JP6259358B2 - Semiconductor Mach-Zehnder type optical modulator - Google Patents
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Description
本発明は、電気信号を光信号に変換する半導体マッハツェンダ変調器に関するものである。 The present invention relates to a semiconductor Mach-Zehnder modulator that converts an electrical signal into an optical signal.
増大する通信トラフィック需要に対応するために波長多重(WDM)技術の開発が進み、現在では、ファイバで伝送可能な帯域は枯渇してきている状況であり、周波数利用効率向上が課題となっている。周波数利用効率向上とさらなる通信システムの大容量化の実現には、1波長あたりの伝送レートを上げることが有用である。 The development of wavelength division multiplexing (WDM) technology is progressing to meet the increasing demand for communication traffic, and at present, the bandwidth that can be transmitted by the fiber is depleted, and the improvement of the frequency utilization efficiency is a problem. Increasing the transmission rate per wavelength is useful for improving frequency utilization efficiency and further increasing the capacity of a communication system.
そこで、近年では信号多重度を上げる研究が盛んに行われている。具体的な信号多重度を上げる方式として、1シンボルに2値(多重度2)を割り当てることで伝送容量を2倍にする4値位相変調方式(QPSK)や、1シンボルに4値(多重度4)を割り当てることで伝送容量を4倍にする16値直交振幅変調方式(16QAM)、16値振幅位相変調方式(16APSK)等の多値変調方式が知られている。また、偏波多重により伝送容量を2倍にする方法も知られている。 In recent years, therefore, research on increasing the signal multiplicity has been actively conducted. As a specific method for increasing signal multiplicity, quaternary phase modulation method (QPSK) that doubles the transmission capacity by assigning binary (multiplicity 2) to one symbol, or four values (multiplicity) for one symbol. There are known multi-level modulation schemes such as a 16-value quadrature amplitude modulation scheme (16QAM) and a 16-value amplitude phase modulation scheme (16APSK) that quadruple the transmission capacity by assigning 4). A method of doubling the transmission capacity by polarization multiplexing is also known.
通常、これらの多値変調を実行する場合には、光変調器としてI/Q変調器が用いられる。I/Q変調器は別名直交変調器とも呼ばれ、直交する光電界成分(Iチャンネル、Qチャンネル)を独立して生成可能な変調器であり、マッハツェンダ(MZ:Mach−Zehnder)変調器を並列接続した特殊な構成をとるものである。 Usually, when performing such multilevel modulation, an I / Q modulator is used as an optical modulator. The I / Q modulator is also called an orthogonal modulator, and is a modulator capable of independently generating orthogonal optical electric field components (I channel, Q channel), and a Mach-Zehnder (MZ) modulator in parallel. It has a connected special configuration.
MZ変調器の代表的なものとしてはLiNbO3(LN)を用いたLN変調器が広く用いられている。これは、LNに印加される電界に応じて媒質の屈折率が変化する電気光学効果を用いて動作する。しかしながら、材料の物理定数からLN変調器は素子長が比較的長い。近年光送信器モジュールの小型化や低駆動電圧化が課題となっており、光変調器の小型化や低駆動電圧化が必要不可欠な課題となっている。こういった要求に対応するために、小型で低駆動電圧化が可能な半導体MZ変調器の研究が精力的に進められている。 As a typical MZ modulator, an LN modulator using LiNbO3 (LN) is widely used. This operates using an electro-optic effect in which the refractive index of the medium changes according to the electric field applied to the LN. However, the LN modulator has a relatively long element length due to the physical constant of the material. In recent years, miniaturization and low drive voltage of optical transmitter modules have become issues, and miniaturization and low drive voltage of optical modulators are indispensable issues. In order to meet these demands, research on a semiconductor MZ modulator that is small and can be driven at a low driving voltage has been actively conducted.
図1は従来構造の半導体MZ変調器を示し(例えば非特許文献1参照)、(a)は上面図であり、(b)は断面図である。図1(a)に示すように、半導体MZ変調器は、入力導波路101と、入力導波路101を導波してくる光を2つに分波する光分波器102と、光分波器102により分波された光がそれぞれ導波する導波路103、104と、2つの導波路103、104をそれぞれ導波してくる光を合波する光合波器107と、光合波器107で合波された光を出力する出力導波路108とを備える。また、図1に示す半導体MZ変調器は、高周波信号源109と、高周波信号源109に接続され、導波路103、104を導波する光に電圧を印加するための進行波型電極105、106と、それぞれ導波路103、104にバイアス電圧を印加するための電極110、111とを備える。図1(b)は光分波器102と光合波器107との間の2つの導波路103、104部分の断面図である。図1(b)に示すように半導体MZ変調器は、半導体基板112と、n型半導体層113と、下部クラッド層114、コア層115と、上部クラッド層116とを備え、進行波型電極105、106が上部クラッド層116上に形成されている。
FIG. 1 shows a semiconductor MZ modulator having a conventional structure (see, for example, Non-Patent Document 1), (a) is a top view, and (b) is a cross-sectional view. As shown in FIG. 1A, the semiconductor MZ modulator includes an
ここで、図1に示す一般的な半導体MZ変調器の構成と動作原理を説明する。入力光は、まず入力導波路101から入射し、光分波器102により2分岐され2つのアーム(導波路103および導波路104)に導かれる。電極105、106から電圧が印加されると半導体コア層115における電気光学効果により屈折率変化が発生し、その結果、導波路103および導波路104を導波する光の位相が変化する。これによる2つのアーム(導波路)を伝搬する光の位相差により、光合波器107により合波され出力される出力光強度が変化する。これがMZ変調器の動作原理である。
Here, the configuration and operation principle of the general semiconductor MZ modulator shown in FIG. 1 will be described. The input light first enters from the
図1に示す構造では、電極105と106はコプレーナストリップ線路を形成し、高周波信号源109からの電気信号を逆相で伝搬するため、2つの導波路103、104には、互いに逆相の電圧が印加される、いわゆるプッシュプル型の構成となっており、この構成はシングルエンド駆動型MZ変調器と呼ばれている。
In the structure shown in FIG. 1, the
図2は、別の従来構造の半導体MZ変調器を示し(例えば非特許文献2または非特許文献3参照。)、(a)は上面図であり、(b)は断面図である。図2の半導体MZ変調器は、差動駆動型MZ変調器とも呼ばれる。図1の半導体MZ変調器と同様に、図2の半導体MZ変調器は、入力導波路101と、入力導波路101を導波してくる光を2つに分波する光分波器102と、光分波器102により分波された光がそれぞれ導波する導波路103、104と、2つの導波路103、104をそれぞれ導波してくる光を合波する光合波器107と、光合波器107で合波された光を出力する出力導波路108とを備える。また、図2に示す半導体MZ変調器は、高周波信号源121、122に接続され、導波路103、104を導波する光に電圧を印加するための進行波型電極105、106と、進行波型電極105、106とともに差動駆動型の伝送線路を形成するグランド電極123、124および125とを備える。図2(b)は光分波器102と光合波器107との間の2つの導波路103、104部分のうちの導波路104部分の断面図である。図2(b)に示すように半導体MZ変調器は、半導体基板112と、下部クラッド層114、コア層115と、上部クラッド層116とを備え、進行波型電極106が上部クラッド層116上に形成されている。導波路103部分の断面も図2(b)と同様である。
2 shows another conventional semiconductor MZ modulator (see, for example, Non-Patent
図2に示す一般的な半導体MZ変調器(差動駆動型MZ変調器)の構成と動作原理について示す。図1に示す一般的な半導体MZ変調器(コプレーナストリップ線路型変調器)と同様に、入力光は、まず入力導波路101から入射し、光分波器102により2分岐され2つのアーム導波路(導波路103および導波路104)に導かれる。図2に示す差動駆動型MZ変調器では、図1に示すコプレーナストリップ線路型変調器と異なり、互いに独立した電極105、106により電圧を印加されることにより、半導体コア層(導波路103および導波路104)における電気光学効果により、互いに独立した屈折率変化が発生し、その結果、光の位相が変化する。これによる2つのアームの位相差により光合波器により合波され出力される出力光強度が変化する。これが図2の差動駆動型MZ変調器の動作原理である。図2に示す電極構造は、進行波型電極105および106、並びにグランド電極123、124および125から形成される差動駆動型の電極構造である。
The configuration and operation principle of the general semiconductor MZ modulator (differential drive type MZ modulator) shown in FIG. 2 will be described. As in the general semiconductor MZ modulator (coplanar stripline modulator) shown in FIG. 1, the input light first enters from the
図1および2に示す半導体MZ変調器では、先に述べたように、電極105および106を伝搬する電気信号により、コア層115を伝搬する光に電圧が印加され、光変調器として作用する。この時に単位長さ当たりに受ける屈折率変化は
In the semiconductor MZ modulator shown in FIGS. 1 and 2, as described above, a voltage is applied to the light propagating through the
と表される。aは1次の電気光学効果(ポッケルス効果)の係数、bは2次の電気光学効果の係数である。 It is expressed. a is a coefficient of the first-order electro-optic effect (Pockels effect), and b is a coefficient of the second-order electro-optic effect.
次に図2に示す半導体MZ変調器に用いられている電極について詳しく説明する。高速なマッハツェンダ変調器の実現には進行波型電極構造が有用であることが知られている(例えば非特許文献3参照)。進行波型電極構造では、インピーダンス整合と光変調器における光と電気の速度整合が重要となる。電気の伝送線路モデルは図3のように表され、このような回路モデルでは、インピーダンスZ0と伝播定数γは次式で表される。 Next, electrodes used in the semiconductor MZ modulator shown in FIG. 2 will be described in detail. It is known that a traveling wave electrode structure is useful for realizing a high-speed Mach-Zehnder modulator (for example, see Non-Patent Document 3). In the traveling wave type electrode structure, impedance matching and speed matching between light and electricity in the optical modulator are important. The electrical transmission line model is expressed as shown in FIG. 3, and in such a circuit model, the impedance Z 0 and the propagation constant γ are expressed by the following equations.
R,G,LおよびCはそれぞれ単位長さ当たりの抵抗、コンダクタンス、インダクタンスおよびキャパシタンスを表しており、ωL>>R, ωC>>Gの場合、 R, G, L, and C represent the resistance, conductance, inductance, and capacitance per unit length, respectively, and when ωL >> R, ωC >> G,
と表すことができ、この時、電気の速度vと実効屈折率nはそれぞれ At this time, the velocity of electricity v and the effective refractive index n are
と表すことができる。このモデルは進行波型電極についても適用することができる。つまり、これは、定性的に光変調器のインダクタンス成分を制御することにより、インピーダンスと電気の速度を調整することができることを示している。 It can be expressed as. This model can also be applied to traveling wave electrodes. That is, this indicates that the impedance and the speed of electricity can be adjusted by qualitatively controlling the inductance component of the optical modulator.
具体的なインピーダンス整合条件としては、インピーダンスが外部電気回路のインピーダンスである50Ωに近い値になることが望ましい。50Ωからずれると、電気的な反射が起こり、効率的に電圧を印加できなくなる。 As specific impedance matching conditions, it is desirable that the impedance be close to 50Ω, which is the impedance of the external electric circuit. If it deviates from 50Ω, electrical reflection occurs, and the voltage cannot be applied efficiently.
また光と電気の速度差による周波数帯域Δfは、光速c,光導波路を伝搬する光の群速度v0および電極長lを用いて次のように表される。 The frequency band Δf due to the speed difference between light and electricity is expressed as follows using the light velocity c, the group velocity v 0 of light propagating through the optical waveguide, and the electrode length l.
この式から、光の群速度v0と電気の速度vが一致した時に最大の周波数帯域を得ることができることがわかる。 From this equation, it can be seen that the maximum frequency band can be obtained when the light group velocity v 0 and the electric velocity v coincide.
以上述べたように、進行波型電極構造のMZ変調器の性能を決める上でインピーダンス整合と速度整合が重要となっている。 As described above, impedance matching and speed matching are important in determining the performance of an MZ modulator having a traveling wave electrode structure.
通信システムの大容量化や低消費電力化の要望に伴い、半導体マッハツェンダ変調器の高速化や低駆動電圧化が必須となっており、そのためには、インピーダンス整合と速度整合を満たすことが重要である。しかし、従来構造ではこの2つをバランスよく調整することが困難であった。例えば、速度整合を優先すると、インピーダンスが小さくなりすぎるというような傾向があった。 With the demand for higher capacity and lower power consumption in communication systems, it is essential to increase the speed and drive voltage of semiconductor Mach-Zehnder modulators. To that end, it is important to satisfy impedance matching and speed matching. is there. However, in the conventional structure, it is difficult to adjust the two in a balanced manner. For example, when priority is given to speed matching, the impedance tends to be too small.
本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、インピーダンスや電気の速度を調整する機構を設けることにより、従来の進行波電極を用いたマッハツェンダ変調器に比べ、広帯域または低駆動電圧の変調器を提供することことにある。 The present invention has been made in view of such problems, and its object is to provide a mechanism for adjusting the impedance and the speed of electricity, compared to a conventional Mach-Zehnder modulator using traveling wave electrodes. Another object is to provide a broadband or low drive voltage modulator.
このような目的を達成するために、本願発明の第1の態様は、半導体基板上に、第一の導電性半導体クラッド層とノンドープ半導体コア層と第二の導電性半導体クラッド層を順次積層して形成された光導波路を備えた第一の光導波路及び第二の光導波路でマッハツェンダ干渉計が形成され、前記第一の光導波路と前記第二の光導波路上にそれぞれ形成された第一の進行波型電極と第二の進行波型電極を備えた半導体マッハツェンダ変調器である。 In order to achieve such an object, according to a first aspect of the present invention, a first conductive semiconductor cladding layer, a non-doped semiconductor core layer, and a second conductive semiconductor cladding layer are sequentially stacked on a semiconductor substrate. A Mach-Zehnder interferometer is formed by the first optical waveguide and the second optical waveguide each having the optical waveguide formed in the first, and the first optical waveguide is formed on the first optical waveguide and the second optical waveguide, respectively. A semiconductor Mach-Zehnder modulator including a traveling wave electrode and a second traveling wave electrode.
一実施形態では、半導体マッハツェンダ変調器の第一の進行波型電極及び第二の進行波型電極の各々は、第一のインダクタンスでかつ第一の素子長で形成された第一の領域と、第二のインダクタンスでかつ第二の素子長で形成された第二の領域とを含み、第一の領域と第二の領域とは電気的に接続されている。第二の領域のインダクタンスは第一の領域のインダクタンスよりも大きく、第一の領域及び第二の領域の素子長は動作周波数に比べ十分に小さい。あるいは、半導体マッハツェンダ変調器の第一の進行波型電極及び第二の進行波型電極の各々は、第一の領域が、第一のインダクタンスでかつ第一の素子長で且つ第一のキャパシタンスで形成され、第二の領域が、第二のインダクタンスでかつ第二の素子長で且つ第二のキャパシタンスで形成され、第二の領域のキャパシタンスは第一の領域のキャパシタンスよりも小さい。 In one embodiment, each of the first traveling wave type electrode and the second traveling wave type electrode of the semiconductor Mach-Zehnder modulator includes a first region formed with a first inductance and a first element length, A second region formed with a second inductance and a second element length, and the first region and the second region are electrically connected. The inductance of the second region is larger than the inductance of the first region, and the element lengths of the first region and the second region are sufficiently smaller than the operating frequency. Alternatively, each of the first traveling wave electrode and the second traveling wave electrode of the semiconductor Mach-Zehnder modulator has a first region having a first inductance, a first element length, and a first capacitance. The second region is formed with a second inductance, a second element length, and a second capacitance, and the capacitance of the second region is smaller than the capacitance of the first region.
一実施形態では、半導体マッハツェンダ変調器の第一の進行波型電極と第二の進行波型電極はコプレーナストリップ線路を形成する。あるいは、半導体マッハツェンダ変調器は、第一の進行波型電極および第二の進行波型電極をそれぞれ挟むグランド電極をさらに備え、第一の進行波型電極と前記第二の進行波型電極に差動信号が入力される。 In one embodiment, the first traveling wave electrode and the second traveling wave electrode of the semiconductor Mach-Zehnder modulator form a coplanar strip line. Alternatively, the semiconductor Mach-Zehnder modulator further includes a ground electrode that sandwiches the first traveling wave type electrode and the second traveling wave type electrode, respectively, and is different from the first traveling wave type electrode and the second traveling wave type electrode. A motion signal is input.
一実施形態では、半導体マッハツェンダ変調器は、第一の進行波型電極及び第二の進行波型電極がそれぞれ第一の領域と第二の領域の組を複数有する。第一及び第二の進行波型電極の第一の領域は第一及び第二の光導波路上にそれぞれ形成される。
一実施形態では、グランド電極における第一の進行波型電極側の第二の領域に対応する部分、およびグランド電極における第二の進行波型電極側の第二の領域に対応する部分の少なくとも1つの形状は、対応する第二の領域の形状に応答して変化しており、第一の進行波型電極および第二の進行波型電極の第二の領域と、当該第二の領域を挟むグランド電極との間の距離、または第一の進行波型電極および第二の進行波型電極の第二の領域と、当該第二の領域を挟むグランド電極との間の平均距離は、第一の進行波型電極および第二の進行波型電極の第一の領域と、当該第一の領域を挟むグランド電極との間の距離と略同一である。
In one embodiment, in the semiconductor Mach-Zehnder modulator, the first traveling wave type electrode and the second traveling wave type electrode each have a plurality of sets of the first region and the second region. The first regions of the first and second traveling wave electrodes are formed on the first and second optical waveguides, respectively.
In one embodiment, at least one of a portion corresponding to the second region on the first traveling wave electrode side in the ground electrode and a portion corresponding to the second region on the second traveling wave electrode side in the ground electrode. The two shapes change in response to the shape of the corresponding second region, and sandwich the second region of the first traveling wave electrode and the second traveling wave electrode with the second region. The distance between the ground electrode, or the average distance between the second region of the first traveling wave electrode and the second traveling wave electrode and the ground electrode sandwiching the second region is The distance between the first region of the traveling wave type electrode and the second traveling wave type electrode and the ground electrode sandwiching the first region is substantially the same.
一実施形態では、隣り合う2つの第一の領域の間の領域における第一の光導波路及び第二の光導波路の第二の導電性半導体クラッド層は、ノンドープ半導体クラッド層である。 In one embodiment, the second conductive semiconductor cladding layer of the first optical waveguide and the second optical waveguide in a region between two adjacent first regions is a non-doped semiconductor cladding layer.
一実施形態では、第一の進行波型電極および第二の進行波型電極の第二の領域部分はそれぞれ、第一の光導波路および第二の光導波路上、若しくは第一の光導波路横および第二の光導波路横に形成された誘電体、絶縁の半導体、半絶縁の半導体、または空気層上に形成される。第一の進行波型電極および第二の進行波型電極の第二の領域部分はそれぞれ、第一の進行波型電極および第二の進行波型電極の第一の領域部分よりも高い位置に形成される。 In one embodiment, the second region portions of the first traveling wave electrode and the second traveling wave electrode are respectively on the first optical waveguide and the second optical waveguide, or on the side of the first optical waveguide and It is formed on a dielectric, an insulating semiconductor, a semi-insulating semiconductor, or an air layer formed beside the second optical waveguide. The second region portions of the first traveling wave electrode and the second traveling wave electrode are respectively positioned higher than the first region portions of the first traveling wave electrode and the second traveling wave electrode. It is formed.
一実施形態では、第一の導電性半導体クラッド層及び第二の導電性半導体クラッド層のうちの一方がn型半導体で、他方がp型半導体である。 In one embodiment, one of the first conductive semiconductor cladding layer and the second conductive semiconductor cladding layer is an n-type semiconductor and the other is a p-type semiconductor.
一実施形態では、第一の導電性半導体クラッド層及び第二の導電性半導体クラッド層の双方がn型半導体である。第一の導電性半導体クラッド層とノンドープ半導体コア層との間、及びノンドープ半導体コア層と第二の導電性半導体クラッド層との間の少なくとも1つにp型の第三の導電性半導体クラッド層が挿入されている。 In one embodiment, both the first conductive semiconductor cladding layer and the second conductive semiconductor cladding layer are n-type semiconductors. A p-type third conductive semiconductor clad layer is provided between at least one of the first conductive semiconductor clad layer and the non-doped semiconductor core layer and between the non-doped semiconductor core layer and the second conductive semiconductor clad layer. Is inserted.
一実施形態では、ノンドープ半導体コア層の少なくとも一部が多重量子井戸層構造を有する。 In one embodiment, at least a portion of the non-doped semiconductor core layer has a multiple quantum well layer structure.
以上説明したように、本発明によれば、インピーダンス整合と速度整合を調整する機構を設けることにより、従来のシングルエンド駆動または差動駆動の進行波型半導体マッハツェンダ変調器に比べ、広帯域または低駆動電圧の変調器を実現することが可能となる。 As described above, according to the present invention, by providing a mechanism for adjusting impedance matching and speed matching, compared with a conventional single-end drive or differential drive traveling-wave semiconductor Mach-Zehnder modulator, wideband or low drive. A voltage modulator can be realized.
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。図面において同一または類似する符号は、同一または類似する要素を示す。したがって、同一または類似する要素についての繰り返しの説明は省略する。
(第1の実施形態)
本実施形態の光変調器は、従来の進行波型半導体マッハツェンダ変調器をベースにインピーダンス整合と速度整合を調整する機構として、インダクタ調整部を電極構成に設けることで、従来よりも広帯域または低駆動電圧な変調器を実現するものである。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the drawings, the same or similar reference numerals indicate the same or similar elements. Therefore, repeated description of the same or similar elements is omitted.
(First embodiment)
The optical modulator according to the present embodiment is provided with an inductor adjustment unit in an electrode configuration as a mechanism for adjusting impedance matching and speed matching based on a conventional traveling wave type semiconductor Mach-Zehnder modulator. A voltage modulator is realized.
図4に本実施形態の光変調器の構成を示す。図4(a)は上面図であり、(b)、(c)、(d)および(e)は断面図である。図4(a)に示すように本実施例の光変調器は、入力導波路201と、入力導波路201を導波してくる光を2つに分波する光分波器202と、光分波器202により分波された光がそれぞれ導波する導波路203、204と、2つの導波路203、204を導波してくる光を合波する光合波器209と、光合波器209で合波された光を出力する出力導波路210とを備える。また、図4に示す光変調器は、高周波信号源211と、高周波信号源211に接続された進行波型電極(電極205と206、および207と208)と、導波路203、204にバイアス電圧を印加するための電極212、213とを備える。
FIG. 4 shows the configuration of the optical modulator of this embodiment. 4A is a top view, and FIGS. 4B, 4C, 4D, and 4E are cross-sectional views. As shown in FIG. 4A, the optical modulator of this embodiment includes an
高周波信号源211に接続された進行波型電極は、コプレーナストリップ線路を形成し、それぞれ導波路203、204上の光の伝搬方向の直線部分205、207と、インピーダンス整合と速度整合を調整するためのインダクタ調整部(インピーダンス・速度調整部ともいう。)206、208を備える。直線部分205、207に電圧を印加することで、それぞれの導波路203、204に電界が発生し、屈折率変化が生じる結果、光の位相が変化する。直線部分205とインダクタ調整部206とは電気的に接続されている。同様に、直線部分207とインダクタ調整部208とは電気的に接続されている。
The traveling wave type electrode connected to the high
図4(b)は、進行波型電極の直線部分205、207の断面図である。図4(c)乃至(d)は、インダクタ調整部206、208の断面図である。図4(e)は、図4(d)に示すインダクタ調整部206、208の変形例の断面図である。図4(b)乃至(e)の断面図に示すように、光変調器は、半導体基板214に順次形成された、n型半導体層215と、下部クラッド層216と、コア層217と、上部クラッド層218または220とを備える。また、図4(b)乃至(d)に示すように、光変調器は、半導体基板214に形成された誘電体または半導体219を備えている。図4(e)では、図4(d)における誘電体または半導体219の代替として空気層となっている。
FIG. 4B is a cross-sectional view of the
図4(b)に示すように、進行波型電極の直線部分205、207は、当該直線部分の中心がコア層217の中心と一致する位置に、クラッド層218上に形成されている。また、図4(c)乃至(e)に示すように、インダクタ調整部206、208は、当該インダクタ調整部の中心がコア層217の中心と一致しない位置(インダクタ調整部の一部または全部がコア層217と重ならなくないような位置)に、クラッド層220上、誘電体または半導体219上、もしくは空気層上に形成されている。
As shown in FIG. 4B, the
本実施形態の光変調器の動作原理を説明する。信号光は、まず入力導波路201から入射し、光分波器202により2分岐され導波路203、204に導かれ、進行波型電極の直線部分205、207部分により電圧を印加されることにより、半導体コア層217において電気光学効果により、屈折率変化が発生し、その結果、光の位相が変化する(図4(b))。これによる2つのアーム(導波路)の位相差により光合波器209により合波され出力される出力光強度が変化する。これがMZ変調器の動作原理である。
The operation principle of the optical modulator of this embodiment will be described. The signal light first enters from the
インダクタ調整機構206、208の導入による進行波型電極のインピーダンス整合と速度整合に対する効果について次に説明する。例えば、広帯域化を図る場合、インピーダンス整合と速度整合のみならず、帯域は損失に比例すると言えるので、進行波型電極での伝播損を下げる必要があり、そのためには進行波型電極の幅を広くとる必要がある。例えば2つのコア層の間の間隔が20μm、コア層の厚みが1μm、幅2μm、電極206,208幅20μmであるとすると、その時の伝搬損失を2/3程度にするには電極幅を100μm以上とする必要がある。しかし電極幅を100μm以上とすると、それに伴いインピーダンスが40Ω以下となってしまい、大きく50Ωからずれてしまうため帯域が劣化してしまう。さらにこの時、速度整合の面でも、光の速度に比べ、電気の速度が約3/2倍速いという状況が生じ、速度不整合のため、帯域が劣化してしまう。そのため、伝搬損失低下による帯域の増加というメリットを従来構造では得ることが不可能であった。
Next, the effect of traveling wave type electrodes on impedance matching and speed matching by introducing the
ここで、進行波型電極のインピーダンスと速度は次のように表すことができる。 Here, the impedance and speed of the traveling wave electrode can be expressed as follows.
つまり、今、先に書いたように変調部分(直線部分205,207)の電極を決めると、インダクタンスLと静電容量Cが決まり低インピーダンス、高速という状況が生まれることがわかった。そこに、インダクタ調整部206、208により、インダクタンスLloadを装荷することができれば、
In other words, as described above, when the electrodes of the modulation part (
と表すことができる。つまり、インピーダンスが低すぎ、さらに速度が速すぎるといった状況を所望のインダクタンスLloadを装荷することで、インピーダンス整合、速度整合を取ることができる。これにより、伝播損の低減、インピーダンス整合、速度整合これらの全ての面をより良くすることができるため、広帯域化することができる。また、電極長を長くすることで、狭帯域化するが低駆動電圧動作化させることも可能である。 It can be expressed as. That is, impedance matching and speed matching can be achieved by loading a desired inductance Lload when the impedance is too low and the speed is too high. As a result, the propagation loss can be reduced, impedance matching, and speed matching can all be improved, so that the bandwidth can be increased. Further, by increasing the electrode length, the band can be narrowed, but it is also possible to operate at a low driving voltage.
進行波型電極の直線部分205,207のみで構成される変調器に比べ、先に説明したようなインダクタ206、208部分が装荷された変調器は、インピーダンス整合、速度整合を実現するために、より大きなインダクタンスとなる必要がある。そのためには、装荷するインダクタンス部分206、208部分(インピーダンス・速度調整部)は直線部分205、207部分に比べインダクタンスが大きくなければならない。
Compared to the modulator composed of only the straight-
このインダクタンスLloadはインダクタ調整部分206、208の数やサイズや構成を調整することで大きく値を変えることができる。図4では例としてループ型インダクタを示している。ここでループ型インダクタとは、図4のインダクタ調整部分206、208のように進行型電極をループ状(半輪形を含む輪形状)に這わせた構造である。これにより、進行型電極の直線部分205、207よりも大きなインダクタを実現できる。また、インダクタ調整部分206、208は、216,217,218で構成された導波路上ではなく、その横に構成された誘電体または半導体219上または空中(空気層上)に作製する。例えばより大きなインダクタンスが必要な場合は、単純にインダクタ調整部分206、208の単位長さ当たりの数を増やすことで、より大きなインダクタンスを装荷することができる。図4ではインダクタ調整部分206,208部分に1つのループしか示していないがこの部分に複数のループ構造を作製したり、ループの距離・サイズを大きくしたりすることで、より大きなインダクタンスを装荷することができる。
The inductance Lload can be greatly changed by adjusting the number, size, and configuration of the
より大きなインダクタンスを装荷するために、進行波型電極を、図6に示すような同一平面上にスパイラル状に形成したスパイラル型や、図7に示すような複数の折り返し部分からなるミアンダ型等の別のインダクタ構成を用いることも可能である。 In order to load a larger inductance, traveling wave type electrodes such as a spiral type formed in a spiral shape on the same plane as shown in FIG. 6 or a meander type consisting of a plurality of folded portions as shown in FIG. Other inductor configurations can be used.
また、小さいインダクタンスが必要な場合は上述したのと逆に、インダクタ装荷の数を減らしたり、サイズを小さくしたりすれば良い。 On the other hand, if a small inductance is required, the number of inductor loads may be reduced or the size may be reduced, contrary to the above.
本実施形態の構成では、インダクタ調整部分206、208の相互作用をなくすために、インダクタ調整部分206は上方向に、インダクタ調整部分208は下方向に向け、互いに離した構成にしているが、インダクタ調整部分206を下向き、インダクタ調整部分208を上向きのように互いを近づけて、相互作用(相互インダクタンス)を考慮した設計としても良い。
In the configuration of the present embodiment, in order to eliminate the interaction between the
なお、進行波型電極の直線部分205、207、およびインダクタ調整部分206、208の長さはそれぞれ、集中定数的にみなせるように、高周波信号の波長に比べ十分小さいものとする。
Note that the lengths of the
また上記では単純化のために省いたが、実際にはインダクタを装荷すると同時にキャパシタも装荷されることになる。より正確に本インダクタ装荷による効果を表すために図5に示すような等価回路モデルを考慮すると、進行波型電極のインピーダンスと速度は次のように表すことができる。 Although omitted in the above for the sake of simplification, the capacitor is actually loaded simultaneously with the loading of the inductor. Considering an equivalent circuit model as shown in FIG. 5 in order to express the effect of loading the inductor more accurately, the impedance and speed of the traveling wave electrode can be expressed as follows.
つまり、インピーダンスが低すぎ、さらに速度が速すぎるといった状況をインダクタンスLloadとキャパシタンスCloadを調整して装荷することで実現可能であることがわかる。上記例の場合(インピーダンスが40Ω以下となり、光の速度に比べ電気の速度が約3/2倍速いという状態である場合)には、定式からインダクタンス成分Lloadを効果的に装荷する必要がある。これはつまり、キャパシタンス成分を小さくすることが効果的であることを示している。 That is, it can be seen that the situation where the impedance is too low and the speed is too high can be realized by adjusting the inductance Lload and the capacitance Cload. In the case of the above example (when the impedance is 40Ω or less and the speed of electricity is about 3/2 times faster than the speed of light), it is necessary to effectively load the inductance component Lload from the formula. This indicates that it is effective to reduce the capacitance component.
変調部に比べ、インピーダンス・速度調整部(206、208)のキャパシタンスを大幅に小さくするには、インピーダンス・速度調整部を、直線部分205、207よりも高い位置に作製すること(例えば、厚みのある誘電媒質上に作製)、且つBCBやポリイミド等の低誘電体媒質上または空気上に作製することが効果的である。なぜならば、キャパシタンス = 誘電率×断面積÷誘電媒質の高さで表されるためである。インダクタンスについて生じる変化は、所望の方向であるインダクタンスが大きくなる方向であるため、このことからも誘電媒質を高くすることが効果的であることが言える。このように誘電媒質の種類や誘電媒質の高さを選択することで、インダクタンスとキャパシタンスの装荷量を所望の値に調整することができる。例えば、インピーダンス・速度調整部(206、208)の位置が、直線部分(205,207)の位置よりも10μm程度高くなるように形成すことができるが、インダクタンスとキャパシタンスをどの程度の装荷するかに応じて、変更することが望ましい。また、装荷される単位長さあたりのインダクタンスを大きくし、単位長さあたりのキャパシタンスを小さく制御すれば、調整部の長さを短くできるため、損失の低減にもつながる。
In order to significantly reduce the capacitance of the impedance / velocity adjustment unit (206, 208) compared to the modulation unit, the impedance / velocity adjustment unit is formed at a position higher than the
なお、導波路部の横(脇)の部分には、一般的にはBCB等の誘電媒質があるが、効果的にインダクタンスを装荷する(キャパシタンスを低減する)ためには、導波路横は空気であることが望ましい。 Note that there is generally a dielectric medium such as BCB on the side (side) of the waveguide portion. However, in order to effectively load inductance (reduce capacitance), the side of the waveguide is air. It is desirable that
続いて図4の断面図を用いて説明する。
本実施形態に係る光変調器は、SI-InP基板214上に、n-InP層215、InPからなる下部クラッド層216、ノンドープの半導体コア層217が順次積層される。上部クラッド層218は、図4(b)の断面図では、すなわち進行波型電極の直線部分205および207の下では導電性クラッド層(例えばp-InP層)からなる。半導体コア層217は、光導波層として機能し、たとえば、InGaAsPやInGaAlAsなどの材料系を用い、単一組成の四元混晶のバルク層や多重量子井戸層で構成したり、多重量子井戸層とその上下にバンドギャップが多重量子井戸層よりも大きく、かつ、上部・下部のクラッド層よりもバンドギャップが小さい値を持つ光閉じ込め層を有する構造を用いることもできる。
Next, description will be made with reference to the cross-sectional view of FIG.
In the optical modulator according to this embodiment, an n-
図4(d)の断面図、すなわち進行波型電極の直線部分205や207がない部分(インダクタ調整部分(インピーダンス・速度調整部)206、208が形成される部分)では、上部クラッド層220はノンドープのクラッド層(例えばノンドープInP)が使われる。これは導電性クラッド層218により光の損失低減と、電気的なアイソレーションを取るためである。断面図(b)と断面図(d)の間は断面図(c)のようになり、上部クラッド層220はやはりノンドープのクラッド層が用いられる。
In the cross-sectional view of FIG. 4D, that is, a portion where the straight-
なお、誘電体または半導体219の材料はインピーダンスに大きく影響を与え、インダクタ調整部分206や208を有効に働かせるためには低誘電率の絶縁体が望ましい。材料としては例えばノンドープのInPがある。さらに別の材料としてはBCB(benzocyclobutene)のような低誘電率のものがより望ましい。その他にもポリイミドやエポキシ、各種ポリマーを使用することもできる。GaAsなどの半絶縁の半導体としてもよい。
It should be noted that the dielectric or the material of the
さらに、誘電体または半導体219として低誘電率であり、絶縁に優れた空気を使うこともできる。すなわち断面図(e)のようにインダクタ調整部分206、208を空中に浮かせた(誘電体または半導体219をなくした)構造でも構わない。
Further, air having a low dielectric constant and excellent insulation can be used as the dielectric or
図8は、本実施形態に係る光変調器の光の進行方向の断面を説明する図である。同図に示すように、進行波形電極の直線部分205、207の下では上部クラッド層218は導電性クラッド層(例えばp-InP層)からなり、直線部分205、207ではない進行波形電極の部分(インダクタ調整部分206、208が形成される部分)では、上部クラッド層220はノンドープのクラッド層(例えばノンドープInP)が使われる。
FIG. 8 is a diagram for explaining a cross section in the light traveling direction of the optical modulator according to the present embodiment. As shown in the figure, below the
四元混晶のバルク層や多重量子井戸層のバンドギャップ波長は、使用する光波長において、電気光学効果が有効に作用し、かつ、光吸収が問題とならないように設定されている。 The band gap wavelengths of the quaternary mixed crystal bulk layer and the multiple quantum well layer are set so that the electro-optic effect acts effectively and the light absorption does not become a problem at the light wavelength used.
図4では、MZ変調器の2本のアーム(導波路)の各々に、進行波形電極の直線部分205や207が3個ずつ、インダクタ調整部分206や208(インピーダンス・速度調整部)を2個ずつ配置しているが、これらの数は上記に限定されるものではない。
In FIG. 4, each of the two arms (waveguides) of the MZ modulator has three
また本発明はInP系材料に限定されるものではなく、例えば、GaAs基板整合する材料系を用いても構わない。 The present invention is not limited to InP-based materials, and for example, a material system that matches a GaAs substrate may be used.
図4における上部クラッド層および下部クラッド層は、どちらか一方がn型半導体で、他方がp型半導体であって構わない。一方、上部クラッド層および下部クラッド層の両方がn型半導体で、上部クラッド層とコア層の間、もしくは下部クラッド層とコア層の間に、第3のp型クラッド層が挿入されている構造とすることもできる。 One of the upper cladding layer and the lower cladding layer in FIG. 4 may be an n-type semiconductor and the other may be a p-type semiconductor. On the other hand, both the upper clad layer and the lower clad layer are n-type semiconductors, and a third p-type clad layer is inserted between the upper clad layer and the core layer or between the lower clad layer and the core layer. It can also be.
以上説明したように、本実施形態によれば、光変調器の伝送線路の伝播損の低減、インピーダンス整合および電気と光の速度整合を改善することができ、広帯域化が可能になる。また、電極長を調整することで、低駆動電圧動作や、より広帯域な動作を実現可能である。 As described above, according to the present embodiment, it is possible to reduce the propagation loss of the transmission line of the optical modulator, improve the impedance matching and the speed matching between electricity and light, and to widen the bandwidth. Further, by adjusting the electrode length, it is possible to realize a low driving voltage operation or a wider band operation.
例えば、電極長を長くすることで、狭帯域化が生じるものの、低駆動電圧動作が可能となる。逆に、電極長を短くすることで、高駆動電圧となるものの、広帯域化することができる。 For example, by increasing the electrode length, a low driving voltage operation is possible although a narrow band occurs. On the other hand, by shortening the electrode length, a high driving voltage can be obtained, but a wide band can be obtained.
(第二の実施形態)
本実施形態の光変調器は、従来の差動駆動の進行波型半導体マッハツェンダ変調器(図2)をベースにインピーダンス整合と速度整合を調整する機構を電極構成に設けることで、従来よりも広帯域または低駆動電圧な変調器を実現するものである。
(Second embodiment)
The optical modulator according to the present embodiment is provided with a mechanism for adjusting impedance matching and speed matching based on a conventional differentially driven traveling wave type semiconductor Mach-Zehnder modulator (FIG. 2) in the electrode configuration, thereby providing a wider band than the conventional one. Alternatively, a modulator with a low driving voltage is realized.
図9に、本実施形態の光変調器の構成を示す。図9(a)は上面図であり、(b)、および(c)は断面図である。図9(a)に示すように本実施例の光変調器は、入力導波路201と、入力導波路201を導波してくる光を2つに分波する光分波器202と、光分波器202により分波された光がそれぞれ導波する導波路203、204と、2つの導波路203、204を導波してくる光を合波する光合波器209と、光合波器209で合波された光を出力する出力導波路210とを備える。また、図9に示す光変調器は、高周波信号源221および222にそれぞれ接続された進行波型電極(電極205と206、および207と208)、ならびにグランド電極223、224および225を備える。電極205と206から形成される進行波型電極(シグナル電極)は、グランド電極223および225に挟まれている。同様に、電極207と208から形成される進行波型電極(シグナル電極)は、グランド電極224および225に挟まれている。各進行波型電極の他端は、50Ωの終端抵抗に接続されている。
FIG. 9 shows the configuration of the optical modulator of this embodiment. FIG. 9A is a top view, and FIGS. 9B and 9C are cross-sectional views. As shown in FIG. 9A, the optical modulator of this embodiment includes an
高周波信号源221および222にそれぞれ接続された2つの進行波型電極は、差動駆動型の伝送線路を形成し、それぞれ導波路203、204上の光の伝搬方向の直線部分205、207と、インピーダンス整合と速度整合を調整するためのインピーダンス・速度調整部(インダクタ調整部)206、208を備える。直線部分205、207は、それぞれ導波路203、204を伝搬する光に電圧を印加する。直線部分205とインピーダンス・速度調整部206とは電気的に接続されている。同様に、直線部分207とインピーダンス・速度調整部208とは電気的に接続されている。
Two traveling wave electrodes connected to the high-
図4のシングルエンド駆動型光変調器においては、単一の信号源からのシングルエンド信号が2つの進行波電極に接続される。進行波電極間に互いに逆相の電圧を印加して相互作用するように駆動する(プッシュプル駆動)。相互作用のため、進行波電極の間隔は、通常20乃至40μm程度である。他方、本実施形態の光変調器においては、各進行波電極毎に1つ信号源が接続され、2つの進行波電極を独立に制御する。進行波電極間に互いに逆相の電圧(差動信号)を入力することでプッシュプル駆動させる。進行波電極の間隔は、シングルエンド駆動型光変調器における進行波電極の間隔よりも広く、100μm程度である。 In the single-ended drive type optical modulator of FIG. 4, a single-ended signal from a single signal source is connected to two traveling wave electrodes. Driving is performed so as to interact by applying voltages of mutually opposite phases between traveling wave electrodes (push-pull driving). Due to the interaction, the distance between the traveling wave electrodes is usually about 20 to 40 μm. On the other hand, in the optical modulator of this embodiment, one signal source is connected to each traveling wave electrode, and the two traveling wave electrodes are controlled independently. Push-pull driving is performed by inputting mutually opposite-phase voltages (differential signals) between the traveling wave electrodes. The interval between the traveling wave electrodes is about 100 μm, which is wider than the interval between the traveling wave electrodes in the single-end drive type optical modulator.
図9(b)は、進行波型電極の直線部分205、207の断面図である。図9(c)は、インピーダンス・速度調整部206、208の断面図である。図9(b)および(c)の断面図に示すように、光変調器は、半導体基板214に順次形成された、下部クラッド層216と、コア層217と、上部クラッド層218または220とを備える。また、図4(b)および(c)に示すように、また、光変調器は、半導体基板214に形成された誘電体または半導体219を備えている。誘電体層219は、BCBやポリイミド等の低誘電体媒質または空気層とすることができる。誘電体または半導体219の高さは、コア層217の高さよりも高く、インピーダンス・速度調整部(206、208)の位置は、直線部分(205,207)の位置よりも10μm程度高い位置となっている。
FIG. 9B is a cross-sectional view of the
図9(b)に示すように、進行波型電極の直線部分205、207は、当該直線部分の中心がコア層217の中心と一致する位置に、クラッド層218上に形成されている。また、図9(c)に示すように、インピーダンス・速度調整部206、208は、当該インピーダンス・速度調整部の中心がコア層217の中心と一致しない位置(インピーダンス・速度調整部の一部または全部がコア層217と重ならなくないような位置)に、誘電体または半導体219上、もしくは空気層上に形成されている。上記実施形態において図4のモデルを参照して説明したように、コア層217の高さよりも高い位置にインピーダンス・速度調整部206、208を形成することで、キャパシタンスを小さくし、インダクタンスを効果的に装荷することができる。
As shown in FIG. 9B, the
また、図10および11に示すように、より大きなインダクタンスを装荷するために、進行波型電極のインピーダンス・速度調整部(306,308,406,408)の構成を、スパイラル状に形成したスパイラル型や、複数の折り返し部分からなるミアンダ型等の別のインダクタ構成とすることも可能である。 Also, as shown in FIGS. 10 and 11, in order to load a larger inductance, the structure of the traveling wave type electrode impedance / velocity adjusting portion (306, 308, 406, 408) is formed in a spiral shape. It is also possible to adopt another inductor configuration such as a meander type composed of a plurality of folded portions.
本実施形態においても、図8を参照して説明したように、上部クラッド層および下部クラッド層は、どちらか一方がn型半導体で、他方がp型半導体であって構わない。一方、上部クラッド層および下部クラッド層の両方がn型半導体で、上部クラッド層とコア層の間、もしくは下部クラッド層とコア層の間に、第3のp型クラッド層が挿入されている構造とすることもできる。各種材料は、上記実施形態と同様に種々の材料系を用いても構わない。 Also in this embodiment, as described with reference to FIG. 8, one of the upper cladding layer and the lower cladding layer may be an n-type semiconductor and the other may be a p-type semiconductor. On the other hand, both the upper clad layer and the lower clad layer are n-type semiconductors, and a third p-type clad layer is inserted between the upper clad layer and the core layer or between the lower clad layer and the core layer. It can also be. Various materials may be used for various materials as in the above embodiment.
(第3の実施形態)
本実施形態の光変調器も、上記実施形態に係る光変調器と同様に、インピーダンス整合と速度整合を調整する機構を電極構成に設けることで、従来よりも広帯域または低駆動電圧な変調器を実現するものである。図12〜図14に示す光変調器は、図9〜11に示す光変調器にそれぞれ対応する。図9〜11の光変調器におけるグランド電極223,224,225と異なり、図12〜図14の光変調器では、進行波電極のインダクタ調整部分の形状に対応するよう、グランド電極の形を変えている。図12〜図14は、「進行波電極の直線部分」とグランドとの距離と、「進行波電極のインダクタ調整部分」とグランドとの距離をそれぞれほぼ一定とした例である。
(Third embodiment)
Similarly to the optical modulator according to the above-described embodiment, the optical modulator according to this embodiment is provided with a mechanism for adjusting impedance matching and speed matching in the electrode configuration, so that a modulator having a wider band or a lower driving voltage than the conventional one can be obtained. It is realized. The optical modulators shown in FIGS. 12 to 14 correspond to the optical modulators shown in FIGS. Unlike the
図12に示す光変調器においては、進行波型電極(205と206、および207と208)の形状が図9に示す光変調器の進行波型電極の形状と同じであるが、グランド電極(233、234および235)の形状が図9に示す光変調器のグランド電極(223、224および235)の形状と異なる。進行波型電極を挟むグランド電極における進行波型電極側の形状は、進行波型電極の形状に応答し、導波路(203、204)における光の導波方向について垂直な方向に凹凸を有している。進行波型電極の直線部分205(207)とグランド電極233(234)との距離は、進行波型電極の直線部分205(207)とグランド電極235との距離に等しく、進行波型電極のインピーダンス・速度調整部206(208)とグランド電極233(234)との距離は、進行波型電極のインピーダンス・速度調整部206(208)とグランド電極235との距離に等しい。また、図12の光変調器では、進行波型電極のインピーダンス・速度調整部206(208)とグランド電極233(234)との距離は、進行波型電極の直線部分205(207)とグランド電極233(234)との距離とも等しい。しかしながら、以下に説明するように、進行波型電極の直線部分205(207)とグランド電極233(234)との距離と、進行波型電極のインピーダンス・速度調整部206(208)とグランド電極233(234)との距離とを、個別に調整してもよい。同様に、進行波型電極の直線部分205(207)とグランド電極235との距離と、進行波型電極のインピーダンス・速度調整部206(208)とグランド電極235との距離とを、個別に調整してもよい。
In the optical modulator shown in FIG. 12, the traveling wave type electrodes (205 and 206, and 207 and 208) have the same shape as the traveling wave type electrode of the optical modulator shown in FIG. 233, 234 and 235) are different from the shape of the ground electrode (223, 224 and 235) of the optical modulator shown in FIG. The shape of the ground electrode on the side of the traveling wave type electrode sandwiching the traveling wave type electrode responds to the shape of the traveling wave type electrode and has irregularities in the direction perpendicular to the light guiding direction of the waveguide (203, 204). ing. The distance between the linear portion 205 (207) of the traveling wave electrode and the ground electrode 233 (234) is equal to the distance between the linear portion 205 (207) of the traveling wave electrode and the
進行波電極の直線部分とこれを挟むグランド電極との距離と、進行波電極のインピーダンス・速度調整部(インダクタ調整部)とこれを挟むグランド電極との距離をそれぞれ調整することで、インピーダンスや速度の調整が可能になる。例えば、進行波電極のインダクタ調整部分とこれを挟むグランド電極との距離を大きくことでインピーダンスを高くすることができ、距離を小さくすることでインピーダンスを低くすることができる。
進行波型電極の直線部分205(207)とグランド電極235との距離、進行波型電極のインピーダンス・速度調整部206(208)とグランド電極235との距離についても同様に個別に調整してもよい。すなわち、図12の光変調器は、進行波型電極のインピーダンス・速度調整部206(208)の光の進行方向について垂直な位置がいずれの場所においても、グランド電極との距離は等しくなる例であるが、いずれの(すべての)場所で距離を等しくする必要はなく、進行波型電極のインピーダンス・速度調整部206(208)の光の進行方向について垂直な個々の場所における距離が等しくないが、平均的に距離が等しくなる(インピーダンス・速度調整部206(208)が平均的に2つのグランド電極の中間に位置する)ようにしてもよい。同様に、進行波型電極の直線部分205(207)とグランド電極233(234)との距離、および進行波型電極の直線部分205(207)とグランド電極235との距離についても、すべての場所で距離を等しくする必要はない。
By adjusting the distance between the straight part of the traveling wave electrode and the ground electrode that sandwiches it, and the distance between the impedance / velocity adjustment unit (inductor adjustment unit) of the traveling wave electrode and the ground electrode that sandwiches this, impedance and speed Can be adjusted. For example, the impedance can be increased by increasing the distance between the inductor adjustment portion of the traveling wave electrode and the ground electrode sandwiching the inductor adjustment portion, and the impedance can be decreased by decreasing the distance.
Similarly, the distance between the straight line portion 205 (207) of the traveling wave electrode and the
図13に示す光変調器においては、進行波型電極(205と306、および207と308)の形状が図10に示す光変調器の進行波型電極の形状と同じであるが、グランド電極(323、324および325)の形状が図10に示す光変調器のグランド電極(223、224および225)の形状と異なる。進行波型電極のインピーダンス・速度調整部(306,308)の構成をスパイラル型とし、グランド電極323(324)との距離を個別に調整することにより、より大きなインダクタンスを装荷している。グランド電極325の場合も同様である。図12に示す光変調器と同様に、図13に示す光変調器においては、進行波型電極を挟むグランド電極における進行波型電極側の形状は、進行波型電極のスパイラル形状の部分に応答し、導波路(203、204)における光の導波方向について垂直な方向に凹凸を有している。進行波型電極の直線部分205(207)とグランド電極323(324)との平均的な距離は、進行波型電極の直線部分205(207)とグランド電極325との平均的な距離に等しい。進行波型電極のインピーダンス・速度調整部306(308)とグランド電極323(324)との平均的な距離は、進行波型電極のインピーダンス・速度調整部306(308)とグランド電極325との平均的な距離に等しい。なお、進行波型電極のインピーダンス・速度調整部306(308)とグランド電極323(324)との平均的な距離は、進行波型電極の直線部分205(207)とグランド電極323(324)との距離と等しくしてもよい。グランド電極325の場合も同様である。
In the optical modulator shown in FIG. 13, the traveling wave type electrodes (205 and 306, and 207 and 308) have the same shape as the traveling wave type electrode of the optical modulator shown in FIG. 323, 324, and 325) are different from the shape of the ground electrodes (223, 224, and 225) of the optical modulator shown in FIG. The impedance / velocity adjustment unit (306, 308) of the traveling wave electrode is a spiral type, and the distance from the ground electrode 323 (324) is individually adjusted to load a larger inductance. The same applies to the
また、図14に示す光変調器においては、進行波型電極(205と406、および207と408)の形状が図11に示す光変調器の進行波型電極の形状と同じであるが、グランド電極(423、424および425)の形状が図11に示す光変調器のグランド電極(223、224および225)の形状と異なる。進行波型電極のインピーダンス・速度調整部(406,408)の構成をミアンダ型とし、グランド電極423(424)との距離を個別に調整することにより、より大きなインダクタンスを装荷している。グランド電極425の場合も同様である。図12に示す光変調器と同様に、図14に示す光変調器においては、進行波型電極を挟むグランド電極における進行波型電極側の形状は、進行波型電極のミアンダ形状の部分に応答し、導波路(203、204)における光の導波方向について垂直な方向に凹凸を有している。進行波型電極の直線部分205(207)とグランド電極423(424)との距離(または平均的な距離)は、進行波型電極の直線部分205(207)とグランド電極425との距離(または平均的な距離)に等しく。進行波型電極のインピーダンス・速度調整部306(308)とグランド電極323(324)との距離(または平均的な距離)は、進行波型電極のインピーダンス・速度調整部306(308)とグランド電極325との距離(または平均的な距離)に等しい。なお、進行波型電極のインピーダンス・速度調整部406(408)とグランド電極423(424)との距離(または平均的な距離)は、進行波型電極の直線部分205(207)とグランド電極423(424)との距離と等しくしてもよい。グランド電極425の場合も同様である。
In the optical modulator shown in FIG. 14, the traveling wave electrodes (205 and 406 and 207 and 408) have the same shape as the traveling wave electrode of the optical modulator shown in FIG. The shape of the electrodes (423, 424 and 425) is different from the shape of the ground electrodes (223, 224 and 225) of the optical modulator shown in FIG. The impedance / velocity adjusting unit (406, 408) of the traveling wave type electrode is a meander type, and a larger inductance is loaded by individually adjusting the distance from the ground electrode 423 (424). The same applies to the
101 入力光導波路
102 光分波器
103、104 光導波路
105、106 進行波型電極
107 光合波器
108 出力光導波路
109、121、122 高周波信号源
110、111 バイアス用電極
112 半導体基板
113 n-InP層
114 下部クラッド層
115 コア層
116 上部クラッド層
123、124、125 グランド電極
201 入力光導波路
202 光分波器
203、204 光導波路
205、207 電圧印加部の電極
206、208、306、308、406、408 インダクタ調整部分の電極
209 光合波器
210 出力光導波路
211、221、222 高周波信号源
212、213 バイアス用電極
214 半導体基板
215 n-InP層
216 下部クラッド層
217 コア層
218 上部クラッド層
219 空気、誘電体または半導体
223、224、225、233、234、235 グランド電極
323、324、325、423、424、425 グランド電極
DESCRIPTION OF
Claims (12)
前記第一の進行波型電極及び前記第二の進行波型電極の各々は、
第一のインダクタンスでかつ第一の素子長で且つ第一のキャパシタンスで形成された第一の領域と、
第二のインダクタンスでかつ第二の素子長で且つ前記第一の領域のキャパシタンスよりも小さい第二のキャパシタンスで形成された第二の領域であり、前記第一の領域と電気的に接続され、一部または全部が前記第一の光導波路及び前記第二の光導波路上に無い前記第二の領域と
を含み、
前記第二の領域のインダクタンスは前記第一の領域のインダクタンスよりも大きく、前記第一の領域及び前記第二の領域の素子長は印加される信号の波長に比べ十分に小さい
ことを特徴とする半導体マッハツェンダ変調器。 First and second optical waveguides having an optical waveguide formed by sequentially laminating a first conductive semiconductor clad layer, a non-doped semiconductor core layer, and a second conductive semiconductor clad layer on a semiconductor substrate A semiconductor Mach-Zehnder modulator comprising a first traveling wave electrode and a second traveling wave electrode formed on the first optical waveguide and the second optical waveguide, respectively, wherein a Mach-Zehnder interferometer is formed by the waveguide. Because
Each of the first traveling wave electrode and the second traveling wave electrode is
A first region formed of a first inductance, a first element length, and a first capacitance ;
A second region formed of a second inductance and a second element length and a second capacitance smaller than the capacitance of the first region, electrically connected to the first region ; Part or all of the first optical waveguide and the second region not on the second optical waveguide , and
The inductance of the second region is larger than the inductance of the first region, and the element lengths of the first region and the second region are sufficiently smaller than the wavelength of the applied signal. Semiconductor Mach-Zehnder modulator.
前記第一の進行波型電極と前記第二の進行波型電極に差動信号が入力されることを特徴とする請求項1に記載の半導体マッハツェンダ変調器。 A ground electrode sandwiching the first traveling wave electrode and the second traveling wave electrode;
2. The semiconductor Mach-Zehnder modulator according to claim 1, wherein differential signals are input to the first traveling wave electrode and the second traveling wave electrode.
前記第一の進行波型電極および前記第二の進行波型電極の前記第二の領域と、前記第二の領域を挟む前記グランド電極との間の距離、または前記第一の進行波型電極および前記第二の進行波型電極の前記第二の領域と、前記第二の領域を挟む前記グランド電極との間の平均距離は、
前記第一の進行波型電極および前記第二の進行波型電極の前記第一の領域と、前記第一の領域を挟む前記グランド電極との間の距離と略同一であることを特徴とする、請求項3に記載の半導体マッハツェンダ変調器。 At least a portion corresponding to the second region on the first traveling wave electrode side of the ground electrode and a portion corresponding to the second region on the second traveling wave electrode side of the ground electrode One shape has changed in response to the shape of the corresponding second region,
The distance between the second region of the first traveling wave electrode and the second traveling wave electrode and the ground electrode sandwiching the second region, or the first traveling wave electrode And the average distance between the second region of the second traveling wave electrode and the ground electrode sandwiching the second region is
The distance between the first region of the first traveling wave electrode and the second traveling wave electrode and the ground electrode sandwiching the first region is substantially the same. The semiconductor Mach-Zehnder modulator according to claim 3.
前記第二の進行波型電極の前記第一の領域は前記第二の光導波路上に形成されたことを特徴とする請求項1乃至5のいずれかに記載の半導体マッハツェンダ変調器。 The first region of the first traveling wave electrode is formed on the first optical waveguide;
The semiconductor Mach-Zehnder modulator according to any one of claims 1 to 5 wherein the first region of said second traveling-wave-type electrode is characterized in that formed on the second optical waveguide.
前記第二の進行波型電極の前記第二の領域の前記一部または全部は、前記第二の光導波路横に形成された誘電体、絶縁の半導体、半絶縁の半導体、または空気層上に形成されることを特徴とする請求項1乃至7のいずれかに記載の半導体マッハツェンダ変調器。 Said first of said portion of said second region of the traveling-wave-type electrode or all of the previous SL first optical waveguide laterally formed dielectric, insulating semiconductor, a semi-insulating semiconductor or an air layer, Formed into
Said second traveling-wave type wherein a portion of said second region of the electrode or all of the previous SL second optical waveguide laterally formed dielectric, insulating semiconductor, a semi-insulating semiconductor or an air layer, The semiconductor Mach-Zehnder modulator according to claim 1 , wherein the semiconductor Mach-Zehnder modulator is formed.
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