CN101330259A - 电压脉冲的限制 - Google Patents

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Abstract

用于控制PWM频率变换器的输出电压脉冲的方法和布置，其中，PWM频率变换器为用于把电网的交流电压整流为被滤波电容器(CDC)滤波的DC中间电路的DC电压(UDC)的网络电桥(10)，用于从中间电路的DC电压形成AC输出电压(U、V、W)来控制负载M且由功率半导体器件实现的三相开关组成的负载电桥(11)，其中，为了设置与输出电压的状态的每一个变化有关的输出电压变化的平均速度，被相位开关控制的至少一个功率元件被控制，使得在输出电压处于其状态改变后的位置之前，在典型地少于1微秒(微脉冲)的短时期中，输出电压至少一次处于状态改变之前的主要位置。

Description

电压脉冲的限制
技术领域
本发明涉及用于控制由PWM频率变换器形成的输出电压脉冲的布置，特别涉及其上升沿和下降沿。
背景技术
在现有技术中，频率变换器将固定频率的电源电压形成符合与其连接的电动机的期望工作点的变幅和变频输出电压。所谓的PWM频率变换器已确定为最普通的频率变换器类型，其中供电网络的电压最初被整流和滤波为中间电路的恒定幅值DC电压，而后由快速功率半导体开关形成期望的输出电压(图1)。输出电压包括恒定DC电压大小的脉冲，该脉冲的数量和宽度被控，使得输出电压的基波的振幅和频率可以是所需要的(PWM＝Pulse Width Modulation脉冲宽度调制)。
为了使得功率半导体开关的损耗最小化，它们通常被控制，以便开控制和关控制尽可能地快。实际上，这是指输出电压脉冲的上升沿和下降沿的陡度非常大，即电压变化的速度dv/dt非常大，并且依赖于所使用的功率半导体的个体特性。
在现有技术中，电压脉冲的高速变化对于带有短的和长的两种电动机电缆的电动机的绕组具有负面的效果：
1)电压上升沿的持续时间越短，施加在绕组的第一线圈上的电压阶跃的应力比例就越高(例如见IEC的技术规范TS 60034-25，图12)。
2)根据现有技术中的传输线理论，电压脉冲沿着电缆以限定的速度(大约光速的50％)传播，而由电动机和电缆的波阻抗的比率所确定的部分脉冲从连接点被反射。对于合适长度的电缆，由于反射现象，电动机所经历的最高电压脉冲可高达两倍于频率变换器所发送的电压脉冲(例如见Transient Effects in Application of PWM Inverters to InductionMotors/Erik Persson/IEEE Transactions of Industry Applications，vol.28 no 5，September/October 1992)。电缆的临界长度，即发生全反射的长度限度，依赖于电压脉冲的上升沿的持续时间；变化越快，发生全反射的电缆越短，例如，通常作为功率开关使用的IGBT晶体管的开关时间达到0.1微秒的量级，所用的临界电缆长度约为0.30米。
从电动机的绕组绝缘的角度来看，由于通常使用由频率变换器和电动机之间的无源元件(电感、电容、电阻)而实现的滤波器，所以陡沿和高电压脉冲是危险的，特别是在提供高电压时，问题最糟糕。最普遍的是比如持续时期和临界电缆长度被延长的dv/dt滤波器和为了完美的消除反射问题而将脉冲状电压形式滤波为近似正弦曲线的正弦滤波器。图1示出了现有技术中滤波器电路的实施例(没有用来防止滤波器的谐振的阻尼电阻)。不管滤波器是dv/dt滤波器还是正弦滤波器，有可能影响滤波器的电感和电容值的强度。
使用滤波器的问题在于其价格、尺寸和重量。特别是正弦滤波器的尺寸非常大并且价格昂贵。
发明内容
根据本发明的解决方案，可以通过不使用庞大昂贵的滤波器而实现输出电压脉冲的上升沿的可控的变化速度来避免现有技术的问题。
在本发明中，由PWM频率变换器形成的输出电压脉冲的上升沿和下降沿的形状被构造得优选减小电压脉冲的变化速度和电压阶跃的高度。电压脉冲的这种变圆也相应地影响电动机电极所经历的电压脉冲，又减少施加在电动机的绕组绝缘上的应力，并且以此来延长电动机的寿命。
该解决方案基于以下事实：代替被常规方式控制的一击导通的功率开关，在电压脉冲的沿上，其在几微秒的时间段内依次被控制为导通和不导通。情况是，单脉冲沿变为至少一个、优选地多个所谓的微脉冲，其宽度被控制向着开关的最终状态增加。
另外，本发明的解决方案可包括包含将微脉冲的电压滤波为频率变换器的最终输出电压的无源元件的小滤波器，其变化速度可通过控制微脉冲数量和脉冲宽度来被期许的方法几乎无级地控制。为了使损耗最小化，滤波器方案包含可将大部分开关能量可被反馈到频率变换器的中间电路的电路。
本发明的特征在独立权利要求和其他权利要求的优选实施例中被详细地描述。
本发明的控制需要快速功率开关，例如，功率FETS型(功率场效应晶体管)和由所谓的碳化硅(SiC)技术实现的IGBT晶体管和二极管。
相对于现有技术中的解决方案，当优选限制电动机所经历的电压脉冲的陡度和/或高度时，本发明的解决方案降低了应用成本，减小了设备的尺寸和重量。相对于常规滤波器，本发明所需的无源滤波器的元件非常小。另外，通过微脉冲的数量和宽度仅由软件程序，本发明的实施能够根据具体情况将输出电压脉冲的变化速度设置为所需的值，而不影响外部无源滤波器的元件值。
附图说明
随后，本发明将会参照附图通过一些实施例对本发明进行更详细的描述，其中
图1示出了频率变换器的主电路和滤波器，
图2示出了频率变换器的调制，
图3示出了频率变换器的输出连接器中和电动机的输入连接器中的电压脉冲，
图4示出了用常规方法和新的控制方法的输出电压的脉冲形式，
图5a示出了本发明的滤波器方案，
图5b示出了本发明的另一滤波器方案，
图6示出了输出电压的脉冲沿的滤波，以及
图7示出了本发明的解决方案的频率变换器的输出连接器中和电动机的输入连接器中的电压脉冲的沿。
具体实施方式
图1示出了一个普通三相PWM频率变换器的主电路的实施例，其中有：三相电源电压R、S、T；用来限制主电流的谐频的AC扼流圈Lac；由二极管D11-D16组成的网桥10，其用于把电网的三相交流电压整流为被滤波电容器CDC滤波的DC中间电路的DC电压UDC；由功率半导体器件实现的三相开关组成的负载电桥11，其用于从中间电路的DC电压形成三相输出电压U、V、W来控制电动机M；以及控制单元12。如图中的实施例所示，在现代频率变换器中，相位开关通常由与所谓的零二极管D21-D26并联连接的IGBT晶体管Q21-Q26来实现。相位开关是指具有用来控制某一输出位相所需的控制电路的元件，比如U相位开关包括Q21、Q24、D21和D24。另外，图中示出的滤波器13至少含有特定相位的电感L和电容C，以及例如，图中未示的与电感并联的阻尼电阻器。对于电感值和电容值量的标定，有可能影响其是dv/dt滤波器(较小的元件值)还是被怀疑的正弦滤波器(较大的元件值)。电容器C可为三角连接或(图中的)星形连接。星形连接的星点可被连接至如图中用点划线表示的DC中间电路的第二极，或者断开不连接。
负载电桥的开关的控制脉冲形式在控制单元的所谓的调制器中被形成。图2以现有技术中的诸如正弦波调制器的调制器类型为例。在其中，特定相位正弦波UUref、UVref、UWref与普通锯齿波UΔ比较，并且特定相位开关控制作为结果被接收，其中，例如信号U的上部位置相当于被控制导通的相位开关U的上支路的功率开关，而下部位置相当于被控制导通的相位开关U的下支路的功率开关。开关控制的信号频率被称为开关频率，其中，由IGBT晶体管实现的现代频率变换器典型的范围在1-16kHz之间。
图3示出了反射现象对不带滤波器的电动机的电压有何种影响。UUV(I)表示频率变换器的输出连接器中的U相位和V相位之间电压的理论波形，而对应地，UUV(M)为电动机的连接点中的电缆的另一端的相同相位的电压。在图中，频率变换器的输出电压在时间t1和t2之间以中间电路电压UDC的阶跃的大小范围变化。相应的电压变化稍后以电缆的传播延迟范围发生在电动机端。由于反射现象，取决于电缆长度和电缆与电动机的波阻抗之比的最大超过数UOS出现在电压脉冲的前沿。在电压脉冲的前沿，根据电缆长度及其他因素，电压在某一频率振荡，而因为衰减，振荡渐渐抑制，直至电动机的电压最终变平得与频率变换器的输出中的电源电压一致。
图4示出了本发明的功率半导体器件的控制如何与常规的控制不同。根据现有技术，UOLD为由调制器产生的U相位的脉冲形式(对比图2)，依照该脉冲形式，上支路的功率开关(UU(OLD))和下支路的功率开关(UL(OLD))被直接控制。开关的控制过程还包括现有技术中已知的所谓的死区tD，在这期间两个开关均不受控。
UNEW为根据本发明的控制方法的脉冲形式，图中的时间间隔tM中的额外开关(微脉冲)被加入由调制器产生的脉冲形式的变化点，该时间间隔的长度可根据输出电压中所希望的变化速度的类型而改变。当有多个时，额外开关的脉冲比例优选地适合例如向着最终状态呈线性变化(例如，紧接在时间t1之后，控制信号UU(NEW)大多数时间处于“1”位置，而在最终相位中延时tM的最终状态，控制信号UU(NEW)大多数时间处于“0”位置)。微脉冲仅用于对输出电压的状态有影响的功率开关的控制。例如，如果在图4的情况下，在时间t1，U相位的输出电流流向电动机，微脉冲仅用于上支路的功率开关的控制(因为在下支路中电流流过零二极管，在这种情况下，与二极管并联的功率开关的控制对输出电压的状态没有任何影响)。对应地，如果在时间t2时，U相位的电流流向频率变换器，那么微脉冲仅用于下支路的功率开关的控制。利用微脉冲增加功率开关的开关频率以及由其引起的损耗，出于此原因，脉冲的使用有可能实际上仅用于快速功率开关。单个微脉冲的持续时间短，典型地少于1微秒。
图5a示出了用于实现本发明使用的滤波器FILTER的可能性(出于简略的目的，在图中任何可能需要的阻尼电阻已被省略)。特定相位的扼流圈L2也在图中被画出，代表由功率级的机械执行产生的所有种类的杂散(stray)电感，从滤波器(例如，频率变换器的输出电缆的内部)来看，其是重要的。如果滤波器的电感值需要，L2也可为分离元件。当微脉冲时，滤波器的电容器C1用限制充电电流脉冲的幅度的扼流圈L1和L2电朝向最终电压逐渐充电。当微脉冲时，仅仅短电流脉冲流过扼流圈L1，因此，例如与图1中滤波器中的量相比，其量相当小，其中图1中电动机全电流流过扼流圈。
图5b示出了用于实现本发明使用的滤波器FILTER的第二种可能性。滤波器电路基于以下理念：在开关位置连接无源元件(L2、C1)的能量通过二极管开关(D1、D2)被导向储能电容器CS，在此处，其可通过斩波电路S向前传输回到中间电路的滤波电容器CDC。滤波器增加的功率损耗可通过该电路而被大幅降低。开关能量的恢复本质上对输出电压的滤波没有影响，因此，如图5b的电路的微脉冲与图5a的滤波器的微脉冲对输出电压可产生相同的效应。
图6示出了当图1、图5a或图5b的滤波器布置中使用两个微脉冲时的输出电压的波形的实施例。根据频率变换器的功率开关所形成电压UUV(I)的微脉冲的宽度如何增加，被滤波的输出电压UUV(F)朝向其终值增加。对于附图示出的图5a的解决方案，开关瞬间的电感值L1和L2所确定的电压分布的阶跃状效应在输出电压中有所反映(当使用图1和图5a的电路时，阶跃消失)。因为滤波器为LC型，因此，输出电压的峰值略高于中间电路的电压UDC。图中画的直线du/dt示出了输出电压的平均上升速度，其可通过对微脉冲持续时间和脉冲宽度的控制被设置为想要的值。应当注意的是，可仅有一个微脉冲，这种情况下，其长度优选地适宜在脉冲期间输出电压升至其终值的50％以上。
图7示出了频率变换器(UUV(F))上电缆端和电动机(UUV(M))侧的电压的理论波形。因为频率变换器的输出电压在阶跃中逐渐升至其满值，反射现象每次仅增加一个电压阶跃的高度，电动机所经历的电压峰值保持低于图3的传统情况中的电压峰值。
本领域普通技术人员显而易见的是，本发明的不同的实施例不仅限于上述实施例，其可在权利要求的范围内变化。

Claims (13)

1.用于控制PWM频率变换器的输出电压脉冲的方法，其中，PWM频率变换器包括网桥(10)，所述网桥用于把电网的交流电压整流为被滤波电容器(CDC)滤波的DC中间电路的DC电压(UDC)；由功率半导体器件实现的三相开关组成的负载电桥(11)，所述负载电桥用于从中间电路的DC电压形成AC输出电压(U、V、W)来控制负载M，
其特征在于，为了设置与输出电压的状态的每一个变化相关的输出电压变化的平均速度，被相位开关控制的至少一个功率元件被控制，使得：在输出电压处于其状态改变后的位置之前，在典型地少于1微秒(微脉冲)的短时期中，所述输出电压至少一次处于状态改变之前的主要位置。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，有多个所述微脉冲，并且所述微脉冲的宽度向着状态改变后的状态线性变化。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述微脉冲的数量使用所述微脉冲的时间段可被设置。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的方法，其特征在于，所述微脉冲仅用于控制对输出电压的状态有影响的元件。
5.用于控制PWM频率变换器的输出电压脉冲的布置，其中，PWM频率变换器包括网桥(10)，所述网桥用于把电网的交流电压整流为被滤波电容器(CDC)滤波的DC中间电路的DC电压(UDC)；由功率半导体器件实现的三相开关组成的负载电桥(11)，所述负载电桥用于从中间电路的DC电压形成AC输出电压(U、V、W)来控制负载M；以及控制单元，
其特征在于，为了设置与输出电压的状态的每一个变化相关的输出电压变化的平均速度，被相位开关控制的至少一个功率元件适于被控制，使得：在输出电压处于其状态改变后的位置之前，在典型地少于1微秒(微脉冲)的短时期中，所述输出电压至少一次处于状态改变之前的主要位置。
6.根据权利要求5所述的布置，其特征在于，有多个所述微脉冲，并且所述微脉冲的宽度向着状态改变后的状态线性变化。
7.根据权利要求5或6所述的布置，其特征在于，所述微脉冲的数量及使用所述微脉冲的时间段可被设置。
8.根据权利要求5至7中任一项所述的布置，其特征在于，所述布置被设置得使得所述微脉冲仅用于控制对输出电压的状态有影响的元件。
9.根据权利要求5至8中任一项所述的布置，其特征在于，所述布置包括滤波器，所述滤波器包含将微脉冲的电压滤波为频率变换器的最终电压的无源元件。
10.根据权利要求5至9中任一项所述的布置，其特征在于，所述布置包括滤波器，所述滤波器包含将微脉冲的电压滤波为频率变换器的最终电压的无源元件。
所述滤波器包括由二极管(D1、D2)实现的开关，通过所述二极管所述滤波器的开关能量被导向储能电容器(CS)。
11.根据权利要求5至10中任一项所述的布置，其特征在于，所述相位开关所控制的功率元件为功率场效应晶体管。
12.根据权利要求5至10中任一项所述的布置，其特征在于，所述相位开关所控制的功率元件为由碳化硅技术所实现的IGBT晶体管。
13.根据权利要求5至10中任一所述的布置，其特征在于，所述相位开关的零二极管由碳化硅技术实现。
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