JP2019126183A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 システムのロバスト性を維持しつつ、部品コストを抑え、電力損失の低減が図れる電力変換装置を提供する。【解決手段】 コンバータのリアクタと同コンバータのスイッチング回路との間の通電路に第１開閉接点を設ける。全波整流回路の入力側を上記リアクタと上記第１開閉接点との間の通電路に接続し、全波整流回路の出力側を上記コンバータの出力端に接続する。上記リアクタと上記全波整流回路との間の通電路に第２開閉接点を設ける。上記スイッチング回路をスイッチングする場合、上記第１開閉接点を閉成しかつ上記第２開閉接点を開放する。上記スイッチング回路のスイッチングを停止する場合、上記第２開閉接点を閉成しかつ上記第１開閉接点を開放する。【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、交流電源の電圧を直流変換および昇圧するコンバータを備えた電力変換装置に関する。

交流電源の電圧を直流変換および昇圧するコンバータを備えた電力変換装置が知られている。

上記コンバータは、複数のリアクタ、およびこれらリアクタを通して交流電源に接続されるスイッチング回路を含み、スイッチング回路のスイッチングにより上記交流電源の電圧を直流変換および昇圧し、スイッチング回路のスイッチング停止により交流電源の電圧を全波整流する。具体的には、スイッチング回路は、ブリッジ接続された複数のスイッチング素子、およびこれらスイッチング素子に並列接続された複数の還流用ダイオード（回生用ダイオードともいう）を有し、各スイッチング素子のオン，オフを繰返すスイッチングにより各リアクタへのエネルギ蓄積と同各リアクタからのエネルギ放出とを繰返し、これにより交流電源の電圧を直流変換および昇圧する。また、各スイッチング素子のスイッチング停止により、交流電源の電圧を各還流用ダイオードで全波整流する。

このコンバータでは、スイッチング時の電力損失を抑えるため、逆回復特性の良い還流用ダイオードが用いられる。

特開２０１１−１８２５６８号公報

逆回復特性の良い還流用ダイオードは、一般的な整流用のダイオードに比べて順方向電圧が高い。このため、スイッチング時の電力損失は低減できても、還流用ダイオードのみに電流が流れる、例えば全波整流器として機能するようなスイッチング停止時は電力損失を低減できない。さらに、逆回復特性の良い高速ダイオードは、最大許容サージ順電流が低いため、コンデンサインプット型整流回路にて交流電源の瞬時停電からの復帰に際して発生する再突入電流に対する耐量が低い。このため、前述したコンバータにモジュール部品からなるスイッチング素子を採用する場合、最大許容順電流ピーク値が高い高コストなモジュールを選定するか、あるいはシステムのロバスト性を犠牲にする等の課題が生じていた。

本発明の実施形態の目的は、システムのロバスト性を維持しつつ、部品コストを抑え、電力損失を低減できる電力変換装置を提供することである。

一実施形態の電力変換装置は、コンバータ、第１開閉接点、全波整流回路、第２開閉接点、およびコントローラを備える。コンバータは、リアクタおよびこのリアクタを通して交流電源に接続され、複数のスイッチング素子およびこれらスイッチング素子に並列接続された複数の還流用ダイオードにより構成されたスイッチング回路を含み、このスイッチング回路のスイッチングにより前記交流電源の電圧を直流変換および昇圧し、前記スイッチング回路のスイッチング停止により前記交流電源の電圧を全波整流する。第１開閉接点は、前記リアクタと前記スイッチング回路との間の通電路を開閉する。全波整流回路は、入力側が前記リアクタと前記第１開閉接点との間の通電路に接続され、出力側が前記コンバータの出力端に接続される。第２開閉接点は、前記リアクタと前記全波整流回路との間の通電路を開閉する。コントローラは、前記スイッチング回路をスイッチングする場合に前記第１開閉接点を閉成しかつ前記第２開閉接点を開放し、前記スイッチング回路のスイッチングを停止する場合に前記第２開閉接点を閉成しかつ前記第１開閉接点を開放する。

一実施形態の構成を示すブロック図。 一実施形態における開閉器の動作を示すタイムチャート。

以下、本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。

図１に示すように、３相の交流電源１にコンバータ２の入力端が接続され、そのコンバータ２の出力端に平滑コンデンサ３が接続されている。この平滑コンデンサ３にインバータ４の入力端が接続され、そのインバータ４の出力端に直流モータたとえばブラシレスＤＣモータ５が接続されている。ブラシレスＤＣモータ５は、設備機器たとえばヒートポンプ式熱源機の圧縮機を駆動する。

コンバータ２は、複数のリアクタ１１ｒ，１１ｓ，１１ｔ、およびこれら１１ｒ，１１ｓ，１１ｔを通して交流電源１のＲ相，Ｓ相，Ｔ相に接続されるスイッチング回路２０を含むいわゆるＰＷＭコンバータであり、スイッチング回路２０のスイッチングにより交流電源１の電圧を直流変換および昇圧し、スイッチング回路２０のスイッチング停止により交流電源１の電圧を全波整流する。このコンバータ２の出力電圧が平滑コンデンサ３に印加される。

スイッチング回路２０は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）２１，２２の直列回路、ＩＧＢＴ２３，２４の直列回路、ＩＧＢＴ２５，２６の直列回路を互いに並列接続し、これらＩＧＢＴ２１〜２６に還流用ダイオード２１ａ〜２６ａをそれぞれ並列接続して構成される。ＩＧＢＴ２１，２２の相互接続点がリアクタ１１ｒを介して交流電源１のＲ相に接続され、ＩＧＢＴ２３，２４の相互接続点がリアクタ１１ｓを介して交流電源１のＳ相に接続され、ＩＧＢＴ２５，２６の相互接続点がリアクタ１１ｔを介して交流電源１のＴ相に接続される。還流用ダイオード２１ａ〜２６ａは、スイッチング損失を低減するために、逆回復特性が良いものが選定される。ＩＧＢＴ２１〜２６がオン，オフを繰返すスイッチングによりリアクタ１１ｒ，１１ｓ，１１ｔへのエネルギ蓄積と同リアクタ１１ｒ，１１ｓ，１１ｔからのエネルギ放出とが繰返され、これにより交流電源１の電圧が直流変換および昇圧される。ＩＧＢＴ２１〜２６がオフ状態を維持するスイッチング停止により、交流電源１の電流が還流用ダイオード２１ａ〜２６ａのみを通って全波整流される。

リアクタ１１ｒ，１１ｓ，１１ｔとスイッチング回路２０との間のＲ相，Ｓ相，Ｔ相の通電路にそれぞれ第１開閉接点１２ｒ，１２ｓ，１２ｔが挿入接続され、そのリアクタ１１ｒ，１１ｓ，１１ｔと第１開閉接点１２ｒ，１２ｓ，１２ｔとの間のＲ相，Ｓ相，Ｔ相の通電路に全波整流回路３０の入力端が接続されている。そして、リアクタ１１ｒ，１１ｓ，１１ｔと全波整流回路３０との間のＲ相，Ｔ相の通電路に第２開閉接点１３ｒ，１３ｔが挿入接続され、その第２開閉接点１３ｒ，１３ｔのうち１つの第２開閉接点１３ｒに突入電流防止用の抵抗素子たとえばＰＴＣサーミスタ１４が並列接続されている。第１開閉接点１２ｒ，１２ｓ，１２ｔは、電磁開閉器１２の常開接点である。第２開閉接点１３ｒ，１３ｔは、電磁開閉器１３の常開接点である。なお、電磁開閉器１２は、外部から電気的に接点の開閉を制御できるため、常閉でも常開のいずれでも良い。

全波整流回路３０は、整流用ダイオード３１，３２の直列回路、整流用ダイオード３３，３４の直列回路、整流用ダイオード３５，３６の直列回路を互いに並列接続することで構成される、いわゆる三相全波整流回路である。整流用ダイオード３１，３２の相互接続点がリアクタ１１ｒと第１開閉接点１２ｒとの間のＲ相の通電路に接続され、整流用ダイオード３３，３４の相互接続点がリアクタ１１ｓと第１開閉接点１２ｓとの間のＳ相の通電路に接続され、整流用ダイオード３５，３６の相互接続点がリアクタ１１ｔと第１開閉接点１２ｔとの間のＲ相の通電路に接続されている。

インバータ４は、コンバータ２の出力電圧（平滑コンデンサ３の電圧）Ｖｄをスイッチングにより所定周波数の３相交流電圧に変換し、それをブラシレスＤＣモータ５への駆動用電力として出力する。

コンバータ２におけるリアクタ１１ｒ，１１ｓ、１１ｔと第１開閉接点１２ｒ，１２ｓ、１２ｔとの間の各通電路にそれぞれ入力電流検知用の電流センサ４１が配置され、インバータ４０の出力端とブラシレスＤＣモータ５との間の通電路にモータ電流検知用の電流センサ４２が配置されている。これら電流センサ４１，４２の検知電流がコントローラ５０に通知される。

コントローラ５０は、コンバータ及びインバータを制御する制御部（制御手段）５１、電磁接触器１２，１３、入力電流検出部５２、高調波検出部５３、交流電圧検出部５４、直流電圧検出部５５、設定部５６などを含む。

入力電流検出部５２は、コンバータ２への入力電流（実効値）Ｉiを電流センサ４１の検知電流から検出する。高調波検出部５３は、電流センサ４１の検知電流の変化をフーリエ展開することにより、コンバータ２から交流電源１側に流出する高調波電流のうち制限が必要な次数の高調波電流Ｉrを算出する。交流電圧検出部５４は、交流電源１の電圧Ｖcを検出する。直流電圧検出部５５は、コンバータ２の直流電圧すなわち平滑コンデンサ３の電圧Ｖcを検出する。設定部５６は、制御部５１における制御用の各閾値をユーザ操作に応じて可変設定する。

さらに制御部５１は、電流センサ４２の検知電流（モータ電流）に基づいてブラシレスＤＣモータ５の回転速度を推定し、推定した回転速度が目標回転速度となるようにインバータ４における各スイッチング素子のオン，オフデューティを制御するセンサレス・ベクトル制御を行う。具体的には、制御部５１は、目標回転速度が低い領域ではオン，オフデューティを小さくしてインバータ４の出力電圧を低下させ、目標回転速度が高くなるほどオン，オフデューティを大きくしてインバータ４０の出力電圧を高める制御を行う。また、制御部５１は、オン，オフデューティが制御上の上限値に達した場合、負の界磁成分電流“−Id”を注入する弱め界磁制御を実行し、ブラシレスＤＣモータ５のロータ位置に対する通電タイミングを速める（進み角θを増す）。この弱め界磁制御の実行により、ブラシレスＤＣモータ５における逆起電力に打ち勝つようにブラシレスＤＣモータ５に電流が流れ込み、ブラシレスＤＣモータ５の回転数が上昇する。

また、制御部５１は、第１開閉接点１２ｒ，１２ｓ，１２ｔおよび第２開閉接点１３ｒ，１３ｔを開閉制御するとともにコンバータ２のスイッチング回路２０のスイッチング動作を制御も実行するマイコン等からなる制御回路で、主要な機能として、次の第１〜第５制御手段を含む。

（１）ブラシレスＤＣモータ５の停止時、第１開閉接点１２ｒ，１２ｓ，１２ｔおよび第２開閉接点１３ｒ，１３ｔを開放し、かつスイッチング回路２０のスイッチングを停止する第１制御手段。

（２）ブラシレスＤＣモータ５の駆動時、ブラシレスＤＣモータ５の負荷（モータ負荷）が閾値未満の場合（入力電流の実効値Ｉiが閾値Ｉis未満の場合）に第２開閉接点１３ｒ，１３ｔを閉成し、かつ第１開閉接点１２ｒ，１２ｓ，１２ｔを開放するとともにスイッチング回路２０のスイッチングを停止し、モータ負荷が上記閾値以上の場合（入力電流の実効値Ｉiが閾値Ｉis´（＝Ｉis＋ΔＩ）以上の場合）に第１開閉接点１２ｒ，１２ｓ，１２ｔを閉成し、かつ第２開閉接点１３ｒ，１３ｔを開放してスイッチング回路２０をスイッチングする第２制御手段。ΔＩはチャタリング防止用のヒステリシス値である。

（３）ブラシレスＤＣモータ５の駆動時、高調波検出部５３で検出される高調波電流Ｉrが閾値Ｉrs以上に上昇した場合に、上記第２制御手段の制御に優先して第１開閉接点１２ｒ，１２ｓ，１２ｔを閉成し、かつ第２開閉接点１３ｒ，１３ｔを開放してスイッチング回路２０をスイッチングし、その高調波電流Ｉｒが閾値Ｉrs´（＝Ｉrs−ΔＩ）未満に下降した場合に上記第２制御手段の制御に復帰する高調波電流抑制用の第３制御手段。スイッチング回路２０をスイッチング動作させた場合、高調波電流が大きく低下するため、頻繁にスイッチング動作のオン/オフが繰り返されないようにΔＩは大きな値が設定されている。なお、スイッチング回路２０をスイッチング動作の停止の判定は、高調波電流Ｉｒに基づく判定ではなく、ブラシレスＤＣモータ５の回転数の低下等を判定パラメータとしても良い。

（４）ブラシレスＤＣモータ５の駆動時、交流電源１の電圧Ｖｃが短期間だけ一時的に低下する瞬時停電や瞬時電圧低下（サグ：Sag）等により直流電圧検出部５５の検出電圧（平滑コンデンサ３の電圧）Ｖdが閾値Ｖds未満に低下した場合に、上記第２制御手段の開閉制御に優先して第２開閉接点１３ｒ，１３ｔを閉成し、かつ第１開閉接点１２ｒ，１２ｓ，１２ｔを開放するとともにスイッチング回路２０のスイッチングを停止し、その検出電圧Ｖｄが閾値Ｖds´（＝Ｖds＋ΔＶ）以上に上昇してから所定時間ｔ２後に上記第２制御手段の制御に復帰する再突入電流防止用の第４制御手段。ΔＶはチャタリング防止用のヒステリシス値である。

（５）ブラシレスＤＣモータ５の駆動時、交流電源１の電圧Ｖｃが短期間だけ一時的に低下するサグ等により交流電圧検出部５４の検出電圧（交流電源１の電圧）Ｖcが閾値Ｖcs未満に低下した場合に、上記第２制御手段の開閉制御に優先して第２開閉接点１３ｒ，１３ｔを閉成し、かつ第１開閉接点１２ｒ，１２ｓ，１２ｔを開放するとともにスイッチング回路２０のスイッチングを停止し、その検出電圧Ｖｃが閾値Ｖcs´（＝Ｖcs＋ΔＶ）以上に上昇してから所定時間ｔ２後に上記第２制御手段の制御に復帰する再突入電流防止用の第５制御手段。

上記コンバータ２、平滑コンデンサ３、インバータ４、第１開閉接点１２ｒ，１２ｓ，１２ｔ、第２開閉接点１３ｒ，１３ｔ、全波整流回路３０、電流センサ４１，４２、およびコントローラ５０により、電力変換装置が構成されている。

つぎに、コントローラ５０が実行する制御について説明する。

［電源投入時］
ブラシレスＤＣモータ５の停止時、コントローラ５０は、第１開閉接点１２ｒ，１２ｓ，１２ｔおよび第２開閉接点１３ｒ，１３ｔを開放するとともにスイッチング回路２０のスイッチングを停止している（第１制御手段の動作）。この状態で交流電源１が投入されると、交流電源１のＲ相からリアクタ１１ｒ、ＰＴＣサーミスタ１４、全波整流回路３０の整流用ダイオード３１を通して平滑コンデンサ３の正側端子に電流が流れ、平滑コンデンサ３を経た電流が全波整流回路３０の整流用ダイオード３４およびリアクタ１１ｓを通して交流電源１のＳ相に流れる。これにより、平滑コンデンサ３が充電される。平滑コンデンサ３への通電路に大きな抵抗値のＰＴＣサーミスタ１４が介在するので、電源投入に際して平滑コンデンサ３に突入電流が流れない。突入電流が流れないので、電流経路にあるコンバータ２および全波整流回路３０、平滑コンデンサ３等の電気部品の破壊を防ぐことができる。

［低負荷時］
電源投入後のブラシレスＤＣモータ５の駆動開始に際し、コントローラ５０は、入力電流検出部５２で検出される入力電流の実効値Ｉiが閾値Ｉis未満の場合、モータ負荷が低負荷状態にあるとの判断の下に、スイッチング回路２０のスイッチング停止を維持した状態で第２開閉接点１３ｒ，１３ｔを閉成し、続いて第１開閉接点１２ｒ，１２ｓ，１２ｔを開放する。第１開閉接点１２ｒ，１２ｓ，１２ｔの開放と第２開閉接点１３ｒ，１３ｔの閉成により、交流電源１の電圧が第２開閉接点１３ｒ，１３ｔを通って全波整流回路３０に印加され、その全波整流回路３０の整流用ダイオード３１〜３６で全波整流された電圧が平滑コンデンサ３に印加される。また、第２開閉接点１３ｒが閉成することで、ＰＴＣサーミスタ１４に対する電流のバイパス路が形成され、そのバイパス路の形成によりＰＴＣサーミスタ１４に電流が流れなくなり、ＰＴＣサーミスタ１４での電流制限や電力ロスがなくなる。

低負荷時はスイッチング回路２０のスイッチングによる昇圧および直流変換が不要なので、上記のように全波整流回路３０の整流用ダイオード３１〜３６を通して平滑コンデンサ３への通電を行い、順方向電圧が高い還流用ダイオード２１ａ〜２６ａには電流を流さないようにしている。これにより、電力損失を低減できる。

［中・高負荷→低負荷］
ブラシレスＤＣモータ５の回転速度の増加に伴い、入力電流検出部５２で検出される入力電流（実効値）Ｉiが増加する。この入力電流の実効値Ｉiが閾値Ｉis´（＝Ｉis＋ΔＩ）以上の場合、コントローラ５０は、モータ負荷が中・高負荷状態にあるとの判断の下に、第２制御手段によって、第１開閉接点１２ｒ，１２ｓ，１２ｔを閉成し、かつ第２開閉接点１３ｒ，１３ｔを開放するとともにスイッチング回路２０をスイッチングする。これにより、交流電源１の電圧Ｖcがスイッチング回路２０で直流変換および昇圧され、中・高負荷に見合うレベルの直流電圧が平滑コンデンサ３に印加される。この場合、コントローラ５０は、平滑コンデンサ３への通電が途切れないよう、先ず第１開閉接点１２ｒ，１２ｓ，１２ｔを閉成し、それから一定時間ｔ１後に第２開閉接点１３ｒ，１３ｔを開放する。一定時間ｔ１は、ごく短い時間である。

入力電流検出部５２で検出される入力電流の実効値Ｉiが閾値Ｉis未満に低下した場合、コントローラ５０は、モータ負荷が低負荷状態にあるとの判断の下に、第２開閉接点１３ｒ，１３ｔを閉成し、かつ第１開閉接点１２ｒ，１２ｓ，１２ｔを開放するとともにスイッチング回路２０のスイッチングを停止する。この場合、コントローラ５０は、平滑コンデンサ３への通電が途切れないよう、先ず第２開閉接点１３ｒ，１３ｔを閉成し、それから一定時間ｔ１後に第１開閉接点１２ｒ，１２ｓ，１２ｔを開放する。

［高調波電流］
ブラシレスＤＣモータ５の回転速度の増加に伴い、高調波検出部５３で検出される高調波電流Ｉrが増加する。第３制御手段によって、この高調波電流Ｉrが閾値Ｉrs以上に上昇した場合、コントローラ５０は、上記モータ負荷に応じた開閉制御に優先して、第１開閉接点１２ｒ，１２ｓ，１２ｔを閉成し、かつ第２開閉接点１３ｒ，１３ｔを開放するとともにスイッチング回路２０をスイッチングする。このスイッチングにより、コンバータ２から交流電源１側に流出する高調波電流Ｉrが減少するとともに、コンバータ２への入力電流の力率が改善する。この場合、コントローラ５０は、平滑コンデンサ３への通電が途切れないよう、先ず第１開閉接点１２ｒ，１２ｓ，１２ｔを閉成し、それから一定時間ｔ１後に第２開閉接点１３ｒ，１３ｔを開放する。

高調波検出部５３で検出される高調波電流Ｉｒが閾値Ｉrs´（＝Ｉrs＋ΔＩ）未満に下降した場合、コントローラ５０は、上記モータ負荷に応じた開閉制御に復帰する。

［再突入電流の防止］
交流電源１の電圧Ｖｃが短期間だけ一時的に０となる瞬時停電や定格電圧に対して電圧Vcが急激に低下する瞬時電圧低下（サグ）が発生した場合、図２に示すように、平滑コンデンサ３の電圧Ｖdが低下する。第４制御手段によって直流電圧検出部５５の検出電圧Ｖdが閾値Ｖds未満に低下した場合、コントローラ５０は、上記モータ負荷に応じた開閉制御に優先して、第２開閉接点１３ｒ，１３ｔを閉成しかつ第１開閉接点１２ｒ，１２ｓ，１２ｔを開放するとともにスイッチング回路２０のスイッチングを停止する。この場合、コントローラ５０は、平滑コンデンサ３への通電が途切れないよう、先ず第２開閉接点１３ｒ，１３ｔを閉成し、それから一定時間ｔ１後に第１開閉接点１２ｒ，１２ｓ，１２ｔを開放する。

瞬時停電からの復帰やサグの解消に伴い、交流電源１のＲ相にリアクタ１１ｒ、ＰＴＣサーミスタ１４、全波整流回路３０の整流用ダイオード３１を通して平滑コンデンサ３の正側端子に電流が流れ始め、平滑コンデンサ３の負側端子から流出する電流が全波整流回路３０の整流用ダイオード３４およびリアクタ１１ｓを通して交流電源１のＳ相に流れる。これにより、平滑コンデンサ３が再充電されて、平滑コンデンサ３の電圧Ｖdが上昇する。平滑コンデンサ３への通電路に大きな抵抗値のＰＴＣサーミスタ１４が介在するので、平滑コンデンサ３に再突入電流が流れない。再突入電流が流れないので、コンバータ２および全波整流回路３０における電気部品の破壊を防ぐことができる。

直流電圧検出部５５の検出電圧Ｖdが閾値Ｖds´（＝Ｖds＋ΔＶ）以上に上昇した場合、コントローラ５０は、それから所定時間ｔ２後に上記モータ負荷に応じた開閉制御に復帰する。

なお、サグによる電源電圧Ｖｃの低下は交流電圧検出部５４でも検出される。この交流電圧検出部５４の検出電圧Ｖcが閾値Ｖcs未満に低下した場合、第５制御手段によって、コントローラ５０は、上記モータ負荷に応じた開閉制御に優先して、第２開閉接点１３ｒ，１３ｔを閉成しかつ第１開閉接点１２ｒ，１２ｓ，１２ｔを開放するとともにスイッチング回路２０のスイッチングを停止する。サグの解消に伴い交流電圧検出部５４の検出電圧Ｖｃが閾値Ｖcs´（＝Ｖcs＋ΔＶ）以上に上昇すると、コントローラ５０は、それから所定時間ｔ２後に上記モータ負荷に応じた開閉制御に復帰する。

第４制御手段と第５制御手段は、保護用に設けられているため、保護動作である第１開閉接点１２ｒ，１２ｓ，１２ｔを開放するとともにスイッチング回路２０のスイッチングを停止の動作を優先するようになっている。

このように、サグに関しては、平滑コンデンサ３の電圧Ｖdの低下あるいは、交流電源１の電圧Ｖcの低下に対処する２段構えの対策を施したが、いずれか一方のみとしても良い。

なお、上記実施形態では、第１および第２開閉接点として電磁開閉器１２，１３の常開接点を用いたが、電磁開閉器に限らず例えばリレーの常開接点を用いてもよい。

その他、上記実施形態および変形例は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。この新規な実施形態および変形例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、書き換え、変更を行うことができる。これら実施形態や変形は、発明の範囲は要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１…交流電源、２…コンバータ、３…平滑コンデンサ、４…インバータ、５…ブラシレスＤＣモータ、１１ｒ，１１ｓ，１１ｔ…リアクタ、１２ｒ，１２ｓ，１２ｔ…第１開閉接点、１３ｒ，１３ｔ…第２開閉接点、１４…ＰＴＣサーミスタ、２０…スイッチング回路、２１〜２６…ＩＧＢＴ（スイッチング素子）、２１ａ〜２６ａ…還流用ダイオード、３０…全波整流回路、３１〜３６…整流用ダイオード、４１，４２…電流センサ、５０…コントローラ、５１…制御部、５２…入力電流検出部、５３…高調波検出部、５４…交流電圧検出部、５５…直流電圧検出部、５６…設定部

Claims (7)

1. リアクタおよびこのリアクタを通して交流電源に接続され、複数のスイッチング素子およびこれらスイッチング素子に並列接続された複数の還流用ダイオードにより構成されたスイッチング回路を含み、このスイッチング回路のスイッチングにより前記交流電源の電圧を直流変換および昇圧し、前記スイッチング回路のスイッチング停止により前記交流電源の電圧を全波整流するコンバータと、
   前記リアクタと前記スイッチング回路との間の通電路を開閉する第１開閉接点と、
   入力側が前記リアクタと前記第１開閉接点との間の通電路に接続され、出力側が前記コンバータの出力端に接続された全波整流回路と、
   前記リアクタと前記全波整流回路との間の通電路を開閉する第２開閉接点と、
   前記スイッチング回路をスイッチングする場合に前記第１開閉接点を閉成し、かつ前記第２開閉接点を開放し、前記スイッチング回路のスイッチングを停止する場合に前記第２開閉接点を閉成し、かつ前記第１開閉接点を開放するコントローラと、
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記コンバータの出力端に接続された平滑コンデンサと、
   前記平滑コンデンサの電圧を交流電圧に変換しその交流電圧をモータの駆動用として出力するインバータと、
   をさらに備えることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
3. 前記第２開閉接点に並列接続された突入電流防止用の抵抗素子をさらに備えることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記コントローラは、
   前記モータの停止時、前記第１開閉接点および前記第２開閉接点を開放しかつ前記スイッチング回路のスイッチングを停止する第１制御手段と、
   前記モータの駆動時、そのモータの負荷が閾値未満の場合に前記第２開閉接点を閉成しかつ前記第１開閉接点を開放するとともに前記スイッチング回路のスイッチングを停止し、前記負荷が前記閾値以上の場合に前記第１開閉接点を閉成しかつ前記第２開閉接点を開放して前記スイッチング回路をスイッチングする第２制御手段と、
   を含む、
   ことを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記コントローラは、
   前記モータの駆動時、前記コンバータから前記交流電源側に流出する高調波電流Ｉｒが閾値Ｉｒｓ以上に上昇した場合に、上記第２制御手段の制御に優先して前記第１開閉接点を閉成しかつ前記第２開閉接点を開放して前記スイッチング回路をスイッチングし、その高調波電流Ｉｒが前記閾値Ｉｒｓ未満に下降した場合に前記第２制御手段の制御に復帰する第３制御手段、
   を含む、
   ことを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記コントローラは、
   前記モータの駆動時、前記平滑コンデンサの電圧Ｖｄが閾値Ｖｄｓ未満に低下した場合に、上記第２制御手段の制御に優先して前記第２開閉接点を閉成しかつ前記第１開閉接点を開放するとともに前記スイッチング回路のスイッチングを停止し、その平滑コンデンサの電圧Ｖｄが前記閾値Ｖｄｓ以上に上昇してから所定時間後に前記第２制御手段の制御に復帰する第４制御手段、
   を含む、
   ことを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記モータの駆動時、前記交流電源１の電圧Ｖｃが閾値Ｖｃｓ未満に低下した場合に、上記第２制御手段の制御に優先して前記第２開閉接点を閉成しかつ前記第１開閉接点を開放するとともに前記スイッチング回路のスイッチングを停止し、その交流電源１の電圧Ｖｃが前記閾値Ｖｃｓ以上に上昇してから所定時間後に前記第２制御手段の制御に復帰する第５制御手段、
   を含む、
   ことを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。

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