JP2009232161A - 電圧振動低減フィルタおよびそれを用いたインバータ - Google Patents

Abstract

【課題】 モータに電力を供給するインバータでは、インバータとモータ間の距離が長くなると、このケーブルのインダクタンスや容量のためにインバータの出力電圧が振動し、モータに過大な電圧が印加されて絶縁破壊が発生し、また放射電磁波が大きくなるという課題を解決する。
【解決手段】 直流電源の出力をスイッチングして交流に変換し、この交流をローパスフィルタに入力して高周波成分を低減するインバータにおいて、ローパスフィルタの出力側と前記直流電源の間にダイオードと抵抗の直列回路を挿入する。ローパスフィルタの出力電圧が振動して過大な電圧が発生するとダイオードがオンになり、電圧振動を低減する。モータに過大な電圧が印加されることがないので絶縁破壊などが発生することがなく、また不要な電磁波の放射を抑制できる。

【選択図】 図１

Description

本発明は、損失が少なくかつ出力の電圧振動を低減できる電圧振動低減フィルタ、およびこのフィルタを用いた、モータの電源に用いて好適なインバータに関するものである。

図６にスキャナ等に用いる、矩形波駆動の単相モータに電力を供給するインバータとモータの構成を示す。図６において、直流電源１０、１１は直列接続され、直交変換部１２に電力を供給する。直交変換部１２には直列接続されたスイッチング素子１３、１４が内蔵されており、図示しない制御装置により交互にオン、オフされる。このため、Ａ点の電圧波形は矩形波状の交流になる。この交流はローパスフィルタ１５、モータケーブル（動力線）１９を経由してモータ２０に供給される。直交変換部１２とローパスフィルタ１５でインバータを構成している。なお、スイッチング素子１３、１４としてＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)やトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴなどが用いられる。

点Ａの交流をそのままモータ２０に供給すると、大きなノイズが発生する。そのため、放射電磁波を抑制するＥＭＩ(ElectroMagnetic Interference)対策を行うためローパスフィルタ１５を挿入し、交流電圧の立ち上がり、立ち下がりが小さくなるようにする。

ローパスフィルタ１５は、モータ２０に供給する電流が流れるインダクタ１６、このインダクタ１６に並列に接続される抵抗１７、インダクタ１６の出力側と直流電源１１の負側の間に接続されるコンデンサ１８で構成される。このローパスフィルタ１５のカットオフ周波数は、スイッチング素子１３、１４のスイッチング周期より高く設定される。モータ２０に供給される電圧波形の高周波成分はこのローパスフィルタ１５で減衰されるので、ローパスフィルタ１５の出力側Ｂ点の波形は台形状になる。

図７に３相モータを用いた構成例を示す。図７において、直流電源１０、１１の出力は直交変換部２１に入力され、矩形波状の３相交流に変換される。この３相交流はローパスフィルタ２２、モータケーブル２３を経由して３相モータ２４に供給される。直交変換部２１とローパスフィルタ２２でインバータを構成している。

３相交流を発生させるため、直交変換部２１はスイッチング素子を６個用いている。また、３相交流はＲ、Ｓ、Ｔの３本の線で伝送されるので、ローパスフィルタ２２として図６のローパスフィルタ１５と同じ構成のローパスフィルタを３組用いている。この場合も、高調波成分はローパスフィルタ２２で減衰されるので、モータ２４には台形状の３相交流が供給される。

なお、ローパスフィルタ１５、２１として図６以外のローパスフィルタを用いることもできるが、抵抗を用いたローパスフィルタはこの抵抗によって損失が発生し、効率が低下する。また、インダクタのインダクタンス、コンデンサの容量を増加させるとローパスフィルタの特性は向上するが、これらのインダクタ、コンデンサによる損失が増加する。

また、図６、図７ではモータケーブル１９、２３として同軸ケーブルを用いているが、必ずしも同軸ケーブルでなくてもよい。

特許文献１には、図６と同じような構成の、誘導性クランプを備えたＥ級増幅器の発明が記載されている。図８を用いてこの発明の概要を説明する。図８において、直流電源３０の出力は信号源３３の出力によって交互にオン、オフされるスイッチング素子３１、３２に印加される。

インダクタ３４、３５は直列接続され、スイッチング素子３１、３２の接続点Ｃと出力端子４１の間に接続される。コンデンサ３８、３９はそれぞれインダクタ３５の両端と直流電源３０の負側に接続され、コンデンサ４０はインダクタ３５と出力端子４１に間に挿入される。

インダクタ３４と３５の接続点Ｄにはダイオード３６のアノードとダイオード３７のカソードが接続される。ダイオード３６のカソードは直流電源３０の正側に、ダイオード３７のアノードは直流電源３０の負側に接続される。

このような構成において、インダクタ３４と３５、コンデンサ３８と３９でローパスフィルタが構成される。Ｃ点に発生した矩形波状の交流の高周波成分はこのローパスフィルタでカットされ、直流成分はコンデンサ４０でカットされる。

点Ｄの電圧が直流電源３０の電圧より高くなるとダイオード３６が導通し、電圧をクランプする。点Ｄの電圧が直流電源３０の負側電圧より低くなるとダイオード３７が導通し、電圧をクランプする。これにより、出力端子４１から過大電圧が出力されることを防止する。
特表２００７−５１９３４０号公報

しかしながら、このようなインバータおよびＥ級増幅器には次のような課題があった。図６、図７では、モータケーブル１９、２３の長さが長くなると、このケーブルのインダクタンス成分や容量成分が増加する。ローパスフィルタ１５、２２出力のオーバーシュート、アンダーシュートがケーブルの分布容量で増幅されるので、高周波特性が悪化し、出力電圧が振動するリンギングが発生するという課題があった。

このリンギングの例を図９に示す。図９はローパスフィルタ１５、２２の出力波形の例である。波形の立ち上がりと立ち下がりがモータケーブルのインダクタンス成分と容量成分によって増幅され、波形が振動するリンギング４２が発生している。リンギングが発生するとＥＭＩの原因になる。また、その電圧が大きいときはモータのコネクタや内部の巻き線の絶縁破壊を招き、かつモータの鉄損が増加してモータが発熱する恐れがある。

リンギングを発生させないためにはローパスフィルタ１５、２２内のインダクタのインダクタンスを増加させ、またコンデンサの容量を増加させればよいが、容積が大きくなり、またローパスフィルタの損失が増加するという課題があった。モータケーブルの長さを制限し、この長さに最適なフィルタ定数を選択することも考えられるが、インバータとモータの配置が制限されてしまうという課題があった。

図８のＥ級増幅器は、ダイオード３６、３７で電圧がクランプされるので、出力電圧が過大になるという欠点は軽減される。しかし、発生する電圧によっては、ダイオード３６、３７に定格以上の電流が流れ、これらのダイオードを破壊する恐れがあるという課題があった。

従って本発明の目的は、小さなサイズのフィルタで出力の電圧振動を低減することができるフィルタ、およびこのフィルタを用いたインバータを提供することにある。

このような課題を解決するために、本発明のうち請求項１記載の発明は、
入力された信号の高調波成分を除去するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力が伝送される経路にその一端が接続される第１のダイオードと、
前記第１のダイオードの他端にその一端が接続され、他端が定電位点に接続される第１の抵抗と、
前記ローパスフィルタの出力が伝送される経路にその一端が接続される第２のダイオードと、
前記第２のダイオードの他端にその一端が接続され、その他端が定電位点に接続される第２の抵抗と、
を具備したものである。出力信号の電圧振動を低減し、過大な電圧が出力されることを防ぐことができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、
前記ローパスフィルタを、インダクタおよびこのインダクタに並列に接続された抵抗で構成するようにしたものである。抵抗がダンピング抵抗として動作するので、高周波成分の除去効果が高くなる。

請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、
前記ローパスフィルタは、前記インダクタにその一端が接続され、他端が定電位点に接続されるコンデンサを具備したものである。ローパスフィルタの特性が更に向上する。

請求項４記載の発明は、
直流電力を供給する直流電源と、
この直流電源の出力が入力され、交流に変換する直交変換部と、
前記直交変換部の出力が入力される、請求項１乃至請求項３いずれかに記載の電圧振動低減フィルタと、
を具備したものである。出力の電圧振動を低減し、負荷に過大な電圧が印加されることを防止できる。

請求項５記載の発明は、請求項４記載の発明において、
前記直交変換部は３相交流を出力し、この３相交流が伝送される３本の経路の各々に、請求項１乃至請求項３いずれかに記載の電圧振動低減フィルタを接続するようにしたものである。出力の電圧振動を低減し、負荷に過大な電圧が印加されることを防止できる。

請求項６記載の発明は、請求項４若しくは請求項５記載の発明において、
前記インバータを、モータに電力を供給するインバータとして用いたものである。不要な電磁波の放射および鉄損を低減できる。

以上説明したことから明らかなように、本発明によれば次のような効果がある。
請求項１，２、３、４および５の発明によれば、ダイオードと抵抗の直列回路の一端をローパスフィルタの出力側に、他端を定電圧点に接続して、出力電圧が前記定電圧点の電圧より大きくなったときに定電位点に電流を流して、フィルタの出力の電圧振動を低減するようにした。また、このフィルタをインバータに用いた。

ダイオードと抵抗の直列回路で電圧振動を低減することができるので、ローパスフィルタを構成するインダクタのインダクタンスやコンデンサの容量値を小さくすることができる。従って、これらインダクタやコンデンサを小型にすることができ、コストダウン、およびこのフィルタを使用した機器の小型化を達成することができるという効果がある。また、出力電圧の振動を低減することができるので、放射電磁波を抑制することができるという効果もある。

さらに、このフィルタをインバータに用いると、電力を供給する機器に過大な電圧を与えることがないので、機器の絶縁破壊などを防止することができるという効果がある。特に、設置条件によってインバータと機器間の距離が大きく変化し、電力を搬送するケーブルが長くなる機器に用いると特に効果が大きい。さらに、機器がモータである場合には、鉄損を低減することができるという効果もある。

以下本発明を、図面を用いて詳細に説明する。図１は本発明に係るフィルタ、およびこのフィルタを単相モータに電力を供給するインバータに適用した一実施例を示す構成図である。なお、図６と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。図１において、５０はフィルタであり、ローパスフィルタ５１、ダイオード５２、５４、および抵抗５３、５５で構成される。

ローパスフィルタ５１は、図６従来例のローパスフィルタ１５と同じ構成を有している。インダクタ１６と抵抗１７は並列接続され、その一端は直交変換部１２の出力端子であるＡ点に接続され、他端にはコンデンサ１８の一端が接続される。このコンデンサ１８の他端は直流電源１１の負側に接続される。

ダイオード５２のアノードとダイオード５４のカソードはローパスフィルタ５１の出力側であるＢ点に接続される。ダイオード５２のカソードには抵抗５３の一端が接続され、この抵抗５３の他端は直流電源１０の正側に接続される。また、ダイオード５４のアノードには抵抗５５の一端が接続され、この抵抗５５の他端は直流電源１１の負側に接続される。

ダイオード５２、５４はそれぞれ第１、第２のダイオードに相当し、抵抗５３、５５はそれぞれ第１、第２の抵抗に相当する。また、直流電源１０、１１の出力電源の接続点はグラウンドに接続され、かつ定電圧を出力するので、直流電源１０の正側、および直流電源１１の負側は定電位点である

図６で説明したように、直交変換部１２の出力波形は矩形波状になる。この矩形波はフィルタ５０でその高調波成分が除去されて台形状に整形され、モータケーブル１９を介してモータ２０に供給される。

次に、ダイオード５２、５４、および抵抗５３、５５の動作を説明する。Ｂ点の電位が直流電源１１の正側の電位より高くなるとダイオード５２がオンになり、電流が直流電源１０に戻される。同様に、Ｂ点の電位が直流電源１２の負側の電位より低くなるとダイオード５４がオンになり、電流が直流電源１１に戻される。この結果、Ｂ点の電圧は直流電源１０、１１の出力電圧に制限される。すなわち、Ｂ点の電圧振動（リンギング）が抑えられる。このため、インダクタ１６のインダクタンスは、図６従来例の１／１０程度でも十分な効果が得られる。

ダイオードによってリンギングを抑える点では、図８のＥ級増幅器も同じである。しかし、図１実施例ではダイオード５２と５４に直列に、それぞれ抵抗５３および５５が接続されている。この結果、ダイオード５２、５４に流れる電流が制限され、これらのダイオードに過大電流が流れて、ダイオードが破壊されるという事故を防止することができる。また、ダイオードとして最大電流値が小さい安価な汎用ダイオードを使用することができる。抵抗５３、５５の抵抗値は、Ｂ点の予測される最大電圧時に、ダイオード５２、５４に流れる電流がこれらのダイオードの定格を越えないように選択する。

なお、インダクタ１６に並列に接続されている抵抗１７は、ダンピング抵抗として機能する。この抵抗１７によって高周波成分が熱として消費されるので、Ｂ点の電圧振動を抑えることができる。抵抗１７がないと高周波除去特性が低下し、ダイオード５２、５４に流れる電流が増加する。

また、コンデンサ１８はローパスフィルタを構成する部品であるが、省略することもできる。さらに、ローパスフィルタ５１の効果を高めるために、直交変換器１２のスイッチング周波数をローパスフィルタ５１の折点周波数より充分高くなるように選定する。

図２を用いて、ダイオード５２、５４、および抵抗５３、５５の動作を説明する。なお、図１と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。図２（Ａ）は点Ｂの電圧が電源電圧より高いときの等価回路である。ダイオード５２はオンになり、電流は矢印６０の方向に流れる。抵抗５３の抵抗値をＲ５３、直流電源１０の電圧をＶｓｈ、Ｂ点の電圧をＶとし、ダイオード５２の順方向電圧を無視すると、ダイオード５２に流れる電流Ｉ５２は下式で求められる。この電流は直流電源１０に返される。
Ｉ５２＝（Ｖ−Ｖｓｈ）／Ｒ５３
抵抗５３の抵抗値を調整することによって、ダイオード５２に流れる電流を制限することができる。

図２（Ｂ）は、Ｂ点の電圧が直流電源１１の負側の電圧より低くなったときの等価回路である。この場合は矢印６１の方向に電流が流れる。Ｂ点の電圧をＶ、直流電源１１の負側の電圧をＶｓｌ、抵抗５５の抵抗値をＲ５５とすると、ダイオード５４に流れる電流Ｉ５４は下式で求めることができる。この場合も、抵抗５５の抵抗値を調整することによって、ダイオード５４に流れる電流を制限することができる。
Ｉ５４＝（Ｖ−Ｖｓｌ）／Ｒ５５

図３に、三相モータを用いた構成を示す。なお、図７と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。図３において、インバータ２１は内部のスイッチング素子を動作させ、矩形波状の三相交流を発生させる。この三相交流は３本の線Ｒ、Ｓ、Ｔで伝送される。

フィルタ７０は、ローパスフィルタ５１と同じ構成を有するローパスフィルタ７１〜７３、ダイオードＤ１〜Ｄ６、および抵抗Ｒ１〜Ｒ６で構成される。ローパスフィルタ７１とダイオードＤ１、Ｄ２は線Ｒに接続される。ローパスフィルタ７１、ダイオードＤ１、Ｄ２、および抵抗Ｒ１、Ｒ２でフィルタ５０と同じ構成のフィルタが構成され、線Ｒの電圧振動を除去する。

また、ローパスフィルタ７２、ダイオードＤ３、Ｄ４、および抵抗Ｒ３、Ｒ４でフィルタ５０と同じ構成のフィルタが構成され、線Ｓの電圧振動を除去する。同様に、ローパスフィルタ７３、ダイオードＤ５、Ｄ６、および抵抗Ｒ５、Ｒ６でフィルタ５０と同じ構成のフィルタが構成され、線Ｔの電圧振動を除去する。電圧振動が除去され、台形状に整形された電圧はモータケーブル２３を介してモータ２４に供給される。なお、この実施例でも、ローパスフィルタ７１〜７３内の抵抗およびコンデンサは省略することができる。

次に、図１実施例のシミュレーション結果を示す。なお、直交変換部１２のスイッチング素子のスイッチング周波数を２０ｋＨｚ、直流電源１０、１１の出力電圧を４００Ｖ、抵抗１７の抵抗を１００Ω、インダクタ１６のインダクタンスを１００μＨ、抵抗５３、５５の抵抗値を１Ωとした。また、（Ａ）、（Ｂ）、（Ｅ）の縦軸の目盛りは１ｋＶ／ｄｉｖ、（Ｃ）、（Ｄ）は１０Ａ／ｄｉｖである。

図４（Ａ）はＡ点の電圧波形であり、矩形波になっている。（Ｂ）は抵抗１７に流れる電流波形である。Ａ点の出力の立ち上がり、立ち下がり点付近は高周波成分が多いので、この近傍でのみ電流が流れており、ダンピング抵抗として機能していることがわかる。

（Ｃ）、（Ｄ）はそれぞれダイオード５２、５４に流れる電流波形である。Ａ点の電圧の立ち上がり、立ち下がり点付近で電流が大きく振動している。（Ｅ）はＢ点の電圧、すなわちモータ２０に供給される電圧波形である。ダイオード５２、５４で電圧がクランプされるので、Ｂ点の電圧は理想に近い台形波形になっており、かつ直流電源１０、１１の出力電圧である±４００Ｖを越えることはない。

図５に、モータケーブル２０の長さが５０ｍであるときの、フィルタ５０の出力電圧波形とモータ端子間の波形のシミュレーション結果を示す。なお、直交変換部１２のスイッチング周波数は２０ｋＨｚ、抵抗１７、５３、５５の抵抗値はそれぞれ１００、１、１Ω、インダクタ１６のインダクタンスは１００μＨである。

図５（Ａ）はフィルタ５０の出力電圧波形である。ほぼ理想に近い台形波形になっている。（Ｂ）はモータケーブルで５０ｍ伝送したときの、モータ端子間の電圧波形である。多少リンギングは発生しているが、モータ側のコネクタやモータ内部の絶縁破壊を発生させるほど電圧は上昇していないことがわかる。

これらのシミュレーション結果から、フィルタ５０、７０の定数を調整しないでモータドライバとモータ間の距離を５０ｍ離しても、モータ端子間のリンギングはわずかであり、実用上問題がないことがわかる。

なお、これらの実施例ではフィルタ５０、７０をインバータに用いることとして説明したが、出力電圧の電圧振動を抑制する用途であれば、他の用途に用いることもできる。また、モータに電力を供給するインバータとして説明したが、モータ以外の機器に電力を供給するインバータに適用することもできる。

また、ローパスフィルタ５１、７１〜７３は、図１、図３の構成に限られることはない。低域通過特性を有するものであれば、任意の構成のものを使用できる。さらに、これらの実施例では直流電源を２つ直列接続したが、１つの直流電源を用いることもできる。この場合、途中の経路にコンデンサを挿入し、直流成分をカットする。

本発明の一実施例を示す構成図である。 電圧振動抑制の原理を説明するための等価回路である。 本発明の他の実施例を示す構成図である。 シミュレーション結果を示す波形図である。 シミュレーション結果を示す波形図である。 従来のモータドライバの構成図である。 従来のモータドライバの構成図である。 Ｅ級増幅器の構成図である。 リンギングの波形図である。

符号の説明

１０、１１ 直流電源
１２、２１ 直交変換部
１３、１４ スイッチング素子
１６ インダクタ
１７、５３、５５、Ｒ１〜Ｒ６ 抵抗
１８ コンデンサ
１９、２３ モータケーブル
２０、２４ モータ
５０、７０ フィルタ
５１、７１〜７３ ローパスフィルタ
５２、５４、Ｄ１〜Ｄ６ ダイオード

Claims (6)

1. 入力された信号の高調波成分を除去するローパスフィルタと、
   前記ローパスフィルタの出力が伝送される経路にその一端が接続される第１のダイオードと、
   前記第１のダイオードの他端にその一端が接続され、他端が定電位点に接続される第１の抵抗と、
   前記ローパスフィルタの出力が伝送される経路にその一端が接続される第２のダイオードと、
   前記第２のダイオードの他端にその一端が接続され、その他端が定電位点に接続される第２の抵抗と、
   を具備したことを特徴とする電圧振動低減フィルタ。
2. 前記ローパスフィルタは、インダクタおよびこのインダクタに並列に接続された抵抗で構成されていることを特徴とする請求項１記載の電圧振動低減フィルタ。
3. 前記ローパスフィルタは、前記インダクタにその一端が接続され、他端が定電位点に接続されるコンデンサを具備したことを特徴とする請求項２記載の電圧振動低減フィルタ。
4. 直流電力を供給する直流電源と、
   この直流電源の出力が入力され、交流に変換する直交変換部と、
   前記直交変換部の出力が入力される、請求項１乃至請求項３いずれかに記載の電圧振動低減フィルタと、
   を具備したことを特徴とするインバータ。
5. 前記直交変換部は３相交流を出力し、この３相交流が伝送される３本の経路の各々に、請求項１乃至請求項３いずれかに記載の電圧振動低減フィルタが接続されていることを特徴とする請求項４記載のインバータ。
6. 前記インバータは、モータに電力を供給するインバータであることを特徴とする請求項４若しくは請求項５記載のインバータ。

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