JP2019057973A - 車載用判定回路及び車載用電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電圧変換部と基準導電路との間を流れる電流が所定の過電流状態であるか否かをより正確に判定できる車載用判定回路を提供する。【解決手段】車載用判定回路２０は、電流生成回路２２と比較回路２４とを有する。電流生成回路２２は、第１基準導電路９１の第１基準電位よりも高い第２基準電位とされる第２基準導電路９２に一端側が電気的に接続された第２抵抗部Ｒｂを備え、第１抵抗部Ｒａを流れる電流に応じた電流を第２基準導電路９２側から第２抵抗部Ｒｂに流す。比較回路２４は、第２抵抗部Ｒｂの他端の電位が、第２基準電位を基準として生成される閾値電位よりも小さい場合に第１信号を出力し、閾値電位よりも大きい場合に第２信号を出力する。【選択図】図１

Description

本発明は、車載用判定回路及び車載用電源装置に関するものである。

特許文献１には、過電流異常が生じたときに保護動作を行い得るＤＣ／ＤＣコンバータの一例が開示されている。特許文献１で開示されるＤＣ／ＤＣコンバータは、電圧変換部（昇圧部）のスイッチング素子とグラウンドとの間にシャント抵抗が設けられ、スイッチング素子とシャント抵抗の間の中点電圧と基準電圧（第２閾値電圧）とを比較部（第３比較部）によって比較する構成をなす。基準電圧（第２閾値電圧）は、電圧生成部（第２電圧生成部）によってグラウンドを基準として生成され、スイッチング素子とシャント抵抗の間の中点電圧が基準電圧よりも高くなると比較部（第３比較部）の出力信号がハイレベルに切り替わり、スイッチング素子がオフ動作する。

特開２０１２−２３１５６２号公報

特許文献１で開示されるＤＣ／ＤＣコンバータは、グラウンド側に設けられたシャント抵抗の一端側の電位と電圧生成部によって生成される基準電位とを比較することでシャント抵抗を流れる電流が閾値を超えているか否かを判定する回路構成をなす。しかし、この回路では、グラウンド電位が変動した場合に正確に判定できない虞がある。

例えば、シャント抵抗が設けられたパワー系の回路を電力系のグラウンド（パワーグラウンド）に接続した場合、シャント抵抗の一端側の電位（検出電位）はパワーグラウンドを基準として生成されることになる。一方、基準電位を生成するための電圧生成部を信号系のグラウンド（シグナルグラウンド）に接続した場合、基準電位はシグナルグラウンドを基準として生成されることになる。この回路では、シャント抵抗を流れる電流が閾値を超えているか否かを正確に判定するためには、パワーグラウンドとシグナルグラウンドの電位差が無い状態又は極めて小さい状態であることが条件となり、いずれかのグラウンド又は両方が変動してしまうと正確な判定が困難となる。特に、パワーグラウンドは大電流が流出入するグラウンドであるため、グラウンド構成及び流出入する電流状態によってはグラウンド電位が変動しやすく、シグナルグラウンドの電位と差が生じやすいという懸念がある。なお、グラウンド電位の変動に起因して電流判定の精度が低下する問題は、パワーグラウンドとシグナルグラウンドとが分離した構成に限定される問題ではなく、シャント抵抗の接続位置と基準電位を生成する電圧生成部の接続位置とが離れていれば懸念される問題である。

本発明は、上述した課題の少なくとも一つを解決するためになされたものであり、電圧変換部と基準導電路との間を流れる電流が所定の過電流状態であるか否かをより正確に判定することを目的とするものである。

本発明の一つである車載用判定回路は、
第１導電路に印加された電圧を昇圧又は降圧して第２導電路に印加する動作を行う電圧変換部と、前記電圧変換部に一端側が電気的に接続されるとともに第１基準電位とされる第１基準導電路に他端側が電気的に接続される第１抵抗部と、を備えた車載用電源装置を判定対象とし、
前記第１抵抗部を流れる電流の状態を判定する車載用判定回路であって、
前記第１基準導電路の前記第１基準電位よりも高い第２基準電位とされる第２基準導電路に一端側が電気的に接続された第２抵抗部を備え、前記第１抵抗部を流れる電流に応じた電流を前記第２基準導電路側から前記第２抵抗部に流す電流生成回路と、
前記第２抵抗部の他端の電位が、前記第２基準電位を基準として生成される閾値電位よりも小さい場合に第１信号を出力し、前記閾値電位よりも大きい場合に第２信号を出力する比較回路と、
を有する。

本発明の一つである車載用電源装置は、
上記車載用判定回路と、上記第１抵抗部と、上記電圧変換部と、を含む。

本発明において、電流生成回路は、第２基準導電路に一端側が電気的に接続された第２抵抗部を備えており、第２抵抗部が接続された第２基準導電路の電位は、第１基準導電路の電位（第１基準電位）よりも高くなっている。更に、電流生成回路は、第１抵抗部を流れる電流に応じた電流を第２基準導電路側から第２抵抗部に流すように構成されるため、第２抵抗部の両端の電位差は、第１抵抗部を流れる電流に応じた値となる。そして、この電位差と第２基準導電路の電位（第２基準電位）とに基づいて第２抵抗部の他端の電位が定まり、第１抵抗部を流れる電流が所定値を超える程度に大きくなると、第２抵抗部の他端の電位が閾値電位よりも小さくなり、比較回路から第１信号が出力される。このようにして、電圧変換部と第１基準導電路との間を流れる電流が所定値を超える過電流状態（第２抵抗部の他端の電位が閾値電位よりも小さくなる状態）を検出することができる。
しかも、本発明は、第１抵抗部を流れる電流を反映した検出電位（第２抵抗部の他端の電位）と比較対象となる閾値電位とがいずれも第２基準導電路の電位（第２基準電位）を基準として生成されるため、第１基準導電路の電位に変動があっても判定精度の大きな低下を招きにくく、電圧変換部と第１基準導電路との間を流れる電流が所定値を超える過電流状態であるか否かを、より正確に判定することができる。

実施例１の車載用電源装置を備えた車載電源システムを概略的に例示する回路図である。 実施例２の車載用電源装置を備えた車載電源システムを概略的に例示する回路図である。 他の実施例の車載用電源装置を備えた車載電源システムを概略的に例示する回路図である。

ここで、発明の望ましい例を示す。
電流生成回路は、第１基準導電路に電気的に接続された第３抵抗部を備えていてもよい。そして、電流生成回路は、第１抵抗部の抵抗値と第３抵抗部の抵抗値との比率に応じた増幅度で第１抵抗部を流れる電流を増加又は減少させた電流を第２抵抗部に流すように構成されていてもよい。
この構成によれば、第１抵抗部の電流を所望の増幅度で増加又は減少させた電流を第２抵抗部に流し得る回路を構成することができる。

なお、第１抵抗部の抵抗値と第３抵抗部の抵抗値との比率に応じた増幅度で第１抵抗部を流れる電流を増加又は減少させる場合、負帰還を用いずに増幅を行うようにすると高速な電源変動に対するロバスト性が高くなる。

電流生成回路は、一端側が第２基準導電路に電気的に接続されたセンス抵抗部と、一端側が第２基準導電路に電気的に接続されたミラー抵抗部と、センス抵抗部の他端側及びミラー抵抗部の他端側にそれぞれ接続され、センス抵抗部を流れるセンス電流を所定のミラー比で反映したミラー電流をミラー抵抗部に流すとともに、センス抵抗部及びミラー抵抗部のそれぞれの電流に対応した電流をセンス電流路及びミラー電流路にそれぞれ流すカレントミラー回路と、を備えていてもよい。更に、電流生成回路は、センス電流路及びミラー電流路のそれぞれに電流が流れることに応じて、ミラー電流路と第３抵抗部の一端との間を、ミラー電流路と第１抵抗部の一端との間の電位差に対応させた電位差とし、第１抵抗部を流れる電流に応じた電流を第３抵抗部に流す電圧電流変換回路を備えていてもよい。更に、電流生成回路が、第３抵抗部を流れる電流に応じた電流をセンス抵抗部に流すように構成され、センス抵抗部又はミラー抵抗部の少なくともいずれかが第２抵抗部として構成されていてもよい。

この構成では、センス電流及びミラー電流を流すことで第３抵抗部の両端の電位差を第１抵抗部の両端の電位差に応じた値とし、第１抵抗部を流れる電流に応じた電流を第３抵抗部に流すとともに、第３抵抗部を流れる電流に応じた電流をセンス抵抗部に流すように動作させることができる。ミラー抵抗部を流れるミラー電流は、センス抵抗部を流れるセンス電流を所定のミラー比で反映した電流であるため、センス抵抗部又はミラー抵抗部のいずれかが第２抵抗部として構成されていれば、第１抵抗部を流れる電流に応じた電流が第２抵抗部に流れることになる。そして、このような動作を、電流値を低減しやすいセンス電流及びミラー電流に基づいて行うことができるため、消費電力を抑えやすくなる。

第２基準導電路は、電圧生成部によって所定電圧が印加されることで第２基準電位に保たれるものであってもよい。
このように、電圧生成部によって所定電圧が印加されることで第２基準導電路が第２基準電位に保たれるようになっていれば、第１抵抗部を流れる電流を反映した検出電位（第２抵抗部の他端の電位）と比較対象となる閾値電位とがいずれも電圧生成部の出力電圧に基づいて生成されることになり、第１基準導電路の電位変動の影響がより排除されやすくなる。

＜実施例１＞
以下、本発明を具体化した実施例１について説明する。
図１には、車載用電源装置１（以下、単に電源装置１ともいう）と図示しない第１電源部及び第２電源部を備えた車載電源システム１００を例示している。

電源装置１は、例えば、車載用の昇降圧型ＤＣＤＣコンバータとして構成されており、第１導電路１１又は第２導電路１２の一方の導電路に印加された直流電圧を昇圧又は降圧して他方の導電路に出力する構成をなすものである。電源装置１は、第１導電路１１、第２導電路１２、電圧変換部３、制御装置５、第１抵抗部Ｒａ、車載用判定回路２０（以下、判定回路２０ともいう）、などを備える。

第１導電路１１は、例えば図示しない第１電源部の高電位側の端子に導通し得る構成をなし、第１電源部から所定の直流電圧が印加される構成をなす。第２導電路１２は、例えば図示しない第２電源部の高電位側の端子に導通し得る構成をなし、第２電源部から所定の直流電圧が印加される構成をなす。これら第１電源部及び第２電源部は、例えば、鉛蓄電池、リチウムイオン電池、電気二重層キャパシタ、その他の蓄電素子など、公知の蓄電手段によって構成されている。第１電源部及び第２電源部１０２の低電位側の端子はグラウンド電位（０Ｖ）に保たれている。第１導電路１１及び第２導電路１２のいずれか又は両方には、車載用の負荷が電気的に接続され、いずれか又は両方の導電路が負荷への電力供給路となっている。なお、第１電源部及び第２電源部のうち、一方の電源部が設けられていなくてもよい。

第１導電路１１と第２導電路１２の間には、第１導電路１１に印加された入力電圧を昇圧又は降圧して第２導電路１２に印加する動作を行う電圧変換部３が設けられている。電圧変換部３は、第１導電路１１と第２導電路１２との間に設けられ、Ｈブリッジ構造で配置されたスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４と、インダクタＬ１とを備える。スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４は、半導体スイッチ素子として構成されており、図１では、それぞれがＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成された例を示す。第１導電路１１には、コンデンサＣ１の一端が電気的に接続され、コンデンサＣ１の他端はグラウンドである第１基準導電路９１に電気的に接続されている。第２導電路１２には、コンデンサＣ２の一端が電気的に接続され、コンデンサＣ２の他端はグラウンドである第１基準導電路９１に電気的に接続されている。

第１基準導電路９１は、例えば、図示しない基板に形成されたグラウンド層などによって構成され、図示しない接続部品を介して車両内のグラウンド部（例えば、ボディ）に電気的に接続されている。第１基準導電路９１の電位は、原則として、所定のグラウンド電位（例えば、０Ｖ）に保たれる。

電圧変換部３において、スイッチ素子Ｓ１のドレインには、第１導電路１１が電気的に接続され、スイッチ素子Ｓ１のソースには、スイッチ素子Ｓ２のドレイン及びインダクタＬ１の一端が電気的に接続されている。スイッチ素子Ｓ３のドレインには、第２導電路１２が電気的に接続され、スイッチ素子Ｓ３のソースには、スイッチ素子Ｓ４のドレイン及びインダクタＬ１の他端が電気的に接続されている。スイッチ素子Ｓ２，Ｓ４のそれぞれのソースとグラウンドの間には、第３導電路１３が設けられている。第３導電路１３には、第１抵抗部Ｒａが介在しており、スイッチ素子Ｓ２，Ｓ４のそれぞれのソースと第１抵抗部Ｒａの一端とが電気的に接続され、第１抵抗部Ｒａの他端は、グラウンドである第１基準導電路９１に電気的に接続されている。スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のそれぞれのゲートには、後述する制御装置５からの各信号がそれぞれ入力されるようになっている。

図示はしていないが、電源装置１には、第１導電路１１の電圧を検出する公知の電圧検出回路として構成された第１電圧検出回路が設けられ、第１電圧検出回路は、第１導電路１１の電圧値を反映した値を検出値として制御回路に入力する。また、第１導電路１１の電流を検出する公知の電流検出回路として構成された第１電流検出回路が設けられ、第１電流検出回路は、第１導電路１１の電流値を反映した値を検出値として制御回路に入力する。更に、第２導電路１２の電圧を検出する公知の電圧検出回路として構成された第２電圧検出回路が設けられ、第２電圧検出回路は第２導電路１２の電圧値を反映した値を検出値として制御回路に入力する。また、第２導電路１２の電流を検出する公知の電流検出回路として構成された第２電流検出回路が設けられ、第２電流検出回路は、第２導電路１２の電流値を反映した値を検出値として制御回路に入力する。

制御装置５は、制御回路６と駆動回路７とを備える。制御回路６は、例えばマイクロコンピュータなどの情報処理装置として構成され、ＲＯＭ、ＲａＭなどのメモリ、ＣＰＵなどの演算装置等を備える。制御回路６は、上述した第１電圧検出回路、第１電流検出回路、第２電圧検出回路、第２電流検出回路から入力される各検出値（各電圧値及び各電流値）と目標電圧値及び目標電流値に基づいて公知の方法でフィードバック制御を行い、ＰＷＭ信号のデューティ比を設定する。そして、設定されたデューティ比のＰＷＭ信号を駆動回路７に出力する。

駆動回路７は、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４をオンオフさせる制御信号を出力する回路である。この駆動回路７は、制御回路６で生成されたＰＷＭ信号を分配して出力する機能を有する。

電源装置１は、双方向型の昇降圧ＤＣＤＣコンバータとして機能してもよく、一方向型のＤＣＤＣコンバータとして機能してもよい。以下では、一方向型のＤＣＤＣコンバータとして機能する場合を例示する。

電源装置１は、例えば、所定の降圧モードのときに、制御装置５からスイッチ素子Ｓ１のゲートに対してＰＷＭ信号が出力され、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の各ゲートに対してデッドタイムを設定した形でＰＷＭ信号が相補的に出力される。この降圧モードのときには、制御装置５は、第２導電路１２の電圧値と目標電圧値とに基づいて公知の方法で所定周期毎にフィードバック演算（第２導電路１２の電圧値を目標電圧値に近づけるデューティの算出）を行い、スイッチ素子Ｓ１のゲートに与えるＰＷＭ信号のデューティを決定するようになっている。このモードでは、スイッチ素子Ｓ１のゲートに対してオン信号を出力する期間は、スイッチ素子Ｓ２のゲートに対してオフ信号を出力し、スイッチ素子Ｓ１のゲートに対してオフ信号を出力する期間は、デッドタイムを除き、スイッチ素子Ｓ２のゲートに対してオン信号を出力するように降圧動作がなされる。第２導電路１２に印加される出力電圧は、スイッチ素子Ｓ１のゲートに与えるＰＷＭ信号のデューティに応じて定まる。この降圧モードでは、スイッチ素子Ｓ３のゲートにはオン信号が継続的に入力され、スイッチ素子Ｓ４のゲートにはオフ信号が継続的に入力されるため、スイッチ素子Ｓ３はオン状態で維持され、スイッチ素子Ｓ４はオフ状態で維持される。

また、所定の昇圧モードでは、制御装置５からスイッチ素子Ｓ４のゲートに対してＰＷＭ信号が出力され、スイッチ素子Ｓ３，Ｓ４の各ゲートに対してデッドタイムを設定した形でＰＷＭ信号が相補的に出力される。この降圧モードのときには、制御装置５は、第２導電路１２の電圧値と目標電圧値とに基づいて公知の方法で所定周期毎にフィードバック演算（第２導電路１２の電圧値を目標電圧値に近づけるデューティの算出）を行い、スイッチ素子Ｓ４のゲートに与えるＰＷＭ信号のデューティを決定するようになっている。このモードでは、スイッチ素子Ｓ４のゲートに対してオン信号を出力する期間は、スイッチ素子Ｓ３のゲートに対してオフ信号を出力し、スイッチ素子Ｓ４のゲートに対してオフ信号を出力する期間は、デッドタイムを除き、スイッチ素子Ｓ４のゲートに対してオン信号を出力するように昇圧動作がなされる。第２導電路１２に印加される出力電圧は、スイッチ素子Ｓ４のゲートに与えるＰＷＭ信号のデューティに応じて定まる。この昇圧モードでは、スイッチ素子Ｓ１のゲートにはオン信号が継続的に入力され、スイッチ素子Ｓ２のゲートにはオフ信号が継続的に入力されるため、スイッチ素子Ｓ１はオン状態で維持され、スイッチ素子Ｓ２はオフ状態で維持される。

次に、電圧変換部とグラウンドとの間の過電流を検出するための構成について説明する。
図１で示す判定回路２０は、電源装置１を判定対象として、第１抵抗部Ｒａを流れる電流の状態を判定する機能を有する。

第１抵抗部Ｒａは、電圧変換部３に一端側が電気的に接続されるとともに第１基準電位Ｖ１とされる第１基準導電路９１に他端側が電気的に接続される。第１基準導電路９１の電位（第１基準電位Ｖ１）は、原則として０Ｖである。図１の構成では、第１抵抗部Ｒａの他端の電位は第１基準電位Ｖ１となり、原則として０Ｖに保たれる。

判定回路２０は、主として、電流生成回路２２と比較回路２４とを備える。電流生成回路２２は、電圧電流変換回路２６と、カレントミラー回路２８と、第２抵抗部Ｒｂと、第４抵抗部Ｒｄとを備える。比較回路２４は、基準電位生成部４０と、コンパレータ４２とを備える。

電流生成回路２２は、第２抵抗部Ｒｂの一端側が第２基準導電路９２に電気的に接続され、第１抵抗部Ｒａを流れる電流に応じた電流を第２基準導電路９２側から第２抵抗部Ｒｂに流すように構成される。

第２基準導電路９２は、電圧生成部８０によって所定の電源電圧が印加される導電路である。第２基準導電路９２の電位は、第１基準導電路９１の第１基準電位Ｖ１よりも高い第２基準電位Ｖ２とされる。電圧生成部８０は、例えば、リニアレギュレータやスイッチングレギュレータなどの公知の電圧レギュレータとして構成されており、第２基準導電路９２に対して所定の電源電圧を印加し、第２基準導電路９２の電位を第１基準電位Ｖ１よりも高い所定電位（第２基準電位Ｖ２）に保つ。一例としては、第１基準電位Ｖ１を０Ｖとし、第２基準電位Ｖ２を５Ｖとするような関係が挙げられるが、この関係に限定されるわけではない。

電流生成回路２２において、第２抵抗部Ｒｂは、センス抵抗部の一例として機能する部品であり、例えば公知の抵抗体として構成され、一端側が第２基準導電路９２に電気的に接続され、他端側がカレントミラー回路２８の一方の電流入力側（トランジスタＴ３側）に電気的に接続されている。第４抵抗部Ｒｄは、ミラー抵抗部の一例として機能する部品であり、例えば公知の抵抗体として構成され、一端側が第２基準導電路９２に電気的に接続され、他端側がカレントミラー回路２８の他方の電流入力側（トランジスタＴ４側）に電気的に接続されている。

カレントミラー回路２８は、第２抵抗部Ｒｂ（センス抵抗部）の他端側及び第４抵抗部Ｒｄ（ミラー抵抗部）の他端側にそれぞれ接続され、第２抵抗部Ｒｂ（センス抵抗部）を流れるセンス電流を所定のミラー比（例えば、ミラー比「１」）で反映したミラー電流を第４抵抗部Ｒｄ（ミラー抵抗部）に流すとともに、第２抵抗部Ｒｂ（センス抵抗部）及び第４抵抗部Ｒｄ（ミラー抵抗部）のそれぞれの電流に対応した電流をセンス電流路３１及びミラー電流路３２にそれぞれ流すように構成されている。

カレントミラー回路２８は、同一構成のトランジスタＴ３，Ｔ４を備え、これらトランジスタＴ３，Ｔ４は、いずれもＰＮＰ型のバイポーラトランジスタとして構成されている。トランジスタＴ３のエミッタは、第２抵抗部Ｒｂの他端（第２基準導電路９２側とは反対側の端部）に電気的に接続され、トランジスタＴ３のコレクタは、センス電流路３１に電気的に接続されている。トランジスタＴ３のベースは、トランジスタＴ４のベース、トランジスタＴ３のコレクタ、及びセンス電流路３１に電気的に接続されている。トランジスタＴ４のエミッタは、第４抵抗部Ｒｄの他端（第２基準導電路９２側とは反対側の端部）に電気的に接続され、トランジスタＴ４のコレクタは、ミラー電流路３２に電気的に接続されている。トランジスタＴ４のベースは、トランジスタＴ３のベース、トランジスタＴ３のコレクタ、及びセンス電流路３１に電気的に接続されている。

カレントミラー回路２８は、センス電流路３１を流れる電流（トランジスタＴ３のコレクタ電流）の電流値をＩｉｎとし、ミラー電流路３２を流れる電流（トランジスタＴ４のコレクタ電流）の電流値をＩｏｕｔとした場合、トランジスタＴ３のベース電流及びトランジスタＴ４のベース電流がそれぞれのコレクタ電流及びエミッタ電流を比較して無視できる程度に十分小さいため、Ｉｉｎ＝Ｉｏｕｔとみなすことができる。そして、第２抵抗部Ｒｂを流れる電流（センス電流）の電流値Ｉｓは、Ｉｓ＝Ｉｉｎとみなすことができる。

電流生成回路２２の一部をなす電圧電流変換回路２６は、第１抵抗部Ｒａの両端電圧（両端の電位差）を、この両端電圧に応じた電流に変換して第３抵抗部Ｒｃに流す回路として構成されている。電圧電流変換回路２６は、第１基準導電路９１に電気的に接続された第３抵抗部Ｒｃと、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタとして構成されたトランジスタＴ１と、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタとして構成されたトランジスタＴ２と、を備える。トランジスタＴ１とトランジスタＴ２はコンプリメンタリとなっている。トランジスタＴ１は、ベースが第１抵抗部Ｒａの一端に電気的に接続され、エミッタがミラー電流路３２及びトランジスタＴ２のベースに電気的に接続され、コレクタが第１基準導電路９１に電気的に接続されている。トランジスタＴ２は、コレクタがセンス電流路３１に電気的に接続され、エミッタが第３抵抗部Ｒｃの一端に電気的に接続されている。そして、第３抵抗部Ｒｃの他端は、第１基準導電路９１に電気的に接続されている。

このように構成された電圧電流変換回路２６は、センス電流路３１及びミラー電流路３２のそれぞれに電流が流れることに応じて、ミラー電流路３２と第３抵抗部Ｒｃの一端との間を、ミラー電流路３２と第１抵抗部Ｒａの一端との間の電位差に対応させた電位差とする。具体的には、トランジスタＴ１のベースエミッタ間電圧ＶｂｅとトランジスタＴ２のベースエミッタ間電圧Ｖｂｅとが同一となり、第１抵抗部Ｒａ（シャント抵抗）の両端の電位差と第３抵抗部Ｒｃの両端の電位差は同一となる。このため、第３抵抗部Ｒｃには、第１抵抗部Ｒａを流れる電流に応じた電流（具体的には、第１抵抗部Ｒａを流れる電流に比例した電流）が流れる。第１抵抗部Ｒａの抵抗値をＲ１とし、第３抵抗部Ｒｃの抵抗値をＲ３とし、第１抵抗部Ｒａを流れる電流の電流値をＩ１とし、第３抵抗部Ｒｃを流れる電流の電流値をＩ３とした場合、Ｉ３＝Ｉ１×（Ｒ１／Ｒ３）となり、第１抵抗部Ｒａの抵抗値Ｒ１と第３抵抗部Ｒｃの抵抗値Ｒ３との比率に応じた増幅度で第１抵抗部Ｒａを流れる電流を増幅した電流が第３抵抗部Ｒｃに流れることになり、抵抗値Ｒ１に対して抵抗値Ｒ３が大きくなるほど、増幅度（増幅率）は小さくなり、第３抵抗部Ｒｃを流れる電流が抑えられる。

本構成では、センス電流路３１を流れる電流がトランジスタＴ２のコレクタ電流となり、トランジスタＴ２のエミッタ電流が第３抵抗部Ｒｃを流れる。この構成では、トランジスタＴ２のベース電流がコレクタ電流及びエミッタ電流と比較して無視できる程度に十分小さいため、第３抵抗部Ｒｃを流れる電流の電流値Ｉ３は、センス電流路３１を流れる電流の電流値Ｉｉｎ及び第２抵抗部Ｒｂを流れる電流の電流値Ｉｓと実質的に同一とみなすことができ、Ｉ３＝Ｉｉｎ＝Ｉｓとみなすことができる。このように、電流生成回路２２は、第３抵抗部Ｒｃを流れる電流に応じた電流（具体的には、第３抵抗部Ｒｃを流れる電流と実質的に同一の大きさの電流）を第２抵抗部Ｒｂ（センス抵抗部）に流すように構成されている。また、Ｉ３＝Ｉ１×（Ｒ１／Ｒ３）であるため、Ｉｓ＝Ｉ１×（Ｒ１／Ｒ３）とみなすことができ、電流生成回路２２は、第１抵抗部Ｒａの抵抗値Ｒ１と第３抵抗部Ｒｃの抵抗値Ｒ３との比率に応じた増幅度で第１抵抗部Ｒａを流れる電流（電流値Ｉ１の電流）を増加又は減少させた電流（電流値Ｉｓの電流）を第２抵抗部Ｒｂに流すように構成されている。

第２抵抗部Ｒｂの抵抗値をＲ２とした場合、第２抵抗部Ｒｂで生じる電位差Ｖｓは、Ｖｓ＝Ｉｓ×Ｒ２となり、Ｉｓ＝Ｉ３＝Ｉ１×（Ｒ１／Ｒ３）とみなすことができるため、Ｖｓ＝Ｉ１×（Ｒ１／Ｒ３）×Ｒ２となる。そして、第２基準導電路９２の電位（第２基準電位）をＶ２とした場合、第２抵抗部Ｒｂの他端の電位Ｖｎ（負側入力路４５の電位）は、Ｖｎ＝Ｖ２−Ｖｓ＝Ｖ２−Ｉ１×（Ｒ１／Ｒ３）×Ｒ２とみなすことができ、第１抵抗部Ｒａの電流値Ｉ１に応じた値（電流値Ｉ１をパラメータとする値）となる。

比較回路２４は、第２抵抗部Ｒｂの他端の電位Ｖｎが、第２基準電位Ｖ２を基準として生成される閾値電位Ｖｐよりも小さい場合に第１信号を出力し、閾値電位Ｖｐよりも大きい場合に第２信号を出力する回路である。比較回路２４は、主として、基準電位生成部４０と、コンパレータ４２とを備える。

基準電位生成部４０は、第２基準導電路９２に一端が電気的に接続され、第２基準導電路９２の電位（第２基準電位Ｖ２）とコンパレータ４２の正側入力路４４の電位（閾値電位Ｖｐ）との電位差が一定値Ｖｄとなるように維持する回路である。基準電位生成部４０は、リニアレギュレータやスイッチングレギュレータなどの公知のレギュレータやその他の電圧生成回路によって構成され、例えば、第２基準導電路９２の電位（第２基準電位Ｖ２）を基準とし、正側入力路４４の電位が第２基準電位Ｖ２から一定値Ｖｄを減じた値（Ｖｐ＝Ｖ２−Ｖｄ）の閾値電位Ｖｐとなるように正側入力路４４に直流電圧を印加する。

コンパレータ４２は、公知のコンパレータとして構成され、負側入力路４５の電位Ｖｎ（第２抵抗部Ｒｂの他端側の電位）が、正側入力路４４の電位Ｖｐ（閾値電位）よりも大きい場合、即ち、Ｖ２−Ｉ１×（Ｒ１／Ｒ３）×Ｒ２＞Ｖ２−Ｖｄであり、Ｖｄ＞Ｉ１×（Ｒ１／Ｒ３）×Ｒ２の場合に、第２信号としてのＬレベル信号を出力路４６に出力する。そして、負側入力路４５の電位Ｖｎが、正側入力路４４の電位Ｖｐよりも小さい場合、即ち、Ｖｄ＜Ｉ１×（Ｒ１／Ｒ３）×Ｒ２の場合に、第１信号としてのＨレベル信号を出力路４６に出力する。コンパレータ４２から出力路４６に出力されるＨレベル信号（第１信号）は、第１抵抗部Ｒａを流れる電流が過電流状態であることを示す過電流異常検知信号であり、コンパレータ４２から出力路４６に出力されるＬレベル信号（第２信号）は、第１抵抗部Ｒａを流れる電流が過電流状態でないことを示す正常状態検知信号である。

このように構成された電源装置１では、制御装置５がＰＷＭ信号を出力することによって電圧変換部３が電圧変換動作を行っているときに、第１抵抗部Ｒａを介して第１基準導電路９１に流れ込む電流が一定値未満の場合（即ち、Ｖｄ＞Ｉ１×（Ｒ１／Ｒ３）×Ｒ２の場合）、コンパレータ４２からＬレベル信号（第２信号）が出力されることになる。制御装置５は、コンパレータ４２からＬレベル信号が出力されていることを条件として電圧変換部３の駆動（電圧変換動作）を継続するように動作してもよい。

一方、制御装置５がＰＷＭ信号を出力することによって電圧変換部３が電圧変換動作を行っているときに、第１抵抗部Ｒａを介して一定値以上の電流が第１基準導電路９１に流れ込む場合（Ｖｄ＜Ｉ１×（Ｒ１／Ｒ３）×Ｒ２の場合）、コンパレータ４２からＨレベル信号（第１信号）が出力されることになる。このようにコンパレータ４２からＨレベル信号が出力されている場合には、所定の保護動作を行うようにすることができる。例えば、制御装置５は、コンパレータ４２からＨレベル信号が出力されている場合に、ＰＷＭ信号の出力を停止し、電圧変換部３の駆動（電圧変換動作）を停止させてもよい。或いは、制御装置５以外の保護回路を設けてもよく、この保護回路は、例えば、コンパレータ４２からＬレベル信号が出力されていることを条件として制御装置５から各スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のゲートへ送信される信号を有効化し、コンパレータ４２からＨレベル信号が出力されている場合には制御装置５から各スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のゲートへ送信される信号を無効化して各スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を全てオフ動作させるように構成されていてもよい。

以下において、本構成の効果を例示する。
本構成において、電流生成回路２２は、第２基準導電路９２に一端側が電気的に接続された第２抵抗部Ｒｂを備えており、第２抵抗部Ｒｂが接続された第２基準導電路９２の電位は、第１基準導電路９１の電位（第１基準電位）よりも高くなっている。更に、電流生成回路２２は、第１抵抗部Ｒａを流れる電流に応じた電流を第２基準導電路９２側から第２抵抗部Ｒｂに流すように構成されるため、第２抵抗部Ｒｂの両端の電位差は、第１抵抗部Ｒａを流れる電流に応じた値となる。そして、この電位差と第２基準導電路９２の電位（第２基準電位Ｖ２）とに基づいて第２抵抗部Ｒｂの他端の電位Ｖｎが定まり、第１抵抗部Ｒａを流れる電流が所定値を超える程度に大きくなると、第２抵抗部Ｒｂの他端の電位Ｖｎが閾値電位Ｖｐよりも小さくなり、比較回路２４のコンパレータ４２から第１信号（Ｈレベル信号）が出力されるようになっている。このようにして、電圧変換部３と第１基準導電路９１との間を流れる電流が所定値を超える過電流状態（第２抵抗部Ｒｂの他端の電位Ｖｎが閾値電位Ｖｐよりも小さくなる状態）を検出することができる。

しかも、本構成は、第１抵抗部Ｒａを流れる電流を反映した検出電位（第２抵抗部Ｒｂの他端の電位Ｖｎ）と比較対象となる閾値電位Ｖｐとがいずれも第２基準導電路９２の電位（第２基準電位Ｖ２）を基準として生成されるため、第１基準導電路９１の電位に変動があっても判定精度の大きな低下を招きにくく、電圧変換部３と第１基準導電路９１との間を流れる電流が所定値を超える過電流状態であるか否かを、より正確に判定することができる。

電流生成回路２２は、第１基準導電路９１に電気的に接続された第３抵抗部Ｒｃを備えており、第１抵抗部Ｒａの抵抗値Ｒ１と第３抵抗部Ｒｃの抵抗値Ｒ３との比率に応じた増幅度で第１抵抗部Ｒａを流れる電流を増加又は減少させた電流を第２抵抗部Ｒｂに流すように構成されている。この構成によれば、第１抵抗部Ｒａの電流を所望の増幅度で増加又は減少させた電流を第２抵抗部Ｒｂに流し得る回路を構成することができる。

しかも、図１の構成では、第１抵抗部Ｒａの抵抗値Ｒ１と第３抵抗部Ｒｃの抵抗値Ｒ３との比率に応じた増幅度で第１抵抗部Ｒａを流れる電流を増加又は減少させる上で、負帰還を用いずに増幅を行うため、高速な電源変動に対するロバスト性が高くなる。

電流生成回路２２は、一端側が第２基準導電路９２に電気的に接続されたセンス抵抗部（第２抵抗部Ｒｂ）と、一端側が第２基準導電路９２に電気的に接続されたミラー抵抗部（第４抵抗部Ｒｄ）と、カレントミラー回路２８と、電圧電流変換回路２６と、を備える。カレントミラー回路２８は、センス抵抗部の他端側及びミラー抵抗部の他端側にそれぞれ接続され、センス抵抗部を流れるセンス電流を所定のミラー比で反映したミラー電流をミラー抵抗部に流すとともに、センス抵抗部及びミラー抵抗部のそれぞれの電流に対応した電流をセンス電流路３１及びミラー電流路３２にそれぞれ流す構成をなす。電圧電流変換回路２６は、センス電流路３１及びミラー電流路３２のそれぞれに電流が流れることに応じて、ミラー電流路３２と第３抵抗部Ｒｃの一端との間を、ミラー電流路３２と第１抵抗部Ｒａの一端との間の電位差に対応させた電位差とし、第１抵抗部Ｒａを流れる電流に応じた電流を第３抵抗部Ｒｃに流す構成をなす。更に、電流生成回路２２は、第３抵抗部Ｒｃを流れる電流に応じた電流をセンス抵抗部に流すように構成され、センス抵抗部又はミラー抵抗部の少なくともいずれか（図１の例では、センス抵抗部）が第２抵抗部Ｒｂとして構成されている。

この構成では、センス電流及びミラー電流を流すことで第３抵抗部Ｒｃの両端の電位差を第１抵抗部Ｒａの両端の電位差に応じた値とし、第１抵抗部Ｒａを流れる電流に応じた電流を第３抵抗部Ｒｃに流すとともに、第３抵抗部Ｒｃを流れる電流に応じた電流をセンス抵抗部（第２抵抗部Ｒｂ）に流すように動作させることができる。ミラー抵抗部（第４抵抗部Ｒｄ）を流れるミラー電流は、センス抵抗部を流れるセンス電流を所定のミラー比で反映した電流であるため、センス抵抗部又はミラー抵抗部のいずれかが第２抵抗部Ｒｂとして構成されていれば、第１抵抗部Ｒａを流れる電流に応じた電流が第２抵抗部Ｒｂに流れることになる。そして、このような動作を、電流値を低減しやすいセンス電流及びミラー電流に基づいて行うことができるため、消費電力を抑えやすくなる。また、本構成では、カレントミラー回路２８を用いることで、より広いレンジで検出を行うことを可能としている。

第２基準導電路９２は、電圧生成部８０によって所定電圧が印加されることで第２基準電位に保たれるようになっている。このように、電圧生成部８０によって所定電圧が印加されることで第２基準導電路９２が第２基準電位に保たれるようになっていれば、第１抵抗部Ｒａを流れる電流を反映した検出電位（第２抵抗部Ｒｂの他端の電位Ｖｎ）と比較対象となる閾値電位Ｖｐとがいずれも電圧生成部８０の出力電圧に基づいて生成されることになり、第１基準導電路９１の電位変動の影響がより排除されやすくなる。

＜実施例２＞
次に、図２を参照して実施例２について説明する。
図２で示す車載用電源装置２０１（以下、電源装置２０１ともいう）は、車載用判定回路２０に代えて車載用判定回路２２０（以下、判定回路２２０ともいう）を用いた点が、実施例１の車載用電源装置１と異なる。判定回路２２０は、電流生成回路２２に代えて電流生成回路２２２を設けた点のみが実施例１の車載用判定回路２０と異なる。なお、図２で示す車載電源システム２００は、電流生成回路２２に代えて電流生成回路２２２を設けた点以外は、図１で示す車載電源システム１００と同一である。図２で示す電源装置２０１において、図１で示す電源装置１と同様の構成をなす部分については電源装置１と同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。

図２で示す判定回路２２０において、電圧電流変換回路２２６は、上段側の接続対象が異なる点以外は図１の電圧電流変換回路２６と同様の構成をなす。電圧電流変換回路２２６は、第１抵抗部Ｒａの両端電圧（両端の電位差）を、この両端電圧に応じた電流に変換して第３抵抗部Ｒｃに流す回路として構成されている。電圧電流変換回路２２６は、第１基準導電路９１に電気的に接続された第３抵抗部Ｒｃと、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタとして構成されたトランジスタＴ１と、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタとして構成されたトランジスタＴ２と、を備える。トランジスタＴ１とトランジスタＴ２はコンプリメンタリとなっている。トランジスタＴ１は、ベースが第１抵抗部Ｒａの一端に電気的に接続され、エミッタが第４抵抗部Ｒｄ２の他端及びトランジスタＴ２のベースに電気的に接続され、コレクタが第１基準導電路９１に電気的に接続されている。トランジスタＴ２は、コレクタが第２抵抗部Ｒｂ２の他端に電気的に接続され、エミッタが第３抵抗部Ｒｃの一端に電気的に接続されている。そして、第３抵抗部Ｒｃの他端は、第１基準導電路９１に電気的に接続されている。第２抵抗部Ｒｂ２の一端は、第２基準導電路９２に電気的に接続され、第４抵抗部Ｒｄ２の一端も、第２基準導電路９２に電気的に接続されている。第２基準導電路９２は、実施例１と同様の構成で、電位が第２基準電位Ｖ２に保たれている。
この構成では、第２抵抗部Ｒｂ２及び第４抵抗部Ｒｄ２のそれぞれに電流が流れることに応じて、第４抵抗部Ｒｄ２の他端と第３抵抗部Ｒｃの一端との間の電位差を、第４抵抗部Ｒｄ２の他端と第１抵抗部Ｒａの一端との間の電位差に対応させた電位差とする。具体的には、トランジスタＴ１のベースエミッタ間電圧ＶｂｅとトランジスタＴ２のベースエミッタ間電圧Ｖｂｅとが同一となり、第１抵抗部Ｒａ（シャント抵抗）の両端の電位差と第３抵抗部Ｒｃの両端の電位差は同一となる。このため、第３抵抗部Ｒｃには、第１抵抗部Ｒａを流れる電流に応じた電流（具体的には、第１抵抗部Ｒａを流れる電流に比例した電流）が流れる。第１抵抗部Ｒａの抵抗値をＲ１とし、第３抵抗部Ｒｃの抵抗値をＲ３とし、第１抵抗部Ｒａを流れる電流の電流値をＩ１とし、第３抵抗部Ｒｃを流れる電流の電流値をＩ３とした場合、Ｉ３＝Ｉ１×（Ｒ１／Ｒ３）となり、第１抵抗部Ｒａの抵抗値Ｒ１と第３抵抗部Ｒｃの抵抗値Ｒ３との比率に応じた増幅度で第１抵抗部Ｒａを流れる電流を増幅した電流が第３抵抗部Ｒｃに流れることになり、抵抗値Ｒ１に対して抵抗値Ｒ３が大きくなるほど、増幅度（増幅率）は小さくなり、第３抵抗部Ｒｃを流れる電流が抑えられる。

図２の構成では、第２抵抗部Ｒｂ２を流れる電流がトランジスタＴ２のコレクタ電流となり、トランジスタＴ２のエミッタ電流が第３抵抗部Ｒｃを流れる。この構成では、トランジスタＴ２のベース電流がコレクタ電流及びエミッタ電流と比較して無視できる程度に十分小さいため、第３抵抗部Ｒｃを流れる電流の電流値Ｉ３は、第２抵抗部Ｒｂ２を流れる電流の電流値Ｉｓと実質的に同一とみなすことができ、Ｉ３＝Ｉｓとみなすことができる。このように、電流生成回路２２２は、第３抵抗部Ｒｃを流れる電流に応じた電流（具体的には、第３抵抗部Ｒｃを流れる電流と実質的に同一の大きさの電流）を第２抵抗部Ｒｂ２に流すように構成されている。また、Ｉ３＝Ｉ１×（Ｒ１／Ｒ３）であるため、Ｉｓ＝Ｉ１×（Ｒ１／Ｒ３）とみなすことができ、電流生成回路２２２は、第１抵抗部Ｒａの抵抗値Ｒ１と第３抵抗部Ｒｃの抵抗値Ｒ３との比率に応じた増幅度で第１抵抗部Ｒａを流れる電流（電流値Ｉ１の電流）を増加又は減少させた電流（電流値Ｉｓの電流）を第２抵抗部Ｒｂに流すように構成されている。

この構成でも、第２抵抗部Ｒｂ２の抵抗値をＲ２とした場合、第２抵抗部Ｒｂ２で生じる電位差Ｖｓは、Ｖｓ＝Ｉｓ×Ｒ２となり、Ｉｓ＝Ｉ３＝Ｉ１×（Ｒ１／Ｒ３）とみなすことができ、Ｖｓ＝Ｉ１×（Ｒ１／Ｒ３）×Ｒ２となる。そして、第２基準導電路９２の電位（第２基準電位）をＶ２とした場合、第２抵抗部Ｒｂ２の他端の電位Ｖｎ（負側入力路４５の電位）は、Ｖｎ＝Ｖ２−Ｖｓ＝Ｖ２−Ｉ１×（Ｒ１／Ｒ３）×Ｒ２とみなすことができ、第１抵抗部Ｒａの電流値Ｉ１に応じた値（電流値Ｉ１をパラメータとする値）となる。

コンパレータ４２は、負側入力路４５の電位Ｖｎ（第２抵抗部Ｒｂ２の他端側の電位）が、正側入力路４４の電位Ｖｐ（閾値電位）よりも大きい場合、即ち、Ｖ２−Ｉ１×（Ｒ１／Ｒ３）×Ｒ２＞Ｖ２−Ｖｄであり、Ｖｄ＞Ｉ１×（Ｒ１／Ｒ３）×Ｒ２の場合に、第２信号としてのＬレベル信号を出力路４６に出力する。そして、負側入力路４５の電位Ｖｎが、正側入力路４４の電位Ｖｐよりも小さい場合、即ち、Ｖｄ＜Ｉ１×（Ｒ１／Ｒ３）×Ｒ２の場合に、第１信号としてのＨレベル信号を出力路４６に出力する。なお、コンパレータ４２から第１信号が出力された場合の動作や、第２信号が出力された場合の動作は、実施例１と同様とすることができる。

＜他の実施例＞
本発明は上記記述及び図面によって説明した実施例に限定されるものではなく、例えば次のような実施例も本発明の技術的範囲に含まれる。また、上述した実施例や後述する実施例は矛盾しない範囲で組み合わせることが可能である。

上述した実施例では、昇降圧型のＤＣＤＣコンバータとして構成される電圧変換装置を例示したが昇圧型のＤＣＤＣコンバータに適用してもよく、降圧型のＤＣＤＣコンバータに適用してもよい。また、一方側から入力された電圧を変換して他方側に出力する一方向型のＤＣＤＣコンバータに適用してもよく、双方向型のＤＣＤＣコンバータに適用してもよい。いずれの場合でも、電圧変換部と第１基準導電路９１（グラウンド）との間に第１抵抗部を設けることができ、この第１抵抗部に対して実施例１〜３と同様の構成で判定回路２０又は判定回路２２０を接続することができる。例えば、図３のような車載用電源装置３０１としてもよい。なお、図３で示す車載電源システム３００は、電圧変換部３に代えて電圧変換部３０３を設けた点以外は、図１で示す車載電源システム１００と同一である。図３で示す電源装置３０１において、図１で示す電源装置１と同様の構成をなす部分については電源装置１と同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。例えば、図３で示す判定回路２０は、実施例１の判定回路２０と同一の構成をなし、同様に動作する。この例では、電圧変換部３０３は、例えば、第１導電路１１に入力された電圧を降圧して第２導電路１２に印加する降圧型コンバータとして構成されており、制御装置５からスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２に相補的にＰＷＭ信号を出力することにより、降圧動作を行い得るようになっている。そして、ローサイド側のスイッチ素子Ｓ２と第１基準導電路９１との間に第１抵抗部Ｒａが設けられ、この第１抵抗部Ｒａの他端の電位がトランジスタＴ１のベース電位となるように構成されている。

上述した実施例では、単相式のＤＣＤＣコンバータを例示したが、多相式のＤＣＤＣコンバータに適用してもよい。

上述した実施例では、第１導電路１１や第２導電路１２に電気的に接続される発電機や負荷などは省略して示したが、様々な装置や電子部品を第１導電路１１や第２導電路１２に対して電気的に接続することができる。

上述した実施例では、第１抵抗部Ｒａが抵抗体として構成される例を示したが、第１抵抗部は、抵抗成分を有する部品であればよい。例えば、ＦＥＴなどのスイッチ素子を第１抵抗部Ｒａの代わりに置き換え、このスイッチ素子がオン状態のときにスイッチ素子を流れる電流が過電流状態であるか否かを判定してもよい。

上述した実施例１、３では、バイポーラトランジスタによって構成されるカレントミラー回路２８を例示したが、ＦＥＴによって構成されるカレントミラー回路を用いてもよい。また、カレントミラー回路は、公知の様々なカレントミラー回路（例えば、カレントミラー回路２８を高機能化した公知回路）に置き換えてもよい。

上述した実施例１、３では、センス抵抗部を第２抵抗部としたが、ミラー抵抗部を第２抵抗部としてもよい。例えば、図１における負側入力路４５を、センス抵抗部（第２抵抗部Ｒｂ）の他端ではなく、ミラー抵抗部（第４抵抗部Ｒｄ）の他端に電気的に接続し、ミラー抵抗部（第４抵抗部Ｒｄ）を第２抵抗部として機能させてもよい。

１，２０１，３０１…車載用電源装置
３，３０３…電圧変換部
１１…第１導電路
１２…第２導電路
２０，２２０…車載用判定回路
２２，２２２…電流生成回路
２４…比較回路
２６，２２６…電圧電流変換回路
２８…カレントミラー回路
３１…センス電流路
３２…ミラー電流路
８０…電圧生成部
９１…第１基準導電路
９２…第２基準導電路
Ｒａ…第１抵抗部
Ｒｂ…第２抵抗部（センス抵抗部）
Ｒｂ２…第２抵抗部
Ｒｃ…第３抵抗部
Ｒｄ…第４抵抗部（ミラー抵抗部）

第１導電路１１は、例えば図示しない第１電源部の高電位側の端子に導通し得る構成をなし、第１電源部から所定の直流電圧が印加される構成をなす。第２導電路１２は、例えば図示しない第２電源部の高電位側の端子に導通し得る構成をなし、第２電源部から所定の直流電圧が印加される構成をなす。これら第１電源部及び第２電源部は、例えば、鉛蓄電池、リチウムイオン電池、電気二重層キャパシタ、その他の蓄電素子など、公知の蓄電手段によって構成されている。第１電源部及び第２電源部の低電位側の端子はグラウンド電位（０Ｖ）に保たれている。第１導電路１１及び第２導電路１２のいずれか又は両方には、車載用の負荷が電気的に接続され、いずれか又は両方の導電路が負荷への電力供給路となっている。なお、第１電源部及び第２電源部のうち、一方の電源部が設けられていなくてもよい。

また、所定の昇圧モードでは、制御装置５からスイッチ素子Ｓ４のゲートに対してＰＷＭ信号が出力され、スイッチ素子Ｓ３，Ｓ４の各ゲートに対してデッドタイムを設定した形でＰＷＭ信号が相補的に出力される。この昇圧モードのときには、制御装置５は、第２導電路１２の電圧値と目標電圧値とに基づいて公知の方法で所定周期毎にフィードバック演算（第２導電路１２の電圧値を目標電圧値に近づけるデューティの算出）を行い、スイッチ素子Ｓ４のゲートに与えるＰＷＭ信号のデューティを決定するようになっている。このモードでは、スイッチ素子Ｓ４のゲートに対してオン信号を出力する期間は、スイッチ素子Ｓ３のゲートに対してオフ信号を出力し、スイッチ素子Ｓ４のゲートに対してオフ信号を出力する期間は、デッドタイムを除き、スイッチ素子Ｓ３のゲートに対してオン信号を出力するように昇圧動作がなされる。第２導電路１２に印加される出力電圧は、スイッチ素子Ｓ４のゲートに与えるＰＷＭ信号のデューティに応じて定まる。この昇圧モードでは、スイッチ素子Ｓ１のゲートにはオン信号が継続的に入力され、スイッチ素子Ｓ２のゲートにはオフ信号が継続的に入力されるため、スイッチ素子Ｓ１はオン状態で維持され、スイッチ素子Ｓ２はオフ状態で維持される。

上述した実施例では、昇降圧型のＤＣＤＣコンバータとして構成される電源装置を例示したが昇圧型のＤＣＤＣコンバータに適用してもよく、降圧型のＤＣＤＣコンバータに適用してもよい。また、一方側から入力された電圧を変換して他方側に出力する一方向型のＤＣＤＣコンバータに適用してもよく、双方向型のＤＣＤＣコンバータに適用してもよい。いずれの場合でも、電圧変換部と第１基準導電路９１（グラウンド）との間に第１抵抗部を設けることができ、この第１抵抗部に対して実施例１、２と同様の構成で判定回路２０又は判定回路２２０を接続することができる。例えば、図３のような車載用電源装置３０１としてもよい。なお、図３で示す車載電源システム３００は、電圧変換部３に代えて電圧変換部３０３を設けた点以外は、図１で示す車載電源システム１００と同一である。図３で示す電源装置３０１において、図１で示す電源装置１と同様の構成をなす部分については電源装置１と同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。例えば、図３で示す判定回路２０は、実施例１の判定回路２０と同一の構成をなし、同様に動作する。この例では、電圧変換部３０３は、例えば、第１導電路１１に入力された電圧を降圧して第２導電路１２に印加する降圧型コンバータとして構成されており、制御装置５からスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２に相補的にＰＷＭ信号を出力することにより、降圧動作を行い得るようになっている。そして、ローサイド側のスイッチ素子Ｓ２と第１基準導電路９１との間に第１抵抗部Ｒａが設けられ、この第１抵抗部Ｒａの他端の電位がトランジスタＴ１のベース電位となるように構成されている。

上述した実施例１では、バイポーラトランジスタによって構成されるカレントミラー回路２８を例示したが、ＦＥＴによって構成されるカレントミラー回路を用いてもよい。また、カレントミラー回路は、公知の様々なカレントミラー回路（例えば、カレントミラー回路２８を高機能化した公知回路）に置き換えてもよい。

上述した実施例１では、センス抵抗部を第２抵抗部としたが、ミラー抵抗部を第２抵抗部としてもよい。例えば、図１における負側入力路４５を、センス抵抗部（第２抵抗部Ｒｂ）の他端ではなく、ミラー抵抗部（第４抵抗部Ｒｄ）の他端に電気的に接続し、ミラー抵抗部（第４抵抗部Ｒｄ）を第２抵抗部として機能させてもよい。

Claims (5)

1. 第１導電路に印加された電圧を昇圧又は降圧して第２導電路に印加する動作を行う電圧変換部と、前記電圧変換部に一端側が電気的に接続されるとともに第１基準電位とされる第１基準導電路に他端側が電気的に接続される第１抵抗部と、を備えた車載用電源装置を判定対象とし、
   前記第１抵抗部を流れる電流の状態を判定する車載用判定回路であって、
   前記第１基準導電路の前記第１基準電位よりも高い第２基準電位とされる第２基準導電路に一端側が電気的に接続された第２抵抗部を備え、前記第１抵抗部を流れる電流に応じた電流を前記第２基準導電路側から前記第２抵抗部に流す電流生成回路と、
   前記第２抵抗部の他端の電位が、前記第２基準電位を基準として生成される閾値電位よりも小さい場合に第１信号を出力し、前記閾値電位よりも大きい場合に第２信号を出力する比較回路と、
   を有する車載用判定回路。
2. 前記電流生成回路は、前記第１基準導電路に電気的に接続された第３抵抗部を備え、前記第１抵抗部の抵抗値と前記第３抵抗部の抵抗値との比率に応じた増幅度で前記第１抵抗部を流れる電流を増加又は減少させた電流を前記第２抵抗部に流す請求項１に記載の車載用判定回路。
3. 前記電流生成回路は、
   一端側が前記第２基準導電路に電気的に接続されたセンス抵抗部と、
   一端側が前記第２基準導電路に電気的に接続されたミラー抵抗部と、
   前記センス抵抗部の他端側及び前記ミラー抵抗部の他端側にそれぞれ接続され、前記センス抵抗部を流れるセンス電流を所定のミラー比で反映したミラー電流を前記ミラー抵抗部に流すとともに、前記センス抵抗部及び前記ミラー抵抗部のそれぞれの電流に対応した電流をセンス電流路及びミラー電流路にそれぞれ流すカレントミラー回路と、
   前記センス電流路及び前記ミラー電流路のそれぞれに電流が流れることに応じて、前記ミラー電流路と前記第３抵抗部の一端との間を、前記ミラー電流路と前記第１抵抗部の一端との間の電位差に対応させた電位差とし、前記第１抵抗部を流れる電流に応じた電流を前記第３抵抗部に流す電圧電流変換回路と、
   を備え、
   前記第３抵抗部を流れる電流に応じた電流を前記センス抵抗部に流し、
   前記センス抵抗部又は前記ミラー抵抗部のいずれかが前記第２抵抗部として構成されている請求項２に記載の車載用判定回路。
4. 前記第２基準導電路は、電圧生成部によって所定電圧が印加されることで前記第２基準電位に保たれる請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の車載用判定回路。
5. 請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の車載用判定回路と、
   前記第１抵抗部と、
   前記電圧変換部と、
   を含む車載用電源装置。

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