JP2019121359A - 電源装置、半導体集積回路及びリップル抑制方法 - Google Patents

Abstract

【課題】交流電源を直流電圧に変換して負荷に供給する電源装置において、直流電圧にリップルが付加されても、低い損失で出力電流に生じるリップルを抑制できる電源装置、半導体集積回路及びリップル抑制方法を提供する。【解決手段】この電源装置（１Ｅ）は、交流電源から直流電圧を生成し、直流電圧を一対の出力端子間に出力する電圧変換回路（１１）と、出力電流が流れる第１電流経路上に設けられ、第１電流経路の電流を制御する電流制御部（Ｍ１）と、第１電流経路のうち電圧変換回路の高電位側の出力部から電流制御部までの経路上に設定された第１電位点の電圧（ＶＬＥＤ−）と、出力電流の大きさを示す電流検出電圧（Ｖ＿ＭＯＳ＿Ｓ）とに基づいて、出力電流（Ｉｏｕｔ）に生じるリップルが抑制されるように電流制御部（Ｍ１）を駆動する電流制御回路（５０）とを備える。【選択図】図９

Description

本発明は、電源装置、半導体集積回路及びリップル抑制方法に関する。

近年、発光ダイオードを用いた省電力の照明機器において高調波抑制の要求が高まっている。交流電源から直流電圧を生成する電源装置において高調波抑制機能を強化すると、出力段に交流電源の周波数に依存したリップルが生じやすくなる。

特許文献１には、交流電源から直流電圧を生成して発光ダイオードを点灯させる定電流電源装置が示されている。この定電流電源装置では、発光ダイオードに出力される出力電流の電流経路に、発光ダイオードの点灯と消灯とを切り替える為にオン／オフさせるトランジスタと電流検出抵抗とが直列に接続されている。

特開２０１２−２００１１８号公報

負荷に出力される電圧にリップルが生じても、定電流制御を行うことで負荷に出力される電流からリップルを除去することができる。本発明者らは、出力電流の電流経路に電流制御用のトランジスタを設け、このトランジスタのオン抵抗を制御して負荷に流れる電流が所定の電流になるように制限する定電流回路について検討した。この構成によれば、図１（Ａ）に示すように、高電位側の出力電圧ＶＬＥＤ＋にリップルが生じても、電流制御用のトランジスタのオン抵抗の変化により、出力電流からリップル成分を除去することができる。すなわち、低電位側の出力電圧ＶＬＥＤ−に同位相のリップル成分が付加されることで、一対の出力端子間の電圧が所定の電圧となり、リップルの除去された出力電流を負荷に供給できる。

しかし、このような構成では、例えば定電流回路が制限する電流値の設定によっては、図１（Ｂ）に示すように、電流制御用のトランジスタで生じる損失が大きくなるという課題が生じた。図１（Ａ）の電流値の設定と比べて、図１（Ｂ）の電流値の設定では、電圧降下Ｖｂだけ電流制御用のトランジスタで余分に損失が発生する。一方、図１（Ｃ）のように、定電流回路が制限する電流値の設定が低すぎると、例えば入力段から供給される電力にバラツキが生じたときに、電流制御用のトランジスタでリップル電圧を吸収できずに、出力電流のリップルの抑制が不十分になる恐れがあった。

特許文献１の定電流電源装置は、出力電流の電流経路に設けられた電流検出抵抗を用いて検出された信号を、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御回路にフィードバックして定電流制御を実現している。しかし、このような制御では、高調波抑制機能を強化した場合に、出力電流からリップルを十分に抑制することが難しいという課題があった。

本発明は、交流電源を直流電圧に変換して負荷に供給する電源装置において、直流電圧にリップルが付加されても、低い損失で出力電流に生じるリップルを抑制できる電源装置、半導体集積回路及びリップル抑制方法を提供することを目的とする。

本発明に係る一態様の電源装置は、
交流電源から直流電圧を生成し、前記直流電圧を一対の出力端子間に出力する電圧変換回路と、
出力電流が流れる第１電流経路上に設けられ、前記第１電流経路の電流を制御する電流制御部と、
前記第１電流経路のうち前記電圧変換回路の高電位側の出力部から前記電流制御部までの経路上に設定された第１電位点の電圧と、前記出力電流の大きさを示す電流検出電圧とに基づいて、前記出力電流に生じるリップルが抑制されるように前記電流制御部を駆動する電流制御回路と、
を備えることを特徴とする。

この構成によれば、電圧変換回路が交流電源から生成した直流電圧を一対の出力端子間に出力することで、リップル電圧が含まれる直流電圧が出力されることになる。しかし、出力電流が流れる第１電流経路の電流を制御する電流制御部と、これを駆動する電流制御回路とにより、出力電流に生じるリップルを抑制することができる。さらに、電流制御回路は、出力電流の大きさを示す電流検出電圧と、電圧変換回路の高電位側の出力部から電流制御部までの経路上に設定された第１電位点の電圧とに基づいて、電流制御部を駆動するので、出力電流に生じるリップルを抑制しつつ、電流制御部で生じる損失が大きくならないように電流制御部を駆動することができる。したがって、低い損失でリップルの抑制された出力電流を負荷に供給することができる。

ここで、
前記電流制御回路は、前記第１電位点のリップル電圧のボトム電圧が最小の電圧である均衡電圧に収束するように、前記電流制御部を駆動するように構成してもよい。

この構成によれば、第１電位点のリップル電圧のボトム電圧を均衡電圧に制御することによって、低い損失でリップルの抑制された出力電流の出力が可能となる。

また、前記電流制御回路は、
参照電圧を保持する電圧保持部と、
前記参照電圧と前記電流検出電圧との差が小さくなるように前記電流制御部に駆動信号を出力する差動回路と、
前記参照電圧を引下げ可能な引下げ回路と、
前記参照電圧を分圧した第１分圧電圧を生成する第１分圧回路と、
前記第１分圧電圧と前記電流検出電圧とを比較し、前記第１分圧電圧よりも前記電流検出電圧が低い場合に前記引下げ回路に前記参照電圧を引下げさせる第１比較器と、
を有してもよい。

この構成によれば、出力電流のリップルが、第１分圧回路の分圧比から決められる小さいリップルに抑制される。さらに、出力電流に小さなリップルが生じるように出力電流が制御されるので、電流制御部の損失は低くなる。これらの結果、低い損失でリップルの抑制された出力電流の出力が実現される。

さらに、前記電流制御回路は、
前記参照電圧を引上げ可能な第１引上げ回路と、
予め定められた基準電圧と記第１電位点の電圧とを比較し、前記基準電圧よりも前記第１電位点の電圧が高い場合に前記第１引上げ回路に前記参照電圧を引上げさせる第２比較器と、
を有してもよい。

この構成によれば、第１電位点の電圧が高くなって、電流制御部の損失が大きくなった場合に、参照電圧を上げて、電流制御部の損失を低くすることができる。この制御と、上記のリップルを抑制する制御とが組み合わさることにより、低い損失でリップルの抑制された出力電流の出力が安定的に実現される。

さらに、
前記基準電圧は、前記出力電流のリップルがゼロとなる前記第１電位点の電圧よりも高く、
前記第１分圧回路の分圧比は、１−（前記出力電流の上端値に対する許容されるリップル電流の大きさの割合）に設定されていてもよい。このような設定により、出力電流のリップルを許容値以下に抑制することができる。

さらに、
前記第１引上げ回路の電圧の引上げ能力よりも、前記引下げ回路の電圧の引下げ能力が低くてもよい。参照電圧が適正値よりも高いほど、電流制御部が流すことのできる電流が大きくなる。このため、電圧変換回路の電流供給能力が、電流制御部が流せる電流量に追いつかなくなると、出力電流に生じるリップルが大きくなる。一方、参照電圧が適正値よりも小さいほど、電流制御部が流すことのできる電流が小さくなるので、電圧変換回路の出力電力が大きいと、電流制御部の損失が高くなる。そこで、上記の第１引上げ回路の電圧の引上げ能力と引下げ回路の電圧の引下げ能力との関係があることで、参照電圧が適正値より小さいときに、速やかに参照電圧を大きくすることができる。そして、徐々に適正値に収束させることができる。これにより、例えば、電圧変換回路の出力電力を大小切り替える際など、回路状態の遷移時に、電流制御部の損失が高い状態が長く続くことが回避できる。

さらに、前記電流制御回路は、
前記引下げ回路の電圧の引下げ能力よりも低い能力で前記参照電圧を引上げ可能な第２引上げ回路と、
前記参照電圧を分圧し、前記第１分圧電圧よりも高い第２分圧電圧を生成する第２分圧回路と、
前記電流検出電圧が前記第１分圧電圧を下回らない期間が所定期間を超えた場合に、前記第２引上げ回路に前記参照電圧を引上げさせる論理部と、
を更に有していてもよい。

このような構成によれば、出力電流に生じる抑制された大きさのリップルを、第１分圧回路の分圧比で決められる割合に収束させることができる。これにより、何らかの変動要素の影響で、リップルがゼロとなって電流制御部の損失が高い方へ変動してしまうといったことを回避できる。

さらに、前記電流制御回路は、
前記引下げ回路の電圧の引下げ能力よりも低い能力で前記参照電圧を引上げ可能な第２引上げ回路と、
前記電流検出電圧が前記第１分圧電圧を下回らない期間が所定期間を超えた場合に、前記第２引上げ回路に前記参照電圧を引上げさせる論理部と、
前記参照電圧を分圧し、前記第１分圧電圧よりも高い第２分圧電圧を生成する第２分圧回路と、
前記第２分圧電圧と前記電流検出電圧とを比較する第３比較器と、
を更に備え、
前記論理部は、
前記第２比較器の比較結果と前記第３比較器の比較結果とに基づき、前記電流検出電圧が前記第２分圧電圧を下回ってから、前記電流検出電圧が前記第１分圧電圧を下回らない期間が所定期間を超えた場合に、前記第２引上げ回路に前記参照電圧を引上げさせてもよい。

このような構成によれば、出力電流に生じる抑制された大きさのリップルが、第１分圧回路の分圧比で決められる割合よりも小さい状態が続いていることを安定的に検出できる。そして、この検出に基づき参照電圧を上げて、出力電圧のリップルを上記の割合に収束させることができる。したがって、何らかの変動要素の影響で、電流制御部の損失が高い方へ変動してしまうといったことを安定的に回避できる。

また一方で、前記電流制御回路は、
参照電圧を保持する電圧保持部と、
前記参照電圧と前記電流検出電圧との差が小さくなるように前記電流制御部に駆動信号を出力する差動回路と、
前記第１電位点の電圧を検出電圧として入力し、異なるタイミングの前記検出電圧の比較に基づいて、前記参照電圧を制御するボトム電圧制御部と、
を有する構成としてもよい。

この構成によれば、ボトム電圧制御部は、検出電圧により電流制御部の損失が大きくなった場合に、これを検出することができる。したがって、この検出に基づいて、電流制御回路は、第１電位点に現れるリップル電圧のボトム電圧を、電流制御部で生じる損失を低減させる均衡電圧に収束させる制御を実現できる。

ここで、前記電流制御回路は、前記電圧保持部が保持する参照電圧に変動を加える変動付加部を更に備えてもよい。検出電圧が安定してしまうと、電流回路の損失の増減あるいは出力電流のリップルを検出できないような状態になる恐れがある。そこで、この構成によれば、変動付加部により加えられる変動により、検出電圧が安定してしまうことが回避され、電流回路の損失の増減あるいは出力電流のリップルを検出できない状態になることを抑制できる。したがって、検出電圧に基づいて、カソード側の出力端子に表われるリップル電圧のボトム電圧を、出力電流のリップルが抑制される範囲で、速やかに均衡電圧に収束させる制御が可能となる。

さらに、本発明に係る電源装置は、前記一対の出力端子間に照明装置が接続される構成としてもよい。この構成によれば、高調波抑制を図りつつ、照明装置（例えば発光ダイオード、有機ＥＬ素子等）のフリッカの発生を、低い損失で抑制できる電源装置を提供できる。

本発明に係る一態様の半導体集積回路は、
交流電源から直流電圧を生成し、前記直流電圧を一対の出力端子間に出力する電圧変換回路を有する電源装置に搭載され、出力電流が流れる電流経路の電流を制御可能な電流制御部を駆動する半導体集積回路であって、
参照電圧と前記出力電流の大きさを示す電流検出電圧との差が小さくなるように前記電流制御部に駆動信号を出力する差動回路と、
前記参照電圧を分圧した第１分圧電圧と前記電流検出電圧とを比較し、前記第１分圧電圧よりも前記電流検出電圧が低い場合に前記参照電圧を降下させる第１比較器と、
前記出力電流が流れる電流経路のうち前記電圧変換回路の高電位側の出力部から前記電流制御部までの経路上に設定された第１電位点の電圧と、予め定められた基準電圧とを比較し、前記基準電圧よりも前記第１電位点の電圧が高い場合に前記参照電圧を上昇させる第２比較器と、
を備えることを特徴とする。

本発明に係る別の一態様の半導体集積回路は、
交流電源から直流電圧を生成し、前記直流電圧を一対の出力端子間に出力する電圧変換回路を有する電源装置に搭載され、出力電流が流れる電流経路の電流を制御可能な電流制御部を駆動する半導体集積回路であって、
前記出力電流の大きさを示す電流検出電圧と参照電圧との差が小さくなるように前記電流制御部に駆動信号を出力する差動回路と、
前記出力電流が流れる電流経路のうち前記電圧変換回路の高電位側の出力部から前記電流制御部までの経路上に設定された第１電位点のリップル電圧のボトム電圧が最小の電圧である均衡電圧に収束するように、前記参照電圧を変化させるボトム電圧制御部と、
を備えることを特徴とする。

これらの半導体集積回路は、電圧変換回路からリップル電圧を含む直流電圧が一対の出力端子間に出力される電源装置に組み込むことができる。これにより、電源装置の出力電流のリップルを電流制御部の駆動によって抑制しつつ、電流制御部における損失の低減を図ることができる。

本発明に係る一態様のリップル抑制方法は、
交流電源から直流電圧を生成し、前記直流電圧を一対の出力端子間に出力する電圧変換回路を有する電源装置において、出力電流が流れる電流経路の電流を制御可能な電流制御部を駆動し、前記出力電流に生じるリップルを抑制するリップル抑制方法であって、
前記出力電流の大きさを示す電流検出電圧と参照電圧との差が小さくなるように前記電流制御部に駆動信号を出力する一方、
前記参照電圧を分圧した第１分圧電圧と前記電流検出電圧とを比較し、前記第１分圧電圧よりも前記電流検出電圧が低い場合に前記参照電圧を降下させ、
前記出力電流が流れる電流経路のうち前記電圧変換回路の高電位側の出力部から前記電流制御部までの経路上に設定された第１電位点の電圧と、予め定められた基準電圧とを比較し、前記基準電圧よりも前記第１電位点の電圧が高い場合に前記参照電圧を上昇させる方法とした。

本発明に係る別の一態様のリップル抑制方法は、
交流電源から直流電圧を生成し、前記直流電圧を一対の出力端子間に出力する電圧変換回路を有する電源装置において、出力電流が流れる電流経路の電流を制御可能な電流制御部を駆動し、前記出力電流に生じるリップルを抑制するリップル抑制方法であって、
前記出力電流の大きさを示す電流検出電圧と参照電圧との差が小さくなるように前記電流制御部に駆動信号を出力する一方、
前記出力電流が流れる電流経路のうち前記電圧変換回路の高電位側の出力部から前記電流制御部までの経路上に設定された第１電位点のリップル電圧のボトム電圧が最小の電圧である均衡電圧に収束するように、前記参照電圧を変化させる方法とした。

これらの方法によれば、電圧変換回路からリップル電圧を含む直流電圧が一対の出力端子間に出力されても、電流制御部により出力電流のリップルを抑制することができ、かつ、電流制御部で生じる損失を低減できる。

本発明によれば、交流電源を直流電圧に変換して負荷に供給する電源装置において、直流電圧にリップルが付加されても、低い損失で出力電流に生じるリップルを抑制できる電源装置、半導体集積回路及びリップル抑制方法を提供できるという効果が得られる。

出力電流の電流経路に定電流回路を設けた電源装置の出力特性を示す図であり、（Ａ）は理想的な電流設定のときの波形図、（Ｂ）は（Ａ）に対して電源装置が制御する電力が増加し、出力電流が増加したときの波形図、（Ｃ）は（Ａ）に対して電源装置が制御する電力が減少し、出力電流が減少したときの波形図である。 本発明に係る実施形態１の電源装置を示す回路図である。 定電流回路の電流値を変化させたときの電源装置の動作を説明する信号波形図である。 本発明に係る実施形態２の電源装置を示す回路図である。 本発明に係る実施形態３の電源装置を示す回路図である。 本発明に係る実施形態４の電源装置を示す回路図である。 実施形態４におけるボトム電圧制御の作用を説明する図であり、（Ａ）は一次側からの供給電力の変化、（Ｂ）は二次側の電圧変化、（Ｃ）はカソード側の出力電圧のボトム電圧の変化、（Ｄ）は出力電流の変化をそれぞれ示す。 本発明に係る実施形態５の電源装置を示す回路図である。 本発明に係る実施形態６の電源装置を示す回路図である。 実施形態６の電源装置の制御動作を説明する波形図である。 第１比較器の制御動作を説明する信号波形図である。 第２比較器の制御動作を説明する信号波形図である。 本発明に係る実施形態７の電源装置を示す回路図である。 図１３の論理部の構成の一例を示す回路図である。 図１４の論理部の動作を説明するタイムチャートである。 論理部の変形例を示す回路図である。 図１６の論理部の動作を説明するタイムチャートである。

以下、本発明の各実施形態について図面を参照して詳細に説明する。

（実施形態１）
図２は、本発明の実施形態１に係る電源装置を示す回路図である。実施形態１に係る電源装置１は、交流電源ＡＣの電圧を整流する整流回路２と、整流回路２の出力電圧を受けて直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータ１１と、出力電流Ｉｏｕｔの電流経路に設けられ出力電流Ｉｏｕｔを目標電流に制限する定電流回路２１と、定電流回路２１が制限する電流を制御するボトム電圧制御部３１とを備える。電源装置１には、出力端子ｔａ、ｔｂ間に負荷として照明用の発光ダイオード６１が接続される。

上記構成のうち、整流回路２及びＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、本発明に係る電圧変換回路の一例に相当する。定電流回路２１のトランジスタＭ１は、本発明に係る電流制御部の一例に相当する。ボトム電圧制御部３１、並びに、定電流回路２１のエラーアンプ２２及びコンデンサＣｒを組み合わせた構成は、本発明に係る電流制御回路の一例に相当する。コンデンサＣｒは、本発明に係る電圧保持部の一例に相当する。エラーアンプ２２は、本発明に係る差動回路の一例に相当する。また、トランジスタＭ１のドレイン端子（低電位側の出力端子ｔｂ）は、本発明に係る第１電位点の一例に相当する。ソース電圧Ｖ＿ＭＯＳ＿Ｓは、本発明に係る電流検出電圧の一例に相当する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、例えばフライバック式コンバータであり、整流回路２の出力電圧を直流電圧に変換する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、フライバック形のトランスＴ０と、電界効果トランジスタなどのスイッチング素子Ｍ０と、スイッチング素子Ｍ０を駆動する制御回路１４と、トランスＴ０の二次側に接続された整流ダイオードＤ１と、出力コンデンサＣｏｕｔとを備える。制御回路１４は、トランスＴ０の二次側に接続された図示しない検出素子から電圧値、電流値又はこれら両方のフィードバックを受けて、これらを所定値に保つようにスイッチング素子Ｍ０を制御する。制御回路１４によるスイッチング素子Ｍ０の制御により、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は高調波抑制作用を及ぼすように動作する。

定電流回路２１は、出力電流Ｉｏｕｔの電流経路に設けられ、出力電流Ｉｏｕｔを目標電流に制限する。定電流回路２１は、低電位側の出力端子ｔｂから順に直列に接続された電流制御用のトランジスタＭ１及び電流検出抵抗Ｒ１と、電流検出抵抗Ｒ１により検出された検出電圧に基づいてトランジスタＭ１の制御端子（ゲート端子）を制御するエラーアンプ２２と、参照電圧を生成するコンデンサＣｒとを備える。

トランジスタＭ１は、例えばＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）トランジスタであり、出力電流Ｉｏｕｔがソース・ドレイン間に流れるように、出力電流Ｉｏｕｔの電流経路上に設けられている。トランジスタＭ１は、ゲート電圧が制御されることでソース・ドレイン間のオン抵抗を変化させて、ドレイン電流を制御可能な電流制御素子である。

電流検出抵抗Ｒ１は、二次側の基準電位（出力コンデンサＣｏｕｔの低電位側の電位）とトランジスタＭ１との間に接続される。電流検出抵抗Ｒ１は、トランジスタＭ１との接続点に出力電流Ｉｏｕｔに応じた検出電圧を出力する。言い換えれば、電流検出抵抗Ｒ１の両端子間に出力電流Ｉｏｕｔに比例した検出電圧が出力される。

コンデンサＣｒは、参照電圧Ｖｒｅｆを生成し、これをエラーアンプ２２の非反転入力端子へ供給する。

エラーアンプ２２は、電流検出抵抗Ｒ１の検出電圧を反転入力端子へ入力し、検出電圧と参照電圧Ｖｒｅｆとの差に応じた電圧をトランジスタＭ１の制御端子へ出力する。仮に参照電圧Ｖｒｅｆが、目標電流Ｉａ×（抵抗Ｒ１の抵抗値）である場合、抵抗Ｒ１に流れる電流が目標電流Ｉａより大きくなると、トランジスタＭ１のオン抵抗が大きくなるように、トランジスタＭ１の制御端子に入力されるエラーアンプ２２の出力電圧が制御される。これにより、出力電流Ｉｏｕｔが小さくなる。一方、抵抗Ｒ１に流れる電流が目標電流Ｉａより小さくなると、トランジスタＭ１のオン抵抗が小さくなるように、トランジスタＭ１の制御端子に入力されるエラーアンプ２２の出力電圧が制御される。これにより、出力電流Ｉｏｕｔが大きくなる。このような動作により、出力電流Ｉｏｕｔが目標電流Ｉａに収束するように制御される。

ボトム電圧制御部３１は、低電位側の出力端子ｔｂに出力されるリップル電圧のボトム電圧が、均衡電圧ＶＤ（図３を参照）になるように、定電流回路２１を制御する。均衡電圧ＶＤとは、出力電流Ｉｏｕｔのリップルが抑制される範囲における上記のボトム電圧のうち最小の電圧を意味する。出力電流Ｉｏｕｔのリップルが抑制される範囲とは、リップルが完全に生じない範囲に限られず、例えばデジタルカメラ等で撮影してもフリッカがとらえられないレベルの少量のリップル電流が含まれる範囲が含まれていてもよい。なお、発光ダイオードに無視できない大きさのリップルが含まれる電流が流れた場合、デジタルカメラで撮影した際に、画像に縞模様が入る現象すなわちフリッカが発生する。ボトム電圧制御部３１は、低電位側の出力電圧ＶＬＥＤ−を検出電圧として入力し、定電流回路２１の参照電圧Ｖｒｅｆの値を昇降制御することで、定電流回路２１が制御する電流値を変化させる。

ボトム電圧制御部３１は、損失検出回路３２と、コンパレータ３７と、２つの電流源Ｉ１、Ｉ２と、スイッチＳＷ１とを備える。損失検出回路３２は、リップル電圧のボトム電圧を検出するボトム検出部３３と、異なるタイミングで検出されたボトム電圧を保持する電圧保持部３４、３５と、電圧保持部３４、３５に保持された電圧の差を求める減算器３６とを備える。上記の構成のうち、電流源Ｉ２が本発明に係る変動付加部の一例に相当する。

ボトム検出部３３は、ノイズ成分を除いてリップル電圧の極小電圧を検出し、一方の電圧保持部３４に保持させる。電圧保持部３４は、ボトム検出部３３が新たなボトム電圧を検出するたびに、直前に保持していた電圧をもう一方の電圧保持部３５にシフトさせる。２つの電圧保持部３４は、保持している電圧を減算器３６に出力する。減算器３６は、電圧保持部３４、３５の電圧差を算出し、結果をコンパレータ３７へ出力する。減算器３６は、例えば、検出されたボトム電圧が、時系列に見て、上昇していれば正電圧を出力し、下降していれば負電圧を出力する。なお、ボトム検出部３３、電圧保持部３４、３５及び減算器３６は、デジタル値に変換された低電位側の出力電圧ＶＬＥＤ−に対して上記処理を行うデジタル回路であってもよいし、アナログに上記処理を行うアナログ回路であってもよい。

コンパレータ３７は、基準電位と減算器３６の出力とを比較し、減算器３６から正電圧を入力すればスイッチＳＷ１をオンし、それ以外であればスイッチＳＷ１をオフする。一方の電流源Ｉ２は、定電流回路２１のコンデンサＣｒから常に微小電流を引き抜いて、定電流回路２１の参照電圧Ｖｒｅｆを徐々に低下させる変動作用を及ぼす。もう一方の電流源Ｉ１は、スイッチＳＷ１がオンのときに、定電流回路２１のコンデンサＣｒに微小電流を流し込み、定電流回路２１の参照電圧Ｖｒｅｆを上昇させる作用を及ぼす。電流源Ｉ２の電流量よりも電流源Ｉ１の電流量の方が大きく設定されている。

図２の電源装置１において、ボトム電圧制御部３１、並びに、定電流回路２１のエラーアンプ２２及び電流制御用のトランジスタＭ１は、１チップの半導体集積回路に設けられている。なお、電流制御用のトランジスタＭ１は、半導体集積回路に含めず、半導体集積回路に外付けされる構成としてもよい。

＜動作説明＞
図２の電源装置１においては、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１において高調波抑制が図られることで、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１により変換された出力電圧ＶＬＥＤ＋には交流電源ＡＣの周波数に依存したリップル電圧が付加される。一方、電源装置１の出力電流Ｉｏｕｔは定電流回路２１により目標電流に制御される。したがって、通常であれば、低電位側の出力電圧ＶＬＥＤ−にも同位相及び同じ大きさのリップル電圧が生じ、負荷に流される出力電流Ｉｏｕｔからはリップルが除去される。

図３は、ボトム電圧制御部を停止させ、かつ、定電流回路が制御する電流値を変化させたときの電源装置の動作を説明する信号波形図である。図３において、「ＶＬＥＤ−」は低電位側の出力端子ｔｂの出力電圧、「Ｖｒｅｆ」はエラーアンプ２２の参照電圧Ｖｒｅｆ、”Ｖ＿ＭＯＳ＿Ｓ”はトランジスタＭ１のソース電圧、”Ｉｏｕｔ”は出力電流を示す。また、図３において横軸は時間であり、図３は定電流回路２１の電流が所定の速度で低下したときの波形を示している。

先ず、ボトム電圧制御部３１の制御を省略し、定電流回路２１の参照電圧Ｖｒｅｆを所定の速度で低下させた場合の、電源装置１の各接続点の電圧及び電流について説明する。

この場合、図３の範囲Ｈ１に示すように、参照電圧Ｖｒｅｆが電圧ＶＲより高い範囲では、低電位側の出力電圧ＶＬＥＤ−に生じるリップルは小さく、かつ、参照電圧Ｖｒｅｆの変化に対する出力電圧ＶＬＥＤ−のリップル電圧のボトム電圧の変化の割合は小さくなる。また、範囲Ｈ１では、電流制御用のトランジスタＭ１の動作領域が飽和領域に達する期間Ｔｂが生じるため、トランジスタＭ１は、リップル電圧の山部の領域で電流を目標電流に制御することができず、出力電流Ｉｏｕｔにリップルが生じている。

一方、図３の範囲Ｈ２に示すように、参照電圧Ｖｒｅｆが電圧ＶＲより低い範囲では、参照電圧Ｖｒｅｆの変化に応じて低電位側の出力電圧ＶＬＥＤ−に生じるリップルのボトム電圧が比較的に大きな割合で上昇する。このボトム電圧の上昇分は、トランジスタＭ１で生じる損失分に相当する。また、範囲Ｈ２では、電流制御用のトランジスタＭ１は、全期間、非飽和領域で動作するため電流を目標電流に制御できる。したがって、出力電流Ｉｏｕｔにリップルが生じない。

図３に示した特性から、定電流回路２１の目標電流のもっとも適した設定は、出力電流Ｉｏｕｔのリップルが生じない範囲Ｈ２で、低電位側の出力電圧ＶＬＥＤ−に生じるリップルのボトム電圧がもっとも低い均衡電圧ＶＤとなる設定である。ボトム電圧が均衡電圧ＶＤとなる設定では、出力電流Ｉｏｕｔからリップルが除去される範囲でトランジスタＭ１で生じる損失が最も少なくなる。均衡電圧ＶＤは、目標電流の変化に対するボトム電圧の変化の割合を示す勾配が、比較的に大きな勾配からゼロに近い小さな勾配に変化する境界にある。

ボトム電圧制御部３１は、図３の特性を利用して、低電位側の出力電圧ＶＬＥＤ−のリップルのボトム電圧を均衡電圧ＶＤに収束させるように、定電流回路２１の目標電流を制御する。具体的には、先ず、ボトム電圧制御部３１は、電流源Ｉ２により定電流回路２１の参照電圧Ｖｒｅｆに徐々に電圧が低下する変動を加える。これにより、仮に、参照電圧Ｖｒｅｆの値が、図３の範囲Ｈ２にあるとすると、上記の変動によりボトム電圧に時間的な変化が現れ、減算器３６から正出力が得られる。これにより、スイッチＳＷ１がオンされて参照電圧Ｖｒｅｆは上昇し、ボトム電圧は均衡電圧ＶＤに近づく方向に変化する。

一方、仮に、参照電圧Ｖｒｅｆの値が、図３の範囲Ｈ１にあるとすると、電流源Ｉ２による変動があっても、ボトム電圧に時間的な変化が生じない、あるいは、小さな変化しか生じない。そして、減算器３６から正出力が生じない。このため、スイッチＳＷ１がオンされず、参照電圧Ｖｒｅｆは電流源Ｉ２の変動により下降し、ボトム電圧は均衡電圧ＶＤに近づく方向に変化する。このような作用により、出力電圧ＶＬＥＤ−のリップルのボトム電圧が、均衡電圧ＶＤに収束される。

以上のように、実施形態１の電源装置１及びそのリップル抑制方法によれば、高調波を抑制しつつ交流電源ＡＣから直流電圧を生成することで、変換された直流電圧にリップルが生じても、定電流回路２１の制御により、負荷に出力される出力電流Ｉｏｕｔのリップルを十分に抑制することができる。これにより、例えば発光ダイオード６１の照明光にフリッカが発生してしまうことを抑制できる。

また、実施形態１の電源装置１及びそのリップル抑制方法によれば、ボトム電圧制御部３１により、低電位側の出力電圧ＶＬＥＤ−のボトム電圧が、均衡電圧ＶＤに収束するように制御される。これにより、出力電流Ｉｏｕｔのリップルを抑制しつつ、定電流回路２１のトランジスタＭ１で生じる損失を低減することができる。

例えば、比較例として、定電流回路２１の目標電流が所定の電流とされる構成において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１に出力電力が大きくなる方の誤差が生じたとする。この場合、図１（Ｂ）に示すように、定電流回路２１のトランジスタＭ１は電圧降下量が大きくなるように制御されて、定電流回路２１の目標電流が維持される。この場合、トランジスタＭ１では電圧降下Ｖｂ分の損失が生じる。しかし、このような誤差が生じた場合でも、実施形態１の電源装置１によれば、ボトム電圧制御部３１が、定電流回路２１の目標電流を大きくして、出力電圧ＶＬＥＤ−のボトム電圧を均衡電圧ＶＤに収束させる。これにより、定電流回路２１では、出力電流Ｉｏｕｔが大きくなるようにトランジスタＭ１のオン抵抗が低く制御され、定電流回路２１で生じる損失が低減される。発光ダイオード６１の順方向電圧Ｖｆは電流値に応じて僅かに変化するため、出力電流Ｉｏｕｔの増加に伴い、発光ダイオード６１で降下する電圧が増大する。このため、トランジスタＭ１のオン抵抗が低下されることで、図１（Ａ）に示すような、定電流回路２１で生じる損失が少ない動作が実現される。

また、比較例として、定電流回路２１の目標電流が一定とされる構成において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１に出力電力が小さくなる方の誤差が生じたとする。この場合、図１（Ｃ）に示すように、一定の目標電流に合わせた制御が行われると、定電流回路２１のトランジスタＭ１が飽和領域で動作する期間Ｔｂが発生し、出力電流Ｉｏｕｔにリップルが生じる。しかし、このような場合でも、実施形態１の電源装置１によれば、ボトム電圧制御部３１が、定電流回路２１の目標電流を小さくして、出力端子ｔｂの電圧”ＶＬＥＤ−”のリップルのボトム電圧を均衡電圧ＶＤに収束させる。これにより、出力電流Ｉｏｕｔが小さくなるように、定電流回路２１のトランジスタＭ１のオン抵抗が高く制御されて、トランジスタＭ１が飽和領域で動作する期間Ｔｂが削減される。これにより、出力電流Ｉｏｕｔのリップルが完全に除去されるか、デジタルカメラ等で撮影してもフリッカがとらえられないレベルに抑制される。この場合でも、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電力が、負荷を駆動できないレベルまで低下しなければ、出力電流Ｉｏｕｔのリップルが抑制された状態で、発光ダイオード６１を正常に駆動することができる。

（実施形態２）
図４は、本発明に係る実施形態２の電源装置を示す回路図である。

実施形態２の電源装置１Ａは、ボトム電圧制御部１３１の構成が主に異なり、その他の構成要素は実施形態１と同様である。以下、異なる構成要素のみ詳細に説明する。

実施形態２のボトム電圧制御部１３１は、定電流回路２１のトランジスタＭ１と電流検出抵抗Ｒ１との間の接続点の電圧、すなわちトランジスタＭ１のソース電圧Ｖ＿ＭＯＳ＿Ｓを検出電圧として入力する。そして、ボトム電圧制御部１３１は、検出電圧に基づいて、定電流回路２１の参照電圧Ｖｒｅｆの値を昇降し、定電流回路２１が流す電流値を変化させて、低電位側の出力電圧ＶＬＥＤ−のボトム電圧が、均衡電圧ＶＤになるように制御する。

ボトム電圧制御部１３１は、リップル検出回路１３２と、コンパレータ１３７と、２つの電流源Ｉ３、Ｉ４と、スイッチＳＷ２とを備える。上記の構成のうち、電流源Ｉ３が本発明に係る変動付加部の一例に相当する。

リップル検出回路１３２は、出力電流Ｉｏｕｔを電圧変換したソース電圧Ｖ＿ＭＯＳ＿Ｓを入力し、出力電流Ｉｏｕｔのリップルの有無を検出する。具体的には、リップル検出回路１３２は、ソース電圧Ｖ＿ＭＯＳ＿Ｓのピーク電圧を検出するピーク検出部１３３と、ソース電圧Ｖ＿ＭＯＳ＿Ｓのボトム電圧を検出するボトム検出部１３４と、ピーク検出部１３３とボトム検出部１３４の検出値を減算する減算器１３５とを有する。ピーク検出部１３３及びボトム検出部１３４は、交流電源ＡＣの周波数に対応する周期ごとに、ソース電圧Ｖ＿ＭＯＳ＿Ｓのピーク電圧とボトム電圧とを検出する。ピーク検出部１３３及びボトム検出部１３４は、ノイズ成分を除いてソース電圧Ｖ＿ＭＯＳ＿Ｓのピーク電圧とボトム電圧とを検出する。減算器１３５は、ピーク検出部１３３の検出値からボトム検出部１３４の検出値を減算して、結果をコンパレータ１３７に出力する。つまり、出力電流Ｉｏｕｔに所定以上の大きさのリップルが含まれる場合には、減算器１３５がピーク電圧とボトム電圧との差を正の値として算出し、正電圧を出力する。一方、出力電流Ｉｏｕｔに所定以上の大きさのリップルが含まれていない場合には、ピーク電圧とボトム電圧との差がゼロとなるため、減算器１３５から正電圧が出力されない。なお、ピーク検出部１３３、ボトム検出部１３４及び減算器１３５は、デジタル値に変換されたソース電圧Ｖ＿ＭＯＳ＿Ｓに対して上記処理を行うデジタル回路であってもよい。

コンパレータ１３７は、基準電位と減算器１３５の出力とを比較し、減算器１３５から正電圧を入力すればスイッチＳＷ２をオンし、それ以外であればスイッチＳＷ２をオフする。一方の電流源Ｉ３は、定電流回路２１のコンデンサＣｒに常に微小電流を流し込み、定電流回路２１の参照電圧Ｖｒｅｆを徐々に上昇させる変動作用を及ぼす。もう一方の電流源Ｉ４は、スイッチＳＷ２がオンのときに、定電流回路２１のコンデンサＣｒから微小電流を引きぬいて、定電流回路２１の参照電圧Ｖｒｅｆを下降させる作用を及ぼす。電流源Ｉ３の電流値よりも電流源Ｉ４の電流値の方が大きく設定されている。

図４の電源装置１Ａにおいて、ボトム電圧制御部１３１、並びに、定電流回路２１のエラーアンプ２２及び電流制御用のトランジスタＭ１は、１チップの半導体集積回路に設けられている。なお、電流制御用のトランジスタＭ１は、半導体集積回路に含めず、半導体集積回路に外付けされる構成としてもよい。

＜動作説明＞
実施形態２の電源装置１Ａにおいても、実施形態１と同様に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１により変換された直流電圧にリップル電圧が付加され、定電流回路２１によって目標電流の電流値に制御された出力電流Ｉｏｕｔが発光ダイオード６１に出力される。

さらに、実施形態２の電源装置１Ａにおいても、仮に、ボトム電圧制御部１３１の作用を停止し、定電流回路２１の参照電圧Ｖｒｅｆを一律に変動させると、図３のように各部の電圧及び電流が変化する。すなわち、参照電圧Ｖｒｅｆが均衡電圧ＶＤに対応する値よりも高い範囲Ｈ１では、出力電流Ｉｏｕｔにリップルが生じ、参照電圧Ｖｒｅｆが均衡電圧ＶＤに対応する値よりも低い範囲Ｈ２では、定電流回路２１のトランジスタＭ１で生じる損失が増加する。実施形態２に係るボトム電圧制御部１３１は、図３に示した特性を利用して、出力電圧ＶＬＥＤ−のボトム電圧が均衡電圧ＶＤに収束されるように、定電流回路２１の参照電圧Ｖｒｅｆを変化させる。

先ず、ボトム電圧制御部１３１は、一方の電流源Ｉ３により定電流回路２１の参照電圧Ｖｒｅｆに徐々に電圧が上昇する変動を加える。仮に、参照電圧Ｖｒｅｆが、図３の範囲Ｈ２にあると、出力電流Ｉｏｕｔにリップルが生じていないので、リップル検出回路１３２のピーク検出部１３３の検出値とボトム検出部１３４の検出値とは等しくなり、減算器１３５からは正の出力が行われない。この場合、コンパレータ１３７からスイッチＳＷ２を閉じる信号が出力されず、スイッチＳＷ２は開のままとなる。このため、電流源Ｉ３の作用により参照電圧Ｖｒｅｆは増加し、ボトム電圧は均衡電圧ＶＤに近づくように作用する。

一方、仮に、参照電圧Ｖｒｅｆが、図３の範囲Ｈ１にあると、出力電流Ｉｏｕｔにリップルが生じて、リップル検出回路１３２のピーク検出部１３３の検出値がボトム検出部１３４の検出値より大きくなって、減算器１３５から正の出力が行われる。この場合、コンパレータ１３７からスイッチＳＷ２を閉じる信号が出力されて、スイッチＳＷ２が閉となる。このため、電流源Ｉ４がコンデンサＣｒから電流を引き抜き、参照電圧Ｖｒｅｆは低下し、ボトム電圧は均衡電圧ＶＤに近づくように作用する。このような作用により、低電位側の出力電圧ＶＬＥＤ−のリップルのボトム電圧が、均衡電圧ＶＤに収束される。

以上のように、実施形態２の電源装置１Ａによれば、高調波を抑制しつつ交流電源ＡＣから直流電圧を生成することで、変換された直流電圧にリップルが生じても、定電流回路２１の制御により、負荷に出力される出力電流Ｉｏｕｔのリップルを十分に抑制することができる。これにより、例えば発光ダイオード６１の照明光にフリッカが発生してしまうことを抑制できる。

さらに、実施形態２の電源装置１Ａによれば、ボトム電圧制御部１３１により、低電位側の出力電圧ＶＬＥＤ−のボトム電圧が、均衡電圧ＶＤに収束するように制御される。これにより、前述の実施形態１で説明したのと同様の作用によって、出力電流Ｉｏｕｔのリップルを抑制しつつ、定電流回路２１のトランジスタＭ１で生じる損失を低減することができる。

（実施形態３）
図５は、本発明に係る実施形態３の電源装置を示す回路図である。

実施形態３の電源装置１Ｂは、ボトム電圧制御部２３１の構成が、実施形態１又は実施形態２と異なり、その他の構成要素は、実施形態１又は実施形態２と同様である。以下、異なる構成要素のみ詳細に説明する。

実施形態３の定電流回路２１は、参照電圧Ｖｒｅｆを供給する素子として、一端が基準電位に接続されたコンデンサＣｒｂを備える。

実施形態３のボトム電圧制御部２３１は、損失検出回路２３２、リップル検出回路２３３、誤差演算器２３４、電流アンプ２３５及び電圧源２３６を備える。

損失検出回路２３２は、実施形態１の損失検出回路３２と同様であり、出力電圧ＶＬＥＤ−のボトム電圧の変化量に応じた電圧を出力する。

リップル検出回路２３３は、実施形態２のリップル検出回路１３２と同様であり、出力電流Ｉｏｕｔのリップルの大きさに応じた電圧を出力する。

誤差演算器２３４は、損失検出回路３２の出力値からリップル検出回路２３３の出力値を減算し、その結果に応じた電圧を電流アンプ２３５の非反転入力端子へ出力する。

電流アンプ２３５は、反転入力端子に電圧源２３６から所定の正電圧が入力され、非反転入力端子に誤差演算器２３４から演算結果に応じた電圧が入力され、これらの差に応じた電流をコンデンサＣｒｂに出力する。反転入力端子に入力される正電圧は低い電圧に設定され、誤差演算器２３４の出力がゼロであるとき、電流アンプ２３５から微小な負電流が出力され、コンデンサＣｒｂから微小な電流から電流アンプ２３５へ引き込まれる。そして、定電流回路２１の参照電圧Ｖｒｅｆに下降方向の変動が付与される。

図５の電源装置１Ｂにおいて、ボトム電圧制御部２３１、並びに、定電流回路２１のエラーアンプ２２及び電流制御用のトランジスタＭ１は、１チップの半導体集積回路に設けられている。なお、電流制御用のトランジスタＭ１は、半導体集積回路に含めず、半導体集積回路に外付けされる構成としてもよい。

＜動作説明＞
実施形態３の電源装置１Ｂにおいても、実施形態２と同様に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１により変換された直流電圧にリップルが付加される一方、定電流回路２１によって目標電流の電流値に制御された出力電流Ｉｏｕｔが発光ダイオード６１に出力される。

さらに、実施形態３の電源装置１Ｂにおいても、仮に、ボトム電圧制御部１３１の作用を停止し、定電流回路２１の参照電圧Ｖｒｅｆを一律に変動させると、図３のように各部の電圧及び電流が変化する。すなわち、参照電圧Ｖｒｅｆが電圧ＶＲよりも高い範囲Ｈ１では、出力電流Ｉｏｕｔにリップルが生じ、参照電圧Ｖｒｅｆが電圧ＶＲよりも低い範囲Ｈ２では、定電流回路２１のトランジスタＭ１で生じる損失が増加する。実施形態３に係るボトム電圧制御部２３１は、図３に示した特性を利用して、出力電圧ＶＬＥＤ−のボトム電圧が均衡電圧ＶＤに収束されるように、定電流回路２１の参照電圧Ｖｒｅｆを変化させる。

先ず、ボトム電圧制御部２３１は、参照電圧Ｖｒｅｆが図３の範囲Ｈ１にあるとき、リップル検出回路２３３の出力が正値となり、損失検出回路２３２の出力が略ゼロとなることで、誤差演算器２３４から負の出力が行われる。これにより、電流アンプ２３５から負電流が出力され、コンデンサＣｒｂから電流が引き抜かれて、参照電圧Ｖｒｅｆが低下する。したがって、低電位側の出力電圧ＶＬＥＤ−のボトム電圧が均衡電圧ＶＤに近づくように作用する。

一方、参照電圧Ｖｒｅｆが図３の範囲Ｈ１から範囲Ｈ２へ移ると、リップル検出回路２３３の出力は略ゼロとなり、損失検出回路２３２の出力は正値となることで、誤差演算器２３４から正の出力が行われる。これにより、電流アンプ２３５から正電流が出力され、コンデンサＣｒｂに電流が流し込まれて、参照電圧Ｖｒｅｆが上昇する。したがって、低電位側の出力電圧ＶＬＥＤ−のボトム電圧が均衡電圧ＶＤに近づくように作用する。このような作用により、出力電圧ＶＬＥＤ−のボトム電圧は、均衡電圧ＶＤ収束される。

また、参照電圧Ｖｒｅｆが図３の範囲Ｈ２の任意の値で安定しそうになった場合でも、電流アンプ２３５の反転入力端子に入力されている正電圧により、コンデンサＣｒｂの電圧（参照電圧Ｖｒｅｆ）に変動が与えられる。これにより、参照電圧Ｖｒｅｆが範囲Ｈ２の任意の値で長く安定することはなく、上述したように低電位側の出力電圧ＶＬＥＤ−のボトム電圧を均衡電圧ＶＤに収束する作用が得られる。

以上のように、実施形態３の電源装置１Ｂによれば、高調波を抑制しつつ交流電源ＡＣから直流電圧を生成することで、変換された直流電圧にリップルが生じても、定電流回路２１の制御により、負荷に出力される出力電流Ｉｏｕｔのリップルを十分に抑制することができる。これにより、例えば発光ダイオード６１の照明光にフリッカか発生してしまうことを抑制できる。

さらに、実施形態３の電源装置１Ｂによれば、ボトム電圧制御部２３１により、低電位側の出力電圧ＶＬＥＤ−のボトム電圧が、均衡電圧ＶＤに収束するように制御される。これにより、前述の実施形態１で説明したのと同様の作用によって、出力電流Ｉｏｕｔのリップルを抑制しつつ、定電流回路２１のトランジスタＭ１で生じる損失を低減することができる。

（実施形態４）
図６は、本発明に係る実施形態４の電源装置を示す回路図である。

実施形態４の電源装置１Ｃは、ボトム電圧制御部３３１の構成が、実施形態３と異なり、他の構成要素は実施形態３と同様である。以下、異なる構成要素のみ詳細に説明する。

実施形態４のボトム電圧制御部３３１は、予め固定値として設定された均衡電圧ＶＤに収束するように、低電位側の出力電圧ＶＬＥＤ−のボトム電圧を制御するように構成されている。均衡電圧ＶＤは、電源装置１Ｃに接続される負荷の大きさ及び動作環境等を考慮して予め計算され、ボトム電圧制御部３３１に設定される。ボトム電圧制御部３３１は、低電位側の出力電圧ＶＬＥＤ−のボトム電圧を検出及び保持するボトム電圧検出部３３２と、基準電圧ＶＤｒｅｆを生成する基準回路３３３と、定電流回路２１のコンデンサＣｒｂに電流を挿抜する電流アンプ３３４とを備える。基準電圧ＶＤｒｅｆは、上記計算された均衡電圧ＶＤと等しくなるように設定されている。

図６の電源装置１Ｃにおいて、ボトム電圧制御部３３１、並びに、定電流回路２１のエラーアンプ２２及び電流制御用のトランジスタＭ１は、１チップの半導体集積回路に設けられている。なお、電流制御用のトランジスタＭ１は、半導体集積回路に含めず、半導体集積回路に外付けされる構成としてもよい。

＜動作説明＞
ボトム電圧制御部３３１では、ボトム電圧検出部３３２が出力電圧ＶＬＥＤ−のボトム電圧を一周期のリップル波形ごとに検出及び保持する。リップル波形の周期は、例えば交流電源ＡＣの周波数に依存する。電流アンプ３３４は、保持されたボトム電圧と基準電圧ＶＤｒｅｆとの電圧差に応じた電流をコンデンサＣｒｂに出力する。これにより、コンデンサＣｒｂから電流が挿抜されて定電流回路２１の参照電圧Ｖｒｅｆが昇降し、出力電流Ｉｏｕｔが増減することで、出力電圧ＶＬＥＤ−のボトム電圧が均衡電圧ＶＤに収束する。

図７は、実施形態４におけるボトム電圧制御の作用を説明する図であり、（Ａ）は一次側からの供給電力の変化、（Ｂ）は二次側の電圧変化、（Ｃ）は低電位側の出力電圧のボトム電圧の変化、（Ｄ）は出力電流の変化をそれぞれ示す。

実施形態４の電源装置１Ｃによれば、回路の変動誤差として、例えば図７（Ａ）に示すように、トランスＴ０の一次側から供給される電力が標準値「ＴＹＰ」から増加又は減少する方に誤差が生じたとする。この場合、図７（Ｂ）に示すように、トランスＴ０の二次側に送られる直流電圧の電圧値が同様に増加又は減少する。

ここで、ボトム電圧制御部３３１の制御がなければ、図７（Ｃ）の特性線Ａに示すように、高電位側の出力電圧ＶＬＥＤ＋の変化に合わせて、低電位側の出力電圧ＶＬＥＤ−のボトム電圧も増加又は減少する。この場合、出力電流Ｉｏｕｔは定電流制御による所定の電流とされているので、低電位側の出力電圧ＶＬＥＤ−が増減することで、図１（Ｂ）、図１（Ｃ）に示したように、トランジスタＭ１で生じる損失が増えたり（電力が増加した場合）、トランジスタＭ１でリップルを吸収しきれずに出力電流Ｉｏｕｔにリップルが生じたり（電力が減少した場合）する。

しかし、実施形態４の電源装置１Ｃによれば、ボトム電圧制御部３３１の制御により、図７（Ｃ）の特性線Ｂに示すように、低電位側の出力電圧ＶＬＥＤ−のボトム電圧が均衡電圧ＶＤに維持される。これにより、図７（Ｄ）に示すように、定電流回路２１が制御する電流が増減されて、出力電流Ｉｏｕｔが供給電力の変化に合わせて増加又は減少する。これにより、供給電力の変化に合わせて、負荷である発光ダイオード６１に流れる電流が増減する。さらに、定電流回路２１が制御する電流が適正化されて、供給電力が増加した場合には、トランジスタＭ１のオン抵抗が減少されてトランジスタＭ１で生じる損失が低減され、供給電力が減少した場合には、トランジスタＭ１のオン抵抗が増加されて出力電流Ｉｏｕｔのリップルが抑制される作用を得ることができる。

同様に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力コンデンサＣｏｕｔの容量値が経年劣化等により低下し、変換された直流電圧のリップルが大きくなるような変動が生じたとする。このような場合、ボトム電圧制御部３３１の制御がなく、出力電流Ｉｏｕｔを所定の電流に制御するままだと、出力電流Ｉｏｕｔにリップルが生じる場合がある。しかし、ボトム電圧制御部３３１がボトム電圧を維持する制御を行うことで、トランジスタＭ１のオン抵抗が増加されて出力電流Ｉｏｕｔが低減されることで、出力電流Ｉｏｕｔに生じるリップルを抑制することができる。

以上のように、実施形態４の電源装置１Ｃによれば、高調波を抑制しつつ交流電源ＡＣから直流電圧を生成することで、変換された直流電圧にリップルが生じても、定電流回路２１の制御により、負荷に出力される出力電流Ｉｏｕｔのリップルを十分に抑制することができる。さらに、ボトム電圧制御部３３１により、低電位側の出力電圧ＶＬＥＤ−のボトム電圧が、均衡電圧ＶＤに維持されるので、出力電流Ｉｏｕｔのリップルを抑制しつつ、定電流回路２１のトランジスタＭ１で生じる損失を低減することができる。

（実施形態５）
図８は、本発明に係る実施形態５の電源装置を示す回路図である。

実施形態５に係る電源装置１Ｄは、主に、実施形態２の電源装置１Ａに最低電位クランプ回路２５を加えた構成である。

なお、前述の実施形態２の電源装置１Ａでは、２つの電流源Ｉ３、Ｉ４とスイッチＳＷ２を用いてコンデンサＣｒの電流を挿抜して参照電圧Ｖｒｅｆを変化させるように構成されている。これに対して、図８の電源装置１Ｄでは、電流アンプ１３７Ｄの正電流又は負電流の出力によりコンデンサＣｒｂから電流を挿抜して参照電圧Ｖｒｅｆを変化させるように構成されている。これらの構成は異なるが、リップル検出回路１３２の検出結果に基づく参照電圧Ｖｒｅｆへの作用は同様のものである。

最低電位クランプ回路２５は、ボトム電圧制御部１３１によって定電流回路２１の参照電圧Ｖｒｅｆが低下するように制御された場合でも、参照電圧Ｖｒｅｆが所定の最低値より低くならないようにクランプする回路である。最低電位クランプ回路２５は、ボトム電圧制御部１３１とともに１つの半導体集積回路に設けられていてもよい。

例えばＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力コンデンサＣｏｕｔが経年劣化等により容量値が低下するような場合、変換された直流電圧のリップルが大きくなる。そして、実施形態１〜実施形態３の電源装置１〜１Ｂでは、出力電流Ｉｏｕｔのリップルを除去するために、ボトム電圧制御部３１、１３１、２３１か際限なく定電流回路２１の参照電圧Ｖｒｅｆを小さい値に変化させてしまう。すると、トランジスタＭ１が消費する電力が大きくなって、発熱量が上がってしまう。

実施形態５の電源装置１Ｄは、ボトム電圧制御部１３１により参照電圧Ｖｒｅｆを低下させる制御がなされても、最低電位クランプ回路２５が、所定の電位以下にしないようにクランプする。これにより、例えばトランジスタＭ１又はその周囲の耐熱温度が低い場合でも、トランジスタＭ１の発熱量を所定の範囲に抑えて、耐熱温度を超えないようにすることができる。なお、最低電位クランプ回路２５は、実施形態１〜３の電源装置１〜１Ｂに追加して、同様の効果を奏することができる。

（実施形態６）
図９は、本発明に係る実施形態６の電源装置を示す回路図である。実施形態６に係る電源装置１Ｅは、整流回路２、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１、電流制御部であるトランジスタＭ１、電流検出抵抗Ｒ１、及び電流制御回路５０を備える。電源装置１Ｅには、出力端子ｔａ、ｔｂ間に負荷として照明用の発光ダイオード６１が接続される。実施形態１と同一の構成要素は、実施形態１と同一の符号を付して詳細な説明を省略する。

電流制御回路５０は、参照電圧Ｖｒｅｆとソース電圧Ｖ＿ＭＯＳ＿Ｓ（電流検出電圧）との差が小さくなるようにトランジスタＭ１を駆動して、出力電流Ｉｏｕｔを制御する。さらに、電流制御回路５０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１のリップル電圧が含まれる出力電圧ＶＬＥＤ−と、出力電流の大きさを示すソース電圧（電流検出電圧）Ｖ＿ＭＯＳ＿Ｓとに基づいて、出力電流Ｉｏｕｔのリップルが抑制されつつ、トランジスタＭ１における損失が低減されるように、参照電圧Ｖｒｅｆを制御する。

具体的には、電流制御回路５０は、参照電圧Ｖｒｅｆを保持するコンデンサＣｒと、参照電圧Ｖｒｅｆとソース電圧Ｖ＿ＭＯＳ＿Ｓ（電流検出電圧）との差が小さくなるようにトランジスタＭ１に駆動信号を出力するエラーアンプ２２とを有する。さらに、電流制御回路５０は、コンデンサＣｒに保持される参照電圧Ｖｒｅｆを引上げ可能な第１の電流源Ｉ１１及びスイッチＳＷ１（第１引上げ回路に相当）と、コンデンサＣｒに保持される参照電圧Ｖｒｅｆを引下げ可能な第２の電流源Ｉ１２及びスイッチＳＷ２Ｅ（引下げ回路に相当）とを備える。さらに、電流制御回路５０は、基準電圧Ｖ０の生成回路Ｅ５１と、バッファ５４及び分圧抵抗Ｒ５１、Ｒ５２を有する分圧回路５３と、第１比較器５１と、第２比較器５２とを有する。

第１比較器５１は、分圧回路５３が生成した分圧電圧Ｖ５３と、ソース電圧Ｖ＿ＭＯＳ＿Ｓとを比較し、分圧電圧Ｖ５３よりもソース電圧Ｖ＿ＭＯＳ＿Ｓが低いときにスイッチＳＷ２をオンにして参照電圧Ｖｒｅｆを引き下げる。第２比較器５２は、基準電圧Ｖ０と出力電圧ＶＬＥＤ−とを比較し、基準電圧Ｖ０よりも出力電圧ＶＬＥＤ−が高いときに、スイッチＳＷ１をオンにして参照電圧Ｖｒｅｆを引上げる。

分圧回路５３は、参照電圧Ｖｒｅｆを所定の分圧比で分圧した分圧電圧Ｖ５３を生成する。分圧比は、１−（出力電流Ｉｏｕｔの上端値に対する許容されるリップル電流の割合）に設定されている。例えば負荷が照明の場合、照明装置の仕様として１０％のリップルを許容する場合、分圧比は９０％となる。したがって、出力電流Ｉｏｕｔに含まれるリップル電流が許容される割合を超えた場合に、第１比較器５１がスイッチＳＷ２Ｅをオンするように動作する。

基準電圧Ｖ０は、出力電流Ｉｏｕｔのリップルがゼロとなるときの出力電圧ＶＬＥＤ−よりも高い電圧値に予め設定されている。一方で、基準電圧Ｖ０は、或る電圧値よりも小さい値に設定されている。例えば、調光機能によりＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電力が切り替え可能に構成される場合、出力電力が大きく切り替えられた直後には、出力電圧ＶＬＥＤ−が上昇する。この場合、基準電圧Ｖ０は、この上昇した電圧値よりも小さい値に設定される。このような設定により、例えば調光機能により出力電力が切り替えられたようなときに、第２比較器５２がスイッチＳＷ１をオンするように動作する。

電流源Ｉ１１の電圧の引上げ能力は、電流源Ｉ１２の電圧の引下げ能力よりも高い（例えば２倍以上高い）。すなわち、単位時間当たりの、電流源Ｉ１１の電流の流し込み量と、電流源Ｉ１２の電流の引き抜き量とは、前者の方が大きい。これにより、スイッチＳＷ１がオンされたときの参照電圧Ｖｒｅｆの上昇量は大きく、スイッチＳＷ２がオンされたときの参照電圧Ｖｒｅｆの下降量は小さくされる。

図９の電源装置１Ｅにおいて、電流制御回路５０、トランジスタＭ１及び電流検出抵抗Ｒ１は、１チップの半導体集積回路に設けられている。なお、電流制御用のトランジスタＭ１、電流検出抵抗Ｒ１、分圧抵抗Ｒ５１、Ｒ５２のいずれか又は全部は、半導体集積回路に含めず、半導体集積回路に外付けされる構成としてもよい。

＜動作説明＞
図１０は、実施形態６の電源装置の制御動作を説明する波形図である。図１１は、第１比較器の制御動作を説明する信号波形図である。図１２は、第２比較器の制御動作を説明する信号波形図である。

実施形態１〜４の電源装置１〜１Ｃでは、出力電圧ＶＬＥＤ−のボトム電圧の変化を頼りに、図３の範囲Ｈ１と範囲Ｈ２との境界に電源装置１〜１Ｄの状態が収束するようにトランジスタＭ１が制御されていた。一方、実施形態６の電源装置１Ｅでは、出力電流Ｉｏｕｔの大きさを示すソース電圧Ｖ＿ＭＯＳ＿Ｓに、抑制された範囲でリップルが僅かに残っているとき（例えば１０％のリップルが残っているとき）に、トランジスタＭ１の制御を固定させる。これにより、電源装置１Ｅの状態が、図３の範囲Ｈ１と範囲Ｈ２との境界周辺に収束されるように制御される。すなわち、出力電流Ｉｏｕｔのリップルが例えば１０％に抑制された範囲で、出力電圧ＶＬＥＤ−のボトム電圧が最小の電圧である均衡電圧ＶＤに収束される。

電源装置１Ｅの起動、あるいは調光機能によりＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電力が大きい値に切り替えられたとする。すると、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力能力が、トランジスタＭ１が流せる電流量（参照電圧Ｖｒｅｆ）に対して、大きくなることで、出力電圧ＶＬＥＤ−が上昇する（期間Ｔ５１、図１０、図１２）。第２比較器５２では、出力電圧ＶＬＥＤ−と基準電圧Ｖ０とを比較しており、図１２に示すように、期間Ｔ５１では出力電圧ＶＬＥＤ−が基準電圧Ｖ０を上回るので、第２比較器５２の出力がハイレベルとなる。これにより、第１の電流源Ｉ１１が参照電圧Ｖｒｅｆを引上げる。この引上げにより、電源装置１Ｅの状態は、図３の範囲Ｈ２の状態から範囲Ｈ１の状態（出力電流Ｉｏｕｔにリップルが生じる状態）に遷移する。第１の電流源Ｉ１１の能力は高いので、参照電圧Ｖｒｅｆの引上げは速やかに達成される。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力に応じて参照電圧Ｖｒｅｆが大きくなり、トランジスタＭ１が流せる電流量が、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力能力に対して大きくなると、出力電流Ｉｏｕｔ及びソース電圧Ｖ＿ＭＯＳ＿Ｓにリップルが生じる（期間Ｔ５２）。図１１に示すように、第１比較器５１では、ソース電圧Ｖ＿ＭＯＳ＿Ｓと分圧電圧Ｖ５３とを比較している。分圧電圧Ｖ５３は、参照電圧Ｖｒｅｆの例えば９０％などに設定されており、リップルがソース電圧Ｖ＿ＭＯＳ＿Ｓの上端電圧に対して例えば１０％以上になると、第１比較器５１の出力がハイレベルになる。つまり、第１比較器５１は、１０％以上のリップルがあることを検出する。この検出により、第２の電流源Ｉ１２が参照電圧Ｖｒｅｆを徐々に低下させる。

参照電圧Ｖｒｅｆが低下すると、トランジスタＭ１が流せる電流量が、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力能力に釣り合っていき、ソース電圧Ｖ＿ＭＯＳ＿Ｓのリップルが小さくなる。すなわち、電源装置１Ｅの状態が、図３の範囲Ｈ１の左側から範囲Ｈ２との境界へ近づいていく。そして、リップルの大きさが１０％を下回ると、ソース電圧Ｖ＿ＭＯＳ＿Ｓが分圧電圧Ｖ５３を下回らなくなることから、第１比較器５１の出力はローレベルを維持する（期間Ｔ５３、図１１）。このとき、電源装置１Ｅの状態は、図３の範囲Ｈ１と範囲Ｈ２との境界周辺、出力電流Ｉｏｕｔに抑制された範囲のリップル（僅かなリップル）が含まれた状態となる。

そして、この状態において、第１比較器５１の出力と第２比較器５２の出力とは両方ともローレベルとなり、参照電圧Ｖｒｅｆは固定され、電源装置１Ｅの状態が維持される。すなわち、出力電流Ｉｏｕｔのリップルが抑制され、かつ、トランジスタＭ１の損失が最小の状態が維持される。

以上のように、実施形態６の電源装置１Ｅによれば、第２比較器５２と、第２比較器５２の比較結果に応じて参照電圧Ｖｒｅｆを引き上げる第１の電流源Ｉ１１及びスイッチＳＷ１を有する。これにより、電源装置１Ｅの起動時又は調光機能により出力能力が上げられた際に、参照電圧Ｖｒｅｆを上昇させて、電源装置１Ｅの状態を、出力電流Ｉｏｕｔにリップルが生じる範囲Ｈ１（図３）の状態まで遷移させることができる。さらに、実施形態６の電源装置１Ｅによれば、参照電圧Ｖｒｅｆの分圧電圧Ｖ５３とソース電圧Ｖ＿ＭＯＳ＿Ｓとを比較する第１比較器５１と、第１比較器５１の比較結果に応じて参照電圧Ｖｒｅｆを引き下げる第２の電流源Ｉ１２及びスイッチＳＷ２Ｅを有する。これにより、出力電流Ｉｏｕｔのリップルが大きくなった場合に、このリップルを抑制された範囲まで収束させることができる。また、第１比較器５１は、リップルが少し残っているときに、参照電圧Ｖｒｅｆの引下げを終了するので、リップルがゼロとなりトランジスタＭ１の損失が大きくなる範囲Ｈ２（図３）まで、電源装置１Ｅの状態を遷移させない。このような制御動作により、出力電流Ｉｏｕｔのリップルが抑制され、かつ、トランジスタＭ１の損失を最小にできる。

さらに、実施形態６の電源装置１Ｅによれば、第１の電流源Ｉ１１の能力が、第２の電流源Ｉ１２の能力より高く設定されている。これにより、電源装置１Ｅの起動時又は調光機能により出力能力が上げられた際に、参照電圧Ｖｒｅｆを速やかに上昇させることができる。また、出力電流Ｉｏｕｔのリップルを抑制された範囲に収束させる際に、参照電圧Ｖｒｅｆを徐々に低下させることができ、参照電圧Ｖｒｅｆを適切な値に調整することができる。

（実施形態７）
図１３は、本発明に係る実施形態７の電源装置を示す回路図である。実施形態７の電源装置１Ｆは、実施形態６の構成要素に加えて、第２の分圧電圧Ｖ５９を生成する要素（分圧抵抗Ｒ５１ａ、Ｒ５１ｂ）と、第３比較器５７と、論理部５８と、第３の電流源Ｉ１３及びスイッチＳＷ３（第２引上げ回路に相当）とが追加されている。実施形態６と同様の構成要素については、同一符号を付して詳細な説明を省略する。

第３の電流源Ｉ１３及びスイッチＳＷ３は、コンデンサＣｒに電流を流し込んで、コンデンサＣｒに保持される参照電圧Ｖｒｅｆを引上げ可能である。第３の電流源Ｉ１３の電圧の引上げ能力は、電流源Ｉ１２の電圧の引下げ能力よりも低い（例えば２倍以上低い）。すなわち、単位時間当たりの、電流源Ｉ１２の電流の引き抜き量と、電流源Ｉ１３の電流の流し込み量とは、前者の方が大きい。これにより、スイッチＳＷ３がオンされたときの参照電圧Ｖｒｅｆの上昇量を、スイッチＳＷ２Ｅがオンされたときの参照電圧Ｖｒｅｆの下降量よりも小さくできる。

第２の分圧回路５９は、参照電圧Ｖｒｅｆを所定の分圧比で分圧した分圧電圧Ｖ５９を生成する。第２の分圧電圧Ｖ５９の分圧比は、第１の分圧電圧Ｖ５３の分圧比よりも大きく設定されている。例えば、第１の分圧電圧Ｖ５３の分圧比が９０％、第２の分圧電圧Ｖ５９の分圧比が９５％に設定されている。

第３比較器５７は、分圧電圧Ｖ５９とソース電圧Ｖ＿ＭＯＳ＿Ｓとを比較し、分圧電圧Ｖ５９よりもソース電圧Ｖ＿ＭＯＳ＿Ｓが下回ったときにハイレベルの信号を出力する。

図１４は、論理部の構成の一例を示す回路図である。図１５は、論理部の動作を説明するタイムチャートである。

論理部５８は、第１比較器５１の出力と第３比較器５７の出力とに基づき、第１比較器５１の出力が無いまま、リップル周期より大きな所定時間を経過した場合に、絞り過ぎ検出信号を出力してスイッチＳＷ３を所定時間オンさせる。具体的には、図１５に示すように、論理部５８は、第３比較器５７の立ち上りからタイマー５８７の計数を開始し、第１比較器５１の立下りがあれば、タイマー５８７の計数をリセットする。あるいは、タイマー５８７が所定時間Ｔ６０を計数したら、タイマー５８７の計数がリセットされる。そして、タイマー５８７の計数値がリップル周期より大きな所定時間Ｔ６０を超えたら、絞り過ぎ検出信号を出力して、スイッチＳＷ３を所定のパルス期間にオンさせる。所定時間Ｔ６０は、例えばリップルの周期が１００Ｈｚ又は１２０Ｈｚであれば、１２ｍｓ程度の値に設定されてもよい。絞り過ぎとは、出力電流Ｉｏｕｔのリップルの割合（大きさ）が目標の収束値（例えば１０％）よりも小さい状態を意味する。

論理部５８は、一例として、図１４に示すように、第３比較器５７の出力の立上りを検出する立上り検出器５８１と、第１比較器５１の出力の立下りを検出する反転器５８２及び立上り検出器５８３とを有する。さらに、論理部５８は、ＯＲ回路５８４を介して立上り検出器５８１の出力をセット端子に入力するフリップフロップ５８６と、フリップフロップ５８６の出力がハイレベルの期間に計数動作し、所定時間Ｔ６０を計数するタイマー５８７とを有する。さらに、論理部５８は、タイマー５８７が所定時間Ｔ６０を計数したときに所定幅のパルスを出力するワンショット回路５８８と、遅延器５８９とを有する。遅延器５８９は、絞り過ぎ検出信号の出力時に、フリップフロップ５８６にリセット信号が出力され、リセット後に再びフリップフロップ５８６にセット信号が出力されるように遅延を及ぼす。立上り検出器５８３の出力はＯＲ回路５８５を介してフリップフロップ５８６のリセット端子に入力され、遅延器５８９の出力は２つのＯＲ回路５８４、５８５に送られる。遅延器５８９は、タイマー５８７の動作が不安定にならない程度の遅延（例えば１００ｎｓ）を及ぼせばよい。このような回路例により、上述した論理部５８の動作を実現できる。

以上のように、実施形態７の電源装置１Ｆによれば、実施形態１と同様の動作によって、出力電流Ｉｏｕｔに抑制された範囲のリップル（僅かなリップル）が生じる均衡状態とされる。さらに、実施形態７の電源装置１Ｆによれば、均衡状態となった後、論理部５８による参照電圧Ｖｒｅｆの絞り込み抑制の制御が行われる。出力電流Ｉｏｕｔに僅かなリップルが含まれる均衡状態となった後、何らかの変動要素があると、出力電流Ｉｏｕｔのリップルがより小さくなって、トランジスタＭ１で損失が大きくなる状態へ遷移する恐れが生じる。しかし、論理部５８の制御によって、ソース電圧Ｖ_ＭＯＳ_Ｓのボトム電圧が第２の分圧電圧Ｖ５９と第１の分圧電圧Ｖ５３との間にある時間が長くなると、参照電圧Ｖｒｅｆを上げて出力電流Ｉｏｕｔのリップルを僅かに大きくする。これにより、出力電流Ｉｏｕｔのリップルの大きさは、第１の分圧電圧Ｖ５３によって設定される割合（例えば１０%）から外れていくことが抑制される。このような制御により、出力電流Ｉｏｕｔのリップルが抑制され、かつ、トランジスタＭ１の損失が最小となる状態を、より安定的に維持することができる。

なお、実施形態７の電源装置１Ｆでは、第２の分圧電圧Ｖ５９を生成し、これとソース電圧Ｖ_ＭＯＳ_Ｓとの比較結果を利用して、第１比較器５１の出力が無い期間を計数していた。しかし、第２の分圧電圧Ｖ５９及び第３比較器５７は設けずに、第１比較器５１の前回のハイレベルの出力から、第１比較器５１のハイレベルの出力が無い期間を計数し、この期間に基づき、絞り過ぎの検出を同様に行ってもよい。また、実施形態７の論理部５８は、タイマー５８７を用いて期間を計数する構成を採用したが、タイマー５８７を用いずに、出力電圧ＶＬＥＤ−に含まれるリップルの周期を用いて期間の判別を行うようにしてもよい。これらの構成を採用した具体的な一例が、図１６の変形例である。実施形態７の論理部５８は、図１６の論理部５８Ｇに変更してもよい。図１６の変形例を採用する場合、第２の分圧電圧Ｖ５９を生成する構成と、第３比較器５７は不要となる。

（変形例）
図１６は、論理部の変形例を示す回路図である。図１７は、図１６の論理部の動作を説明するタイムチャートである。

変形例の論理部５８Ｇは、期間の判定基準を設けるために、出力電圧ＶＬＥＤ−と２つの基準電圧Ｖ１、Ｖ２とを比較する２つのコンパレータ５９１、５９２及び２つのワンショット回路５９３、５９４を有する。基準電圧Ｖ１、Ｖ２は、出力電圧ＶＬＥＤ−に生じるリップル電圧のボトム電圧と上端電圧との間の大きさになるように生成回路Ｅ６１、Ｅ６２により生成される。これらによって、略リップル周期の２つのトリガ信号Ｔｒｇ１、Ｔｒｇ２を生成することができる。

さらに、論理部５８Ｇは、第１比較器５１の出力の立上りを検出してトリガ信号Ｔｒｇ３を出力するワンショット回路５９５と、トリガ信号Ｔｒｇ３をセット端子に入力し、トリガ信号Ｔｒｇ１をリセット端子に入力するフリップフロップ５９６とを有する。これにより、第１比較器５１のハイレベルの出力がある場合に、トリガ信号Ｔｒｇ２と重なるリップル検出信号ＤＲ’を、フリップフロップ５９６から出力することができる。

さらに、論理部５８Ｇは、リップル検出信号ＤＲ’をＤ端子に受け、トリガ信号Ｔｒｇ２をクロック端子に受けるＤフリップフロップ５９７を有する。これにより、トリガ信号Ｔｒｇ２をクロック信号として、一回のリップル周期中に、第１比較器５１のハイレベル出力が有るか否かの検出結果を、Ｄフリップフロップ５９７で維持することができる。これにより、Ｄフリップフロップ５９７から、上記の検出結果が維持された（リップル周期の期間維持された）リップル検出ホールド信号ＤＲ’＿Ｈと、これを反転したリップル検出ホールド信号ＤＲ’＿ＨＢが出力される。

さらに、論理部５８Ｇは、２つの入力端子に、トリガ信号Ｔｒｇ１と、リップル検出ホールド信号ＤＲ’＿ＨＢとを受けるＡＮＤ回路５９８を有し、ＡＮＤ回路５９８から絞り過ぎ検出信号を出力する。

上記構成の論理部５８Ｇによれば、上述した各部の動作により、図１７に示すように信号が生成され、これにより、ソース電圧Ｖ＿ＭＯＳ＿Ｓが、リップル周期の間、第１の分圧電圧Ｖ５３を下回らない場合に、絞り過ぎ信号が出力される。そして、絞り過ぎ信号により、参照電圧Ｖｒｅｆが僅かに上昇し、出力電流Ｉｏｕｔのリップルが僅かに大きくなる。これにより、出力電流Ｉｏｕｔのリップルの大きさが、第１の分圧電圧Ｖ５３によって設定される割合（例えば１０%）から外れていくことが抑制される。このような制御により、出力電流Ｉｏｕｔのリップルが抑制され、かつ、トランジスタＭ１の損失が最小となる状態を、より安定的に維持することができる。

以上、本発明の各実施形態について説明した。しかし、本発明は上記の実施形態に限られない。例えば、上記実施形態では、電圧変換回路からリップルを含んだ直流電圧が出力される第１電位点として、低電位側の出力端子ｔｂ（トランジスタＭ１のドレイン電圧）を適用した例を示した。しかし、本発明に係る第１電位点は、電圧変換回路の高電位側の出力部から電流制御部までの出力電流の電流経路上であれば、どこに設定されてもよい。また、上記実施形態では、出力電流の大きさを示す電流検出電圧として、ソース電圧Ｖ＿ＭＯＳ＿Ｓを適用した例を示した。しかし、電流検出電圧は、これに限られず、電流検出要素（電流検出抵抗など）が、出力電流経路上の別の箇所に設けられた場合には、そこから電流検出電圧を入力する構成としてもよい。例えば、上記実施形態では、定電流回路が電流検出抵抗Ｒ１を有する構成を示した。しかし、定電流回路は、電流検出抵抗Ｒ１が省略される一方、出力端子ｔａ、ｔｂに接続される負荷を電流検出抵抗Ｒ１の代わりに利用して、電流検出電圧を生成する構成としてもよい。また、上記実施形態では、第１比較器〜第３比較器をコンパレータとして説明したが、差動回路又は論理回路を組み合わせて比較を行う構成としてもよい。

また、上記実施形態では、発光ダイオードを駆動する電源装置に本発明を適用した例を示したが、本発明に係る電源装置は、照明用の有機ＥＬ（Electro Luminescence）素子を駆動する電源装置に適用してもよいし、その他、一定の電流を消費する任意の負荷を駆動する電源装置に適用してもよい。また、ＤＣ／ＤＣコンバータとしては、フォワード式のコンバータ又は非絶縁型の昇降圧コンバータなど、様々な変形例を適用できる。その他、電流制御用のトランジスタの種類、電流回路が制御する電流値に変動を加える変動付加部の構成など、実施形態で具体的に示した構成は、発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。

１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅ，１Ｆ・・・電源装置、２・・・整流回路、１１・・・ＤＣ／ＤＣコンバータ、１４・・・制御回路、２１・・・定電流回路、２２・・・エラーアンプ、２５・・・最低電位クランプ回路、３１，１３１，２３１，３３１・・・ボトム電圧制御部、３２，２３２・・・損失検出回路、３３，１３４・・・ボトム検出部、３４，３５・・・電圧保持部、３６，１３５・・・減算器、３７，１３７・・・コンパレータ、６１・・・発光ダイオード、１３２，２３３・・・リップル検出回路、１３３・・・ピーク検出部、１３７Ｄ，２３５，３３４・・・電流アンプ、２３４・・・誤差演算器、２３６・・・電圧源、３３２・・・ボトム電圧検出部、３３３・・・基準回路、ＡＣ・・・交流電源、Ｃｏｕｔ・・・出力コンデンサ、Ｃｒ，Ｃｒｂ・・・コンデンサ、Ｔ０・・・トランス、Ｍ０・・・スイッチング素子、Ｍ１・・・トランジスタ（電流制御部）、Ｒ１・・・電流検出抵抗、ＳＷ１，ＳＷ２・・・スイッチ、ｔａ，ｔｂ・・・出力端子、Ｉ１〜Ｉ４，Ｉ１１〜Ｉ１３・・・電流源、Ｉｏｕｔ・・・出力電流、Ｖｒｅｆ・・・参照電圧、ＶＤ・・・均衡電圧、ＶＤｒｅｆ・・・基準電圧、ＶＬＥＤ＋，ＶＬＥＤ−・・・出力電圧、Ｖ＿ＭＯＳ＿Ｓ・・・ソース電圧、５０・・・電流制御回路、ＳＷ１，ＳＷ２Ｅ，ＳＷ３・・・スイッチ、５１・・・第１比較器、５２・・・第２比較器、５７・・・第３比較器、５３，５９・・・分圧回路、５８，５８Ｇ・・・論理部、５８７・・・タイマー

Claims (15)

1. 交流電源から直流電圧を生成し、前記直流電圧を一対の出力端子間に出力する電圧変換回路と、
   出力電流が流れる第１電流経路上に設けられ、前記第１電流経路の電流を制御する電流制御部と、
   前記第１電流経路のうち前記電圧変換回路の高電位側の出力部から前記電流制御部までの経路上に設定された第１電位点の電圧と、前記出力電流の大きさを示す電流検出電圧とに基づいて、前記出力電流に生じるリップルが抑制されるように前記電流制御部を駆動する電流制御回路と、
   を備えることを特徴とする電源装置。
2. 前記電流制御回路は、前記第１電位点のリップル電圧のボトム電圧が最小の電圧である均衡電圧に収束するように、前記電流制御部を駆動することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
3. 前記電流制御回路は、
   参照電圧を保持する電圧保持部と、
   前記参照電圧と前記電流検出電圧との差が小さくなるように前記電流制御部に駆動信号を出力する差動回路と、
   前記参照電圧を引下げ可能な引下げ回路と、
   前記参照電圧を分圧した第１分圧電圧を生成する第１分圧回路と、
   前記第１分圧電圧と前記電流検出電圧とを比較し、前記第１分圧電圧よりも前記電流検出電圧が低い場合に前記引下げ回路に前記参照電圧を引下げさせる第１比較器と、
   を有することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電源装置。
4. 前記電流制御回路は、
   前記参照電圧を引上げ可能な第１引上げ回路と、
   予め定められた基準電圧と記第１電位点の電圧とを比較し、前記基準電圧よりも前記第１電位点の電圧が高い場合に前記第１引上げ回路に前記参照電圧を引上げさせる第２比較器と、
   を有することを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
5. 前記基準電圧は、前記出力電流のリップルがゼロとなる前記第１電位点の電圧よりも高く、
   前記第１分圧回路の分圧比は、１−（前記出力電流の上端値に対する許容されるリップル電流の大きさの割合）に設定されていることを特徴とする請求項４記載の電源装置。
6. 前記第１引上げ回路の電圧の引上げ能力よりも、前記引下げ回路の電圧の引下げ能力が低いことを特徴とする請求項４又は請求項５に記載の電源装置。
7. 前記電流制御回路は、
   前記引下げ回路の電圧の引下げ能力よりも低い能力で前記参照電圧を引上げ可能な第２引上げ回路と、
   前記電流検出電圧が前記第１分圧電圧を下回らない期間が所定期間を超えた場合に、前記第２引上げ回路に前記参照電圧を引上げさせる論理部と、
   を更に備えることを特徴とする請求項３から請求項６のいずれか一項に記載の電源装置。
8. 前記電流制御回路は、
   前記引下げ回路の電圧の引下げ能力よりも低い能力で前記参照電圧を引上げ可能な第２引上げ回路と、
   前記電流検出電圧が前記第１分圧電圧を下回らない期間が所定期間を超えた場合に、前記第２引上げ回路に前記参照電圧を引上げさせる論理部と、
   前記参照電圧を分圧し、前記第１分圧電圧よりも高い第２分圧電圧を生成する第２分圧回路と、
   前記第２分圧電圧と前記電流検出電圧とを比較する第３比較器と、
   を更に備え、
   前記論理部は、
   前記第２比較器の比較結果と前記第３比較器の比較結果とに基づき、前記電流検出電圧が前記第２分圧電圧を下回ってから、前記電流検出電圧が前記第１分圧電圧を下回らない期間が所定期間を超えた場合に、前記第２引上げ回路に前記参照電圧を引上げさせることを特徴とする請求項４記載の電源装置。
9. 前記電流制御回路は、
   参照電圧を保持する電圧保持部と、
   前記参照電圧と前記電流検出電圧との差が小さくなるように前記電流制御部に駆動信号を出力する差動回路と、
   前記第１電位点の電圧を検出電圧として入力し、異なるタイミングの前記検出電圧の比較に基づいて、前記参照電圧を制御するボトム電圧制御部と、
   を有することを特徴とする請求項２記載の電源装置。
10. 前記電流制御回路は、
    前記電圧保持部が保持する参照電圧に変動を加える変動付加部を更に備えることを特徴とする請求項９記載の電源装置。
11. 前記一対の出力端子間に照明装置が接続される請求項１から請求項１０のいずれか一項に記載の電源装置。
12. 交流電源から直流電圧を生成し、前記直流電圧を一対の出力端子間に出力する電圧変換回路を有する電源装置に搭載され、出力電流が流れる電流経路の電流を制御可能な電流制御部を駆動する半導体集積回路であって、
    参照電圧と前記出力電流の大きさを示す電流検出電圧との差が小さくなるように前記電流制御部に駆動信号を出力する差動回路と、
    前記参照電圧を分圧した第１分圧電圧と前記電流検出電圧とを比較し、前記第１分圧電圧よりも前記電流検出電圧が低い場合に前記参照電圧を降下させる第１比較器と、
    前記出力電流が流れる電流経路のうち前記電圧変換回路の高電位側の出力部から前記電流制御部までの経路上に設定された第１電位点の電圧と、予め定められた基準電圧とを比較し、前記基準電圧よりも前記第１電位点の電圧が高い場合に前記参照電圧を上昇させる第２比較器と、
    を備えることを特徴とする半導体集積回路。
13. 交流電源から直流電圧を生成し、前記直流電圧を一対の出力端子間に出力する電圧変換回路を有する電源装置に搭載され、出力電流が流れる電流経路の電流を制御可能な電流制御部を駆動する半導体集積回路であって、
    前記出力電流の大きさを示す電流検出電圧と参照電圧との差が小さくなるように前記電流制御部に駆動信号を出力する差動回路と、
    前記出力電流が流れる電流経路のうち前記電圧変換回路の高電位側の出力部から前記電流制御部までの経路上に設定された第１電位点のリップル電圧のボトム電圧が最小の電圧である均衡電圧に収束するように、前記参照電圧を変化させるボトム電圧制御部と、
    を備えることを特徴とする半導体集積回路。
14. 交流電源から直流電圧を生成し、前記直流電圧を一対の出力端子間に出力する電圧変換回路を有する電源装置において、出力電流が流れる電流経路の電流を制御可能な電流制御部を駆動し、前記出力電流に生じるリップルを抑制するリップル抑制方法であって、
    前記出力電流の大きさを示す電流検出電圧と参照電圧との差が小さくなるように前記電流制御部に駆動信号を出力する一方、
    前記参照電圧を分圧した第１分圧電圧と前記電流検出電圧とを比較し、前記第１分圧電圧よりも前記電流検出電圧が低い場合に前記参照電圧を降下させ、
    前記出力電流が流れる電流経路のうち前記電圧変換回路の高電位側の出力部から前記電流制御部までの経路上に設定された第１電位点の電圧と、予め定められた基準電圧とを比較し、前記基準電圧よりも前記第１電位点の電圧が高い場合に前記参照電圧を上昇させることを特徴とするリップル抑制方法。
15. 交流電源から直流電圧を生成し、前記直流電圧を一対の出力端子間に出力する電圧変換回路を有する電源装置において、出力電流が流れる電流経路の電流を制御可能な電流制御部を駆動し、前記出力電流に生じるリップルを抑制するリップル抑制方法であって、
    前記出力電流の大きさを示す電流検出電圧と参照電圧との差が小さくなるように前記電流制御部に駆動信号を出力する一方、
    前記出力電流が流れる電流経路のうち前記電圧変換回路の高電位側の出力部から前記電流制御部までの経路上に設定された第１電位点のリップル電圧のボトム電圧が最小の電圧である均衡電圧に収束するように、前記参照電圧を変化させることを特徴とするリップル抑制方法。
    

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