JPS6343526A - サ−ジ電圧抑制回路 - Google Patents
サ−ジ電圧抑制回路Info
- Publication number
- JPS6343526A JPS6343526A JP61187617A JP18761786A JPS6343526A JP S6343526 A JPS6343526 A JP S6343526A JP 61187617 A JP61187617 A JP 61187617A JP 18761786 A JP18761786 A JP 18761786A JP S6343526 A JPS6343526 A JP S6343526A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power
- power supply
- capacitor
- voltage
- rectifier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 92
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 24
- 208000019300 CLIPPERS Diseases 0.000 claims description 22
- 208000021930 chronic lymphocytic inflammation with pontine perivascular enhancement responsive to steroids Diseases 0.000 claims description 22
- 230000001629 suppression Effects 0.000 claims description 15
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 9
- 238000007599 discharging Methods 0.000 claims description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 8
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 3
- 238000009413 insulation Methods 0.000 description 3
- 230000001131 transforming effect Effects 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000002040 relaxant effect Effects 0.000 description 2
- 238000010521 absorption reaction Methods 0.000 description 1
- 230000000116 mitigating effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Protection Of Static Devices (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
Ａ、産業上の利用分野
本発明は直流電力を交流電力に変換するインバータ装置
を用いて負荷に電力を供給する給電装置のサージ電圧抑
制回路に関する。
を用いて負荷に電力を供給する給電装置のサージ電圧抑
制回路に関する。
Ｂ１発明の概要
本発明は、直流電力をインバータ装置によって交流変換
し、該変換された交流電力を給電線を介して負荷に供給
する給電装置において、給電線の負荷側受電端にインバ
ータ装置の出力を整流する整流器とコンデンサとを設け
、給電線に発生したサージ電圧がクリッパ電源電圧より
も大きい場合、コンデンサに吸収させた後に抵抗又は定
電力消費回路で消費させることにより、消費電力を小さ
くして効率の良いサージ電圧抑制回路を実現し、且つサ
ージ吸収用のコンデンサ容量を小さくして装置全体の小
形化、低廉化を図ったものである。
し、該変換された交流電力を給電線を介して負荷に供給
する給電装置において、給電線の負荷側受電端にインバ
ータ装置の出力を整流する整流器とコンデンサとを設け
、給電線に発生したサージ電圧がクリッパ電源電圧より
も大きい場合、コンデンサに吸収させた後に抵抗又は定
電力消費回路で消費させることにより、消費電力を小さ
くして効率の良いサージ電圧抑制回路を実現し、且つサ
ージ吸収用のコンデンサ容量を小さくして装置全体の小
形化、低廉化を図ったものである。
Ｃ３従来の技術
一般にインバータ装置、例えばパワートランジスタを用
いたインバータ装置はスイッチング時間が早いために出
力電圧の立上り峻度が高くなる。
いたインバータ装置はスイッチング時間が早いために出
力電圧の立上り峻度が高くなる。
このためインバータ装置とモータ等の負荷間の給電線が
長いと、インバータと負荷間の電気伝播時間がインバー
タ出力電圧の立上り時間より長くなる。このような場合
インバータと負荷間の給電線の分布定数によって共振現
象が発生し、第４図に示すようなサージ電圧が受電端（
負荷入力端子）に印加される。このサージ電圧のピーク
値はインバータ直流電圧の２倍まで上ることがある。こ
のためモータ負荷のコイルにコロナが発生して絶縁劣化
をおこす等の問題があった。上記のような問題点を解決
するために従来は主回路にサージ電圧抑制回路を付加す
る等の手段が講じられていた。
長いと、インバータと負荷間の電気伝播時間がインバー
タ出力電圧の立上り時間より長くなる。このような場合
インバータと負荷間の給電線の分布定数によって共振現
象が発生し、第４図に示すようなサージ電圧が受電端（
負荷入力端子）に印加される。このサージ電圧のピーク
値はインバータ直流電圧の２倍まで上ることがある。こ
のためモータ負荷のコイルにコロナが発生して絶縁劣化
をおこす等の問題があった。上記のような問題点を解決
するために従来は主回路にサージ電圧抑制回路を付加す
る等の手段が講じられていた。
Ｄ１発明が解決しようとする問題点
しかしながら従来のサージ電圧抑制回路はそれ自身の消
費電力が大きく、このため給電装置全体の電力損失が非
常に大きくなってしまう欠点があった。また装置全体が
大形化し、且つ高価なものになっていた。さらに従来の
サージ電圧抑制回路の抑制電圧はインバータ直流電圧＋
１５０ｖ程度が限界であり、それ程大きなサージ電圧抑
制効果は得られないものであった。
費電力が大きく、このため給電装置全体の電力損失が非
常に大きくなってしまう欠点があった。また装置全体が
大形化し、且つ高価なものになっていた。さらに従来の
サージ電圧抑制回路の抑制電圧はインバータ直流電圧＋
１５０ｖ程度が限界であり、それ程大きなサージ電圧抑
制効果は得られないものであった。
Ｅ６問題点を解決するための手段
第１の発明は、直流電力をインバータ装置によって交流
変換し、該変換された交流電力を給電線を介して負荷に
供給する給電装置において、前記インバータ装置の交流
出力側に設けられたり、Ｒ。
変換し、該変換された交流電力を給電線を介して負荷に
供給する給電装置において、前記インバータ装置の交流
出力側に設けられたり、Ｒ。
Ｃ構成のフィルタと、前記給電線の負荷側受電端に設け
られ、前記インバータ装置の交流出力電力を整流する整
流器と、前記インバータ装置の直流側に設けられる直流
平滑コンデンサの容量よりも充分に小さい容１を有し、
前記整流器の正負出力端間に接続されたコンデンサと、
前記コンデンサの両端と前記平滑コンデンサの両端を結
ぶ電路に各々介挿され、前記コンデンサに供給されるサ
ージエネルギーを消費させる抵抗とを備えたことを特徴
としている。
られ、前記インバータ装置の交流出力電力を整流する整
流器と、前記インバータ装置の直流側に設けられる直流
平滑コンデンサの容量よりも充分に小さい容１を有し、
前記整流器の正負出力端間に接続されたコンデンサと、
前記コンデンサの両端と前記平滑コンデンサの両端を結
ぶ電路に各々介挿され、前記コンデンサに供給されるサ
ージエネルギーを消費させる抵抗とを備えたことを特徴
としている。
第２の発明は、直流電力をインバータ装置によって交流
変換し、該変換された交流電力を所定巻線比を有する変
圧器および給電線を介して負荷に供給する給電装置にお
いて、前記給電線の負荷側受電端に設けられ、前記イン
バータ装置の交流出力電力を整流する整流器と、前記整
流器の正負出力端間ノこ接続されるコンデンサを有し、
該コンデンサに基準直流電圧を供給するクリッパ電源回
路と、前記クリッパ電源回路のコンデンサに供給される
サージエネルギーを定電流放電せしめて消費させろ定電
力消費回路とを備えたことを特徴としている。
変換し、該変換された交流電力を所定巻線比を有する変
圧器および給電線を介して負荷に供給する給電装置にお
いて、前記給電線の負荷側受電端に設けられ、前記イン
バータ装置の交流出力電力を整流する整流器と、前記整
流器の正負出力端間ノこ接続されるコンデンサを有し、
該コンデンサに基準直流電圧を供給するクリッパ電源回
路と、前記クリッパ電源回路のコンデンサに供給される
サージエネルギーを定電流放電せしめて消費させろ定電
力消費回路とを備えたことを特徴としている。
第３の発明は、直流電力をインバータ装置によって交流
変換し、該変換された交流電力を所定巻線比を有する変
圧器および給電線を介して負荷に供給する給電装置にお
いて、前記インバータ装置と前記負荷を結ぶ電路に介挿
されたＬ、Ｒ、Ｃ構成のフィルタと、前記給電線の負荷
側受電端に設けられ、前記インバータ装置の交流出力電
力を整流する整流器と、前記整流器の正負出力端間に接
続されるコンデンサを有し、該コンデンサに基準直流電
圧を供給するクリッパ電源回路と、前記クリッパ電源回
路のコンデンサに供給されるサージエネルギーを定電流
放電仕しめて消費させる定電力消費回路とを備えたこと
を特徴としている。
変換し、該変換された交流電力を所定巻線比を有する変
圧器および給電線を介して負荷に供給する給電装置にお
いて、前記インバータ装置と前記負荷を結ぶ電路に介挿
されたＬ、Ｒ、Ｃ構成のフィルタと、前記給電線の負荷
側受電端に設けられ、前記インバータ装置の交流出力電
力を整流する整流器と、前記整流器の正負出力端間に接
続されるコンデンサを有し、該コンデンサに基準直流電
圧を供給するクリッパ電源回路と、前記クリッパ電源回
路のコンデンサに供給されるサージエネルギーを定電流
放電仕しめて消費させる定電力消費回路とを備えたこと
を特徴としている。
Ｆ 作用
第１の発明において、給電線の分布定数によってサージ
電圧が発生すると、このサージ電圧によって整ゐ器の直
流出力側電圧、すなわちコンデンサの端子電圧がΔＶま
で上昇する。コンデンサの端子電圧上昇分ΔＶは抵抗を
介してインバータの直流平滑コンデンサへ放電され、コ
ンデンサの電圧と直流平滑コンデンサの電圧は等しくな
る。このときコンデンサの容ｌは直流平滑コンデンサの
容量よりも充分に小さいので、直流平滑コンデンサの電
圧はほぼ一定でありサージ電圧は直流平滑コンデンサの
電圧にクランプされることになる。
電圧が発生すると、このサージ電圧によって整ゐ器の直
流出力側電圧、すなわちコンデンサの端子電圧がΔＶま
で上昇する。コンデンサの端子電圧上昇分ΔＶは抵抗を
介してインバータの直流平滑コンデンサへ放電され、コ
ンデンサの電圧と直流平滑コンデンサの電圧は等しくな
る。このときコンデンサの容ｌは直流平滑コンデンサの
容量よりも充分に小さいので、直流平滑コンデンサの電
圧はほぼ一定でありサージ電圧は直流平滑コンデンサの
電圧にクランプされることになる。
このようにコンデンサの端子電圧上昇分ΔＶのみを抵抗
で消費させるので電力損失は少なくて済む。
で消費させるので電力損失は少なくて済む。
また、フィルタによってインバータ装置の出力電圧の立
上りを緩和させることができ、送電側の反射係数を小さ
くして反射波を防止することができる。
上りを緩和させることができ、送電側の反射係数を小さ
くして反射波を防止することができる。
第２の発明において、給電線の分布定数によってサージ
電圧が発生すると、このサージ電圧によって整流器の直
流出力側電圧、すなわちコンデンサの端子電圧が八Ｖま
で上昇する。コンデンサの端子電圧上昇分ΔＶは定電力
消費回路によって定電流放電される。このときコンデン
サにはクリッパ電源回路の基準直流電圧、例えば商用電
源電圧をインバータ出力側に設けた変圧器と同一巻線比
の変圧器で変圧した後、整流して得られる直流電圧が印
加されている。このためサージ電圧は、インバータ出力
側に変圧器が設けられていたとしてもクリッパ電源回路
の基準直流電圧にクランプされることになる。このよう
にコンデンサの端子電圧上昇分ΔＶのみを定電力消費回
路で消費させるので電力損失は少なくて済む。
電圧が発生すると、このサージ電圧によって整流器の直
流出力側電圧、すなわちコンデンサの端子電圧が八Ｖま
で上昇する。コンデンサの端子電圧上昇分ΔＶは定電力
消費回路によって定電流放電される。このときコンデン
サにはクリッパ電源回路の基準直流電圧、例えば商用電
源電圧をインバータ出力側に設けた変圧器と同一巻線比
の変圧器で変圧した後、整流して得られる直流電圧が印
加されている。このためサージ電圧は、インバータ出力
側に変圧器が設けられていたとしてもクリッパ電源回路
の基準直流電圧にクランプされることになる。このよう
にコンデンサの端子電圧上昇分ΔＶのみを定電力消費回
路で消費させるので電力損失は少なくて済む。
第３の発明において、給電線の分布定数によってサージ
電圧が発生すると、このサージ電圧によって整流器の直
流出力側電圧、すなわちコンデンサの端子電圧が八Ｖま
で上昇する。コンデンサの端子電圧上昇分ΔＶは定電力
消費回路によって定電流放電される。このときコンデン
サにはクリッパ電源回路の基準直流電圧、例えば商用電
源電圧をインバータ出力側に設けた変圧器と同一巻線比
の変圧器で変圧した後、整流して得られる直流電圧が印
加されている。このためサージ電圧は、インバータ出力
側に変圧器が設けられていたとしてもクリッパ電源回路
の基準直流電圧にクランプされることになる。このよう
にコンデンサの端子電圧上昇分ΔＶのみを定電力消費回
路で消費させるので電力損失は少なくて済む。また、フ
ィルタによってインバータ装置の出力電圧の立上りを緩
和させることができ、送電側の反射係数を小さくして反
射波を防止することができる。
電圧が発生すると、このサージ電圧によって整流器の直
流出力側電圧、すなわちコンデンサの端子電圧が八Ｖま
で上昇する。コンデンサの端子電圧上昇分ΔＶは定電力
消費回路によって定電流放電される。このときコンデン
サにはクリッパ電源回路の基準直流電圧、例えば商用電
源電圧をインバータ出力側に設けた変圧器と同一巻線比
の変圧器で変圧した後、整流して得られる直流電圧が印
加されている。このためサージ電圧は、インバータ出力
側に変圧器が設けられていたとしてもクリッパ電源回路
の基準直流電圧にクランプされることになる。このよう
にコンデンサの端子電圧上昇分ΔＶのみを定電力消費回
路で消費させるので電力損失は少なくて済む。また、フ
ィルタによってインバータ装置の出力電圧の立上りを緩
和させることができ、送電側の反射係数を小さくして反
射波を防止することができる。
Ｇ、実施例
以下、図面を参照しながら本発明の詳細な説明する。第
１図は第１の発明の一実施例を示す回路図であり、この
図において１はパワートランジスタＴｒを制御要素とす
るインバータ装置である。
１図は第１の発明の一実施例を示す回路図であり、この
図において１はパワートランジスタＴｒを制御要素とす
るインバータ装置である。
このインバータ装置ｌは図示しない制御部によってＰ
Ｗ Ｍ ｆｉｌＪＩされるものである。Ｃ１はインバー
タ装置１の直流母線Ｐ、Ｎ間に接続された平滑コンデン
サであり、母線Ｐ、Ｎ間には順変換部（図示省略）から
の直流電力が供給される。インバータ装置ｌの出力側と
モータ（負荷）２を結ぶ給電線には、Ｌ（リアクトル）
、Ｒ（抵抗）、Ｃ（コンデンサ）を図示の如く接続した
フィルタＦｉＱが介挿されている。３はダイオードＬ−
Ｄｌｌを三相ブリッジ接続して成る整流器であり、給電
線の受電端（モータ２側）に接続されている。整流器３
の正、負出力端間には、前記平滑コンデンサＣ３よりも
充分に小さい容量のコンデンサＣ３が接続されている。
Ｗ Ｍ ｆｉｌＪＩされるものである。Ｃ１はインバー
タ装置１の直流母線Ｐ、Ｎ間に接続された平滑コンデン
サであり、母線Ｐ、Ｎ間には順変換部（図示省略）から
の直流電力が供給される。インバータ装置ｌの出力側と
モータ（負荷）２を結ぶ給電線には、Ｌ（リアクトル）
、Ｒ（抵抗）、Ｃ（コンデンサ）を図示の如く接続した
フィルタＦｉＱが介挿されている。３はダイオードＬ−
Ｄｌｌを三相ブリッジ接続して成る整流器であり、給電
線の受電端（モータ２側）に接続されている。整流器３
の正、負出力端間には、前記平滑コンデンサＣ３よりも
充分に小さい容量のコンデンサＣ３が接続されている。
整流器３の正側出力端は抵抗Ｒ８を介してインバータ装
置ｌの正極母線Ｐに接続されている。整流器３の負側出
力端は抵抗Ｒ２を介してインバータ装置Ｉの負極母線Ｎ
に接続されている。
置ｌの正極母線Ｐに接続されている。整流器３の負側出
力端は抵抗Ｒ２を介してインバータ装置Ｉの負極母線Ｎ
に接続されている。
次に上記のように構成された回路の動作を述べる。給電
線の分布定数によってサージ電圧が発生すると、該サー
ジエネルギーは整流器３を介してコンデンサＣ９に印加
される。このためコンデンサＣ１の端子電圧がΔＶまで
上昇するが、この電圧上昇分ΔＶはコンデンサＣ９−抵
抗Ｒ１→平滑コンデンサＣ，−抵抗Ｒ３−コンデンサＣ
２なる経路を通してコンデンサＣ１とＣ２の電圧が等し
くなるように放電される。ここで平滑コンデンサＣＩの
容量とコンデンサＣ７の容量がＣ，＞Ｃｔの関係にある
ため、平滑コンデンサＣＩの電圧は略一定と考えられる
のでサージ電圧は平滑コンデンサＣＩの電圧にクランプ
されることになる。但し、抵抗Ｒ１，Ｒｔの抵抗値は、
コンデンサＣ，，Ｃ，と該コンデンサＣ４およびＣ１を
結ぶ配線インダクタンスＱ１とで構成されるＬＲＣ直列
共足できる最小の値に設定しておく。これによってサー
ジ電圧の波高値を小さくすることができる。
線の分布定数によってサージ電圧が発生すると、該サー
ジエネルギーは整流器３を介してコンデンサＣ９に印加
される。このためコンデンサＣ１の端子電圧がΔＶまで
上昇するが、この電圧上昇分ΔＶはコンデンサＣ９−抵
抗Ｒ１→平滑コンデンサＣ，−抵抗Ｒ３−コンデンサＣ
２なる経路を通してコンデンサＣ１とＣ２の電圧が等し
くなるように放電される。ここで平滑コンデンサＣＩの
容量とコンデンサＣ７の容量がＣ，＞Ｃｔの関係にある
ため、平滑コンデンサＣＩの電圧は略一定と考えられる
のでサージ電圧は平滑コンデンサＣＩの電圧にクランプ
されることになる。但し、抵抗Ｒ１，Ｒｔの抵抗値は、
コンデンサＣ，，Ｃ，と該コンデンサＣ４およびＣ１を
結ぶ配線インダクタンスＱ１とで構成されるＬＲＣ直列
共足できる最小の値に設定しておく。これによってサー
ジ電圧の波高値を小さくすることができる。
このようにコンデンサＣ１の容量は小さくて済み、コン
デンサＣ，の電圧上昇分ΔＶのみを消費させるので、Ｐ
ＷＭインバータのキャリア周波数ｆｃが高くなっても抵
抗Ｒ１１Ｒ２の消費電力ＣＶ’ｆｃは小さくて済む。こ
れによって効率良くサージ電圧を抑制できる。また、本
実施例におけるフィルタＦｉ＆の条件は例えば下記のよ
うに設定しておく。
デンサＣ，の電圧上昇分ΔＶのみを消費させるので、Ｐ
ＷＭインバータのキャリア周波数ｆｃが高くなっても抵
抗Ｒ１１Ｒ２の消費電力ＣＶ’ｆｃは小さくて済む。こ
れによって効率良くサージ電圧を抑制できる。また、本
実施例におけるフィルタＦｉ＆の条件は例えば下記のよ
うに設定しておく。
１）Ｌ−Ｒ−Ｃ回路の時定数τ＝ ２Ｌ／Ｒが給電線Ｆ
Ｉ２の伝播速度より長いこと。
Ｉ２の伝播速度より長いこと。
２）Ｌ−Ｒ−Ｃ回路は非振動条件Ｒ”−４Ｌ／Ｃ≧０を
満足すること。
満足すること。
３）給電線の特性インピーダンスをＺとした場合Ｒ４Ｚ
を満足すること。
を満足すること。
上記の条件を満足した場合、給電線長が２００１程度な
らば実験的にＬ＝６０μＨ，Ｃ＝０．２μＦ、Ｒ＝３０
Ω程度の比較的小容量となりインバータの出力端にフィ
ルタＦｉａを介挿することかできる。
らば実験的にＬ＝６０μＨ，Ｃ＝０．２μＦ、Ｒ＝３０
Ω程度の比較的小容量となりインバータの出力端にフィ
ルタＦｉａを介挿することかできる。
このようにフィルタＦｉａを設けることにより、以下の
ような効果を有する。
ような効果を有する。
１）出力電圧の立上りを緩和させることにより、反射波
の影響を無視できる。
の影響を無視できる。
２）送電側のインピーダンスと給電線のインピーダンス
をマツチングさせることで、送電側の反射係数を小さく
して反射を防止することができる。
をマツチングさせることで、送電側の反射係数を小さく
して反射を防止することができる。
３） インバータ側にて負荷側に与えるピーク電圧の抑
制を処理できる。
制を処理できる。
４）また、給電線から発生するラジオノイズを低下でき
る。
る。
５） ｄｖ／ｄｔを下げるだけであり、同回路の熱損
失は小である。
失は小である。
６）従って、モータの絶縁劣化の寿命が伸びる。
７） Ｌ−Ｒ−Ｃ回路において、Ｌ、Ｒ，Ｃ共小さく
選ぶことができ、寸法的に小さく、インバータ装置内に
取付可能となり、別設置用の筐体を設けなくても済む。
選ぶことができ、寸法的に小さく、インバータ装置内に
取付可能となり、別設置用の筐体を設けなくても済む。
８）特に、インバータ装置がパワートランジスタのＰＷ
Ｍ方式の場合にはｄｖ／ｄｔが高いため、特に有効とな
る。
Ｍ方式の場合にはｄｖ／ｄｔが高いため、特に有効とな
る。
次に第２の発明の一実施例を第２図とともに説明する。
第２図において第１図と同一部分は同一符号を持って示
し、その説明は省略する。前述した第１の発明ではイン
バータ装置１とモータ２が給電線によって接続されてい
たので、平滑コンデンサＣ８をクリッパ電源として利用
しサージ電圧を平滑コンデンサＣ４の端子電圧にクラン
プすることができた。しかしインバータ出力側に変圧器
、例えばステップアップトランスが設けられている場合
には、平滑コンデンサＣ１の電圧Ｅｄと前記トランスの
出力電圧波高値Ｅｐの関係はＥｐ＝ｎＥｄとなる（ただ
しｎはトランスの１次と２次巻線比である）。このため
平滑コンデンサＣＩをクリッパ電源として利用すること
ができなくなる。そこで第２の発明としては、ステップ
アップトランスが設けられている場合であってもサージ
電圧を抑制できるように構成した。第２図においてイン
バータ装置ｌの出力側は所定の巻線比を有するステップ
アップトランスＴＦ、の低圧側、高圧側を介してモータ
２に接続されている。モータ２側の給電線には第１図と
同様に整流器３が接読され、整流器３にはコンデンサＣ
７が接続されている。コンデンサＣ２には定電力消費回
路１１と、ダイオードＤ７〜ＤＩＯをブリッジ接続して
成る整流器１３とが並列接続されている。
し、その説明は省略する。前述した第１の発明ではイン
バータ装置１とモータ２が給電線によって接続されてい
たので、平滑コンデンサＣ８をクリッパ電源として利用
しサージ電圧を平滑コンデンサＣ４の端子電圧にクラン
プすることができた。しかしインバータ出力側に変圧器
、例えばステップアップトランスが設けられている場合
には、平滑コンデンサＣ１の電圧Ｅｄと前記トランスの
出力電圧波高値Ｅｐの関係はＥｐ＝ｎＥｄとなる（ただ
しｎはトランスの１次と２次巻線比である）。このため
平滑コンデンサＣＩをクリッパ電源として利用すること
ができなくなる。そこで第２の発明としては、ステップ
アップトランスが設けられている場合であってもサージ
電圧を抑制できるように構成した。第２図においてイン
バータ装置ｌの出力側は所定の巻線比を有するステップ
アップトランスＴＦ、の低圧側、高圧側を介してモータ
２に接続されている。モータ２側の給電線には第１図と
同様に整流器３が接読され、整流器３にはコンデンサＣ
７が接続されている。コンデンサＣ２には定電力消費回
路１１と、ダイオードＤ７〜ＤＩＯをブリッジ接続して
成る整流器１３とが並列接続されている。
整流器１３の交流入力側には、商用電源（図示省略）の
出力電圧を前記トランスＴＦ、と同一巻線比によって変
圧するトランスＴＦ、が接続されている。面記トランス
ＴＦ、、整流器１３およびコンデンサＣ２でクリッパ電
源を構成している。定電力消費回路１１はサージ電圧に
よるコンデンサＣ２の電圧上昇分を定電流放電させる回
路であり、抵抗Ｒ，およびツェナーダイオードＺＤ＋か
ら成る直列回路と、抵抗Ｒ２゜ツェナーダイオードＺＤ
＋のツェナー電圧がベースに印加されるトランジスタ１
２および抵抗Ｒ３から成る直列回路とを並列接続して構
成されている。
出力電圧を前記トランスＴＦ、と同一巻線比によって変
圧するトランスＴＦ、が接続されている。面記トランス
ＴＦ、、整流器１３およびコンデンサＣ２でクリッパ電
源を構成している。定電力消費回路１１はサージ電圧に
よるコンデンサＣ２の電圧上昇分を定電流放電させる回
路であり、抵抗Ｒ，およびツェナーダイオードＺＤ＋か
ら成る直列回路と、抵抗Ｒ２゜ツェナーダイオードＺＤ
＋のツェナー電圧がベースに印加されるトランジスタ１
２および抵抗Ｒ３から成る直列回路とを並列接続して構
成されている。
次に上記のように構成された回路の動作を述べる。まず
コンデンサＣ２には、商用Ｎ源をトランスＴＦ、と同一
巻線比を存するトランスＴＦｔで変圧した後、整流器Ｉ
３で整流して得られる直流電圧が印加されている。ここ
で給電線の分布定数によってサージ電圧が発生すると、
該サージエネルギーは整流器３を介してコンデンサＣ２
に印加される。このためコンデンサＣ３の端子電圧がΔ
■まで上昇するが、この電圧上昇分ΔＶは定電力消費回
路１１の抵抗Ｒ３，トランジスタ１２および抵抗Ｒ３を
介して放電される。このときトランジスタ１２のベース
電位がツェナーダイオード７Ｄ＋のツェナー電圧に保た
れているため、トランジスタ１２のコレクターエミッタ
を流れる電流は一定となる。これによってコンデンサＣ
２のサージ電圧による上昇分は定電流放電され、次のサ
ージ電圧か人力される前に消費される。このようにして
コンデンサＣ７の端子電圧を整流器１３の出力電圧（ク
リッパ電源電圧）にクランプすることができる。また、
コンデンサＣ２のサージ電圧による上昇分のみを定電力
消費回路１１で消費するので、電力損失は少ない。
コンデンサＣ２には、商用Ｎ源をトランスＴＦ、と同一
巻線比を存するトランスＴＦｔで変圧した後、整流器Ｉ
３で整流して得られる直流電圧が印加されている。ここ
で給電線の分布定数によってサージ電圧が発生すると、
該サージエネルギーは整流器３を介してコンデンサＣ２
に印加される。このためコンデンサＣ３の端子電圧がΔ
■まで上昇するが、この電圧上昇分ΔＶは定電力消費回
路１１の抵抗Ｒ３，トランジスタ１２および抵抗Ｒ３を
介して放電される。このときトランジスタ１２のベース
電位がツェナーダイオード７Ｄ＋のツェナー電圧に保た
れているため、トランジスタ１２のコレクターエミッタ
を流れる電流は一定となる。これによってコンデンサＣ
２のサージ電圧による上昇分は定電流放電され、次のサ
ージ電圧か人力される前に消費される。このようにして
コンデンサＣ７の端子電圧を整流器１３の出力電圧（ク
リッパ電源電圧）にクランプすることができる。また、
コンデンサＣ２のサージ電圧による上昇分のみを定電力
消費回路１１で消費するので、電力損失は少ない。
次に第３の発明の一実施例を第３図とともに説明する。
第３図において第２図と同一部分は同一符号を持って示
し、その説明は省略する。第３図において第２図と異な
る部分は、インバータ装置１とステップアップトランス
ＴＦ、を結ぶ電路に、Ｌ（リアクトル）、Ｒ（抵抗）、
Ｃ（コンデンサ）を図示の如く接続して成るフィルタＦ
ｉｆ２が介挿されていることであり、その池の部分は第
２図と同一に構成されている。このように構成された回
路において、コンデンサＣ２には第２図と同様に整流器
１３の出力電圧が印加されている。給電線の分布定数に
よってサージ電圧か発生するとコンデンサＣ３の端子電
圧がΔＶまで上昇する。コンデンサＣ１のサージ電圧に
よる上昇分は第２図の動作と同様に定電力消費回路１■
によって定電流放電され、次のサージ電圧が入力される
前に消費される。このようにしてコンデンサＣ１の端子
電圧を整流器１３の出力電圧（クリッパ電源電圧）にク
ランプすることができる。また、コンデンサＣ２のサー
ジ電圧による上昇分のみを定電力消費回路１１で消費す
るので、電力損失は少ない。ここで第３の発明における
フィルタＦｉＱは第１図のフィルタＦｉ（２と同様にイ
ンバータ装置工の出力電圧の立上りを緩和させるととも
に反射波を防止するものであるから、第３図の如く設け
ても良いし、トランスＴＦ、とモータ２を結ぶ給電線に
介挿しても良い。そしてフィルタＰｉ（！の条件は例え
ば下記のように設定しておく。
し、その説明は省略する。第３図において第２図と異な
る部分は、インバータ装置１とステップアップトランス
ＴＦ、を結ぶ電路に、Ｌ（リアクトル）、Ｒ（抵抗）、
Ｃ（コンデンサ）を図示の如く接続して成るフィルタＦ
ｉｆ２が介挿されていることであり、その池の部分は第
２図と同一に構成されている。このように構成された回
路において、コンデンサＣ２には第２図と同様に整流器
１３の出力電圧が印加されている。給電線の分布定数に
よってサージ電圧か発生するとコンデンサＣ３の端子電
圧がΔＶまで上昇する。コンデンサＣ１のサージ電圧に
よる上昇分は第２図の動作と同様に定電力消費回路１■
によって定電流放電され、次のサージ電圧が入力される
前に消費される。このようにしてコンデンサＣ１の端子
電圧を整流器１３の出力電圧（クリッパ電源電圧）にク
ランプすることができる。また、コンデンサＣ２のサー
ジ電圧による上昇分のみを定電力消費回路１１で消費す
るので、電力損失は少ない。ここで第３の発明における
フィルタＦｉＱは第１図のフィルタＦｉ（２と同様にイ
ンバータ装置工の出力電圧の立上りを緩和させるととも
に反射波を防止するものであるから、第３図の如く設け
ても良いし、トランスＴＦ、とモータ２を結ぶ給電線に
介挿しても良い。そしてフィルタＰｉ（！の条件は例え
ば下記のように設定しておく。
１）Ｌ−Ｒ−Ｃ回路の時定数で一２Ｌ／Ｒが給電線ＰＣ
の伝播速度より長いこと。
の伝播速度より長いこと。
２）Ｌ−Ｒ−Ｃ回路は非振動条件Ｒ２−４Ｌ／Ｃ≧Ｏを
満足すること。
満足すること。
３）給電線の特性インピーダンスをＺとした場合ＲキＺ
を満足すること。
を満足すること。
上記の条件を満足した場合、給電線長が２００Ｍ程度な
らば実験的にＬ−６０μＨ，Ｃ＝０．２μＦ、Ｒ＝３０
Ω程度の比較的小容量となりインバータの出力端にフィ
ルタＦｉ１２を介挿することができる。
らば実験的にＬ−６０μＨ，Ｃ＝０．２μＦ、Ｒ＝３０
Ω程度の比較的小容量となりインバータの出力端にフィ
ルタＦｉ１２を介挿することができる。
このようにフィルタＦｉρを設けることにより、以下の
ような効果を有する。
ような効果を有する。
１）出力電圧の立上りを緩和させることにより、反射波
の影響を無視できる。
の影響を無視できる。
２）送電側のインピーダンスと給電線のインピーダンス
をマツチングさせることで、送電側の反射係数を小さく
して反射を防止することができる。
をマツチングさせることで、送電側の反射係数を小さく
して反射を防止することができる。
３） インバータ側にて負荷側に与えるピーク電圧の抑
制を処理できる。
制を処理できる。
４）また、給電線から発生するラジオノイズを低下でき
る。
る。
５） ｄｖ／ｄｔを下げるだけであり、同回路の熱損
失は小である。
失は小である。
６）従って、モータの絶縁劣化の寿命が伸びる。
７） Ｌ−Ｒ−Ｃ回路において、Ｌ、Ｒ，Ｃ共小さく
選ぶことができ、寸法的に小さく、インバータ装置内に
取付可能となり、別設置用の筐体を設けなくても済む。
選ぶことができ、寸法的に小さく、インバータ装置内に
取付可能となり、別設置用の筐体を設けなくても済む。
８）特に、インバータ装置がパワートランジスタのＰ
Ｗ Ｍ方式の場合にはｄｖ／ｄｔが高いため、特に育効
となる。
Ｗ Ｍ方式の場合にはｄｖ／ｄｔが高いため、特に育効
となる。
Ｈ０発明の効果
第１の発明によれば次のような効果が得られる。
（＋） インバータ装置の直流平滑コンデンサをクリ
ッパ電源とみなし、この平滑コンデンサよりも充分に小
さい容量を持つコンデンサによってサージ電圧を吸収し
ているので、サージ電圧は平滑コンデンサの電圧を超え
ることなく抑制される。
ッパ電源とみなし、この平滑コンデンサよりも充分に小
さい容量を持つコンデンサによってサージ電圧を吸収し
ているので、サージ電圧は平滑コンデンサの電圧を超え
ることなく抑制される。
（２）サージ吸収用のコンデンサの端子電圧上昇分のみ
を抵抗で消費させているので、電力損失が少なくて済み
効率の良いサージ抑制が行なえる。
を抵抗で消費させているので、電力損失が少なくて済み
効率の良いサージ抑制が行なえる。
（３） フィルタを設けたのでインバータ装置の出力電
圧の立上りを緩和させることができ、送電側の反射係数
を小さくして反射波を防止することができる。
圧の立上りを緩和させることができ、送電側の反射係数
を小さくして反射波を防止することができる。
（４）サージ吸収用のコンデンサおよびフィルタの容量
を小さくすることができるので、装置全体の小形化、低
廉化が図れる。
を小さくすることができるので、装置全体の小形化、低
廉化が図れる。
第２の発明によれば次のような効果が得られる。
（１） インバータ装置の出力電力を変圧器を介して負
荷に供給するようにした給電装置であっても、サージ電
圧はクリッパ電源回路の基準直流電圧を超えることなく
抑制される。
荷に供給するようにした給電装置であっても、サージ電
圧はクリッパ電源回路の基準直流電圧を超えることなく
抑制される。
（２）サージ吸収用のコンデンサの端子電圧上昇分のみ
を定電力消費回路で消費させているので、電力損失が少
なくて済み効率の良いサージ抑制が行なえる。
を定電力消費回路で消費させているので、電力損失が少
なくて済み効率の良いサージ抑制が行なえる。
（３） リアクトル等の部品を用いなくても良いのでサ
ージ電圧抑制回路を安価に構成することかできる。
ージ電圧抑制回路を安価に構成することかできる。
第３の発明によれば次のような効果が得られる。
（＋、） インバータ装置の出力電力を変圧器を介し
て負荷に供給するようにした給電装置であっても、サー
ジ電圧はクリッパ電源回路の基準直流電圧を超えること
なく抑制される。
て負荷に供給するようにした給電装置であっても、サー
ジ電圧はクリッパ電源回路の基準直流電圧を超えること
なく抑制される。
（２）サージ吸収用のコンデンサの端子電圧上昇分のみ
を定電力消費回路で消費させているので、電力損失が少
なくて済み効率の良いサージ抑制が行なえる。
を定電力消費回路で消費させているので、電力損失が少
なくて済み効率の良いサージ抑制が行なえる。
（３）フィルタを設けたのでインバータ装置の出力電圧
の立上りを緩和させることができ、送電側の反射係数を
小さくして反射波を防止することができる。
の立上りを緩和させることができ、送電側の反射係数を
小さくして反射波を防止することができる。
第１図は第１の発明の一実施例を示す回路図、第２図は
第２の発明の一実施例を示す回路図、第３図は第３の発
明の一実施例を示す回路図、第４図はサージ電圧抑制手
段のない場合のインバータ出力電圧波形図である。 １・・・インバータ装置、２・・・モータ、３．１３・
・・整流器、１１・・・定電力消費回路、１２・・・ト
ランジスタ、ＣＩ・・・平滑コンデンサ、ｃ、Ｃ，・・
・コンデンサ、ＤＩ〜Ｄ、。・・・ダイオード、Ｆ：（
１・・フィルタ、し・・リアクトル、Ｒ、Ｒ１＋ Ｒ１
，Ｒ３・・・抵抗、ＴＦ、、 ＴＦ、・・・トランス、
ＺＤ＋・・・ツェナーダイオード。
第２の発明の一実施例を示す回路図、第３図は第３の発
明の一実施例を示す回路図、第４図はサージ電圧抑制手
段のない場合のインバータ出力電圧波形図である。 １・・・インバータ装置、２・・・モータ、３．１３・
・・整流器、１１・・・定電力消費回路、１２・・・ト
ランジスタ、ＣＩ・・・平滑コンデンサ、ｃ、Ｃ，・・
・コンデンサ、ＤＩ〜Ｄ、。・・・ダイオード、Ｆ：（
１・・フィルタ、し・・リアクトル、Ｒ、Ｒ１＋ Ｒ１
，Ｒ３・・・抵抗、ＴＦ、、 ＴＦ、・・・トランス、
ＺＤ＋・・・ツェナーダイオード。
Claims (4)
- （１）直流電力をインバータ装置によつて交流変換し、
該変換された交流電力を給電線を介して負荷に供給する
給電装置において、 前記インバータ装置の交流出力側に設けられたＬ、Ｒ、
Ｃ構成のフィルタと、 前記給電線の負荷側受電端に設けられ、前記インバータ
装置の交流出力電力を整流する整流器と、前記インバー
タ装置の直流側に設けられる直流平滑コンデンサの容量
よりも充分に小さい容量を有し、前記整流器の正負出力
端間に接続されたコンデンサと、 前記コンデンサの両端と前記平滑コンデンサの両端を結
ぶ電路に各々介挿され、前記コンデンサに供給されるサ
ージエネルギーを消費させる抵抗とを備えたことを特徴
とするサージ電圧抑制回路。 - （２）直流電力をインバータ装置によつて交流変換し、
該変換された交流電力を所定巻線比を有する変圧器およ
び給電線を介して負荷に供給する給電装置において、 前記給電線の負荷側受電端に設けられ、前記インバータ
装置の交流出力電力を整流する整流器と、前記整流器の
正負出力端間に接続されるコンデンサを有し、該コンデ
ンサに基準直流電圧を供給するクリツパ電源回路と、 前記クリツパ電源回路のコンデンサに供給されるサージ
エネルギーを定電流放電せしめて消費させる定電力消費
回路とを備えたことを特徴とするサージ電圧抑制回路。 - （３）直流電力をインバータ装置によつて交流変換し、
該変換された交流電力を所定巻線比を有する変圧器およ
び給電線を介して負荷に供給する給電装置において、 前記インバータ装置と前記負荷を結ぶ電路に介挿された
Ｌ、Ｒ、Ｃ構成のフィルタと、 前記給電線の負荷側受電端に設けられ、前記インバータ
装置の交流出力電力を整流する整流器と、前記整流器の
正負出力端間に接続されるコンデンサを有し、該コンデ
ンサに基準直流電圧を供給するクリツパ電源回路と、 前記クリツパ電源回路のコンデンサに供給されるサージ
エネルギーを定電流放電せしめて消費させる定電力消費
回路とを備えたことを特徴とするサージ電圧抑制回路。 - （４）前記クリツパ電源回路は、前記整流器の正負出力
端間に接続されるコンデンサと、商用電源の交流出力が
入力されるとともに前記変圧器の巻線比と同一巻線比を
有する変圧器と、この変圧器の交流出力を整流し該整流
された直流電圧を前記コンデンサに供給する整流器とか
ら成ることを特徴とする特許請求の範囲第２項又は第３
項に記載されたサージ電圧抑制回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61187617A JPH0757067B2 (ja) | 1986-08-08 | 1986-08-08 | サ−ジ電圧抑制回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61187617A JPH0757067B2 (ja) | 1986-08-08 | 1986-08-08 | サ−ジ電圧抑制回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6343526A true JPS6343526A (ja) | 1988-02-24 |
| JPH0757067B2 JPH0757067B2 (ja) | 1995-06-14 |
Family
ID=16209241
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61187617A Expired - Fee Related JPH0757067B2 (ja) | 1986-08-08 | 1986-08-08 | サ−ジ電圧抑制回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0757067B2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01109292U (ja) * | 1988-01-09 | 1989-07-24 | ||
| JPH04251574A (ja) * | 1990-08-30 | 1992-09-07 | Mitsubishi Electric Corp | インバータ装置 |
| JPH1023758A (ja) * | 1996-07-03 | 1998-01-23 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | インバータ装置 |
| JP2006115667A (ja) * | 2004-10-18 | 2006-04-27 | Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd | サージ電圧抑制装置 |
| JP2010136564A (ja) * | 2008-12-08 | 2010-06-17 | Oki Electric Cable Co Ltd | サージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式 |
| JP2019140769A (ja) * | 2018-02-08 | 2019-08-22 | 富士電機株式会社 | サージ電圧抑制装置、これを使用した電力変換装置及び多相モータ駆動装置 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US11870237B2 (en) * | 2021-03-05 | 2024-01-09 | Proterial, Ltd. | Surge suppression circuit and rotating electrical machine |
-
1986
- 1986-08-08 JP JP61187617A patent/JPH0757067B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01109292U (ja) * | 1988-01-09 | 1989-07-24 | ||
| JPH04251574A (ja) * | 1990-08-30 | 1992-09-07 | Mitsubishi Electric Corp | インバータ装置 |
| JPH1023758A (ja) * | 1996-07-03 | 1998-01-23 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | インバータ装置 |
| JP2006115667A (ja) * | 2004-10-18 | 2006-04-27 | Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd | サージ電圧抑制装置 |
| JP2010136564A (ja) * | 2008-12-08 | 2010-06-17 | Oki Electric Cable Co Ltd | サージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式 |
| WO2010067679A1 (ja) * | 2008-12-08 | 2010-06-17 | 沖電線株式会社 | サージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式 |
| JP2019140769A (ja) * | 2018-02-08 | 2019-08-22 | 富士電機株式会社 | サージ電圧抑制装置、これを使用した電力変換装置及び多相モータ駆動装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0757067B2 (ja) | 1995-06-14 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6175219B1 (en) | Booster type converter with low power loss | |
| US7808219B2 (en) | Method and apparatus of capacitor divider based offline AC-DC converter | |
| JP2007318993A (ja) | Ｄｃコンピュータ構成要素への電力送達を制御するシステム | |
| US20100165671A1 (en) | Switched-mode Power Supplies | |
| JP2010268623A (ja) | 充電装置 | |
| US4937722A (en) | High efficiency direct coupled switched mode power supply | |
| US20090097291A1 (en) | Universal power supply for a laptop | |
| US4855891A (en) | Power supply design | |
| AU696737B2 (en) | High efficiency voltage converter and regulator circuit | |
| Nagrial et al. | EMI/EMC issues in switch mode power supplies (SMPS) | |
| JPS6343526A (ja) | サ−ジ電圧抑制回路 | |
| US5124906A (en) | Multiple transformer switch mode power supply | |
| US6583998B2 (en) | Power supply regulating having novel charging circuitry | |
| EP0720276A1 (en) | Single phase input hybrid rectification method | |
| US5933337A (en) | Voltage rectifying and smoothing circuit | |
| KR100224122B1 (ko) | 레귤레이터 회로 및 이 레귤레이터 회로를 사용한 다출력스위칭전원장치 | |
| JP3402031B2 (ja) | 直流電源装置 | |
| US4437148A (en) | Peak voltage clamped power supply | |
| US4912447A (en) | Transformer with channels in bobbin | |
| US9837925B1 (en) | Capacitor-less power supply | |
| CN219322279U (zh) | 一种Brown-in电路及电子设备 | |
| JP2736059B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP3339558B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH09205770A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| EP3723259A1 (en) | Switched mode power supply |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |