JP2019102844A - 方位探知アンテナ - Google Patents

Abstract

【課題】本開示は、自装置から見た他装置の方位を算出するために、他装置が電波放射源を有するとともに、自装置が電波到来角を算出するにあたり、自装置の回路構成を簡便にして、自装置のコストを低くすることを目的とする。【解決手段】本開示は、一次元方向（ｙ方向）に配置される複数のアンテナ素子１１−１、１１−２と、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の受信電力Ｙ１、Ｙ２の電力差Ｙｄｉｆを算出する受信電力合成部１２と、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の受信電力Ｙ１、Ｙ２の電力差Ｙｄｉｆに基づいて、一次元方向（ｙ方向）の電波到来角αｙを算出する電波到来角算出部１３と、を備えることを特徴とする方位探知アンテナＡ１である。【選択図】図１

Description

本開示は、電波放射源からの電波到来角を算出する技術に関する。

自動車の衝突回避のために、自車から見た他車の方位を算出する技術や、宇宙船のドッキングのために、自船から見た他船の方位を算出する技術等が、従来から存在する。

自装置から見た他装置の方位を算出するために、他装置は電波放射源を有しており、自装置は電波到来角を算出する。ここで、自装置が単一のアンテナを有するときには、アンテナの正面方向からの電波到来方向のずれ角度について、自装置は絶対値を算出することができるが符号を算出することができない。一方で、自装置が位相モノパルスを用いるときには、アンテナの正面方向からの電波到来方向のずれ角度について、自装置は絶対値を算出することができて符号を算出することもできる（例えば、特許文献１等を参照。）。

特開２０１２−１３７４４７号公報

しかし、自装置が位相モノパルスを用いるときには、自装置は位相判別回路を有する必要があるため、自装置の回路構成が複雑になり、自装置のコストが高くなる。

そこで、前記課題を解決するために、本開示は、自装置から見た他装置の方位を算出するために、他装置が電波放射源を有するとともに、自装置が電波到来角を算出するにあたり、自装置の回路構成を簡便にして、自装置のコストを低くすることを目的とする。

前記課題を解決するために、複数のアンテナ素子を一次元方向に配置したうえで、複数のアンテナ素子の受信電力の電力差に基づいて、一次元方向の電波到来角を算出する。よって、位相判別回路を有する必要がなく、電力算出回路を有すれば足りる。

具体的には、本開示は、一次元方向に配置される複数のアンテナ素子と、前記複数のアンテナ素子の受信電力の電力差を算出する受信電力差算出部と、前記複数のアンテナ素子の受信電力の電力差に基づいて、前記一次元方向の電波到来角を算出する電波到来角算出部と、を備えることを特徴とする方位探知アンテナである。

この構成によれば、自装置が一次元方向の電波到来角を算出するにあたり、自装置の回路構成を簡便にして、自装置のコストを低くすることができる。

具体的には、従来では、デジタル情報を得るために、ダウンコンバータ及び高速Ａ／Ｄが必要であった。本開示では、例えば、マイクロ波を直接アナログ処理して、ＤＣ信号が出力されるので、低速Ａ／Ｄで処理することができる。

本開示では、さらに、アナログそしてマイクロ波で直接に方向探知の信号を出せるので、Ｒａｔ−ＲａｃｅをＣＭＯＳで小型に作れれば、Ｘバンドのアクティブ集積アンテナならば、個々のパッチアンテナの裏側に、方向探知の装置、アンプ及びレギュレータがつけられる。この集積アンテナは、平面回路であるため、積層化に都合がよい。

また、本開示は、前記受信電力差算出部は、前記複数のアンテナ素子の受信位相の位相差が更に移相されることなく、前記複数のアンテナ素子の受信電力の電力差を算出することを特徴とする方位探知アンテナである。

この構成によれば、複数のアンテナ素子の受信電力の電力差は、アンテナの正面方向からの電波到来方向のずれ角度変化に対して、ずれ角度０°において極小となり、ずれ角度０°について対称に大きく変化する。例えば、図８の中段の差指向性において、複数のアンテナ素子の受信電力の電力差は、方位探知アンテナの適用範囲のうち、ずれ角度０°において極小となり、ずれ角度０°について対称に大きく変化する。よって、一次元方向の電波到来角の符号を算出することはできないが、一次元方向の電波到来角の絶対値を精度高く算出することができる。

また、本開示は、前記受信電力差算出部は、前記複数のアンテナ素子の受信位相の位相差が更に移相されたうえで、前記複数のアンテナ素子の受信電力の電力差を算出することを特徴とする方位探知アンテナである。

この構成によれば、複数のアンテナ素子の受信電力の電力差は、アンテナの正面方向からの電波到来方向のずれ角度変化に対して、有限のずれ角度において極小となり、ずれ角度０°の近傍で単調に変化する。例えば、図９の中段の差指向性において、複数のアンテナ素子の受信電力の電力差は、方位探知アンテナの適用範囲のうち、有限のずれ角度において極小となり、ずれ角度０°の近傍で単調に変化する。よって、一次元方向の電波到来角の絶対値を算出することができるとともに、一次元方向の電波到来角の符号を算出することができる。

また、本開示は、前記電波到来角算出部は、前記複数のアンテナ素子の受信電力の電力差と、前記複数のアンテナ素子の受信電力の電力和と、の比に基づいて、前記一次元方向の電波到来角を算出することを特徴とする方位探知アンテナである。

ここで、複数のアンテナ素子の受信電力の電力差と、複数のアンテナ素子の受信電力の電力和は、電波放射源の放射電力及び方位探知アンテナと電波放射源との間の距離に依存する。しかし、これらの比は、電波放射源の放射電力及び方位探知アンテナと電波放射源との間の距離に依存しない。よって、電波放射源の放射電力及び方位探知アンテナと電波放射源との間の距離が未知でも、一次元方向の電波到来角を算出することができる。例えば、図８、９の下段の比指向性において、電波放射源の放射電力及び方位探知アンテナと電波放射源との間の距離が未知でも、一次元方向の電波到来角を算出することができる。

前記課題を解決するために、複数のアンテナ素子を二次元面内に配置したうえで、各行／各列のアンテナ素子の受信電力の電力和の行間差／列間差に基づいて、行方向／列方向の電波到来角を算出する。よって、位相判別回路を有する必要がなく、電力算出回路を有すれば足りる。

具体的には、本開示は、二次元面内に配置される複数のアンテナ素子と、各行のアンテナ素子の受信電力の電力和の行間差を算出するとともに、各列のアンテナ素子の受信電力の電力和の列間差を算出する受信電力差算出部と、前記各行のアンテナ素子の受信電力の電力和の行間差に基づいて、行方向の電波到来角を算出するとともに、前記各列のアンテナ素子の受信電力の電力和の列間差に基づいて、列方向の電波到来角を算出する電波到来角算出部と、を備えることを特徴とする方位探知アンテナである。

この構成によれば、自装置が二次元面内の電波到来角を算出するにあたり、自装置の回路構成を簡便にして、自装置のコストを低くすることができる。

具体的には、従来では、デジタル情報を得るために、ダウンコンバータ及び高速Ａ／Ｄが必要であった。本開示では、例えば、マイクロ波を直接アナログ処理して、ＤＣ信号が出力されるので、低速Ａ／Ｄで処理することができる。

本開示では、さらに、アナログそしてマイクロ波で直接に方向探知の信号を出せるので、Ｒａｔ−ＲａｃｅをＣＭＯＳで小型に作れれば、Ｘバンドのアクティブ集積アンテナならば、個々のパッチアンテナの裏側に、方向探知の装置、アンプ及びレギュレータがつけられる。この集積アンテナは、平面回路であるため、積層化に都合がよい。

また、本開示は、前記受信電力差算出部は、前記各行のアンテナ素子の受信電力の電力和の行間位相差が更に移相されることなく、前記各行のアンテナ素子の受信電力の電力和の行間差を算出するとともに、前記各列のアンテナ素子の受信電力の電力和の列間位相差が更に移相されることなく、前記各列のアンテナ素子の受信電力の電力和の列間差を算出することを特徴とする方位探知アンテナである。

この構成によれば、各行／各列のアンテナ素子の受信電力の電力和の行間差／列間差は、アンテナの正面方向からの電波到来方向のずれ角度変化に対して、ずれ角度０°において極小となり、ずれ角度０°について対称に大きく変化する。例えば、図８の中段の差指向性において、各行／各列のアンテナ素子の受信電力の電力和の行間差／列間差は、方位探知アンテナの適用範囲のうち、ずれ角度０°において極小となり、ずれ角度０°について対称に大きく変化する。よって、二次元面内の電波到来角の符号を算出することはできないが、二次元面内の電波到来角の絶対値を精度高く算出することができる。

また、本開示は、前記受信電力差算出部は、前記各行のアンテナ素子の受信電力の電力和の行間位相差が更に移相されたうえで、前記各行のアンテナ素子の受信電力の電力和の行間差を算出するとともに、前記各列のアンテナ素子の受信電力の電力和の列間位相差が更に移相されたうえで、前記各列のアンテナ素子の受信電力の電力和の列間差を算出することを特徴とする方位探知アンテナである。

この構成によれば、各行／各列のアンテナ素子の受信電力の電力和の行間差／列間差は、アンテナの正面方向からの電波到来方向のずれ角度変化に対して、有限のずれ角度において極小となり、ずれ角度０°の近傍で単調に変化する。例えば、図９の中段の差指向性において、各行／各列のアンテナ素子の受信電力の電力和の行間差／列間差は、方位探知アンテナの適用範囲のうち、有限のずれ角度において極小となり、ずれ角度０°の近傍で単調に変化する。よって、二次元面内の電波到来角の絶対値を算出することができるとともに、二次元面内の電波到来角の符号を算出することができる。

また、本開示は、前記電波到来角算出部は、前記各行のアンテナ素子の受信電力の電力和の行間差と、前記複数のアンテナ素子の受信電力の電力和と、の比に基づいて、前記行方向の電波到来角を算出するとともに、前記各列のアンテナ素子の受信電力の電力和の列間差と、前記複数のアンテナ素子の受信電力の電力和と、の比に基づいて、前記列方向の電波到来角を算出することを特徴とする方位探知アンテナである。

ここで、各行／各列のアンテナ素子の受信電力の電力和の行間差／列間差と、複数のアンテナ素子の受信電力の電力和は、電波放射源の放射電力及び方位探知アンテナと電波放射源との間の距離に依存する。しかし、これらの比は、電波放射源の放射電力及び方位探知アンテナと電波放射源との間の距離に依存しない。よって、電波放射源の放射電力及び方位探知アンテナと電波放射源との間の距離が未知でも、二次元面内の電波到来角を算出することができる。例えば、図８、９の下段の比指向性において、電波放射源の放射電力及び方位探知アンテナと電波放射源との間の距離が未知でも、二次元面内の電波到来角を算出することができる。

さらに、複数のアンテナ素子を一次元方向に配置するときと、複数のアンテナ素子を二次元面内に配置するときに、以下の構成を備えていてもよい。

具体的には、本開示は、前記複数のアンテナ素子の受信電力の電力和と、電波放射源の放射電力と、に基づいて、前記方位探知アンテナと前記電波放射源との間の距離を算出する放射源距離算出部、を更に備えることを特徴とする方位探知アンテナである。

この構成によれば、複数のアンテナ素子の受信電力の電力和は、アンテナの正面方向からの電波到来方向のずれ角度変化に対して、ずれ角度０°の近傍でほぼ変化しない。例えば、図８、９の上段の和指向性において、複数のアンテナ素子の受信電力の電力和は、方位探知アンテナの適用範囲のうち、ずれ角度０°の近傍でほぼ変化しない。よって、方位探知アンテナから見た電波放射源の方位がアンテナの正面方向の近傍であれば、方位探知アンテナと電波放射源との間の距離を精度高く算出することができる。

また、本開示は、前記複数のアンテナ素子の出力電力の電力和によりデータ送受信を行うデータ送受信部、を更に備えることを特徴とする方位探知アンテナである。

この構成によれば、複数のアンテナ素子の出力電力の電力和は、アンテナの正面方向からの電波放射／到来方向のずれ角度変化に対して、ずれ角度０°の近傍でほぼ変化しない。例えば、図８、９の上段の和指向性において、複数のアンテナ素子の出力電力の電力和は、方位探知アンテナの適用範囲のうち、ずれ角度０°の近傍でほぼ変化しない。よって、方位探知アンテナから見た電波放射源の方位がアンテナの正面方向の近傍であれば、方位探知アンテナと電波放射源との間のデータ送受信を実行することができる。

このように、本開示は、自装置から見た他装置の方位を算出するために、他装置が電波放射源を有するとともに、自装置が電波到来角を算出するにあたり、自装置の回路構成を簡便にして、自装置のコストを低くすることができる。

第１実施形態の方位探知アンテナの電力受信回路の構成を示す図である。 第１実施形態の方位探知アンテナの電力受信回路の構成を示す図である。 第１実施形態の方位探知アンテナの信号処理回路の構成を示す図である。 第２実施形態の方位探知アンテナの電力受信回路の構成を示す図である。 第２実施形態の方位探知アンテナの電力受信回路の構成を示す図である。 第２実施形態の方位探知アンテナの電力受信回路の構成を示す図である。 第２実施形態の方位探知アンテナの信号処理回路の構成を示す図である。 第２実施形態の方位探知アンテナの方位探知性能を示す図である。 第２実施形態の方位探知アンテナの方位探知性能を示す図である。

添付の図面を参照して本開示の実施形態を説明する。以下に説明する実施形態は本開示の実施の例であり、本開示は以下の実施形態に制限されるものではない。

（第１実施形態の方位探知アンテナ）
第１実施形態の方位探知アンテナの電力受信回路の構成を図１及び図２に示す。第１実施形態の方位探知アンテナの信号処理回路の構成を図３に示す。

図１に示した方位探知アンテナＡ１の電力受信回路は、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２及び受信電力合成部１２を備える。図２に示した方位探知アンテナＡ１の電力受信回路は、図１に示した方位探知アンテナＡ１の電力受信回路に加えて、移相部１７を更に備える。図３に示した方位探知アンテナＡ１の信号処理回路は、図１及び図２に示した方位探知アンテナＡ１の電力受信回路に対して共通して適用でき、電波到来角算出部１３、放射源距離算出部１４、データ受信部１５及びデータ送信部１６を備える。

図１及び図２に示した複数のアンテナ素子１１−１、１１−２は、一次元方向（ｙ方向）に配置される。図１及び図２の右欄に示したように、一次元方向（ｙ方向）の電波到来角α_ｙを、アンテナ素子１１−２よりはアンテナ素子１１−１の方に寄っているとすると、アンテナ素子１１−２の受信位相に対するアンテナ素子１１−１の受信位相の進み角Δθ_ｙは、数１のように表わされる。なお、ｄはアンテナ素子１１−１とアンテナ素子１１−２との間の素子間隔であり、λは真空中の電波の波長であり、ｌ_ｙはアンテナ素子１１−１への光路長に対するアンテナ素子１１−２への光路長の余剰長さである。

図１及び図２に示した受信電力合成部１２は、「１８０°」と示した出力端子において、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の受信電力Ｙ_１、Ｙ_２の電力差Ｙ_ｄｉｆを算出する。

ここで、図１に示した受信電力合成部１２は、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の受信位相の位相差Δθ_ｙが更に移相されることなく、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の受信電力Ｙ_１、Ｙ_２の電力差Ｙ_ｄｉｆを算出する。すると、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の受信電力Ｙ_１、Ｙ_２の電力差Ｙ_ｄｉｆは、数２のように表わされる。なお、遠方界の近似が成立すると仮定すると、Ｙ_１＝Ｐ_１＝Ｐ_ｒ及びＹ_２＝Ｐ_２＝Ｐ_ｒが成立する。

つまり、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の受信電力Ｙ_１、Ｙ_２の電力差Ｙ_ｄｉｆは、アンテナの正面方向からの電波到来方向のずれ角度α_ｙの変化に対して、ずれ角度α_ｙ＝０°において極小となり、ずれ角度α_ｙ＝０°について対称に大きく変化する。

そこで、図３に示した電波到来角算出部１３は、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の受信電力Ｙ_１、Ｙ_２の電力差Ｙ_ｄｉｆに基づいて、一次元方向（ｙ方向）の電波到来角α_ｙを算出する。よって、一次元方向（ｙ方向）の電波到来角α_ｙの符号を算出することはできないが、一次元方向（ｙ方向）の電波到来角α_ｙの絶対値を精度高く算出することができる。なお、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の受信電力Ｙ_１、Ｙ_２の電力差Ｙ_ｄｉｆを算出するのみならず、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の受信電力Ｙ_１、Ｙ_２の電力和Ｙ_ｓｕｍを算出する必要があり、このことについては後に詳述する。

一方で、図２に示した受信電力合成部１２は、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の受信位相の位相差Δθ_ｙが更に移相されたうえで、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の受信電力Ｙ_１、Ｙ_２の電力差Ｙ_ｄｉｆを算出する。ただし、移相量θ＞０°の移相部１７の配置位置を、アンテナ素子１１−１側とする。すると、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の受信電力Ｙ_１、Ｙ_２の電力差Ｙ_ｄｉｆは、数３のように表わされる。なお、遠方界の近似が成立すると仮定すると、Ｙ_１＝Ｐ_１＝Ｐ_ｒ及びＹ_２＝Ｐ_２＝Ｐ_ｒが成立する。

つまり、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の受信電力Ｙ_１、Ｙ_２の電力差Ｙ_ｄｉｆは、アンテナの正面方向からの電波到来方向のずれ角度α_ｙの変化に対して、有限のずれ角度α_ｙ≠０°において極小となり、ずれ角度α_ｙ＝０°の近傍で単調に変化する。

そこで、図３に示した電波到来角算出部１３は、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の受信電力Ｙ_１、Ｙ_２の電力差Ｙ_ｄｉｆに基づいて、一次元方向（ｙ方向）の電波到来角α_ｙを算出する。よって、一次元方向（ｙ方向）の電波到来角α_ｙの絶対値を算出することができるとともに、一次元方向（ｙ方向）の電波到来角α_ｙの符号を算出することができる。なお、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の受信電力Ｙ_１、Ｙ_２の電力差Ｙ_ｄｉｆを算出するのみならず、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の受信電力Ｙ_１、Ｙ_２の電力和Ｙ_ｓｕｍを算出する必要があり、このことについては後に詳述する。

図１及び図２に示した受信電力合成部１２は、「０°」と示した出力端子において、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の受信電力Ｙ_１、Ｙ_２の電力和Ｙ_ｓｕｍを算出する。

ここで、図１に示した受信電力合成部１２は、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の受信位相の位相差Δθ_ｙが更に移相されることなく、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の受信電力Ｙ_１、Ｙ_２の電力和Ｙ_ｓｕｍを算出する。すると、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の受信電力Ｙ_１、Ｙ_２の電力和Ｙ_ｓｕｍは、数４のように表わされる。

一方で、図２に示した受信電力合成部１２は、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の受信位相の位相差Δθ_ｙが更に移相されたうえで、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の受信電力Ｙ_１、Ｙ_２の電力和Ｙ_ｓｕｍを算出する。すると、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の受信電力Ｙ_１、Ｙ_２の電力和Ｙ_ｓｕｍは、数５のように表わされる。

つまり、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の受信電力Ｙ_１、Ｙ_２の電力和Ｙ_ｓｕｍは、アンテナの正面方向からの電波到来方向のずれ角度α_ｙの変化に対して、ずれ角度α_ｙ＝０°の近傍でほぼ変化しない。このことは、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の受信位相の位相差Δθ_ｙが更に移相されるかどうかに関わらず、成立することである。

そこで、図３に示した放射源距離算出部１４は、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の受信電力Ｙ_１、Ｙ_２の電力和Ｙ_ｓｕｍと、電波放射源の既知の放射電力と、に基づいて、方位探知アンテナＡ１と電波放射源との間の距離を算出する。よって、方位探知アンテナＡ１から見た電波放射源の方位がアンテナの正面方向の近傍であれば、方位探知アンテナＡ１と電波放射源との間の距離を精度高く算出することができる。

そして、図３に示した電波到来角算出部１３は、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の受信電力Ｙ_１、Ｙ_２の電力差Ｙ_ｄｉｆと、方位探知アンテナＡ１と電波放射源との間の距離と、に基づいて、一次元方向（ｙ方向）の電波到来角α_ｙを算出する。

あるいは、図３に示した電波到来角算出部１３は、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の受信電力Ｙ_１、Ｙ_２の電力差Ｙ_ｄｉｆと、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の受信電力Ｙ_１、Ｙ_２の電力和Ｙ_ｓｕｍと、の比Ｙ_ｄｉｆ／Ｙ_ｓｕｍに基づいて、一次元方向（ｙ方向）の電波到来角α_ｙを算出する。その理由は、以下に示す通りである。

というのは、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の受信電力Ｙ_１、Ｙ_２の電力差Ｙ_ｄｉｆと、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の受信電力Ｙ_１、Ｙ_２の電力和Ｙ_ｓｕｍは、電波放射源の放射電力及び方位探知アンテナＡ１と電波放射源との間の距離に依存する。しかし、これらの比Ｙ_ｄｉｆ／Ｙ_ｓｕｍは、電波放射源の放射電力及び方位探知アンテナＡ１と電波放射源との間の距離に依存しない。これにより、電波放射源の放射電力及び方位探知アンテナＡ１と電波放射源との間の距離が未知でも、これらの比Ｙ_ｄｉｆ／Ｙ_ｓｕｍに基づいて、一次元方向（ｙ方向）の電波到来角α_ｙを算出することができる。

図３に示したデータ受信部１５は、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の受信電力Ｙ_１、Ｙ_２の電力和Ｙ_ｓｕｍにより、データ受信を行う。図３に示したデータ送信部１６は、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の送信電力の電力和により、データ送信を行う。

ここで、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の受信電力Ｙ_１、Ｙ_２の電力和Ｙ_ｓｕｍは、アンテナの正面方向からの電波到来方向のずれ角度α_ｙの変化に対して、ずれ角度α_ｙ＝０°の近傍でほぼ変化しない。そして、複数のアンテナ素子１１−１、１１−２の送信電力の電力和も、アンテナの正面方向からの電波放射方向のずれ角度α_ｙの変化に対して、ずれ角度α_ｙ＝０°の近傍でほぼ変化しない。よって、方位探知アンテナＡ１から見た電波放射源の方位がアンテナの正面方向の近傍であれば、方位探知アンテナＡ１と電波放射源との間のデータ受信及びデータ送信を実行することができる。

このように、電波到来角算出部１３が、一次元方向（ｙ方向）の電波到来角α_ｙを算出するにあたり、方位探知アンテナＡ１は、位相モノパルスにおける位相判別回路を有する必要がなく、受信電力合成部１２を有すれば足りる。よって、方位探知アンテナＡ１の回路構成を簡便にして、方位探知アンテナＡ１のコストを低くすることができる。

（第２実施形態の方位探知アンテナ）
第２実施形態の方位探知アンテナの電力受信回路の構成を図４から図６までに示す。第２実施形態の方位探知アンテナの信号処理回路の構成を図７に示す。

図４に示した方位探知アンテナＡ２の電力受信回路は、複数のアンテナ素子２１−１、２１−２、２１−３、２１−４及び受信電力合成部２２−Ｘ、２２−Ｙを備える。図５に示した方位探知アンテナＡ２の電力受信回路は、図４に示した方位探知アンテナＡ２の電力受信回路に加えて、移相部２７−Ｘ、２７−Ｙを更に備える。図６に示した方位探知アンテナＡ２の電力受信回路は、図４に示した方位探知アンテナＡ２の電力受信回路に加えて、移相部２７−１、２７−３、２７−４を更に備える。図７に示した方位探知アンテナＡ２の信号処理回路は、図４から図６までに示した方位探知アンテナＡ２の電力受信回路に対して共通して適用でき、電波到来角算出部２３、放射源距離算出部２４、データ受信部２５及びデータ送信部２６を備える。

図４から図６までに示した複数のアンテナ素子２１−１、２１−２、２１−３、２１−４は、二次元面内（ｘｙ平面内）に四角格子状に配置される。

図４から図６までの右欄に示したように、行方向（ｙ方向）の電波到来角α_ｙを、アンテナ素子２１−２、２１−４よりはアンテナ素子２１−１、２１−３の方に寄っているとすると、アンテナ素子２１−２、２１−４の受信位相に対するアンテナ素子２１−１、２１−３の受信位相の進み角Δθ_ｙは、数６のように表わされる。なお、ｄはアンテナ素子２１−１、２１−３とアンテナ素子２１−２、２１−４との間の素子間隔であり、λは真空中の電波の波長であり、ｌ_ｙはアンテナ素子２１−１、２１−３への光路長に対するアンテナ素子２１−２、２１−４への光路長の余剰長さである。

図４から図６までの上欄に示したように、列方向（ｘ方向）の電波到来角α_ｘを、アンテナ素子２１−１、２１−２よりはアンテナ素子２１−３、２１−４の方に寄っているとすると、アンテナ素子２１−１、２１−２の受信位相に対するアンテナ素子２１−３、２１−４の受信位相の進み角Δθ_ｘは、数７のように表わされる。なお、ｄはアンテナ素子２１−１、２１−２とアンテナ素子２１−３、２１−４との間の素子間隔であり、λは真空中の電波の波長であり、ｌ_ｙはアンテナ素子２１−３、２１−４への光路長に対するアンテナ素子２１−１、２１−２への光路長の余剰長さである。

図４から図６までに示した受信電力合成部２２−Ｙは、「１８０°」と示した出力端子において、上行のアンテナ素子２１−１、２１−３の受信電力Ｐ_１、Ｐ_３の電力和Ｙ_１＝（Ｐ_１＋Ｐ_３）／２と、下行のアンテナ素子２１−２、２１−４の受信電力Ｐ_２、Ｐ_４の電力和Ｙ_２＝（Ｐ_２＋Ｐ_４）／２と、の行間差Ｙ_ｄｉｆ＝｜Ｙ_１−Ｙ_２｜を算出する。

ここで、図４に示した受信電力合成部２２−Ｙは、上行と下行の電力和Ｙ_１、Ｙ₂の行間位相差Δθ_ｙが更に移相されることなく、上行と下行の電力和Ｙ_１、Ｙ₂の行間差Ｙ_ｄｉｆを算出する。すると、上行と下行の電力和Ｙ_１、Ｙ₂の行間差Ｙ_ｄｉｆは、数８のように表わされる。なお、遠方界の近似が成立すると仮定すると、Ｐ_１＝Ｐ_２＝Ｐ_３＝Ｐ_４＝Ｐ_ｒが成立する。そして、図７に示した電波到来角算出部２３は、上行と下行の電力和Ｙ_１、Ｙ₂の行間差Ｙ_ｄｉｆに基づいて、行方向（ｙ方向）の電波到来角α_ｙを算出する。

一方で、図５及び図６に示した受信電力合成部２２−Ｙは、上行と下行の電力和Ｙ_１、Ｙ₂の行間位相差Δθ_ｙが更に移相されたうえで、上行と下行の電力和Ｙ_１、Ｙ₂の行間差Ｙ_ｄｉｆを算出する。ただし、移相量θ＞０°の移相部２７−Ｙ、２７−１、２７−３の配置位置を、アンテナ素子２１−１、２１−３側とする。ここで、図５では、上行の受信電力Ｐ_１、Ｐ_３を合成したうえで、上行の電力和Ｙ_１を移相している。そして、図６では、上行の受信電力Ｐ_１、Ｐ_３を移相したうえで、上行の電力和Ｙ_１を算出している。すると、上行と下行の電力和Ｙ_１、Ｙ₂の行間差Ｙ_ｄｉｆは、図５及び図６ではそれぞれ数９及び数１０のように表わされる。なお、遠方界の近似が成立すると仮定すると、Ｐ_１＝Ｐ_２＝Ｐ_３＝Ｐ_４＝Ｐ_ｒが成立する。そして、図７に示した電波到来角算出部２３は、上行と下行の電力和Ｙ_１、Ｙ₂の行間差Ｙ_ｄｉｆに基づいて、行方向（ｙ方向）の電波到来角α_ｙを算出する。

図４から図６までに示した受信電力合成部２２−Ｘは、「１８０°」と示した出力端子において、左列のアンテナ素子２１−１、２１−２の受信電力Ｐ_１、Ｐ_２の電力和Ｘ_１＝（Ｐ_１＋Ｐ_２）／２と、右列のアンテナ素子２１−３、２１−４の受信電力Ｐ_３、Ｐ_４の電力和Ｘ_２＝（Ｐ_３＋Ｐ_４）／２と、の列間差Ｘ_ｄｉｆ＝｜Ｘ_１−Ｘ_２｜を算出する。

ここで、図４に示した受信電力合成部２２−Ｘは、左列と右列の電力和Ｘ_１、Ｘ₂の列間位相差Δθ_ｘが更に移相されることなく、左列と右列の電力和Ｘ_１、Ｘ₂の列間差Ｘ_ｄｉｆを算出する。すると、左列と右列の電力和Ｘ_１、Ｘ₂の列間差Ｘ_ｄｉｆは、数１１のように表わされる。なお、遠方界の近似が成立すると仮定すると、Ｐ_１＝Ｐ_２＝Ｐ_３＝Ｐ_４＝Ｐ_ｒが成立する。そして、図７に示した電波到来角算出部２３は、左列と右列の電力和Ｘ_１、Ｘ₂の列間差Ｘ_ｄｉｆに基づいて、列方向（ｘ方向）の電波到来角α_ｘを算出する。

一方で、図５及び図６に示した受信電力合成部２２−Ｘは、左列と右列の電力和Ｘ_１、Ｘ₂の列間位相差Δθ_ｘが更に移相されたうえで、左列と右列の電力和Ｘ_１、Ｘ₂の列間差Ｘ_ｄｉｆを算出する。ただし、移相量θ＞０°の移相部２７−Ｘ、２７−３、２７−４の配置位置を、アンテナ素子２１−３、２１−４側とする。ここで、図５では、右列の受信電力Ｐ_３、Ｐ_４を合成したうえで、右列の電力和Ｘ_２を移相している。そして、図６では、右列の受信電力Ｐ_３、Ｐ_４を移相したうえで、右列の電力和Ｘ_２を算出している。すると、左列と右列の電力和Ｘ_１、Ｘ₂の列間差Ｘ_ｄｉｆは、図５及び図６ではそれぞれ数１２及び数１３のように表わされる。なお、遠方界の近似が成立すると仮定すると、Ｐ_１＝Ｐ_２＝Ｐ_３＝Ｐ_４＝Ｐ_ｒが成立する。そして、図７に示した電波到来角算出部２３は、左列と右列の電力和Ｘ_１、Ｘ₂の列間差Ｘ_ｄｉｆに基づいて、列方向（ｘ方向）の電波到来角α_ｘを算出する。

図４から図６までに示した受信電力合成部２２−Ｙは、「０°」と示した出力端子において、上行のアンテナ素子２１−１、２１−３の受信電力Ｐ_１、Ｐ_３の電力和Ｙ_１＝（Ｐ_１＋Ｐ_３）／２と、下行のアンテナ素子２１−２、２１−４の受信電力Ｐ_２、Ｐ_４の電力和Ｙ_２＝（Ｐ_２＋Ｐ_４）／２と、の行間和Ｙ_ｓｕｍ＝Ｙ_１＋Ｙ_２を算出する。

ここで、図４に示した受信電力合成部２２−Ｙは、上行と下行の電力和Ｙ_１、Ｙ₂の行間位相差Δθ_ｙが更に移相されることなく、上行と下行の電力和Ｙ_１、Ｙ₂の行間和Ｙ_ｓｕｍを算出する。すると、上行と下行の電力和Ｙ_１、Ｙ₂の行間和Ｙ_ｓｕｍは、数１４のように表わされる。

一方で、図５及び図６に示した受信電力合成部２２−Ｙは、上行と下行の電力和Ｙ_１、Ｙ₂の行間位相差Δθ_ｙが更に移相されたうえで、上行と下行の電力和Ｙ_１、Ｙ₂の行間和Ｙ_ｓｕｍを算出する。すると、上行と下行の電力和Ｙ_１、Ｙ₂の行間和Ｙ_ｓｕｍは、図５及び図６ではそれぞれ数１５及び数１６のように表わされる。

図４から図６までに示した受信電力合成部２２−Ｘは、「０°」と示した出力端子において、左列のアンテナ素子２１−１、２１−２の受信電力Ｐ_１、Ｐ_２の電力和Ｘ_１＝（Ｐ_１＋Ｐ_２）／２と、右列のアンテナ素子２１−３、２１−４の受信電力Ｐ_３、Ｐ_４の電力和Ｘ_２＝（Ｐ_３＋Ｐ_４）／２と、の列間和Ｘ_ｓｕｍ＝Ｘ_１＋Ｘ_２を算出する。

ここで、図４に示した受信電力合成部２２−Ｘは、左列と右列の電力和Ｘ_１、Ｘ₂の列間位相差Δθ_ｘが更に移相されることなく、左列と右列の電力和Ｘ_１、Ｘ₂の列間和Ｘ_ｓｕｍを算出する。すると、左列と右列の電力和Ｘ_１、Ｘ₂の列間和Ｘ_ｓｕｍは、数１７のように表わされる。

一方で、図５及び図６に示した受信電力合成部２２−Ｘは、左列と右列の電力和Ｘ_１、Ｘ₂の列間位相差Δθ_ｘが更に移相されたうえで、左列と右列の電力和Ｘ_１、Ｘ₂の列間和Ｘ_ｓｕｍを算出する。すると、左列と右列の電力和Ｘ_１、Ｘ₂の列間和Ｘ_ｓｕｍは、図５及び図６ではそれぞれ数１８及び数１９のように表わされる。

そして、図７に示した放射源距離算出部２４は、複数のアンテナ素子２１−１、２１−２、２１−３、２１−４の受信電力Ｐ_１、Ｐ_２、Ｐ_３、Ｐ_４の電力和｜Ｐ_１＋Ｐ_２＋Ｐ_３＋Ｐ_４｜＝Ｘ_ｓｕｍ＋Ｙ_ｓｕｍと、電波放射源の既知の放射電力と、に基づいて、方位探知アンテナＡ２と電波放射源との間の距離を算出する。

さらに、図７に示した電波到来角算出部２３は、上行と下行の電力和Ｙ_１、Ｙ₂の行間差Ｙ_ｄｉｆと、方位探知アンテナＡ２と電波放射源との間の距離と、に基づいて、行方向（ｙ方向）の電波到来角α_ｙを算出する。一方で、図７に示した電波到来角算出部２３は、左列と右列の電力和Ｘ_１、Ｘ₂の列間差Ｘ_ｄｉｆと、方位探知アンテナＡ２と電波放射源との間の距離と、に基づいて、列方向（ｘ方向）の電波到来角α_ｘを算出する。

あるいは、図７に示した電波到来角算出部２３は、上行と下行の電力和Ｙ_１、Ｙ₂の行間差Ｙ_ｄｉｆと、全電力和Ｘ_ｓｕｍ＋Ｙ_ｓｕｍと、の比Ｙ_ｄｉｆ／（Ｘ_ｓｕｍ＋Ｙ_ｓｕｍ）に基づいて、行方向（ｙ方向）の電波到来角α_ｙを算出する。一方で、図７に示した電波到来角算出部２３は、左列と右列の電力和Ｘ_１、Ｘ₂の列間差Ｘ_ｄｉｆと、全電力和Ｘ_ｓｕｍ＋Ｙ_ｓｕｍと、の比Ｘ_ｄｉｆ／（Ｘ_ｓｕｍ＋Ｙ_ｓｕｍ）に基づいて、列方向（ｘ方向）の電波到来角α_ｘを算出する。

図７に示したデータ受信部２５は、全電力和Ｘ_ｓｕｍ＋Ｙ_ｓｕｍにより、データ受信を行う。図７に示したデータ送信部２６は、全電力和により、データ送信を行う。

第２実施形態の方位探知アンテナのうち、図４に示した方位探知アンテナＡ２（移相θがないとき）について、方位探知性能を図８に示す。実際の各アンテナ素子の指向性を考慮して、数８、１１、１４、１７に示した電力値を計算した。自動車の衝突回避や宇宙船のドッキング等において、例えば−１５°＜α_ｘ、α_ｙ＜１５°を適用範囲とする。

図８の上段には、全電力和Ｘ_ｓｕｍ＋Ｙ_ｓｕｍの指向性を示す。全電力和Ｘ_ｓｕｍ＋Ｙ_ｓｕｍは、アンテナの正面方向からの電波到来方向のずれ角度α_ｘ、α_ｙの変化に対して、ずれ角度α_ｘ、α_ｙ＝０°の近傍でほぼ変化しない。よって、方位探知アンテナＡ２から見た電波放射源の方位がアンテナの正面方向の近傍であれば、方位探知アンテナＡ２と電波放射源との間の距離を精度高く算出することができる。そして、方位探知アンテナＡ２から見た電波放射源の方位がアンテナの正面方向の近傍であれば、方位探知アンテナＡ２と電波放射源との間のデータ受信及びデータ送信を実行することができる。

図８の中段には、列間差Ｘ_ｄｉｆ及び行間差Ｙ_ｄｉｆの指向性を示す。列間差Ｘ_ｄｉｆ及び行間差Ｙ_ｄｉｆは、アンテナの正面方向からの電波到来方向のずれ角度α_ｘ、α_ｙの変化に対して、ずれ角度α_ｘ、α_ｙ＝０°において極小となり、ずれ角度α_ｘ、α_ｙ＝０°について対称に大きく変化する。よって、列／行方向（ｘ／ｙ方向）の電波到来角α_ｘ、α_ｙの符号を算出することはできないが、列／行方向（ｘ／ｙ方向）の電波到来角α_ｘ、α_ｙの絶対値を精度高く算出することができる。

図８の下段には、Ｘ_ｄｉｆ／（Ｘ_ｓｕｍ＋Ｙ_ｓｕｍ）及びＹ_ｄｉｆ／（Ｘ_ｓｕｍ＋Ｙ_ｓｕｍ）の指向性を示す。Ｘ_ｄｉｆ／（Ｘ_ｓｕｍ＋Ｙ_ｓｕｍ）及びＹ_ｄｉｆ／（Ｘ_ｓｕｍ＋Ｙ_ｓｕｍ）は、電波放射源の放射電力及び方位探知アンテナＡ２と電波放射源との間の距離に依存しない。よって、電波放射源の放射電力及び方位探知アンテナＡ２と電波放射源との間の距離が未知でも、列／行方向（ｘ／ｙ方向）の電波到来角α_ｘ、α_ｙの符号を算出することはできないが、列／行方向（ｘ／ｙ方向）の電波到来角α_ｘ、α_ｙの絶対値を精度高く算出することができる。

第２実施形態の方位探知アンテナのうち、図５及び図６に示した方位探知アンテナＡ２（移相θがあるとき）について、方位探知性能を図９に示す。実際の各アンテナ素子の指向性を考慮して、数９、１０、１２、１３、１５、１６、１８、１９に示した電力値を計算した。自動車の衝突回避や宇宙船のドッキング等において、例えば−１５°＜α_ｘ、α_ｙ＜１５°を適用範囲とする。

図９の上段には、全電力和Ｘ_ｓｕｍ＋Ｙ_ｓｕｍの指向性を示す。全電力和Ｘ_ｓｕｍ＋Ｙ_ｓｕｍは、アンテナの正面方向からの電波到来方向のずれ角度α_ｘ、α_ｙの変化に対して、ずれ角度α_ｘ、α_ｙ＝０°の近傍でほぼ変化しない。よって、方位探知アンテナＡ２から見た電波放射源の方位がアンテナの正面方向の近傍であれば、方位探知アンテナＡ２と電波放射源との間の距離を精度高く算出することができる。そして、方位探知アンテナＡ２から見た電波放射源の方位がアンテナの正面方向の近傍であれば、方位探知アンテナＡ２と電波放射源との間のデータ受信及びデータ送信を実行することができる。

図９の中段には、列間差Ｘ_ｄｉｆ及び行間差Ｙ_ｄｉｆの指向性を示す。列間差Ｘ_ｄｉｆ及び行間差Ｙ_ｄｉｆは、アンテナの正面方向からの電波到来方向のずれ角度α_ｘ、α_ｙの変化に対して、有限のずれ角度α_ｘ、α_ｙ≠０°において極小となり、ずれ角度α_ｘ、α_ｙ＝０°の近傍で単調に変化する。よって、列／行方向（ｘ／ｙ方向）の電波到来角α_ｘ、α_ｙの符号を算出することができるとともに、列／行方向（ｘ／ｙ方向）の電波到来角α_ｘ、α_ｙの絶対値を算出することができる。

図９の下段には、Ｘ_ｄｉｆ／（Ｘ_ｓｕｍ＋Ｙ_ｓｕｍ）及びＹ_ｄｉｆ／（Ｘ_ｓｕｍ＋Ｙ_ｓｕｍ）の指向性を示す。Ｘ_ｄｉｆ／（Ｘ_ｓｕｍ＋Ｙ_ｓｕｍ）及びＹ_ｄｉｆ／（Ｘ_ｓｕｍ＋Ｙ_ｓｕｍ）は、電波放射源の放射電力及び方位探知アンテナＡ２と電波放射源との間の距離に依存しない。よって、電波放射源の放射電力及び方位探知アンテナＡ２と電波放射源との間の距離が未知でも、列／行方向（ｘ／ｙ方向）の電波到来角α_ｘ、α_ｙの符号を算出することができるとともに、列／行方向（ｘ／ｙ方向）の電波到来角α_ｘ、α_ｙの絶対値を算出することができる。

このように、電波到来角算出部２３が、列／行方向（ｘ／ｙ方向）の電波到来角α_ｘ、α_ｙを算出するにあたり、方位探知アンテナＡ２は、位相モノパルスにおける位相判別回路を有する必要がなく、受信電力合成部２２−Ｘ、２２−Ｙを有すれば足りる。よって、方位探知アンテナＡ２の回路構成を簡便にして、方位探知アンテナＡ２のコストを低くすることができる。

なお、複数のアンテナ素子として、３個のアンテナ素子２１−１、２１−２、２１−３を配置するのみでも、列／行方向（ｘ／ｙ方向）の電波到来角α_ｘ、α_ｙを算出することができるが、受信効率が１／２倍に低くなる割には、回路規模は３／４倍に小さくなるにすぎない。一方、複数のアンテナ素子として、４個のアンテナ素子２１−１、２１−２、２１−３、２１−４を配置するときには、回路規模は大きくなるものの、受信効率が高くなったうえで、列／行方向（ｘ／ｙ方向）の電波到来角α_ｘ、α_ｙを算出することができる。

（変形例の方位探知アンテナ）
第２実施形態では、複数のアンテナ素子は、２行２列に配置されている。変形例として、複数のアンテナ素子は、ｍ行ｎ列（ｍ、ｎは２以上の任意の整数）に配置されてもよい。このときには、隣接する行間／列間において、移相θを施せばよく、任意の行間／列間において、行間差Ｙ_ｄｉｆ及び列間差Ｘ_ｄｉｆを算出すればよい。

第２実施形態では、複数のアンテナ素子は、四角格子状に配置されている。変形例として、複数のアンテナ素子は、三角格子状等に配置されてもよい。このときには、ある一つの配置方向を行方向とすればよく、６０°隔てた配置方向を列方向とすればよい。

第１、２実施形態では、移相θを施さない処理と移相θを施す処理を、別個の電力受信回路を用いて実現している。変形例として、移相θを施さない処理と移相θを施す処理を、単一の電力受信回路において切替してもよい。移相θを施さない処理では、電波到来角の絶対値を精度高く算出することができ、移相θを施す処理では、電波到来角の符号を算出することができ、両方の処理の長所を併せ持つことができる。

本開示の方位探知アンテナは、自動車の衝突回避のために、自車から見た他車の方位を算出する技術や、宇宙船のドッキングのために、自船から見た他船の方位を算出する技術等に、適用することができる。

Ａ１、Ａ２：方位探知アンテナ
１１−１、１１−２、２１−１、２１−２、２１−３、２１−４：アンテナ素子
１２、２２−Ｘ、２２−Ｙ：受信電力合成部
１３、２３：電波到来角算出部
１４、２４：放射源距離算出部
１５、２５：データ受信部
１６、２６：データ送信部
１７、２７−Ｘ、２７−Ｙ、２７−１、２７−３、２７−４：移相部

Claims (10)

1. 一次元方向に配置される複数のアンテナ素子と、
   前記複数のアンテナ素子の受信電力の電力差を算出する受信電力差算出部と、
   前記複数のアンテナ素子の受信電力の電力差に基づいて、前記一次元方向の電波到来角を算出する電波到来角算出部と、
   を備えることを特徴とする方位探知アンテナ。
2. 前記受信電力差算出部は、前記複数のアンテナ素子の受信位相の位相差が更に移相されることなく、前記複数のアンテナ素子の受信電力の電力差を算出することを特徴とする、請求項１に記載の方位探知アンテナ。
3. 前記受信電力差算出部は、前記複数のアンテナ素子の受信位相の位相差が更に移相されたうえで、前記複数のアンテナ素子の受信電力の電力差を算出することを特徴とする、請求項１又は２に記載の方位探知アンテナ。
4. 前記電波到来角算出部は、前記複数のアンテナ素子の受信電力の電力差と、前記複数のアンテナ素子の受信電力の電力和と、の比に基づいて、前記一次元方向の電波到来角を算出することを特徴とする、請求項１から３のいずれかに記載の方位探知アンテナ。
5. 二次元面内に配置される複数のアンテナ素子と、
   各行のアンテナ素子の受信電力の電力和の行間差を算出するとともに、各列のアンテナ素子の受信電力の電力和の列間差を算出する受信電力差算出部と、
   前記各行のアンテナ素子の受信電力の電力和の行間差に基づいて、行方向の電波到来角を算出するとともに、前記各列のアンテナ素子の受信電力の電力和の列間差に基づいて、列方向の電波到来角を算出する電波到来角算出部と、
   を備えることを特徴とする方位探知アンテナ。
6. 前記受信電力差算出部は、前記各行のアンテナ素子の受信電力の電力和の行間位相差が更に移相されることなく、前記各行のアンテナ素子の受信電力の電力和の行間差を算出するとともに、前記各列のアンテナ素子の受信電力の電力和の列間位相差が更に移相されることなく、前記各列のアンテナ素子の受信電力の電力和の列間差を算出することを特徴とする、請求項５に記載の方位探知アンテナ。
7. 前記受信電力差算出部は、前記各行のアンテナ素子の受信電力の電力和の行間位相差が更に移相されたうえで、前記各行のアンテナ素子の受信電力の電力和の行間差を算出するとともに、前記各列のアンテナ素子の受信電力の電力和の列間位相差が更に移相されたうえで、前記各列のアンテナ素子の受信電力の電力和の列間差を算出することを特徴とする、請求項５又は６に記載の方位探知アンテナ。
8. 前記電波到来角算出部は、前記各行のアンテナ素子の受信電力の電力和の行間差と、前記複数のアンテナ素子の受信電力の電力和と、の比に基づいて、前記行方向の電波到来角を算出するとともに、前記各列のアンテナ素子の受信電力の電力和の列間差と、前記複数のアンテナ素子の受信電力の電力和と、の比に基づいて、前記列方向の電波到来角を算出することを特徴とする、請求項５から７のいずれかに記載の方位探知アンテナ。
9. 前記複数のアンテナ素子の受信電力の電力和と、電波放射源の放射電力と、に基づいて、前記方位探知アンテナと前記電波放射源との間の距離を算出する放射源距離算出部、を更に備えることを特徴とする、請求項１から８のいずれかに記載の方位探知アンテナ。
10. 前記複数のアンテナ素子の出力電力の電力和によりデータ送受信を行うデータ送受信部、を更に備えることを特徴とする、請求項１から９のいずれかに記載の方位探知アンテナ。

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