TWI684092B - 用於產生用於電源供應器單元的pfc電路的電流調整器的參考信號的方法及控制電路 - Google Patents

Abstract

根據本發明的PFC電路(10)連接到電網(1)，包括輸入濾波器(2)和連接到轉換器(4)的整流器(3)。控制電路(5)產生用於轉換器(4)的電流調整器的控制其輸入電流的參考電流。由此，藉由將補償電流(I₀)加入至標準參考電流並且適配標準參考電流的量值以補償由補償電流(I₀)的加入所造成的輸入功率的改變而產生參考電流。然而，由於補償電流(I₀)的加入，增大電源供應器的輸入電流的一些較低諧波分量的量值並且減小輸入電流的一些較高諧波分量的量值，使得電源可以從電網汲取更多的電流。

Description

用於產生用於電源供應器單元的PFC電路的電流調整器的參考信號的方法及控制電路

本發明有關於一種用於產生用於電源供應器單元的PFC電路的電流調整器的參考信號的方法。本發明還有關於一種包括這樣的電流調整器的PFC電路和包括這樣的PFC電路的電源供應器單元。進而，本發明有關於一種用於產生用於電源供應器單元的PFC電路的電流調整器的參考信號的對應的控制電路。

電器通常連接到電力網以被饋給有電功率來操作它們。通常，這樣的器具包括電源供應器以將由電網輸送的電功率轉換成可以由器具本身使用或者可以進而提供給連接到器具的另一裝置的特定形式的電功率。

為了限制到電網中的非期望的回饋，這樣的器具通常必須滿足關於從電網汲取的電流的一些要求。這些要求例如包括對由器具所汲取的電流的諧波內容的限制，諸如例如在標準IEC61000-3-2中限定的。由諸如例如開關-模式電源供應器之類的電源供應器所汲取的電流通常包括一系列諧波分量，其中這些諧波分量的量值依據於電源供應器的內部設計，特別依據於功率電路的設計。例如該標準限定用於每一個諧波分量的量值的最大值，使得這些量值變得越小，諧波的數目變得越高。

通常(開關模式)電源供應器包括前端和後端功率級， 特別是具有多於50W(瓦特)的輸入功率的電源供應器。前端通常是使電源供應器的輸入電流的諧波內容最小化並產生或多或少恒定的輸出電壓的PFC(功率因素校正)級，並且後端通常是從一般恒定的輸入電壓操作的DC/DC轉換器。PFC級包括功率傳動和控制邏輯二者。功率傳動例如是直接位於PFC級的橋式整流器之後的升壓轉換器。控制邏輯以使得輸入電流緊跟隨輸入電壓的方式適配輸入電流。這意味著PFC的輸入阻抗本質上是電阻器。由此其電阻是電網電壓和電源供應器的輸出功率的函數。

以上拓撲針對一個相位輸入而完美地工作，其中單相被提供線導體和中性導體之間。但是對於三相輸入，例如具有三個線但不具有中性導體的電網，其可能建立以更高的功率位準的太高的諧波。依據於特定應用和配置，例如依據於整流器的下游的電容，此拓撲可能由於減小的電流傳導角度而對例如高至500W或甚至高至1500W的功率等級工作。為了克服此問題，可以在三相橋式整流器的下游提供所謂的被動PFC扼流圈(choke)，或者可以提供每相位線包括一個PFC扼流圈的主動PFC電路。

然而，被動PFC扼流圈解決方案具有關於功率損耗和尺寸的限制，而另一解決方案僅適於更高的功率等級，即，適於高至約2kW的功率等級。

習知技術解決方案的另一缺點在於，它們不有效地減振該諧振電路，其藉由電網阻抗結合於通常提供在電源供應器輸入濾波器的相位線和中性導體之間的EMI電容器而形成。這些EMI電容器也被稱為X-電容器。電源供應器的輸出處的負載變化導致激勵這樣的諧振電路的輸入電流變化，其可能導致非期望的高輸入電 壓，其可能甚至導致電源供應器的故障或毀壞。

因此，本發明的目的是提供一種涉及初始提及的技術領域的方法和控制電路，其使得來自電網的電源供應器汲取電流而能夠具有減小的諧波內容並且適於廣功率範圍。

本發明的解決方案由請求項1的特徵規定。根據本發明，用於電流調整器的參考信號I_ref被產生為使得電源供應器單元的輸入電流的較低諧波分量的量值增大的並且輸入電流的較高諧波分量的量值減小的。因此，至少一個較低諧波分量的量值增大的並且至少一個較高諧波分量的量值減小的。較佳地，多於一個較低諧波分量的量值增大的並且多於一個較高諧波分量的量值減小的。或者換言之，功率從較高的諧波移到較低的諧波。

藉由增大較低諧波的諧波內容並減小較高諧波的諧波內容，對應適配的電源供應器不僅滿足關於電網失真的要求而且使得能夠從電網汲取更高的輸入功率。這可以在不超出例如如在以上提及的IEC標準中限定的針對諧波內容的限制的情況下完成。

在本發明的較佳實施例中，產生參考信號以使得低於輸入電流的第十一諧波的諧波分量的量值增大的並且高於輸入電流的第十三諧波的諧波分量的量值減小。在該情況下，第十一和第十三諧波的量值保持或多或少恒定。

然而，例如依據於這樣的電流調整器的應用，從較高諧波劃分較低的諧波數目可以為5與20之間的任何數目。

參考信號的產生通常基於電源供應器單元的輸入電壓。並且由於多數商業電力網確實提供具有一般正弦波形的AC電 壓，單個或多個相位，所以參考信號I_ref在根據本發明的方法的較佳實施例中產生為具有與電源供應器單元連接的AC電網的角頻率

的正弦信號

。一般，值I₀可以為正或負的值並且 其可以以不同方式確定。例如，其可以獨立於電源供應器的拓撲和操作參數而被選擇成具有-1和1之間的恒定值。然而，值I₀較佳地依據於電流傳導角φ ₀而產生，期顯示為提供最佳結果。

在本發明的進一步較佳實施例中，I₀被產生為負值，

其意味著I₀是輸入電流的量值

的分數。儘管正值I₀例如可以結合於升壓轉換器來使用，但是負值I₀在使用降壓轉換器的應用中是有利的。

如可以看到的，I₀僅依據於量值

和電流傳導角φ ₀。

還將有可能以不同方式確定I₀，諸如例如藉由利用0和1之間的任何因數來縮放量值

或者藉由減去固定量的變數。還將有可能將I₀確定為電流傳導角φ ₀的倍數或分數，或者藉由將特定值加入至電流傳導角φ ₀。然而，這些解決方案將減小可以從電網汲取的功率，這是因為較少的功率可以從較高的諧波移到較低的諧波。

因此，I₀較佳地依據於電流傳導角φ ₀的正弦而產生。因此，電流傳導角φ ₀的絕對值越低，I₀的值變得越小，並且電流傳導角φ ₀越接近於π/2，I₀變得越高。進而，要注意的是，電流傳導角φ ₀越接近於π/2，峰值電流變得越高，並且因此電路的效率變得越低。

參考信號I_ref因此根據以下公式來產生：

除了量值

之外，藉此參考信號I_ref的正弦部分

*sin(

t)對應於如在相當的現有技術PFC轉換器中產生並在現有技術中被用於調整PFC轉換器的輸入電流的參考信號。然後藉由將恒定負值I₀加入至參考信號，可以顯著減小可以被視為電阻器的PFC電路的阻抗。在三相電源供應器的情況下，這導致可以從電網汲取更高的輸入功率的電源供應器在相位線和中性線之間具有約230V(伏特)的電壓的常見電力網中依據於特定控制機制而高至約2kW，這是藉由在橋式整流器之後僅使用單個PFC級。這還節省元件數並且隨後減少空間要求和成本。

在現有技術中，PFC電路的電阻是電網電壓和電源供應器的輸出功率的函數。與本發明相比較，這樣的現有技術PFC電路的電阻被稱為靜態電阻。與之相反，應用本發明導致一種進一步依據於電流傳導角φ ₀的PFC電路的動態電阻。對於負值I₀，此動態電阻低於相當的現有技術PFC電路的靜態電阻。

本發明的進一步的優點在於，動態電阻更高效地減振諧振電路，其藉由電網的電抗元件和電源供應器的EMI電容器而形成。

在負值I₀的情況下，參考電流變低，因此，從電網汲取的功率與常規或標準PFC電路相比將減小，如果參考信號的量值

將利用與標準PFC電路中的相同值來產生的話。為了得到相同的電源供應器單元的輸出功率，必須增大參考信號I_ref的量值

。在其中參考電流藉由加入為正值I₀而增大的另一示例中，必須減小參考信號I_ref的量值

以從電網汲取大約相同的功率。

在本發明的較佳實施例中，並且為了使用具有標準量 值

的標準參考信號

(即，其中I₀=0)來得到相同的電源 供應器單元的輸出功率，參考信號的量值

藉由依據於由於將值I₀加入至參考信號I_ref所造成的電源供應器單元的輸出功率的改變來修改標準量值

(特別地，以補償輸出功率的該改變)而產生。

量值

可以例如藉由試驗和誤差來設定。然而，量值

的值較佳地藉由可以利用標準PFC電路和根據本發明的相當的PFC電路從電網汲取的功率的比較來確定。術語「相當的」關於這一點意味著本發明的PFC電路與標準PFC電路的不同之處僅在於藉由添加值I₀並因此適配參考信號的量值

來產生參考信號。

在標準PFC電路中，以下適用：

其中

和

是電網電壓和電流的量值，φ _S1和φ _S2是功率傳遞角，其通常為φ _S1=0且φ _S2=π，並且其中

是從電網汲取的功率。藉由求解該積分，該功率可以重寫為：

一般而言，功率傳遞角是在其之間發生電流流動的那些角度。因此，第一角度此處為φ _S1是其中電流流動開始的角度，並且第二角度此處為φ _S2是其中電流流動結束的角度。

對於根據本發明的相當的PFC電路，其中φ ₀是電流傳導角，其被選擇為使得該電流傳導角處的電流i(φ ₀)等於0，並且其中φ ₁和φ ₂定義功率傳遞角，值I₀被確定為

並且從電網汲取的功率可以計算為

該公式給予用於降壓PFC的功率，其中對於功率傳遞角φ ₁和φ ₂，應用φ ₁>0且φ ₂<π。再次，此功率可以重寫為

為了確定根據本發明的PFC電路的量值

，我們可以如下使標準PFC電路和改進PFC電路的兩個功率公式相等：

這導致如下公式：

其中

因此，在本發明的較佳實施例中並且為了使用其中參 考信號

具有標準量值

及其中值I₀=0的標準PFC電 路以得到相同的電源供應器單元的輸出功率，參考信號的量值

藉由將標準量值

乘以根據以上公式而確定的因數f_ref來產生。

在本發明的進一步較佳實施例中，參考信號基於電源供應器單元的輸入電壓藉由在下述位置對電壓進行分接(tap)來產生：a)在PFC電路的橋式整流器之前， b)在PFC電路的橋式整流器之後，或c)直接在電源供應器單元的輸入處。

因為輸入電壓通常是正弦的，所以參考信號也被假設為正弦的，這是因為其從輸入電壓匯出。因此，參考信號也可以在任何其他點處分接，只要其表示輸入電壓。

當根據本發明產生參考信號時，電流傳導角φ ₀較佳地被選擇為在0和π/2之間，藉此，維持良好的功率因數和低諧波內容。在本發明的進一步較佳實施例中，電流傳導角φ ₀被選擇為在π/5和2π/5之間。然而，更高或更低的電流傳導角φ ₀確實也起作用，儘管不如利用較佳值那麼良好。進而，要注意到，不存在用於電流傳導角φ ₀的最優值，但是必須針對每一個應用找到最適合的值。當選擇電流傳導角φ ₀時，要權衡由系統效率和電網阻抗及電源供應器單元的某些電容造成的諧振的減振的相反效果。

由於減小的電流傳導角φ ₀，峰值輸入電流變高，但是參考信號保持為正弦。

進而，動態輸入電阻通常比相當的現有技術PFC的靜態電阻低約六至八倍。然而，確切的比率依據電流傳導角。

在另一較佳實施例中，參考信號遍及整個時段不根據以上提及的公式來確定。如果其將變為負的，則其被設定為零。零交叉然後定義電流傳導角φ ₀。以此方式，可以避免將導致系統效率的降低的負的參考信號。

在本發明的甚至更較佳實施例中，電流傳導角φ ₀被選擇為使得輸入電流在零處開始。這有助於避免將導致非期望諧波分量的電流躍變(jump)。

如以上已經提及的，開關-模式電源供應器通常包括輸入濾波器，其中EMI電容器跨線(例如，在相位線和中性線之間)連接或者其他電容器存在於整流器的下游。與電網的串聯電感(inductivity)(其可以例如由變壓器引入)一起，這些EMI電容器形成諧振電路。這樣的諧振電路可能回應於電源供應器的輸入處的負載變化而導致非期望的高輸入電壓。

在本發明的另一較佳實施例中，以上被稱為其動態電阻的PFC電路的結果所得的電阻被用於有效地減振由電網阻抗結合於EMI電容器或佈置在PFC電路的橋式整流器的下游的電容器造成的這些諧振電路。以此方式，電網可以通常被減振約七倍，更好於比利用現有技術PFC電路的相等靜態電阻。依據於電源供應器單元的輸入電壓在何處被分接以產生參考信號，PFC電路的動態電阻可以被用於減振不同的諧振電路。如果例如輸入電壓在整流器的下游被分接，則PFC電路的動態電阻減振在整流器的下游包括電容的諧振電路。

儘管這樣的電網減振不在每一個拓撲中需要，但是如果電網阻抗包括諸如例如由變壓器引入的高串聯電感，則其變得可取或甚至必需。

本發明進而具有如下優點：可以實現平滑的電流形狀，由此減小電網內的rms-電流(均方根-電流)。

關於控制電路的本發明的解決方案由請求項11的特徵規定。根據本發明，控制電路包括將參考信號產生為使得電源供應器單元的輸入電流的較低諧波分量的量值增大並且輸入電流的較高諧波分量的量值減小的手段。

本發明最適於開關-模式電源供應器，使得控制電路較佳地被適配成產生用於開關-模式電源供應器單元的PFC電路的電流調整器的參考信號。

在較佳實施例中，控制電路被適配成產生如上述的參考信號I_ref，即，作為具有與電源供應器單元連接的AC電網的角頻 率

的正弦信號

。

並且在另一較佳實施例中，控制電路被適配成依據於 電流傳導角φ ₀的正弦而產生值I₀，特別地作為負值

， 也如以上描述的。

其他有利的實施例和特徵的組合根據以下詳細地描述和請求項的整體而顯出。

1‧‧‧電力網

2‧‧‧輸入濾波器

3‧‧‧橋式整流器

4‧‧‧轉換器

4.1‧‧‧開關-模式轉換器

5‧‧‧控制電路

10‧‧‧PFC電路

11‧‧‧線

12‧‧‧線

13‧‧‧線

14‧‧‧線

15‧‧‧線

16‧‧‧線

20‧‧‧功率波形

21‧‧‧電流波形

22‧‧‧累積的電流波形

23‧‧‧離散頻譜

24‧‧‧線

31‧‧‧標準PFC電路

32‧‧‧電壓源

33‧‧‧歐姆電阻

35‧‧‧PFC電路、動態電阻

41‧‧‧線

42‧‧‧線

43‧‧‧線

46‧‧‧線

47‧‧‧線

48‧‧‧線

51‧‧‧線電流

52‧‧‧線

54‧‧‧線電流

55‧‧‧線

57‧‧‧線電流

58‧‧‧線

C‧‧‧並聯電容

C1‧‧‧X-電容器

C2‧‧‧X-電容器

C3‧‧‧X-電容器

C4‧‧‧電容器

C5‧‧‧Y-電容器

D1‧‧‧二極體

D2‧‧‧二極體

D3‧‧‧二極體

D4‧‧‧二極體

D5‧‧‧二極體

D6‧‧‧二極體

I_ref‧‧‧參考信號

L‧‧‧電感

L1‧‧‧阻抗

L2‧‧‧阻抗

L3‧‧‧阻抗

L4‧‧‧電感

L5‧‧‧電感

L6‧‧‧電感

PE‧‧‧保護地線

R1‧‧‧電阻器

R2‧‧‧電阻器

R3‧‧‧電阻器

R9‧‧‧電阻

R10‧‧‧電阻

R11‧‧‧電阻

V1‧‧‧中性電壓

V2‧‧‧中性電壓

V3‧‧‧中性電壓

V_out‧‧‧輸出電壓

V_rec‧‧‧整流後的電壓

用於說明實施例的附圖示出：圖1示出根據本發明的PFC電路的示意描繪，圖2示出根據本發明的PFC電路的更詳細的示意描繪，圖3示出針對標準控制電路和具有兩個不同的電流傳導角的根據本發明的控制電路的連接到兩相電網的降壓PFC的輸入電流的示意描繪，圖4示出針對標準控制電路和具有兩個不同的電流傳導角的根據本發明的控制電路的連接到三相電網的降壓PFC的輸入電流的示意描繪，圖5示出標準PFC電路的一些模擬波形，圖6示出圖5的標準PFC電路的輸入電流的頻譜的一部分的示意描繪， 圖7示出具有電流傳導角π/4的根據本發明的PFC電路的一些模擬波形，圖8示出圖7的標準PFC電路的輸入電流的頻譜的一部分的示意描繪，圖9示出具有電流傳導角π/3的根據本發明的PFC電路的一些模擬波形，圖10示出圖9的標準PFC電路的輸入電流的頻譜的一部分的示意描繪，圖11示出標準PFC電路的示意描繪，圖12示出根據本發明的PFC電路的示意描繪，圖13示出針對標準控制電路和具有兩個不同的電流傳導角的根據本發明的控制電路的連接到兩相電網的降壓PFC的輸入電阻的示意描繪，圖14示出針對標準控制電路和具有兩個不同的電流傳導角的根據本發明的控制電路的連接到三相電網的降壓PFC的輸入電阻的示意描繪，圖15示出另一標準PFC電路的一些模擬波形，圖16示出對應於圖15的標準PFC電路但具有電流傳導角π/4的根據本發明的PFC電路的一些模擬波形，以及圖17示出對應於圖15的標準PFC電路但具有電流傳導角π/3的根據本發明的PFC電路的一些模擬波形。

在附圖中，相同組件被給予相同的元件符號。

圖1示出根據本發明的PFC電路10的示意描繪。第 一方塊表示與PFC電路10連接的電力網1。第二方塊表示輸入濾波器2，第三方塊表示橋式整流器3，第四方塊表示轉換器4並且第五方塊表示產生用於轉換器4的輸入電流的參考信號的控制電路5。

圖2示出圖1中示出的PFC電路10的更詳細的示意描繪。電力網1具有三個相位線、中性連接器N(其是可選的)及保護地線PE。相位線具有線至中性電壓V1、V2、V3以及表示電網阻抗之阻抗L1、L2和L3和電阻器R1、R2、R3。

來自電網1的輸入被饋送到輸入濾波器2。輸入濾波器2包括連接在每一個相位線和保護地線PE之間的三個X-電容器C1、C2、C3。進而，Y-電容器C5存在於保護地線PE內。電感L4、L5、L6表示共同模式扼流圈的漏電感，並且電阻R9、R10、R11表示共同模式扼流圈的串聯電阻。

橋式整流器3包括以全橋配置佈置的六個二極體D1、D2、D3、D4、D5、D6。電容器C4橫跨橋式整流器3的輸出連接以用於在轉換器4的切換頻率處使電流短路。整流器輸出即整流後的電壓V_rec橫跨電容器C4。轉換器4可以包括任何類型的轉換器，諸如例如線性或開關-模式轉換器。示例是降壓轉換器、升壓轉換器、換流器、馳返式轉換器、LLC諧振轉換器或具有或不具有變壓器的其他轉換器。一般而言，轉換器4可以包括任何類型的電子控制的負載。因此，諸如例如PWM信號或參考信號之類的至少一個控制信號必須被提供給這樣的電子控制的負載。控制信號因此控制從轉換器4的輸入到輸出的功率傳輸，或反之亦然。

在圖2中所示的示例中，轉換器4包括在其輸入處接 收整流後的電壓V_rec並且在其輸出處提供輸出電壓V_out的開關-模式轉換器4.1。開關-模式轉換器4.1的切換由接收參考電流I_ref的電流控制器控制為其針對轉換器4的輸入電流的目標值。該參考信號係由根據以上所提及的下列公式產生此參考電流I_ref的控制電路5所提供：

為了根據該公式產生參考信號I_ref，控制電路5例如包括諸如微處理器(較佳地是數位信號處理器DSP)的數位控制器。然而，參考信號的產生也可以藉由類比手段來完成，然而該類比手段將導致顯著增加控制電路的複雜性和隨後的成本。

圖3示出0(0°)和π(180°)之間的區間中的用於連接到兩相電網的降壓PFC轉換器的輸入電流形狀的比較。線11示出當降壓PFC由標準控制電路控制時的電流形狀。因為降壓PFC表現得像歐姆電阻器，所以是正弦的電流在0°處從零開始並且在180°處以零結束。線12示出用於由具有電流傳導角π/4的根據本發明的控制電路所控制的降壓PFC的電流形狀。因此，正弦電流在45°處開始並在135°處結束。線13示出用於由具有電流傳導角π/3的根據本發明的控制電路所控制的降壓PFC的電流形狀。因此，正弦電流在60°處開始並在120°處結束。

在其中兩個相位之間的電壓是400Vrms並且輸入功率為1500W的兩相操作的情況下，線11中示出的電流具有稍微在12A(安培)以上的峰值。圖3中的圖表的垂直刻度因此是兩A每分區。

圖4示出用於連接到三相電網的降壓PFC的輸入電 流形狀的比較。線14示出當降壓PFC由標準控制電路控制時的電流形狀。線15示出用於由具有電流傳導角π/4的根據本發明的控制電路所控制的降壓PFC的電流形狀，並且線16示出用於由具有電流傳導角π/3的根據本發明的控制電路所控制的降壓PFC的電流形狀。

如可以看到的，在三相操作中，所有這些電流在60°處開始並在120°處結束，而不管它們的暫態高度如何。儘管0°和180°之間是每一個具有寬度60°的三個分段，但是相同的電流波形將重複三次，即每60°。然而，在圖2中示出三個分段中的僅中間分段。

再次，圖4中的圖表的垂直刻度是兩A每分區。

圖5示出作為標準控制電路情況下(即，其中值I₀為0A)的PFC電路的模擬的結果的功率和電流波形。電網包括其中相對相電壓為400Vrms且頻率為50Hz的三個相位線，是對稱的並且不包括中性線。模擬的輸入功率是約1500W。在該示例中，標準PFC電路可以被視為具有約195歐姆的電阻的純電阻負載。

為了簡單性，僅示出單個相位線電流的功率波形20和電流波形21。其他兩個相位線的功率和電流波形除分別位移π/3和2π/3之外其餘是相同的。由於圖5的水平刻度是5ms(毫秒)每分區，所以其他兩個相位線波形的功率和電流波形將位移3 1/3ms。具有功率波形20的圖5的上部分的垂直刻度是0.2kW每分區並且具有電流波形21的圖5的下部分的垂直刻度是1A每分區。如可以看到的，電流波形21以及功率波形20表現出若干躍變。進而，在圖5的下部分中，示出累積的電流波形22即所有三個相位線的單 個電流波形之和。其峰值是約2.9A。

圖6示出標準控制電路情況下的PFC電路的結果所得的輸入電流的離散頻譜23的一部分。在水平刻度上示出諧波的數目並且在垂直刻度上以mA示出諧波內容。線24示出根據以上提及的用於類A設備的IEC標準61000-3-2的針對每一個諧波的限制。

如可以看到的，第十三諧波及以下的內容未達到相對的可能最大值，因此，自數目17起的諧波確實或幾乎確實達到其可能最大值。

圖7示出其中電流傳導角被選擇為π/4的包括本發明的相當的PFC電路的相同模擬波形。用於值I₀的結果所得的值是約-7.9A，並且PFC電路的電阻是約51歐姆。

再次，在圖7的上部分中示出僅單個功率波形20，並且在圖7的下部分中示出單個相位線的電流波形21。其他兩個相位線的功率和電流波形除分別位移π/3和2π/3之外其餘是相同的。具有功率波形20的圖7的上部分的垂直刻度是0.4kW每分區並且具有電流波形21的圖7的下部分的垂直刻度是1A每分區。與圖5中示出的標準PFC電路的電流和功率波形相比較，電流波形21和功率波形20二者中的躍變均減少。

進而，在圖7的下部分中示出累積的電流波形22。其峰值是約3.3A。

圖8再次示出圖7的PFC電路的輸入電流的離散頻譜23的一部分。在該情況下，第五諧波的內容增大並且第十一諧波的內容保持不變。其他諧波的內容減小。

圖9再次示出其中電流傳導角被選擇為π/3的包括本發明的相當的PFC電路的相同模擬波形。用於I₀的結果所得的值是約-26.6A並且PFC電路的電阻是約18歐姆。

再次，在圖9的上部分中示出僅單個功率波形20並且在圖9的下部分中示出單個相位線的電流波形21。其他兩個相位線的功率和電流波形除分別位移π/3和2π/3之外其餘是相同的。具有功率波形20的圖9的上部分的垂直刻度是0.4kW每分區，並且具有電流波形21的圖9的下部分的垂直刻度是1A每分區。如可以看到的，兩個波形中的躍變均幾乎消失並且結果相當平滑，幾乎為正弦半波。

進而，圖9的下部分中的累積的電流波形22具有約4.1A的峰值。

圖10再次示出圖9的PFC電路的輸入電流的離散頻譜23的一部分。在該情況下，與針對圖5的標準PFC電路的頻譜相比較，第五諧波進一步增大並且第七諧波也增大。同樣在該情況下，第十一諧波保持不變。但是與標準PFC電路的頻譜相比較，所有其他諧波減小。

發現以下內容：

‧電流整形主要是電流傳導角的函數。

‧第十一和第十三諧波幾乎不受該電流整形的影響；它們在相同的功率等級和輸入電壓處保持或多或少恒定；因此，它們定義高至可以利用該技術的最大功率等級。

‧電流傳導角被選擇的越高(在π/2和π/4之間)，較高階諧波變得越高。

‧在電流傳導角π/4處： - 第十七諧波是最關鍵的一個； - 第五和第七諧波離它們的限制非常遠。

‧電流傳導角越低(在π/4和π/3之間)，較低階諧波變得越高並且較高階諧波變得越低。

‧在電流傳導角π/3處： - 第五諧波是最關鍵的一個； - 第十七和第十九諧波離它們的限制非常遠。

‧針對該示例的最優電流傳導角看起來處於π/4和π/3之間的某處，可能在7/12π附近；在該情況下，第五諧波和第十七諧波二者很接近它們的限制並且最大輸入功率可能在2000W和2500W之間。

圖11示出標準PFC電路31的示意的、相當簡化的描繪。通常任何電源線可以由電壓源32和阻抗表示。在我們的情況下，假設線阻抗主要由電感L(例如，變壓器)和並聯電容C形成。電網阻抗的串聯電阻被忽視。任何標準PFC電路然後可以由恒定歐姆電阻33代替。這意味著電流即刻地跟隨由電壓源32所施加的電壓。

圖12示出根據本發明的PFC電路35的對應的示意且簡化描繪。功率線再次由電壓源32、線阻抗電感L和並聯電容C表示。PFC電路35然後可以由動態電阻35代替。在該情況下，電流不即刻地跟隨由電壓源32所施加的電壓。結果所得的電流遵循以上示出的公式，其中差異僅是以上稱為I₀的適當的補償電流(offset current)。

圖13示出用於不同配置的連接到兩相電網的降壓PFC的輸入電阻的示意描繪。水平刻度以安培示出具有2A每分區的刻度的輸入電流，並且垂直刻度以伏特示出具有500V每分區的刻度的輸入電壓。

線41示出針對標準控制電路的輸入電阻，線42示出針對具有電流傳導角π/4的根據本發明的控制電路的輸入電阻，並且線43示出針對具有電流傳導角π/3的根據本發明的控制電路的輸入電阻。

如所示出的，標準PFC電路的輸入電阻的線41表現得像歐姆電阻器並且穿過原點。然而，線42和43不穿過原點但分別被補償為使得電流流動僅在約450V和500V的輸入電壓等級處開始。進而，可以看到，電阻值在根據本發明的PFC電路中顯著減小。

圖14示出降壓PFC但是此處其連接到三相電網的輸入電阻的對應描繪。水平和垂直刻度與圖13中相同。

線46示出針對標準控制電路的輸入電阻，線47示出針對具有電流傳導角π/4的根據本發明的控制電路的輸入電阻，並且線48示出針對具有電流傳導角π/3的根據本發明的控制電路的輸入電阻。

再次，標準PFC電路的輸入電阻的線46表現得像歐姆電阻器並且穿過原點，並且線47和48分別大約以約450V和500V的電壓等級進行補償。同樣在該三相配置中，電阻值在根據本發明的PFC電路中顯著減小。

可以說PFC電路的輸入電阻越低，圖11和12中示 出的LC電路的減振越大。

圖15至17示出以不同配置的此減振的效果。在用於模擬的基本配置中，電網包括其中相對相電壓為400Vrms且頻率為50Hz的三個相位線，其是對稱的並且不包括中性線。模擬的輸入功率是約1500W。PFC電路對應於圖2中示出的PFC電路10的左邊部分，其中每線(L1、L2、L2)的電網電感是2.5mH(毫亨利)，X-電容器(C1、CV2、C3)具有680nF(納法拉)的值，並且電容器C4具有4μF(微法拉)的值。水平刻度以ms示出時間並且垂直刻度以A示出電流。

圖15示出針對標準PFC電路(即，其中值I₀是0A)的線電流51。再次，標準PFC電路可以被視為具有約195歐姆的電阻的純電阻負載。在該配置中，存在兩個諧振電路。它們之一包括兩倍線電感L和兩個X-電容器的串聯連接，從而導致其中頻率為3.85kHz(千赫茲)的260μs(微秒)的時段。另一個包括兩倍線電感L和橋式整流器之後的電容器C4，從而導致其中頻率為1.12kHz的890μs的時段。在標準PFC電路的情況下，這些諧振電路都不減振。

進而，累積的輸入電流即所有三個相位線的單個電流波形之和被示出為線52。

圖16示出針對具有電流傳導角π/4的根據本發明的PFC電路的線電流54，其中值I₀是約-7.9A並且PFC電路的電阻是約51歐姆。

如可以看到的，如果相位不傳導電流的話，則第一諧振電路的阻尼振盪(ringing)不能被減振，諸如例如在3-相操作期 間，這是因為負載不存在。然而，由第二諧振電路造成的阻尼振盪被減振為某一程度。電流波形近似僅具有小的阻尼振盪的正弦。這是由於其僅在橋式整流器的二極體正在傳導的情況下發生的事實。線55再次示出針對所有三個相位的累積的輸入電流。

圖17示出針對具有電流傳導角π/3的根據本發明的PFC電路的線電流57，其中值I₀是約-26.6A並且PFC電路的電阻是約18歐姆。

再次，如果相位不傳導電流的話，則第一諧振電路的阻尼振盪不被減振。然而，在此情況下，由第二諧振電路造成的阻尼振盪有效地被減振。被示出為線58的結果所得的累積的輸入電流幾乎是完美的整流後的正弦波。

發現減振是受電流傳導角影響。角度越小，減振越大。

進而，如果直接連接在橋式整流器的DC-側處的電容器(C4)的影響藉由電流參考信號的稍微相位偏移來補償，則發現諧波甚至可以更好地被衰減。並且此外，發現電流波形的相位偏移僅是電容器值的函數。

總結，要注意，本發明使得能夠提供一種用於產生用於電源供應器單元的PFC電路的電流調整器的參考信號的方法和控制電路，其中從電網汲取的電流具有減小的諧波內容並且因此適於廣功率範圍。此外，本發明使得能夠有效地減振由電網阻抗結合PFC電路的電容造成的諧振電路。

1‧‧‧電力網

2‧‧‧輸入濾波器

3‧‧‧橋式整流器

4‧‧‧轉換器

5‧‧‧控制電路

10‧‧‧PFC電路

Claims (14)

1. 一種用於產生用於電源供應器單元的PFC電路(10)的電流調整器的參考信號I_ref的方法，其中，一標準參考信號被產生為具有標準量值

   

   和與該電源供應器單元連接的AC電網(1)的角頻率

   

   的正弦信號

   

   ，其特徵在於：該參考信號I_ref係藉由將一值 I₀加到該標準參考信號I_s，導致該參考信號

   

   而產 生，其中該值I₀係依據於電流傳導角φ₀而產生，使得與使用標準參考信號的電源供應器相比，該電源供應器單元的輸入電流的較低諧波分量的量值增大並且輸入電流的較高諧波分量的量值減小，其中

   

   為電流的量值，及I₀為補償電流。
2. 如請求項1之方法，其中，該值I₀係依據於該電流傳導角φ₀的正弦而產生，特別地產生為負值

   

   。
3. 如請求項2之方法，其中，為了讓使用該標準參考信號I_s的該電源供應器單元得到相同輸出功率，該參考信號的該量值

   

   係藉由依據於由於將該值I₀加到該參考信號I_ref所造成的該電源供應器單元的輸出功率的改變來修改該標準量值

   

   ，特別地以補償該輸出功率的該改變而產生。
4. 如請求項3之方法，其中，該參考信號I_ref的該量值

   

   係藉由將其乘以因數f_ref來產生，其中該因數f_ref較佳地被確定為

   

   其中φ _s1和φ _s2是當使用該標準參考信號I_s時的功率傳遞角，並且其中φ ₁和φ ₂是使用該參考信號I_ref的該電源供應器單元的功率傳遞角。
5. 如請求項1至4中任一項之方法，其中，該參考信號係基於下述位置所分接的電壓來產生：a)在該PFC電路(10)的一橋式整流器(3)之前，b)在該PFC電路(10)的該橋式整流器(3)之後，或c)直接在該電源供應器單元的輸入處。
6. 如請求項1至4中之任一項之方法，其中，該電流傳導角φ₀被選擇為在0和π/2之間。
7. 如請求項1至4中任一項之方法，其中，該參考信號I_ref在變為負的情況下被設定為零。
8. 如請求項1至4中任一項之方法，其中，該電流傳導角φ₀被選擇為使得該輸入電流在零處開始。
9. 如請求項1至4中任一項之方法，其中，該PFC電路的結果所得的電阻被用於減振由電網阻抗結合該電源供應器單元的電容所造成的諧振電路，特別地結合如下電容；a)存在於該電源供應器的輸入濾波器的兩個線導體之間或者一線導體和一中性導體之間的EMI電容器，或b)佈置在該PFC電路(10)的橋式整流器(3)的下游的電容器。
10. 一種用於產生用於電源供應器單元的PFC電路(10)的電流調整器的參考信號I_ref的控制電路(5)，其中，一標準參考信號被產生為具有標準量值

    

    和與該電源供應器單元連接的AC電網(1)的角頻 率

    

    的正弦信號

    

    ，包括產生作為正弦信號

    

    的該參考信號I_ref的手段，其中該產生該參考信號 I_ref的手段被適配成產生依據於電流傳導角φ₀的該值I₀，使得與使用標準參考信號的電源供應器相比，該電源供應器單元的輸入電流 的較低諧波分量的量值增大並且該輸入電流的較高諧波分量的量值減小，其中

    

    為電流的量值，及I₀為補償電流。
11. 如請求項10之控制電路(5)，其被適配成產生用於一開關-模式電源供應器單元的PFC電路(10)的電流調整器的參考信號。
12. 如請求項10或11之控制電路(5)，其中，該產生該參考信號I_ref的手段被適配成依據於電流傳導角φ ₀的正弦來產生該值I₀，特別地產生為負值

    

    。
13. 一種用於開關-模式電源供應器單元的PFC電路，該PFC電路包含一電流調整器，該電流調整器包含請求項10至12中任一項之用於產生用於該電流調整器的參考信號I_ref的控制電路。
14. 一種開關-模式電源供應器單元，其包含請求項13之PFC電路。

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