formed on the first arm waveguide;
A second phase adjusting electrode branched from the second signal electrode and discretely formed on the second arm waveguide;
First and second ground electrodes respectively formed along the first and second signal electrodes;
A semiconductor Mach-Zehnder optical modulator comprising:
The first and second signal electrodes are formed between the first ground electrode and the second ground electrode,
The semiconductor Mach-Zehnder optical modulator, wherein the n-InP layer does not exist under the first and second signal electrodes .
9. A polarization multiplexing IQ modulator comprising two IQ modulators according to claim 8 arranged in parallel.
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