JP5530094B2

JP5530094B2 - サージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式

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Publication number: JP5530094B2
Application number: JP2008311698A
Authority: JP
Inventors: 政宣中村; 敏久清水
Original assignee: Oki Electric Cable Co Ltd; Tokyo Metropolitan Public University Corp
Current assignee: Oki Electric Cable Co Ltd; Tokyo Metropolitan Public University Corp
Priority date: 2008-12-08
Filing date: 2008-12-08
Publication date: 2014-06-25
Anticipated expiration: 2028-12-08
Also published as: JP2010136564A; WO2010067679A1

Description

本発明は、インバータ装置によって駆動されるモータにおいて、インバータ装置内のスイッチング素子のスイッチ動作に起因してモータの電力供給端子に生じる過剰なサージ(不整合反射による不要高電圧波形)電圧（以下、モータサージ電圧、と称す）を効果的に低減、すなわち、サージエネルギー損失を極力小さくしてサージノイズを抑圧し、サージエネルギーを回生することを可能にするサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式に関する。

始めに、従来方式のモータサージ電圧の抑制方法の例を図９（１）に示す。一般に、インバータとこれによって駆動されるモータを比較的長い配線で接続すると、インバータのスイッチのスイッチング動作を行うたびに、モータ端子電圧に過渡的に過大なサージ電圧が発生し、これによりモータの巻線の絶縁が経年的に劣化し、最悪の場合は絶縁破壊によってモータを損傷するという問題があった。これを防止する方策として、インバータの交流出力端子とモータの入力端子の間に直列にインダクタ２０´を挿入し、かつモータ側の線間にコンデンサ８´と抵抗１０´の直列回路からなる一種のフィルタ９´を挿入して、インバータ出力端子に発生する過渡的な電圧変動を緩和することにより、モータの入力端子に生じるサージ電圧を緩和させる方策が取られていた（例えば、非特許文献１参照）。また、本発明の従来例を図９（１）に示すように、従来は、モータとインバータ装置の間には主ラインの電線が使用されている（例えば、特許文献１参照）。

ＮｏｂｏｒｕＡｏｋｉｅｔａｌ，ＩＥＥＥＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳＯＮＩＮＤＵＳＴＲＹＡＰＰＬＩＣＡＴＩＯＮＳ，ＶＯＬ．３５，ＮＯ．５．ＳＥＰＴＥＭＢＥＲ／ＯＣＴＯＢＥＲ１９９９，Ｐ．(１０１４〜１０２０）特開２００３−２１９６５５号公報

前記方策では、インバータとモータとを接続する配線と直列にインダクタ２０´を挿入する必要があるので、モータの駆動電流を通流できる電流容量を備えたインダクタ２０´を用いる必要がある。そのため、特に、大きな駆動電流を流す用途では、インダクタ２０´の容積が増大し、しかもフィルタ９´を構成するインダクタ２０´や抵抗１０´に発生する電力損失が極端に増大するため、装置全体の大型化と損失増加を招いていた。本発明は、かかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、モータの入力端子に発生するサージ電圧の抑制に伴う電力損失を極小化し、しかもモータの駆動電流の大きさやインバータとモータを接続する配線の長さに依存せずに、常にサージ電圧を抑制できる方式を提供するものである。

本発明のサージ電圧抑制方式は、上記の目的を達成するために、次のように構成される。代表例を挙げると、本発明の実施例１の構成は、インバータ装置２とモータ３間の主ラインの電線の各端子から枝分かれさせて従属ラインの電線を接続し、次に、整流器４の交流端子５１、５２、５３を前記従属ラインに接続し、更に、整流器４の直流端子５４、５５の両端にはコンデンサが接続され、最後に前記直流端子５４、５５は前記インバータ装置２の直流端子１４、１５に接続された無損失のサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式である。

従来のサージ抑制方式は、サージノイズをアースに効率良く流したり、熱に替えるという方法のためサージエネルギーを損失させていた。本発明のサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式によれば、サージエネルギー損失を極力小さくしてサージノイズ電圧を効率良くインバータ入力に戻すことで、サージエネルギーを回生することが可能になる。このため、電力損失が無損失となるため、大幅な小型化と低価格化が可能になるだけでなく、他のノイズ対策への幅広い応用が可能になるという従来にはみられない画期的な効果を有する。

以下、本発明のサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式の実施例を添付図面を参照して詳細に説明する。

始めに、従来のモータ端子に生じるサージ電圧の発生原理を分布定数線路理論に基づいて説明する。図９（１）は、従来のインバータの出力端子とモータ端子との間を三相ケーブルで接続した図である。三相インバータは直列接続された一対のスイッチを３つ備え、それぞれをＵ相、Ｖ相、Ｗ相スイッチと呼ぶが、一般に、インバータの１回のスイッチング動作では、一つの相のスイッチが切り替わる。ここでは、Ｕ相のスイッチが下側から上側に切り替わる場合を考える。Ｖ、Ｗ相は下側のスイッチがオン状態を保つので、Ｕ相とＶ、Ｗ相の間に電源電圧Ｅ_ｄを持つステップ状の電圧が印加される。Ｖ相とＷ相の電線は同電位に保たれるので、一つの電線に等価され、また、ＵーＶＷ間に印加される電圧はステップ電圧源で模擬される。更に、インバータとモータを接続する電線は、一組の分布定数線路（特性インピーダンスＺω）で模擬される。ステップ状の電圧が分布定数線路に印加された場合の電圧伝搬の様子を図９（３）に示す。横軸は、インバータ端子からモータ端子までの距離である。
動作１：図９（３）（ａ）；時刻ｔ＝０で分布定数線路の入力端に振幅Ｅ_ｄのステップ電圧が印加されると、電圧はモータ端子に向かって伝搬する。
動作２：図９（３）（ｂ）；伝搬波ν_０＝Ｅ_ｄが時刻Ｔ_ｋにモータ端子に到達すると、反射係数Γ_Mにしたがって、到達波は、モータ端子で反射してインバータ側に振幅Γ_M・Ｅ_ｄの反射波は伝搬する。ただし、Γ_M＝(Ｚ_M−Ｚ_ω)/（Ｚ_M＋Ｚ_ω)で与えられ、一般に、Ｚ_M≫Ｚ_ωであるので、ここでは、Γ_M＝１に近似する。
動作３：図９（３）（ｃ）；モータ端反射波Γ_M・Ｅ_ｄがインバータ出力端子に到達すると、インバータ端で反射係数Γ_Iを乗じた電圧波が、モータ端子側に再度伝搬する。ただし、Γ_I＝Γ_M＝（Ｚ_IーＺ_ω）/（Ｚ_I＋Ｚ_ω)で与えられ、一般に、Ｚ_Ｉ≪Ｚ_ωであるので、ここではΓ_Ｉ＝−１に近似する。このとき、インバータ端子の反射電圧は、到達波と振幅極性が反転する。
動作４：図９（３）（ｄ）；モータ端子に再度到達した伝搬波は、反射係数Γ_Ｍで再度反射して、インバータ側に伝搬する。
以上の動作を繰り返すとき、モータ端子で観測される電圧波は、図９（４）のように示される。すなわち、インバータ端子でステップ電圧が印加された電圧波は、時刻Ｔ_ｋ後にモータ端子に到達し、モータ端子電圧ν_Ｍは、（１＋Γ_Ｍ）Ｅ_ｄが発生する。その後、インバータ端からモータ端子に再度到来する電圧波は、Γ_Ｉ・Γ_Ｍ・Ｅ_ｄなので、モータ端の電圧ν_Ｍは、（１＋Γ_Ｍ＋Γ_ＩΓ_Ｍ ²）Ｅ_ｄとなる。ここで、Γ_M＝１、Γ_Ｉ＝−１とすると、モータ端子電圧ν_M＝０となる。すなわち、モータ端子電圧ν_Mは、インバータステップ電圧Ｅ_ｄの約２倍の振幅を持つ振動電圧となる。実際の分布定数線路には伝搬損失があり、インバータ出力電圧は理想的なステップ波ではなく、更に、モータ端子間には若干の静電容量が存在するので、実際のモータサージ電圧は、図９（５）に示すように、正弦波に似た減衰振動波形となる。

次に、本発明の動作原理を図４で説明する。従来の場合と同様に、インバータ出力電圧は、振幅Ｅ_ｄのステップ電圧、インバータとモータとの配線は一組の分布定数線路(線路１)に等価される。また、モータと整流回路間を接続する配線も同様の分布定数線路（線路２）に等価される。また、線路１と線路２の特性インピーダンスをそれぞれＺ_ω１、Ｚ_ω２とする。更に、整流回路は、単相整流回路に等価される。｛図４（１）参照｝
ステップ状の電圧が分布定数線路に印加された場合の電圧伝搬の様子を図４（２）に示す。横軸は、インバータ端子から整流回路までの距離である。
動作１：図４（２）（ａ）；時刻ｔ＝０で分布定数線路の入力端に振幅Ｅ_ｄのステップ電圧が印加されると、電圧はモータ端子に向かって伝搬する。
動作２：図４（２）（ｂ）；伝搬波ν_０＝Ｅ_ｄが時刻Ｔ_ｋにモータ端子に到達する。このとき、線路１のモータ端からインバータ端への反射係数Γ_１は、Γ_１＝（Ｚ_Ｍ２ーＺ_ω１）/ （Ｚ_Ｍ２＋Ｚ_ω１）、ただし、Ｚ_Ｍ２＝Ｚ_Ｍ・Ｚ_ω２/（Ｚ_Ｍ＋Ｚ_ω２）である。ここで、一般に、モータのインピーダンスＺ_Ｍは、線路２の特性インピーダンスに比べて十分に大きいので、（Ｚ_Ｍ≫Ｚ_ω２）、Ｚ_Ｍ２＝Ｚ_ω２に近似できる。ここで、Ｚ_ω１＝Ｚ_ω２となるように線路１と線路２の分布定数線路の特性インピーダンスを設定すると、Γ_１＝０に近似できる。すなわち、線路１を伝搬してモータ端に到達した伝搬波は、そのまま線路２に伝搬する。したがって、モータ端子には伝搬波と同等の電圧が発生するだけで、それ以上の電圧値を持つサージ電圧は発生しない。
動作３：図４（２）（ｃ）；線路３に伝搬した伝搬波は、整流回路の交流端子に到達する。

このとき、線路２から整流器端で反射する反射係数Γ_Ｘは、下記の数式で表される。

このとき、線路２の整流器端に到達した電流波ｉ_Ｘは、ｉ_Ｘ＝ν_Ｘ/Ｚ_ω２であり、また、電圧伝搬波の電圧値ν_Ｘが、ν_Ｘ＝Ｅ_ｄであるとすると、電流波i_Ｘは整流回路の交流入力端子に流れ込む。

このとき、反射係数Γ_Ｘは、下記の数式で表される。

ここで、ν_ＸがＥ_ｄと等しいので、反射係数Γ_Ｘ＝０となり、線路２を伝搬していた電圧波は、全て整流回路側に伝搬し、整流回路の交流端子電圧はＥ_ｄに保持される。
以上の結果、モータ端子の電圧波形は図４（３）に示すように、インバータ直流電圧値を超えるサージ電圧を発生させることがない。

次に、インバータの出力電圧が理想的なステップ電圧ではなく、図５（１）に示すような立ち上がり時間Ｔ_ｒを持つ場合について考える。このとき、整流回路の交流入力端子に向かって伝搬する電圧波と電流波は、図５（２）のように示される。このとき、線路２を伝搬して、整流回路の交流入力端子に到達する電圧波ν_Ｘと電流波i_Ｘおよび整流器の交流入力端子に流入する電流ｉ_Ｒの波形を記述すると図５（３）のようになる。すなわち、インバータでパルス波が発生した後、線路１の伝搬時間Ｔ_ｋ１と線路２の伝搬時間Ｔ_ｋ２の和（Ｔ_ｋ１＋Ｔ_ｋ２）が経過すると、インバータのパルス波が整流回路の交流入力端子に到達し、その後、立ち上がり時間Ｔ_ｒの間に、整流器の入力電圧ν_Ｘが上昇する。また、線路２を伝搬する電流波ｉ_Ｘは、ν_Ｘ/Ｚ_ω２で与えられるから、整流器２の交流入力端子に到達する電流波も立ち上がり時間Ｔ_ｒをもって上昇する。一方、ν_ｘが整流回路の直流電圧に到達しないと、整流回路の交流入力端子に電流ｉ_Ｒは流れ込むことができない。したがって、この期間は、線路２の電流到達波は線路２側に全て反射することになる。別の言い方をすれば、整流回路の交流入力電圧が印加されても、そこに電流が流れないということになるので、交流回路の交流入力インピーダンスは過渡的に無限大の状態になっている。したがって、この期間の整流回路の交流入力端における反射係数Γ_Ｘ＝１となるので、整流回路の交流入力端子に到達した伝搬波のうち、立ち上がり期間の波形成分はモータ端子側に反射し、モータ端子のサージ電圧を発生させる。一方、到達波ν_Ｘの立ち上がり期間が終了し、整流回路の直流電圧まで上昇した後は、到達電流波ｉ_Ｘは全て整流回路の入力電流ｉ_Ｒに等しくなるので、前記（２）式が成立し、反射係数Γ_Ｘ＝０となり、モータ側への電圧反射がなくなり、モータ端子でのサージ電圧は抑制される。上記のような、整流回路への到達波の立ち上がり時間に生じる反射が生じないようにして、立ち上がり時間の波形に起因して生じるモータ端子のサージ電圧を抑制する方策を以下に示す。

第１の方策（実施例４、５、６）は、図６（１）に示すように、整流回路の交流入力端子間に適切な静電容量のコンデンサを接続する。このようにしたときの、線路２と整流回路の交流入力端子の接続点における電圧、電流波形例は図６（２）のようになる。線路２を経由して整流回路に電圧波ν_Ｘ、電流波ｉ_Ｘが到達すると、電圧ν_Ｘの上昇に応じて、コンデンサＣ_Ｘに電流ｉ_ｃが流れ込む。このとき、整流回路の交流入力電流ｉ_Ｒは流れないが、線路２を伝搬してきた電流波はＣ_ｘに流れるので、整流回路の交流入力インピーダンスは、見かけ上、低下したことになり、反射係数Γ_ｘは１よりも小さくなり、モータ側へのサージ電圧の反射が低減できる。
なお、このとき、コンデンサＣ_ｘの大きさは、図６（２）に示すように、到達波ν_ｘの立ち上がり期間だけ電流ｉ_ｃが流れるような静電容量を選定するのが好ましい。
伝搬波の立ち上がり期間Ｔ_ｒが経過し、その電圧振幅がＥ_ｄに到達した後は、伝搬電流は全て整流回路に流れ込むため、前記（２）式が成立するので、その後の反射は発生せず、したがって、モータ端子でのサージ電圧は抑制される。
なお、本説明は単相等価回路で説明したが、これを実際の三相回路で実現するには、コンデンサをΔ結線するか、スター結線するか、或いは、整流回路のダイオードに並列にコンデンサを接続して電流ｉ_Ｘの通流経路を確保すれば良いことは自明である。

第２の方策（実施例７）は、図６（３）に示すように、整流回路の交流入力端子に線路２の特性インピーダンスの実数成分と等しい抵抗Ｒ_ｘと適切な大きさの静電容量を持つコンデンサＣ_ｘの直列回路を接続する。このとき、Ｃ_ｘの大きさは、ＲＣ直列回路の時、定数であるＲ_ｘ・Ｃ_ｘの値が、パルス波の立ち上がり時間よりも十分に大きくなるようにＣ_ｘの値を取ることが望ましい。
このようにしたときの、線路２と整流回路の交流入力端子の接続点における電圧、電流波形例は、図６（４）のようになる。線路２を経由して整流回路に電圧波ν_ｘ、電流波ｉ_ｘが到達すると、ν_ｘが整流回路の直流電圧に到達しない期間は、整流回路の交流入力インピーダンスは無限大となるが、その間は、電流ｉ_ＸはＲＣ直列回路の電流ｉ_ＲＣとして流れ、しかもＣ_ｘの値が十分に大きいならば、ｉ_ＲＣ＝ν_ｘ/Ｒ_ｘに近似される電流が流れる。このとき、Ｒ_ｘ＝Ｚ_ω２であるから、ｉ_ＲＣ＝ｉ_ｘとなって到達電流波は、全てＲＣ直列回路に流れ、その結果反射係数Γ_ｘ＝０に保持される。
伝搬波の立ち上がり期間Ｔ_Ｒが経過し、その電圧振幅がＥ_ｄに到達した後は、伝搬電流は全て整流回路に流れ込むため、前記（２）式が成立するので、その後の反射は発生せず、したがって、モータ端子でのサージ電圧は抑制される。
なお、本説明は単相等価回路で説明したが、これを実際の三相回路で実現するには、ＲＣ直列回路をΔ結線するか、スター結線するか、或いは、整流回路のダイオードに並列にコンデンサを接続して電流ｉ_ｘの通流経路を確保すれば良いことは自明である。次に、本発明の各実施例について、詳細に説明する。

本発明の実施例１を図１（Ａ）に示す。
従来方式は、図９（１）に示すように、インバータ装置２´とモーター３´間を電線で接続された主ラインの３１´、３２´、３３´の電線にフィルタ９´を接続した構成である。それに対して、本発明の実施例１の構成は、主ラインの電線３１，３２，３３から枝分かれさせて従属ラインの電線４１、４２、４３を接続し、次に、整流器４の交流端子５１、５２、５３を前記従属ラインの４１、４２、４３に接続し、更に、整流器４の直流端子５４、５５の両端にはコンデンサが接続され、最後に、前記直流端子５４、５５は前記インバータ装置２の直流端子１４、１５に接続されるサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式である。ここで、本発明の実施例１は、整流器４の直流端子５４、５５がインバータ装置２の直流端子１４，１５に接続して戻すことにより、サージエネルギー損失を極力小さくしてサージノイズを抑圧し、サージエネルギーをインバータの直流電源に回生することが可能になる。

本発明の実施例２を図１（Ａ）に示す。
本発明の実施例２の構成は、実施例１において、主ラインの電線３１、３２、３３の特性インピーダンスは、枝分かれした従属ラインの電線４１、４２、４３の特性インピーダンスと等しいか、或いは、ほぼ等しくしたサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式である。本発明の実施例２は、特性インピーダンスと等しいか、或いは、ほぼ等しくすることにより、打ち消す効果が発生する。また、整流器４は、サージ電圧を整流し、インバータ入力に回生させるものである。

本発明の実施例３を図１（Ａ）に示す。
本発明の実施例３の構成は、実施例１および２において、前記整流器４の直流電圧は、前記インバータ装置２の出力電圧パルス電圧の波高値に等しいか、或いは、ほぼ等しいサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式である。

本発明の実施例４を図１（Ｂ）に示す。
本発明の実施例４の構成は、実施例１、２、３の前記整流器４の交流端子５１、５２、５３のそれぞれの端子間にスター結線されたコンデンサ７１、７２、７３、或いは、Δ結線されたコンデンサ８１、８２、８３を接続するサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式である。ここで、コンデンサの役割は、初期の伝搬電圧とインバータの直流電源電圧の差によって、整流器ダイオード入力で反射が生じないように伝搬電圧がインバータ直流電源電圧に上昇するまでＣにより伝搬電流を通過させて伝搬波が反射しないようにさせるものである。実施例４、５．６の動作原理については、既に説明済みであるので、説明を割愛する。

本発明の実施例５を図１（Ｃ）に示す。
本発明の実施例５の構成は、実施例１、２、３において、前記整流器４の交流端子５１、５２、５３のそれぞれの端子に、スター結線されたＲＣ直列回路９１、９２、９３、９４、９５、９６、或いは、Δ結線されたＲＣ直列回路１０１、１０２、１０３、１０４、１０５、１０６を接続するサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式である。ここで、ＲＣ直列回路の役割は、初期の伝搬電圧とインバータの直流電源電圧の差によって、整流器ダイオード入力で反射が生じないように伝搬電圧がインバータ直流電源電圧に上昇するまでＲＣ直列回路によりインピーダンス整合を取り、反射を防止させるものである。

本発明の実施例６を図１（Ｄ）に示す。
本発明の実施例６の構成は、実施例１、２、３において、前記整流器４のダイオード６と並列にコンデンサ８を接続するサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式である。ここで、コンデンサの役割は、実施例４で説明済みであるので、説明を割愛する。

本発明の実施例７を図１（Ｅ）に示す。
本発明の実施例７の構成は、実施例１、２、３において、前記整流器４のダイオード６と並列にＲＣ直列回路を接続するサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式である。ここで、ＲＣ直列回路の役割は、実施例５で説明済みであるので、説明を割愛する。

本発明の実施例８を図２（Ａ）に示す。
本発明の実施例８の構成は、前記実施例１から７の整流器および付随する回路を前記モータの近傍、或いは、相対的にインバータ装置から離れた場所に設置し、前記整流器の直流線とインバータ装置の直流線との間を接続するサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式である。

本発明の実施例９を図２（Ｂ）に示す。
本発明の実施例９の構成は、実施例１から８において、前記整流器４の直流端子に第２の整流器（４００）の直流端子を接続し、前記第２の整流器（４００）の交流端子を前記インバータ装置２の交流端子に接続し、更に、前記第２の整流器（４００）の直流端子および前記の整流器の直流端子に共通して接続され、前記直流回路に接続されるコンデンサの電圧を一定値に保持するための電圧安定化装置（５００）を接続するサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式である。ここで、本発明の実施例９は、インバータ装置２の側に配線をするのではなく、主ラインの交流端子に直接接続する方式である。また、電圧安定化装置が所望の電圧を発生できる場合は、第２の整流器（４００）を省くことが可能である。

本発明の実施例１０を図２（Ｃ）に示す。
本発明の実施例１０の構成は、実施例１から９において、前記整流器４の直流端子に第２のインバータ装置（６００）の直流端子を接続し、前記第２のインバータ装置（６００）の交流出力端子を、前記インバータ装置２の交流出力端子に接続するサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式である。ここで、前記整流器４の直流端子に別途用意した第２のインバータ装置（６００）を接続し、このインバータ回路の各相のスイッチは第１のインバータ回路２の対応する相のスイッチと同一のスイッチを行うことにより、第１のインバータ回路２の交流出力側にエネルギーを回生するもので、直流端子出力をインバータ装置の入力に接続することなく、エネルギーを回生し、サージ抑制が可能になる方式である。また、実施例１０は、実施例９と同様、インバータ装置２の側に配線をするのではなく、主ラインの交流端子に直接接続する方式である。

本発明の実施例１１を図２（Ｄ）に示す。
本発明の実施例１１の構成は、実施例１から１０において、前記整流器４の直流端子に、前記直流回路に接続されるコンデンサの電圧を一定値に保持するための電圧安定化装置（５００）を接続するサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式である。ここで、実施例９では、前記整流器の直流端子に第２のインバータ装置（６００）の直流端子に接続し、前記第２のインバータ装置（６００）の交流出力端子を前記インバータ装置２の交流出力端子に接続したが、その代わりに、本発明の実施例１１は、サージエネルギーを電圧安定化装置（５００）に回生する。これにより、インバータ装置側に戻す配線が必要なくなる。

本発明の実施例１２は、図に示さないが、本発明の実施例１２の構成は、実施例１から１１において、一般に、使用されている同軸線か多心ケーブルの電線７Ａをモータ側の従属ラインに接続したサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式である。ここで、多心ケーブルとしては、シールドを施したものも含まれる。

本発明の実施例１３を図３（Ａ）に示す。
本発明の実施例１３の構成は、実施例１から１１において、導体１６の上に高周波サージ電圧成分の減衰促進の為、高抵抗の導電材（めっき）１７を被覆し、その上に高周波サージ電圧成分の減衰促進の為、高誘電率絶縁体およびまたは高誘電体損失絶縁体１８を適用し、更に、その上にシールド１９を施した構造からなるサージ抑制線７Ｂをモータ側の従属ラインに接続したサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式である。実施例１から１１において、コンデンサＣおよびＲ(抵抗）とＣ（コンデンサ）の直列回路でインピーダンス補正をした例で説明してきたが、前記に記載した構成のサージ抑制線７Ｂ（特許登録ＮＯ.特許第４１３１６８６号）を使用すれば、整流器の交流端子側に到達する伝搬波の振幅が減衰するので、整流器の交流端子での反射電圧が低減されるので、インピーダンス補正が容易にできる。また、サージ抑制線７Ｂの代表例を図３（Ａ）に挙げたもので、これに限るものではなく、各種の変形例も含まれる。

本発明の実施例１４を図３（Ｂ）に示す。
本発明の実施例１４の構成は、実施例１から１１において、前記整流器４と前記モータ３とを接続する配線として、３本の線路(好ましくは同軸線）２０１、２０２、２０３を使用し、前記線路２０１、２０２、２０３のシールド線７Ｃはその両端で相互に接続され、前記線路の一方の心線はモータ３の端子に接続され、他方の端子は前記整流器４の交流端子に接続されるサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式である。ここで、適用される３本の線路は一般線路でも良いが、電磁誘導ノイズ等の耐ノイズ性を考慮したケーブル適用が望ましい。

本発明の実施例１５を図３（Ｃ）に示す。
本発明の実施例１５の構成は、実施例１から１１において、前記整流器４と前記モータ３とを接続する配線として、心線を３本持つ一括シールド線（３００）を使用するサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式である。

本発明の実施例１６を図３（Ｄ）に示す。
本発明の実施例１６の構成は、実施例１から１５において、前記インバータ装置２と前記モータ３を接続する配線、および前記モータと前記整流器を接続する配線を一つのケーブルにまとめたサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式である。

以上の構成にすることにより、本発明は、サージエネルギー損失を極力小さくしてサージノイズを抑圧し、サージエネルギーを回生することが可能になる。次に、従来のケーブルで、フィルタなしの実施例を図７(Ａ)に示し、一般に、使用されている多心ケーブル７Ａで実施した本発明の実施例１２を図７（Ｂ）に示す。このことから、一般に、使用されている多心ケーブル７Ａで実施した本発明の実施例１２は、従来のケーブルで、フィルタなしの実施例に比較してかなり良好な結果を示していることは、明白である。

次に、サージ抑制線７Ｂを使用した本発明の実施例１３を図８に示す。このことから、本発明のサージ抑制線７Ｂを使用した実施例１３も、従来のケーブルでフィルタなしの実施例や一般に、使用されている多心ケーブル７Ａで実施した本発明の実施例１２に比べて、ほとんどサージ電圧に伴う高周波振動が発生しておらず、良好な結果を示していることがわかる。

これまで、代表的なモータを例に、図示したが、モータに限らず、一般の交流装置が対象となる。また、本製品の応用範囲としては、高圧電灯、電源等への幅広い適用が可能となる。また、本発明は色々な変形例があり、各種の変形を含むものであることはいうまでもない。

（Ａ）は、本発明の実施例１、２、３で、（Ｂ）は、本発明の実施例４で、（Ｃ）は、本発明の実施例５で、（Ｄ）は、本発明の実施例６で、（Ｅ）は、本発明の実施例７である。（Ａ）は、本発明の実施例８で、（Ｂ）は、本発明の実施例９で、（Ｃ）は、本発明の実施例１０で、（Ｄ）は本発明の実施例１１である。（Ａ）は、本発明の実施例１３、（Ｂ）は本発明の実施例１４で、（Ｃ）は、本発明の実施例１５で、（Ｄ）は本発明の実施例１６である。本発明の理想的なステップ電圧の場合の動作原理説明図である。本発明の理想的なステップ電圧ではなく立ち上がり時間を持つ場合の動作原理説明図である。（１）と（２）は、本発明の第１の方策（実施例４、５、６）の動作原理説明図、（３）と（４）は、本発明の第２方策（実施例７）の動作原理説明図である。（Ａ）は、従来のケーブルで、フィルタなしの実施例で、（Ｂ）は、一般に、使用されている多心ケーブル７Ａで実施した本発明の実施例１２である。サージ抑制線７Ｂを使用した本発明の実施例１３である。従来方式の動作原理説明図である。

符号の説明

１Ａ、１Ｂ、１Ｃ、１Ｄ、１Ｅ本発明の実施例１、２、３、４、５
１Ｆ、１Ｇ、１Ｈ、１Ｊ、１Ｋ本発明の実施例６、７、８、９、１０
１Ｌ、１Ｍ、１Ｐ、１Ｑ、１Ｒ本発明の実施例１１、１３、１４、１５、１６
２インバータ装置
３モータ
４整流器
５トランジスタ
６ダイオード
７Ａ一般に、使用されている同軸線か
多心ケーブル（シールドを含む）
７Ｂサージ抑制線
７Ｃシールド線
８コンデンサ
１０抵抗
１１、１２、１３出力端子
１４、１５直流端子
１６導体
１７高抵抗導電材（好ましくはめっき）
１８高誘電率絶縁体およびまたは高誘電体損失絶縁体
１９シールド
２１、２２、２３端子
３１、３２、３３主ラインの電線
４１、４２、４３従属ラインの電線
５１、５２、５３交流端子
５４、５５直流端子
７１、７２、７３コンデンサ
８１、８２、８３コンデンサ
９１、９２、９３抵抗
９４、９５、９６コンデンサ
１０１、１０２、１０３抵抗
１０４、１０５、１０６コンデンサ
２０１、２０２、２０３線路（好ましくは、同軸線）
３００シールド線
４００第２の整流器
５００電圧安定化装置
６００第２のインバータ装置
１´ 従来の実施例
２´ インバータ装置
３´ モータ
５´ トランジスタ
８´ コンデンサ
９´ フィルタ
１０´ 抵抗
２０´ インダクタ
３１´、３２´、３３´ 主ラインの電線

Claims

インバータ装置によって駆動されるモータにおいて、インバータ装置内のスイッチング素子のスイッチ動作に起因してモータの電力供給端子に生じる過剰なサージ電圧が発生する回路構成において、インバータ装置の出力端子とモータの端子の間が、主ラインの電線で接続され、整流器の交流端子がそれぞれモータの端子に主ラインの電線から枝分かれした従属ラインの電線で接続され、整流器の直流端子の両端にはコンデンサが接続され、更に、前記直流端子は前記インバータ装置の直流端子に接続され、
前記整流器の直流端子に第２の整流器の直流端子を接続し、前記第２の整流器の交流端子を前記インバータ装置の交流端子に接続し、更に、前記第２の整流器の直流端子および前記の整流器の直流端子に共通して接続され、前記直流回路に接続されるコンデンサの電圧を一定値に保持するための電圧安定化装置を接続する
ことを特徴とするサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式。
前記主ラインの電線の特性インピーダンスは、枝分かれした従属ラインの電線の特性インピーダンスと等しいか、或いは、ほぼ等しくしたことを特徴とする請求項１に記載のサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式。
前記整流器の直流電圧は、前記インバータ装置の出力電圧パルス電圧の波高値に等しいか、或いは、ほぼ等しいことを特徴とする請求項１から２の内いずれかに記載のサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式。
前記整流器の交流端子のそれぞれの端子間にスター結線されたコンデンサ、或いは、Δ結線されたコンデンサを接続することを特徴とする請求項１から３の内いずれかに記載のサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式。
前記整流器の交流端子のそれぞれの端子に、スター結線されたＲＣ直列回路、或いは、Δ結線されたＲＣ直列回路を接続することを特徴とする請求項１から３の内いずれかに記載のサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式。
前記整流器のダイオードと並列にコンデンサを接続することを特徴とする請求項１から３の内いずれかに記載のサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式。
前記整流器のダイオードと並列にＲＣ直列回路を接続することを特徴とする請求項１から３の内いずれかに記載のサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式。
前記整流器および付随する回路を前記モータの近傍、或いは、相対的にインバータ装置から離れた場所に設置し、前記整流器の直流線とインバータ装置の直流線との間を接続することを特徴とする請求項１から７の内いずれかに記載のサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式。
前記整流器の直流端子に第２のインバータ装置の直流端子を接続し、前記第２のインバータ装置の交流出力端子を、前記インバータ装置の交流出力端子に接続することを特徴とする請求項１から８の内いずれかに記載のサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式。
前記整流器の直流端子に、前記直流回路に接続されるコンデンサの電圧を一定値に保持するための電圧安定化装置を接続することを特徴とする請求項１から９の内いずれかに記載のサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式。
一般に、使用されている同軸線か多心ケーブルの電線をモータ側の従属ラインに接続したことを特徴とする請求項１から１０の内いずれかに記載のサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式。
導体の上に高周波サージ電圧成分の減衰促進の為、高抵抗導電材を被覆し、その上に高周波サージ電圧成分の減衰促進の為、高誘電率絶縁体およびまたは高誘電体損失絶縁体を適用し、更に、その上にシールドを施した構造からなるサージ抑制線をモータ側の従属ラインに接続したことを特徴とする請求項１から１０の内いずれかに記載のサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式。
前記整流器と前記モータとを接続する配線として、３本の線路を使用し、前記線路のシールド線はその両端で相互に接続され、前記線路の一方の心線はモータ端子に接続され、他方の端子は前記整流器の交流端子に接続されることを特徴とする請求項１から１０の内いずれかに記載のサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式。
前記整流器と前記モータとを接続する配線として、心線を３本持つ一括シールド線を使用することを特徴とする請求項１から１０の内いずれかに記載のサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式。
前記インバータ装置と前記モータを接続する配線、および前記モータと前記整流器を接続する配線を一つのケーブルにまとめたことを特徴とする請求項１から１４の内いずれかに記載のサージエネルギー回生型サージ電圧抑制方式。