JP2019140769A - サージ電圧抑制装置、これを使用した電力変換装置及び多相モータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】適用条件に詳細な節約を設けたり、過大な電流を許容する抵抗を選択したりすることなく、サージ電圧を抑制することができるサージ電圧抑制装置、これを使用した電力変換装置及び多相モータ駆動装置を提供する。【解決手段】サージ抑制装置は、多相モータ１４とこの多相モータを駆動する多相インバータ２３との間を接続する多相ケーブルＬｕ〜Ｌｗに介挿した多相リアクトル３１ｕ〜３１ｗと、多相リアクトルと多相モータとの間の多相ケーブルに個別に中間点が接続されたダイオードレグ３３ｕ〜３３ｗを並列に接続したダイオードブリッジ回路３２とを備え、ダイオードブリッジ回路の直流高電位側及び低電位側が多相インバータの直流高電位側及び直流低電位側に個別に接続されている。【選択図】図１

Description

本発明は、多相モータに印加されるサージ電圧を抑制するサージ電圧抑制装置、これを使用した電力変換装置及び多相モータ駆動装置に関する。

スイッチング素子を有する３相以上の多相インバータで多相モータを駆動する場合に、スイッチング素子のスイッチングタイミングに応じて多相モータに過大なサージ電圧が印加され、多相モータの線間や対地間の絶縁破壊を引き起こしたり、部分放電によるモータ巻線の絶縁部の寿命を低下させたりする原因となる。
この多相モータに印加されるサージ電圧を抑制するために、特許文献１に記載されたサージ電圧抑制回路が提案されている。
この特許文献１に記載されたサージ電圧抑制回路では、モータと、このモータを駆動するインバータとの間に接続された３相ケーブルのそれぞれに抵抗及びコンデンサの直列回路の一端を接続し、各直列回路の他端を互いに接続してインバータの直流電圧の中性点に接続するようにしている。

ところで、上記特許文献１に記載された先行技術では、モータ及びインバータ間の３相ケーブルのそれぞれに抵抗及びコンデンサの直列回路を接続している。このため、特定条件においてサージ抑制回路に過大な電流が流れ、抵抗の異常加熱が発生し、最悪の場合、焼損に至る懸念がある。また、モータに印加されるサージ電圧は、インバータとモータとを接続するケーブル長が一定以上長くなると、反射現象により大きくなることが知られている。さらに、ケーブルのインダクタンスと、サージ抑制回路のコンデンサとによる共振周波数がインバータのスイッチング周波数と一致または近づいた場合には、直列共振によって過大な電流が生じる。

そして、インバータとモータを接続するケーブルの長さは、モータ駆動装置が適用される工場やプラントに応じて、千差万別であること、インバータのスイッチング周波数（キャリア周波数）は、十数ｋＨｚ以下で任意に変更できる装置が多いことから、前述の過大な電流が生じる条件を完全に回避することは非常に難しい。
結果として、サージ抑制回路の適用条件に詳細な制約（スイッチング周波数やケーブル長）を設けざるを得ず、使い勝手が悪くなったり、過大な電流が生じても焼損しないような大きな許容電力を有する抵抗を選定してサージ抑制回路が大型化したりする。

この問題を解決するために、特許文献２に記載されているように、インバータ装置とモータ間の主ラインにおける電線の各端子から枝分かれさせて従属ラインの電線を接続し、フルブリッジ方式の整流器の交流端子を従属ラインに接続し、整流器の直流端子にコンデンサを接続し、この直流端子をインバータ装置の直流端子に接続して無損失のサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式が提案されている。

特開２００８−２８３７５５号公報 特開２０１０−１３６５６４号公報

ところで、上記特許文献２に記載された先行技術では、インバータの出力電圧が理想的なステップ電圧である場合に、モータのインバータからの主ラインが接続される端子から枝分かれされた従属ラインに整流器の交流端子を接続し、主ラインの特性インピーダンスと従属ラインの特性インピーダンスとを等しく設定することにより、主ラインのモータ端からインバータ端への反射係数を零に近似できる。このため、主ラインを伝搬してモータ端に到達した伝搬波をそのまま従属ラインに伝搬させる。したがって、モータ端子には伝搬波と同等の電圧が発生するだけで、それ以上の電圧値を持つサージ電圧の発生を抑制することができる。

しかしながら、インバータの出力電圧が理想的なステップ電圧ではなく、所定の振幅に達するまでに立ち上がり時間を持つ場合には、整流器の交流入力端における反射係数が“１”となり、整流器の交流入力端子に到達した伝搬波のうち、立ち上がり期間の波形成分はモータ端子側に反射し、モータ端子のサージ電圧を発生させることになる。このサージ電圧を防止するために、整流器の交流入力端子にコンデンサを接続する必要が生じる。このため、特許文献１に記載された先行技術と同様の課題が生じる。
そこで、本発明は、上述した先行技術の課題に着目してなされたものであり、電動モータ端子から反射されてモータケーブルを介して伝搬される反射成分をリアクトル側で吸収することができるサージ電圧抑制装置、これを使用した電力変換装置及び多相モータ駆動装置を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明に係るサージ電圧抑制装置の一態様は、多相モータとこの多相モータを駆動する多相インバータとの間を接続する多相ケーブルの多相インバータ側に介挿した多相リアクトルと、多相ケーブルの多相リアクトル及び多相モータ間における多相リアクトル側の接続点に個別に中間点が接続された多相ダイオードレグを並列に接続したダイオードブリッジ回路と、多相ダイオードレグを通る電流経路に個別に介挿された還流電流抑制抵抗とを備え、ダイオードブリッジ回路の直流高電位側及び低電位側が前記多相インバータの直流高電位側及び直流低電位側に個別に接続され、還流電流抑制抵抗のインピーダンスが多相ケーブルを介して多相モータ側から反射される反射波を増長しない値に設定されている。

また、本発明に係る電力変換装置の一態様は、多相モータを駆動する多相インバータと、上述したサージ電圧抑制装置とを備えている。
さらに、本発明に係る多相モータ駆動装置は、多相モータと、この多相モータを駆動するインバータと、上述したサージ電圧抑制装置とを備えている。

本発明の一態様によれば、リアクトル側に接続した多相ダイオードブリッジ回路に接続した還流電流抑制抵抗のインピーダンスを、多相モータからの反射電圧を増長させないように調整したので、コンデンサを使用することなしに、コンデンサを使用する場合の共振問題や過大電流による制約を受けることのないサージ電圧抑制装置、これを使用した電力変換装置及び多相モータ駆動装置を提供することができる。

本発明の第１の実施形態を示す回路図である。 サージ電圧の発生原理を説明する波形図である。 限流抵抗を設けない場合の波形図であって、（ａ）はダイオード電流波形を示す、（ｂ）はインバータ出力端電圧、フィルタ出力電圧及びモータ受電端電圧を示す波形図である。 限流抵抗の有無によるダイオード電流を示す波形図である。 限流抵抗の有無によるモータ受電端線間電圧を示す波形図である。 限流抵抗を設けない場合及び第１実施形態のモータ受電端線間電圧を示す波形図である。 限流抵抗を設けない場合及び第１実施形態のダイオード電流を示す波形図である。 限流抵抗の有無と第１実施形態のフィルタ出力端線間電圧を示す波形図である。 限流抵抗の有無と第１実施形態のモータ受電端線間電圧を示す波形図である。 ４芯ケーブルを示す断面図である。 モータケーブルの特性インピーダンスを示す図であって、（ａ）は公称断面積と特性インピーダンスとの関係を示す特性図であり、（ｂ）は許容電流と特性インピーダンスとの関係を示す特性図である。 第１実施形態の変形例を示す回路図である。 第１実施形態の他の変形例を示す回路図である。 図１３の限流抵抗の抵抗値を設定するための説明に供する回路図である。 本発明の第２実施形態における限流抵抗の損出を示す波形図である。 第２実施形態のモータ受電端線間電圧を示す波形図である。 インバータのスイッチング間隔によるサージ電圧への影響を説明するための波形図である。 本発明の第３実施形態の限流抵抗の抵抗値毎のモータ受電端線間電圧を示す波形図である。 本発明の第４実施形態を示す回路図である。 第４実施形態の変形例を示す回路図である。 第４実施形態の他の変形例を示す回路図である。 第４実施形態のさらに他の変形例を示す回路図である。 図２２の変形例に適用し得る漏れ電流抑制インピーダンスを示す図である。 本発明の第５実施形態を示す回路図である。

次に、図面を参照して、本発明の一実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。ただし、図面は模式的なものであり、厚みと平面寸法との関係、各層の厚みの比率等は現実のものとは異なることに留意すべきである。したがって、具体的な厚みや寸法は以下の説明を参酌して判断すべきものである。又、図面相互間においても互いの寸法の関係や比率が異なる部分が含まれていることはもちろんである。
また、以下に示す実施の形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。

まず、本発明の一の態様を表すサージ電圧抑制装置を備えたモータ駆動装置の第１の実施形態について説明する。
図１に示すように、モータ駆動装置１０は、三相交流電源１１と、この三相交流電源１１から出力される三相交流電力がトランス１２を介して入力される電力変換装置１３と、この電力変換装置１３から出力される三相電力によって駆動される三相モータ１４とを備えている。
電力変換装置１３は、トランス１２から三相リアクトル２０を介して入力される三相交流電力を直流電力に変換するパルス幅変調（ＰＷＭ）コンバータ（以下、ＰＷＭコンバータと称す）２１と、このコンバータ２１から出力される直流電力を平滑化する平滑コンデンサ２２と、この平滑コンデンサ２２で平滑化された直流電力を三相交流電力に変換して三相モータ１４に供給する三相インバータ２３とを備えている。

ここで、ＰＷＭコンバータ２１は、図１に示すように、高電位側配線Ｌｐ及び低電位側配線Ｌｎ間に、Ｒ相スイッチングレグＣＳＬｒ、Ｓ相スイッチングレグＣＳＬｓ及びＴ相スイッチングレグＣＳＬｔが並列に接続されたフルブリッジ回路を備えている。
Ｒ相スイッチングレグＣＳＬｒは、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）で構成される２つのスイッチング素子Ｑ１１及びＱ１２が直列に接続されている。Ｓ相スイッチングレグＣＳＬｓ及びＴ相スイッチングレグＣＳＬｔも、Ｒ相スイッチングレグＣＳＬｒと同様のスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４及びＱ１５，Ｑ１６が直列に接続されている。なお、各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６には、逆並列に還流ダイオードＤ１１〜Ｄ１６が接続されている。

また、各スイッチングレグＣＳＬｒ、ＣＳＬｓ及びＣＳＬｔのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１３及びＱ１５とスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１４及びＱ１６との接続点である中間点がトランス１２の出力側に接続されている。
さらに、各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６のゲートには、図示しないゲート駆動回路からパルス幅変調（ＰＷＭ）信号でなるゲート信号が入力されることにより、トランス１２からの交流電力を直流電力に変換して高電位側配線Ｌｐ及び低電位側配線Ｌｎに出力する。

なお、コンバータとしては、ＰＷＭコンバータ２１に限らず、ＰＷＭコンバータ２１の各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６を削除してダイオードＤ１１〜Ｄ１６のみから構成したダイオードブリッジ整流回路を適用することができる。
また、三相インバータ２３は、図１に示すように、平滑コンデンサ２２が接続された高電位側配線Ｌｐ及び低電位側配線Ｌｎ間に、Ｕ相スイッチングレグＩＳＬｕ、Ｖ相スイッチングレグＩＳＬｖ及びＷ相スイッチングレグＩＳＬｗが並列に接続されたフルブリッジ回路を備えている。

Ｕ相スイッチングレグＩＳＬｕは、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）で構成される２つのスイッチング素子Ｑ２１及びＱ２２が直列に接続されている。Ｖ相スイッチングレグＩＳＬｖ及びＷ相スイッチングレグＩＳＬｗも、Ｕ相スイッチングレグＩＳＬｕと同様のスイッチング素子Ｑ２３，Ｑ２４及びＱ２５，Ｑ２６が直列に接続されている。なお、各スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２６には、逆並列に還流ダイオードＤ２１〜Ｄ２６が接続されている。
また、各スイッチングレグＩＳＬｕ、ＩＳＬｖ及びＩＳＬｗのスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２３及びＱ２５とスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４及びＱ２６との接続点である交流出力端が三相のモータケーブル２４を介して三相モータ１４のモータ端子ｔｕ、ｔｖ及びｔｗに接続されている。ここで、モータケーブル２４は、スイッチング素子Ｑ２１及びＱ２２の交流出力端及びモータ端子ｔｕ間に接続されたＵ相ケーブルＬｕと、スイッチング素子Ｑ２３及びＱ２４の交流出力端及びモータ端子ｔｖ間に接続されたＶ相ケーブルＬｖと、スイッチング素子Ｑ２５及びＱ２６の交流出力端及びモータ端子ｔｗ間に接続されたＷ相ケーブルＬｗとで構成されている。

さらに、三相インバータ２３の各スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２６のゲートには、図示しないゲート駆動回路からパルス幅変調（ＰＷＭ）信号でなるゲート信号が入力される。この三相インバータ２３で、平滑コンデンサ２２が接続された高電位側配線Ｌｐ及び低電位側配線Ｌｎから供給される直流電力を交流電力に変換してモータケーブル２４を介して三相モータ１４に供給する。
三相インバータ２３及び三相モータ１４間のモータケーブル２４には、電圧クランプ形ｄＶ／ｄｔフィルタ３０が設けられている。この電圧クランプ形ｄＶ／ｄｔフィルタ３０は、モータケーブル２４の各相ケーブルＬｕ〜Ｌｗの三相インバータ２３側に接続された三相リアクトル３１と、各相ケーブルＬｕ〜Ｌｗの三相リアクトル３１側に接続されたダイオードブリッジ回路３２と、ダイオードブリッジ回路３２の交流入力側に接続された還流電流抑制抵抗としての限流抵抗３３とを備えている。

三相リアクトル３１は、Ｕ相ケーブルＬｕに介挿されたＵ相リアクトル３１ｕと、Ｖ相ケーブルＬｖに介挿されたＶ相リアクトル３１ｖと、Ｗ相ケーブルＬｗに介挿されたＷ相リアクトル３１ｗとを有する。
ダイオードブリッジ回路３２は、直流出力側となる高電位側配線Ｌｐ１と低電位側配線Ｌｎ１との間に並列に接続された３組のダイオードレグ３２ｕ、３２ｖ及び３２ｗを備えている。
ダイオードレグ３２ｕは、高電位側配線Ｌｐ１及び低電位側配線Ｌｎ１間に２つのダイオードＤ３１及びＤ３２が直列に接続され、ダイオードＤ３１のカソードが高電位側配線Ｌｐ１に接続され、アノードがダイオードＤ３２のカソードに接続され、ダイオードＤ３２のアノードが低電位側配線Ｌｎ１に接続されている。さらに、ダイオードＤ３１及びＤ３２間の中間点である交流入力端が三相リアクトル３１のＵ相リアクトル３１ｕとモータケーブル２４のＵ相ケーブルＬｕとの接続点Ｐ１ｕに接続されている。

ダイオードレグ３２ｖ及び３２ｗもダイオードレグ３２ｕと同様に高電位側配線Ｌｐ１及び低電位側配線Ｌｎ１間に２つのダイオードＤ３３，Ｄ３４及びＤ３５，Ｄ３６が順方向に直列に接続されている。そして、ダイオードＤ３３及びＤ３４の中間点である交流入力端が、三相リアクトル３１のＶ相リアクトル３１ｖとモータケーブル２４のＶ相ケーブルＬｖとの接続点Ｐ１ｖに接続されている。また、ダイオードＤ３５及びＤ３６の中間点が、三相リアクトル３１のＷ相リアクトル３１ｗとモータケーブル２４のＷ相ケーブルＬｗとの接続点Ｐ１ｗに接続されている。

また、限流抵抗３３は、各ダイオードレグ３２ｕ、３２ｖ及び３２ｗの交流入力端と、接続点Ｐ１ｕ、Ｐ１ｖ及びＰ１ｗとの間に個別に接続された抵抗Ｒｕ、Ｒｖ及びＲｗで構成されている。ここで、抵抗Ｒｕ、Ｒｖ及びＲｗの抵抗値は、モータケーブル２４の各相ケーブルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗの接続点Ｐ１ｕ、Ｐ１ｖ及びＰ１ｗと三相モータ１４の受電端子ｔｕ、ｔｖ及びｔｗとの間の特性インピーダンスＺｕ、Ｚｖ及びＺｗと同等の値に設定されている。
そして、高電位側配線Ｌｐ１が電力変換装置１３の高電位側配線Ｌｐに接続され、低電位側配線Ｌｎ１が電力変換装置１３の低電位側配線Ｌｎに接続されている。

ここで、電圧クランプ形ｄＶ／ｄｔフィルタ３０のインバータサージ電圧抑制原理について説明する。
まず、電圧クランプ形ｄＶ／ｄｔフィルタ３０に限流抵抗３３を設けない場合について説明する。
良く知られているように、インバータサージ電圧は、三相インバータ２３が出力する電圧の立ち上がりや立ち下がり時間が短いがために、モータケーブル２４の三相モータ１４側端部でのインピーダンス不整合に伴う電圧反射が顕著に表れることに起因して生じる。

そのため、サージ電圧を低減するためには、電圧変化時間を長くすることが有効である。そして、電圧クランプ形ｄＶ／ｄｔフィルタ３０は、リアクトル３１のインダクタンスＬｆと、モータケーブル２４の特性インピーダンスＺｃ（Ｚｕ、Ｚｖ、Ｚｗ）が、高周波的にはＬＲフィルタのように作用することで、図２（ａ）の一点鎖線図示のインバータ出力端電圧に対して、図２（ａ）で実線図示のようにフィルタ出力端の電圧の立ち上がり時間を長くしている。
すると、モータ受電端に印加されるサージ電圧は、図２（ｂ）で点線図示のフィルタ無しのモータ受電端電圧に対して、フィルタ有りの場合のモータ受電電圧を図２（ｂ）で実線図示のように低減させることができる。

しかしながら、限流抵抗３３を設けない場合には、三相リアクトル３１からダイオードブリッジ回路３２と三相インバータ２３のスイッチング素子を通って三相リアクトル３１に戻る還流電流が減衰せずに流れ続ける。このときのダイオードを流れる還流電流は、図３（ａ）に示すように、フィルタ出力端電圧が図３（ｂ）に示すように直流中間電圧Ｅｄに達した後に流れ続けることが判る。この還流電流によってダイオードが加熱する問題や損失が増加する等の問題が生じる。このため、還流電流を抑制するために限流抵抗３３が必要となる。

そこで、限流抵抗３３を設けた場合の回路挙動について図２（ａ）及び（ｂ）及び図４を伴って説明する。限流抵抗３３が無い場合には、上述した還流電流が流れる経路にはインダクタンスはあるものの、電流を積極的に減衰させる要素が存在しない。そのため、図３（ａ）に示すように、還流電流の振幅が大きく減衰が非常に遅くなる振動波形となる。
一方で、還流電流が流れる経路に限流抵抗３３を設けることにより、還流電流を低減することができる。すなわち、図４に示すように、限流抵抗３３を設けない場合のダイオード電流は、点線図示のように振幅が大きく減衰が遅くなる減衰振動波形となるのに対し、限流抵抗３３を設けた場合には、実線図示のように還流電流は振幅が小さく且つ速やかに低減することが判る。

しかしながら、限流抵抗３３を設けることで、モータ受電端の線間サージ電圧は、図５に点線図示のように、限流抵抗３３を設けない場合の一点鎖線図示のピーク電圧に対して、より大きなピーク電圧となり、大きなサージ電圧となってしまう。
これに対し、第１実施形態のように、限流抵抗３３の抵抗値をモータケーブル２４の特性インピーダンスＺｃと同等にすることにより、図６で実線図示のように限流抵抗３３を設けることによるサージ電圧を抑制することができる。つまり、限流抵抗３３の抵抗値をモータケーブルの特性インピーダンスＺｃと同等に設定することにより、モータ受電端線間電圧のピーク値を図６で実線図示のように、図６で点線図示の限流抵抗を設けない場合のモータ受電端線間電圧のピーク電圧値と同等することができる。すなわち、モータ受電端線間電圧の最大値は、限流抵抗を設けた場合と設けない場合とで変化はなく、ともに約１．３Ｅｄで同等となる。

また、ダイオード電流は、図７に示すように、点線図示の限流抵抗３３を設けない場合の減衰振動波形に比較して、限流抵抗３３を設け、且つ抵抗値を上述したように設定した場合には、実線図示のように、振幅が小さく、且つ振動波形とはならずに素早く減衰することができる。
このような本実施形態の原理とその効果について、図８及び図９を伴って詳細に説明する。図８は実線図示の本実施形態と点線図示の限流抵抗３３を設けた場合、一点鎖線図示の限流抵抗３３を設けない場合のフィルタ出力端電圧を示している。時刻ｔ１でインバータの半導体素子がスイッチングすると、フィルタのリアクトルＬｆとモータケーブルの特性インピーダンスＺｃで決まる、時定数Ｌｆ／Ｚｃの１次遅れ波形で電圧が立ち上がる。例えば、図８に示した検証においてはインバータ出力端電圧がインバータ直流中間電圧Ｅｄに達する立ち上がり時間は０．１μｓに設定しているが、フィルタ３０を接続することで立ち上がり時間を約２μｓまで遅くすることができる。

時刻ｔ１からインバータ２３の出力電圧が立ち上がり始めると、電圧はモータケーブル２４を伝搬し、やがてモータに達する。モータケーブル２４の特性インピーダンスＺｃに対しモータのインピーダンスＺｍの方が大きいため、モータ１４の受電端では正反射が起こり、反射電圧はモータからフィルタ３０の方向に伝搬する。時刻ｔ２でこの反射電圧がフィルタ３０に達すると、リアクトルＬｆに依存するフィルタ３０のインピーダンスの方がモータケーブルの特性インピーダンスよりも大きいため、フィルタ出力端においても正反射が起こる。時刻ｔ１から時刻ｔ２までの電圧傾きに比べ、時刻ｔ２以降で電圧傾きが大きくなるのは、このような反射現象によるものである。

そして、時刻ｔ３ではフィルタ出力端電圧がインバータの直流中間電圧Ｅｄに達し、フィルタ３０のダイオードが導通する。するとフィルタ３０のインピーダンスは限流抵抗３３の影響によって変化する。
インバータサージ電圧が問題となるような周波数帯域では、フィルタ３０のインピーダンスはリアクトル３１のインダクタンスＬｆよりも限流抵抗３３の抵抗値Ｒｆの方が支配的になるようにインダクタンスＬｆの値を設定する。
インバータサージ電圧が問題になるような周波数帯域は、インバータサージ電圧の振動周期（図２（ｂ）参照）の周波数と、インバータ出力電圧の立ち上がり時間をＴｒ（図２（ａ）参照）としたときの１／（π・Ｔｒ）の周波数との間の周波数帯域である。

ここで、リアクトル３１のインダクタンスＬｆよりも限流抵抗３３の抵抗値Ｒｆの方が支配的になるようにするには、インダクタンスＬｆの値をモータケーブル２４のインダクタンスＬｃの２／π倍より大きい値（Ｌｆ＞２Ｌｃ／π）に設定すればよい。
ただし、インダクタンスＬｆを大きくするとフィルタが大型化する等の問題が発生する。そこで、１／（π・Ｔｒ）の周波数に対しては、インダクタンスＬｆの値を２π・１／（π・Ｔｒ）・Ｌｆ＞Ｒｆに基づいて設定する。すなわち、インダクタンスＬｆの値をＴｒ・Ｒｆ／２より大きい値に設定する（Ｌｆ＞Ｔｒ・Ｒｆ／２）。この結果、リアクトル３１のインダクタンスＬｆよりも限流抵抗３３の抵抗値Ｒｆの方が支配的になり、サージ電圧の抑制に寄与できる。

このようにインダクタンスＬｆの値を設定していることから、時刻ｔ３以降におけるリアクトル出力端における電圧反射は、フィルタの限流抵抗３３とモータケーブル２４の特性インピーダンスＺｃによって決まる。
本実施形態では、限流抵抗３３の抵抗値がモータケーブル２４の特性インピーダンスＺｃと一致しているため、ｔ３以降はフィルタ出力端での反射は発生しない。
一方で限流抵抗を設けたフィルタ３０は、限流抵抗値が還流電流を抑制するように決定されており、モータケーブル２４の特性インピーダンスと一致しないため、再び反射が起こる。点線図示のように、時刻ｔ３以降のフィルタ出力端電圧の傾きが、本実施形態に比べ大きくなっているのはこのためである。また、限流抵抗３３の無いフィルタは、フィルタのインピーダンスはダイオードの導通抵抗程度と、モータケーブル２４の特性インピーダンスよりも小さいため、負の反射が起こる。

図９は、本実施形態と限流抵抗３３を設けた場合、および限流抵抗３３を設けない場合のモータ受電端電圧を示している。ここで、図９中の時刻ｔ１′、時刻ｔ２′、時刻ｔ３′は、図８における時刻ｔ１、時刻ｔ２、時刻ｔ３にフィルタ出力端からモータ受電端に電圧が伝搬する時間を加算したものである。モータ受電端の電圧は、フィルタ出力端子電圧にケーブルの特性インピーダンスＺｃとモータのインピーダンスＺｍで決まる反射係数＋１を乗じた値となり、フィルタ出力端からの正の反射電圧が伝搬し終わる時刻ｔ３′において、本実施形態の電圧値は最大となる。一方で限流抵抗３３を有するフィルタ３０は、一点鎖線図示のように正の反射電圧が伝搬し続けるため時刻ｔ３′以降も電圧が上昇する。また、限流抵抗３３を設けないフィルタ３０は、点線図示のように負の反射電圧が伝搬し始めるため電圧が下がり、その後はケーブルの長さと伝搬速度に応じた振動が生じる。

このように、本実施形態ではフィルタ３０のリアクトル３１をインバータ２３の交流出力端側に接続し、リアクトル３１の出力側の接続点Ｐ１ｕ〜Ｐ１ｗに限流抵抗３３を介してダイオードブリッジ回路３２を接続している。そして、限流抵抗３３の抵抗値を接続点Ｐ１ｕ〜Ｐ１ｗと三相モータ１４の接続端子ｔｕ〜ｔｗ間におけるモータケーブル２４の特性インピーダンスＺｃと同等にすることで、ダイオードブリッジ回路３２のダイオードを流れる還流電流を素早く減衰しつつ、モータ受電端のサージ電圧を効果的に抑制することができる。

次に、モータケーブル２４の非対称性を考慮した限流抵抗３３の抵抗値の設定について説明する。
限流抵抗３３の各抵抗Ｒｕ〜Ｒｗの抵抗値は、モータケーブル２４の種類や敷設条件などに応じて各相個別の値を設定しても良い。
例えば、モータケーブル２４には図１０に断面図を示すような４芯ケーブル４０を用いることがある。この４芯ケーブル４０は、それぞれ導体を絶縁被覆したＵ相導体４０ｕ、Ｖ相導体４０ｖ、Ｗ相導体４０ｗ及びアース用導体４０ｅを束ねて絶縁被覆４０ｃで覆ったものである。このような４芯ケーブル４０を用いた場合、Ｖ相はＵ相やＷ相に対して非対象な配置であるため、それに伴ってＶ相の特性インピーダンスはＵ相やＷ相のそれとは異なる値となる。これを反映して、Ｖ相の限流抵抗値にはＵ相やＷ相とは異なる値を設定しても良い。
単芯のモータケーブルをＵ相用、Ｖ相用及びＷ相用に３本用いる場合は、隣り合うように配置された相と、遠くに配置された相とでは特性インピーダンスが異なるため、これを限流抵抗Ｒｕ、Ｒｖ及びＲｗの抵抗値に反映すれば良い。

次に、モータケーブルの特性インピーダンスと限流抵抗３３の抵抗値の決め方を具体的に説明する。
図１１には、単芯ケーブルと３芯ケーブルおよび４芯ケーブルのモータケーブルの特性インピーダンス測定例を示している。図１１（ａ）では、横軸をケーブルの導体の公称断面積とし、縦軸をモータケーブルの特性インピーダンスとしている。図１１（ｂ）では、横軸をケーブルの導体の許容電流とし、縦軸をモータケーブルの特性インピーダンスとしている。

この図１１を参照しながら、一例として電力容量７．５ｋＷ／電圧４００Ｖ／定格電流が２３Ａの３相インバータで３相モータを駆動する場合に使用するフィルタ３０の限流抵抗３３の抵抗値の決め方を以下に説明する。
モータケーブル２４は、公称断面積ごとに許容電流が定められている。また実用上は、敷設条件に応じて許容できる発熱量が小さくなることを考慮するためや、ケーブルで生じる電圧降下を許容範囲以下にするために、公称断面積ごとに定められた許容電流に１以下の係数を乗じた値を基にケーブルを選定することもある。上記例では、２３Ａの定格電流を流すために、公称断面積ごとに定められた許容電流から適用導線の断面積を決めると、公称断面積２ｍｍ^２以上であれば良いが、適用する敷設条件を考慮した場合は公称断面積が５．５ｍｍ^２以上であることが必要となる。

ここで、図１１（ａ）を参照すると、５．５ｍｍ^２のケーブルの特性インピーダンスは、単芯ケーブルは９９Ω、４芯ケーブルは６１Ω、３芯ケーブルは４１Ωと、ケーブルの種類によってその値が異なる。使用するケーブルが決まっている場合は、限流抵抗３３の抵抗値をケーブルに応じて上記値に設定すれば良い。使用ケーブルが不明な場合は、最も小さい値である４１Ω以上の値で、かつ３つのケーブルにおける中間の値である７０Ω以下の値に設定しても良い。あるいは、例えば定格電流値が比較的小さく、多芯ケーブルを使用することが推定される場合は、最も小さい値である４１Ω以上の値で、かつ４芯ケーブルと３芯ケーブルの中間の値である５０Ω以下の値に設定しても良い。

なお、ケーブルの特性インピーダンスは原理的に、導体半径やＵＶＷ各相の導体間距離および絶縁体の材質などで決まり、ケーブル長には依存しない。そのため、モータケーブル２４の特性インピーダンスを実地で測定せずとも、電流容量や種類が同じケーブルをもとに、その特性インピーダンスを類推することができる。あるいは、フィルタの許容電流値と図１１（ｂ）から、特性インピーダンスを推定して限流抵抗３３の抵抗値を設定しても良い。例えば、ケーブルの許容電流値Ｉ［Ａ］と特性インピーダンスＺｃ［Ω］の関係は以下の近似式で表すことができる。

単芯ケーブル ：Ｚｃ＝２８３×Ｉ^{−０．２９５} ［Ω］ ・・・式（１）
３芯ケーブル ：Ｚｃ＝９３×Ｉ^{−０．２６６} ［Ω］ ・・・式（２）
４芯ケーブル ：Ｚｃ＝１４２×Ｉ^{−０．２５６} ［Ω］ ・・・式（３）
上記の（１）〜（３）式を参照し、許容電流５０Ａのフィルタ３０の場合で、モータケーブル２４として単芯ケーブルを用いる場合は、上記（１）式から限流抵抗３３の抵抗値を８９Ω（２８３×５０^{−０．２９５}）に設定する。同様に、モータケーブル２４として３芯ケーブルを用いる場合には許容電流Ｉを上記（２）式に代入することにより、限流抵抗３３の抵抗値を設定することができる。さらに、モータケーブル２４として４芯ケーブルを用いる場合には、許容電流Ｉを上記（３）に代入することにより、限流抵抗３３の抵抗値を設定することができる。

なお、上記第１実施形態では、限流抵抗３３をダイオードブリッジ回路３２の交流入力端側に接続する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図１２に示すように、ダイオードブリッジ回路３２のダイオードＤ３１、Ｄ３３及びＤ３５のカソード側に直列に限流抵抗Ｒ２ｕ、Ｒ２ｖ及びＲ２ｗを接続し、ダイオードＤ３２、Ｄ３４及びＤ３６のアノード側に直列に限流抵抗Ｒ２ｘ、Ｒ２ｙ及びＲ２ｚを接続するようにしてもよい。この場合には、各限流抵抗Ｒ２ｕ〜Ｒ２ｗ及びＲ２ｘ〜Ｒ２ｚの抵抗値を第１実施形態の限流抵抗Ｒｕ〜Ｒｗと同じ値に設定する。この図１２の構成でも、還流電流の電流経路に限流抵抗Ｒ２ｕ〜Ｒ２ｗ及びＲ２ｘ〜Ｒ２ｚが接続されているので、第１実施形態と同様の作用効果を得ることができる。

また、限流抵抗３３の接続位置は、図１３に示すように、ダイオードブリッジ回路３２の直流出力側となる高電位側配線Ｌｐ１と低電位側配線Ｌｎ１とにそれぞれ限流抵抗Ｒ３ｐ及びＲ３ｎを接続するようにしてもよい。この場合には、限流抵抗Ｒ３ｐ及びＲ３ｎの抵抗値を第１実施形態における限流抵抗Ｒｕ〜Ｒｗの抵抗の３／４の抵抗値に設定すればよい。
この場合の限流抵抗Ｒ３ｐ及びＲ３ｎの抵抗値は以下のようにして決定する。
すなわち、インバータのスイッチング素子が、Ｕ相は下アームがオン、Ｖ相とＷ相は上アームがオンしている場合を例に、図１、図１１及び図１２に対応する図１４（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）を参照しながら、限流抵抗３３の接続位置に応じた抵抗値の設定方法について説明する。

このようなスイッチング素子の導通条件においては、モータケーブル２４とダイオードブリッジ回路３２の電流は図１４の点線で示す経路で流れる。この電流経路ついて、リアクトルとモータケーブルおよびダイオードブリッジが接続された点から、モータケーブル側の特性インピーダンスとダイオードブリッジ側の抵抗成分を求めると、下記（１）〜（４）の通りとなる。

（１）モータケーブル２４側の特性インピーダンス値は図１４（ａ）〜（ｃ）で共通であり、３／２Ｚｃとなる。
すなわち、モータケーブル２４の特性インピーダンス値は、Ｕ相経路のインピーダンスＺｃと、Ｖ相とＷ相の並列接続インピーダンスＺｃ／２の直列回路とみなすことができる。したがって、Ｚｃ＋Ｚｃ／２＝３／２Ｚｃで表すことができる。

（２）図１４（ａ）に示すように、ダイオードブリッジ回路３２の交流入力端側に限流抵抗３３を接続した場合の限流抵抗値は、
Ｒｕ＋（Ｒｖ・Ｒｗ）／（Ｒｖ＋Ｒｗ）、
Ｒｕ＝Ｒｖ＝Ｒｗ＝Ｒ１の場合は（３／２）Ｒ１
Ｕ相経路の限流抵抗Ｒｕと、Ｖ相とＷ相の並列接続インピーダンス（ＲｖＲｗ）／（Ｒｖ＋Ｒｗ）との直列回路とみなすことができる。３相すべての限流抵抗値が等しい値Ｒ１（Ｒｕ＝Ｒｖ＝Ｒｗ＝Ｒ１）の場合は、（３／２）Ｒ１で表すことができる。

（３）図１４（ｂ）に示すように、ダイオードブリッジ回路３２内に限流抵抗３３を接続した場合の限流抵抗値は、
Ｒ２ｕ＋（Ｒ２ｙＲ２ｚ）／（Ｒ２ｙ＋Ｒ２ｚ）、
Ｒ２ｕ＝Ｒ２ｙ＝Ｒ２ｚ＝Ｒ２の場合は（３／２）Ｒ２
Ｕ相経路の限流抵抗Ｒ２ｕと、Ｖ相とＷ相の並列接続インピーダンス（Ｒ２ｙＲ２ｚ）／（Ｒ２ｙ＋Ｒ２ｚ）との直列回路とみなすことができる。３相すべての限流抵抗値が等しい値Ｒ２（Ｒ２ｕ＝Ｒ２ｙ＝Ｒ２ｚ＝Ｒ２）の場合は、（３／２）Ｒ２で表すことができる。

（４）図１４（ｃ）に示すように、ダイオードブリッジ回路３２の直流出力側に限流抵抗を接続した場合の限流抵抗値は、
Ｒ３ｐ＋Ｒ３ｎ
Ｒ３ｐ＝Ｒ３ｎ＝Ｒ３の場合は２Ｒ３
Ｕ相経路（＝直流部正側経路）の限流抵抗Ｒ３ｐと、Ｖ相とＷ相の経路（＝直流部負側経路）の限流抵抗Ｒ３ｎとの直列回路とみなすことができる。正側と負側の限流抵抗値が等しい値Ｒ３（Ｒ３ｐ＝Ｒ３ｎ＝Ｒ３）の場合は、２Ｒ３で表すことができる。

本実施形態においては、上記の通り求めた特性インピーダンスの値と限流抵抗の値とが、実施例で説明したような大小関係（特性インピーダンス値≧抵抗値）となれば良い。
そこで、（１）と（２）を比較すると、モータケーブル側のインピーダンスが（３／２）Ｚｃであるのに対し、ダイオードブリッジ側は（３／２）Ｒ１と、ケーブルの特性インピーダンスや限流抵抗に係る定数はどちらも３／２である。したがって、図１４（ａ）の限流抵抗３３の配置における各相の限流抗値は、モータケーブルにおける各相の特性インピーダンスに対して、実施例で説明した通り同等の値を設定すれば良いことになる。

次に、（１）と（３）を比較すると、モータケーブル側のインピーダンスが（３／２）Ｚｃであるのに対し、ダイオードブリッジ側は（３／２）Ｒ２と、ケーブルの特性インピーダンスや限流抵抗に係る定数はどちらも３／２である。したがって、図１４（ｂ）の限流抵抗３３の配置における各相の限流抗値は、モータケーブルにおける各相の特性インピーダンスに対して、実施例で説明した通り同等の値を設定すれば良い。すなわち、図１４（ｂ）の限流抵抗３３の配置における限流抵抗値は、図１４（ａ）の限流抵抗３３の配置と同様の値を設定すれば良いことになる。

続いて、（１）と（４）を比較すると、モータケーブル側のインピーダンスが（３／２）Ｚｃであるのに対し、ダイオードブリッジ側は２Ｒ２であり、ケーブルの特性インピーダンスに係る定数は、限流抵抗に係る定数の３／４（３／２÷２）である。したがって、図１４（ｃ）の限流抵抗３３の配置における直流部正側と負側の限流抗値は、モータケーブルにおける各相の特性インピーダンスに対して、実施例で説明した通り同等×３／４の値を設定すれば良い。すなわち、図１４（ｃ）の限流抵抗３３の配置における限流抵抗値は、図１４（ａ）の限流抵抗３３の配置における３／４の値を設定すれば良いことになる。

また、上記第１実施形態では、図７には、理想的な逆回復特性を持つダイオードを適用した場合のダイオード電流を示したが、実際には逆回復時間が存在し、その期間は、ダイオードの淳方向とは逆の向きに電流が流れる。ところで、インバータ２３のスイッチング素子がＰＷＭ動作に応じてオン・オフ動作を繰り返すことで、インバータ２３の出力端の電圧は、ＰＷＭパルス幅を持つ矩形波電圧を出力する。しかしながら、このパルス幅よりもダイオードの逆回復時間が長いと、ダイオードの電流が流れ続け、発熱や場合によっては破損等の問題生じる恐れがある。そのため、適切な逆回復特性を持つダイオードを用いる必要がある。具体的には逆回復時がＰＷＭパルス幅よりも短い高速ダイオードを適用することが好ましい。

また、上記第１実施形態では、限流抵抗３３の抵抗値をモータケーブル２４の特定インピーダンスと同等の値に設定して、モータ受電端のサージ電圧抑制効果は維持しつつ、負フィルタで発生する損失のピークを低減している。しかしながら、本発明は、上記構成に限定されるものではなく、限流抵抗３３の抵抗値をモータケーブル２４の特定インピーダンス未満の値に設定するようにしてもよい。
この場合には、回路構成は図１と同様の回路構成であるが、限流抵抗３３の抵抗値をモータケーブル２４の特定インピーダンス未満の値に設定することにより、損失のピーク値を低減している。
すなわち、第1の実施形態では、限流抵抗値をケーブルの特性インピーダンスと一致させているため、限流抵抗３３で生じる損失の瞬時的なピーク値は大きな値となる。一方本実施例では、限流抵抗値をケーブルの特性インピーダンス未満の値に設定することで、損失のピーク値を低減することができる。

図１５には、第1実施形態と第２実施形態について、インバータの一つのスイッチング素子が一回動作した場合に限流抵抗３３で発生する損失を示している。この図１５では、縦軸に消費電力［Ｗ］を採り、横軸に時間［μｓ］を採っている。第１実施形態では点線図示のように、スイッチング素子が動作を開始してから大きなピーク値まで消費電力が増加し、その後徐々に減少する。これに対して、第２実施形態では、実線図示のようにスイッチング素子が動作を開始してからの消費電力のピーク値が低く抑制され、その後減少して小さな振幅で減衰する。
したがって、図１５から第２実施形態では損失のピーク値が低減することが確認できる。

また、図１６には第1の実施形態と第２実施形態について、モータ受電端のサージ電圧を示している。この図１６では、点線図示の第１実施形態と実線図示の第２実施形態とではサージ電圧のピーク値は同等であり、損失ピークを低減しつつも高いサージ低減効果が得られることが判る。
第２実施形態のサージ低減原理は、第１実施形態で述べた、限流抵抗３３を設けないフィルタと同等であるが、本実施例ではフィルタ３０のダイオード導通後のインピーダンスが限流抵抗３３分加算されるため、負の反射電圧は小さくなる。そのため、モータ受電端電圧の電圧振動は限流抵抗３３を設けないフィルタよりも小さくなる。このように、限流抵抗３３の抵抗値をモータケーブル２４の特性インピーダンス未満の値に設定すれば、ダイオード導通後のフィルタ３０のインピーダンスはケーブルの特性インピーダンスよりも小さくなるため、正の反射は生じない。
そのため、インバータのスイッチング素子が1回スイッチングした場合のモータ受電端電圧の最大値は、いずれの限流抵抗値であっても第1実施形態と同等まで小さくすることができる。よって限流抵抗３３の値は、損失のピーク値やダイオードの許容電流などとの兼ね合いで、適切な値に設定することができる。

次に、本発明の第３実施形態について図１７及び図１８を伴って説明する。
この第３実施形態では、第２実施形態において連続スイッチング時に過大なサージ電圧が生じる問題を解決するようにしたものである。
すなわち、第３実施形態では、第２実施形態に対し、限流抵抗３３の抵抗値は、小さければそれで良い、ということではなく、限流抵抗３３の抵抗値Ｒｆを下記のように設定する。
Ｚｃ／２≦限流抵抗値Ｒｆ≦Ｚｃ

ここで、本発明に係る第３実施形態について説明する。この実施形態では、前述した第２実施形態に対して、限流抵抗値をケーブルの特性インピーダンスの半分から同等未満の値にすることで、インバータのスイッチング素子が短時間内に連続してスイッチした場合に生じる、モータ受電端におけるサージ電圧ピーク値を低減している。
まず、インバータのスイッチング素子が短時間内に連続スイッチングした場合の挙動について、図１７を伴って説明する。この図１７には、インバータが連続してスイッチングした場合の、インバータ出力端電圧を図１７（ａ）に示し、モータ受電端電圧を図１７（ｂ）に示している。またスイッチング間隔がサージ電圧減衰時間よりも大きい場合を図１７（ｃ）に示し、スイッチング間隔がサージ電圧減衰時間よりも非常に小さい場合を図１７（ｄ）に示している。この図１７から判るように、スイッチング間隔がサージ電圧減衰時間よりも小さいと、１度目のスイッチングよって発生するサージ電圧が２度目のスイッチングによって発生するサージ電圧に重畳して、モータ受電端には大きなサージ電圧が生じる。

この第３実施形態はこのようにして生じるサージ電圧を低減するもので、限流抵抗３３の抵抗値をモータケーブル２４の特性インピーダンスの半分から同等未満の範囲の値に設定する。図１８には、限流抵抗３３の抵抗値を変更した場合のモータ受電端電圧を示している。ここで、実線が限流抵抗３３の抵抗値をモータケーブル２４の特性インピーダンスＺｃ／２に設定した場合を示し、点線が第１実施形態の限流抵抗３３の抵抗値をモータケーブル２４の特性インピーダンスＺｃと同等とした場合を示し、一点鎖線が限流抵抗３３の抵抗値をモータケーブル２４の特性インピーダンスＺｃ／４に設定した場合を示し、細線が限流抵抗３３を設けない場合を示している。

ケーブル端部での反射に伴いサージ電圧振動が生じ、時刻ｔ４′における電圧極小値は、限流抵抗３３の抵抗値が小さいほど小さいことが判る。そして、電圧極小値がインバータ２３の直流中間電圧Ｅｄよりも小さくなると、前述したサージ電圧の重畳によって、スイッチング素子が1回のみスイッチングした場合には生じない高レベルのサージ電圧が発生する。そこで第３実施形態では、サージ電圧の極小値がインバータ２３の直流中間電圧Ｅｄ以上となるようにし、前述したような連続スイッチングに伴う高レベルなサージ電圧が発生しないようにするため、限流抵抗の値をＺｃ／２≦限流抵抗値Ｒｆ≦Ｚｃ上記の範囲内に設定する。その効果は図１８からもわかる通りで、限流抵抗値をケーブルの特性インピーダンスの半分に設定した時のサージ電圧振動は小さく、その極小値がインバータ２３の直流中間電圧Ｅｄを下回ることは無い。

次に、本発明の第４実施形態について図１９を伴って説明する。
この第４実施形態では、零相サージ電圧成分を低減することができるようにしたものである。
すなわち、第４実施形態では、図１９に示すように、ダイオードブリッジ回路３２の高電位側配線Ｌｐ１と低電位側配線Ｌｎ１との間に対地用ダイオードレグ３４を追加している。この対地用ダイオードレグ３４は、高電位側配線Ｌｐ１と低電位側配線Ｌｎ１との間ダイオードＤ４１及びＤ４２を直列に接続し、ダイオードＤ４１及びＤ４２の中間点を接地に接続することで、前述した第１〜第３実施形態で説明した線間サージ電圧の抑制に加え、対地サージ電圧も低減するようにしている。

つまり、リアクトル３１の各相線間電圧に加え、対地電圧も上記のダイオードブリッジ回路３２によって直流中間電圧Ｅｄにクランプすることができる。これによってモータ受電端の対地電圧すなわち零相成分のサージ電圧も低減することができる。
ここで、零相成分のサージ電圧とは、三相モータ１４のフレーム電位とモータ巻線間に生じるサージ電圧であり、対地間のモータ破損の原因となる。一般に、零相成分のサージ電圧は、三相インバータやＰＷＭインバータのスイッチング動作に加え、接地の取り方や、インバータやモータの並列運転数などでも大きく変化し、一般的に巻線間サージ電圧よりも対策が難しい。

しかしながら、第４実施形態では、ダイオードブリッジ回路３２に対地用ダイオードレグ３４を含め、この対地用ダイオードレグ３４のダイオードＤ４１及びＤ４２間の中間点を接地に接続することにより、零相成分のサージ電圧も直流中間電圧Ｅｄにクランプすることが可能となり、零相成分のサージ電圧に対して大きな抑制効果を得ることができる。
しかも、零相成分のサージ電圧抑制効果を、ダイオードブリッジ回路３２に整流ブリッジ回路を構成する三相のダイオードレグ３２ｕ〜３２ｗと並列に中間点を接地した対地用ダイオードレグ３４を接続するだけで容易に得ることができる。さらに、零相成分のサージ電圧抑制効果が、三相インバータやＰＷＭインバータのスイッチング動作や、接地の取り方や、インバータやモータの並列運転数に影響されることがない。

なお、対地用ダイオードレグ３４は、図２０及び図２１に示すように、前述した第１実施形態の変形例である図１１及び図１２にも適用することができる。
また、上記第４実施形態では、対地用ダイオードレグ３４の中間点を直接接地する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図２２に示すように、対地用ダイオードレグ３４の中間点と接地との間に漏れ電流を抑制する漏れ電流抑制インピーダンスＺｅを接続するようにしてもよい。この漏れ電流抑制インピーダンスＺｅは、具体的には、図２３（ａ）に示す漏れ電流抑制抵抗Ｒｅ、図２３（ｂ）に示す低周波電流成分抑制用の接地コンデンサＣｅ及び図２３（ｃ）に示す漏れ電流抑制抵抗Ｒｅと低周波電流成分抑制用の接地コンデンサＣｅの直列回路の何れか１つを選択すればよい。

次に、本発明の第５実施形態について図２４を伴って説明する。
この第５実施形態では、ダイオードブリッジ回路３２の直流出力端側にスナバコンデンサを接続するようにしたものである。
すなわち、第５実施形態では、図２４に示すように、前述した第１実施形態の構成において、ダイオードブリッジ回路３２の直流出力端となる高電位側配線Ｌｐ１と低電位側配線Ｌｎ１との間にスナバコンデンサＣｓが接続されている。このスナバコンデンサＣｓは、ダイオードブリッジ回路３２の直近に配置することで、ダイオードの過電圧破壊を防止できる。また、スナバコンデンサＣｓは、０．数μＦ以下の小さな静電容量で構成されており、特許文献１に記載されたサージ電圧抑制回路などで用いるコンデンサよりも静電容量が小さい。このため、本発明の不要共振周波数はスイッチング周波数よりも非常に高くなるため、直列共振による過大な電流が生じることはない。

なお、スナバコンデンサＣｓは、第２実施形態〜第４実施形態においてもダイオードブリッジ回路３２の直流出力端側に接続することができる。
また、上記第１〜第５実施形態では、限流抵抗３３の接続位置をダイオードブリッジ回路３２の交流入力端側、直流出力端側、ダイオードブリッジ回路３２内に設ける場合について説明したが、これに限定されるものではなく、還流電流の電流経路に複数の抵抗に分割して配置することもできる。要は還流電流の電流経路に限流抵抗が接続されていればよい。

また、上記第１〜第５実施形態では、サージ抑制装置を３相インバータとモータケーブルの間に接続する場合について説明したが、サージ抑制装置をインバータの内部に配置してもよい。要するに、サージ抑制装置は、インバータを構成するスイッチング素子の出力端子とモータケーブルとの間に接続すればよく、インバータ装置や電力変換装置の本体内または本体外のどちらに配置してもよい。
また、上記第１〜第５実施形態では、電力変換装置１３を構成する三相インバータ２３で三相モータ１４を駆動する場合について説明したが、四相以上の多相モータを多相インバータで駆動する場合にも本発明を適用することができる。この場合、ダイオードブリッジ回路３２を、多相モータの相数に応じた数のダイオードレグを並列に接続すればよい。

また、上記第１〜第５実施形態では、１つの電力変換装置１３で１つの三相モータ１４を駆動する場合について説明したが、１つの電力変換装置１３で複数の三相モータ１４を駆動する場合にも本発明を適用することができる。さらには、電力変換装置１３を構成する１つのコンバータに三相インバータ及び三相モータを複数組接続する場合にも本発明を適用することができる。

１０…モータ駆動装置、１１…三相交流電源、１２…トランス、１３…電力変換装置、１４…三相モータ、２０…三相リアクトル、２１…パルス幅変調（ＰＷＭ）コンバータ、２２…平滑コンデンサ、２３…三相インバータ、２４…モータケーブル、Ｌｕ…Ｕ相ケーブル、Ｌｖ…Ｖ相ケーブル、Ｌｗ…Ｗ相ケーブル、ｔｕ〜ｔｗ…受電端子、３１…三相リアクトル、３１ｕ…Ｕ相リアクトル、３１ｖ…Ｖ相リアクトル、３１ｗ…Ｗ相リアクトル、３２…ダイオードブリッジ回路、３２ｕ…Ｕ相ダイオードレグ、３２ｖ…Ｖ相ダイオードレグ、３２ｗ…Ｗ相ダイオードレグ、３３…限流抵抗、３４…対地用ダイオードレグ、Ｒｕ〜Ｒｗ、Ｒ２ｕ〜Ｒ２ｗ、Ｒ２ｘ〜Ｒ２ｚ、Ｒ３ｐ、Ｒ３ｎ…限流抵抗、Ｚｅ…漏れ電流抑制インピーダンス、Ｃｓはスナバコンデンサ

Claims (12)

1. 多相モータと当該多相モータを駆動する多相インバータとの間を接続する多相のモータケーブルの当該多相インバータ側に介挿した多相リアクトルと、
   前記モータケーブルと前記多相リアクトルとの接続点に個別に中間点が接続された多相ダイオードレグを並列に接続したダイオードブリッジ回路と、
   前記多相ダイオードレグを通る電流経路に個別に介挿された還流電流抑制抵抗とを備え、
   前記ダイオードブリッジ回路の直流高電位側及び低電位側が前記多相インバータの直流高電位側及び直流低電位側に個別に接続され、
   前記還流電流抑制抵抗の抵抗値が前記モータケーブルを介して前記多相モータ側から伝搬する反射電圧の正反射を阻止する値に設定されているサージ電圧抑制装置。
2. 前記還流電流抑制抵抗の抵抗値は、前記反射電圧の極性を反転して反射する負の反射が生じる値に設定されている請求項１に記載のサージ電圧抑制装置。
3. 前記還流電流抑制抵抗の抵抗値は、前記モータケーブルの特性インピーダンス以下で、且つ前記多相モータの受電端線間電圧の極小値が前記多相インバータの直流電圧以上となる値に設定されている請求項１に記載のサージ電圧抑制装置。
4. 前記還流電流抑制抵抗は、前記ダイオードブリッジ回路の各多相ダイオードレグの中間点と前記接続点間に接続されている請求項１から３の何れか一項に記載のサージ電圧抑制装置。
5. 前記還流電流抑制抵抗は、前記ダイオードブリッジ回路の高電位側及び前記多相インバータの高電位側と、前記ダイオードブリッジ回路の低電位側及び前記多相インバータの低電位側との間にそれぞれ接続されている請求項１から３の何れか一項に記載のサージ電圧抑制装置。
6. 前記ダイオードブリッジ回路は、多相ダイオードレグと並列に対地用ダイオードレグが接続され、該対地用ダイオードレグの中間点が接地に接続されている請求項１から５の何れか一項に記載のサージ電圧抑制装置。
7. 前記対地用ダイオードレグの中間点と接地との間に漏れ電流抑制インピーダンスが接続されている請求項６に記載のサージ電圧抑制装置。
8. 前記漏れ電流抑制インピーダンスは、抵抗及びコンデンサの少なくとも一方で構成されている請求項７に記載のサージ電圧抑制装置。
9. 前記多相リアクトルのインダクタンス値は、前記モータケーブルのインダクタンスの２/π倍より大きい値に設定する請求項１から８の何れか一項に記載のサージ電圧抑制装置。
10. 前記多相リアクトルのインダクタンス値は、前記還流電流抑制抵抗の抵抗値と前記多相インバータの出力電圧の立ち上がり時間との乗算値を２で除した値より大きい値に設定する請求項１から８の何れか一項に記載のサージ電圧抑制装置。
11. 多相モータを駆動する多相インバータと、
    前記請求項１から１０の何れか一項に記載のサージ電圧抑制装置と、
    を備えた電力変換装置。
12. 多相モータと、
    前記多相モータを駆動する多相インバータと、
    前記請求項１から１０の何れか一項に記載のサージ電圧抑制装置と、
    を備えた多相モータ駆動装置。

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