JP2019022944A - 集積回路、駆動回路及び液体吐出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】増幅回路における損失を低減することが可能な集積回路を提供すること。【解決手段】圧電素子の駆動により液体を吐出する吐出部に対して、制御回路から入力される駆動制御信号に基づいて前記圧電素子を駆動させるための駆動信号を出力する駆動回路に用いられる集積回路であって、第１の電界効果型トランジスターと、第２の電界効果型トランジスターと、を含み、前記第１の電界効果型トランジスターと前記第２の電界効果型トランジスターとは、前記駆動制御信号が変調された変調信号を増幅し、前記第１の電界効果型トランジスター及び前記第２の電界効果型トランジスターのそれぞれは、オン抵抗が１００ｍΩ以下であり、入力容量が５００ｐＦ以下であり、ゲート総電荷が１０ｎＣ以下である、集積回路。【選択図】図８

Description

本発明は、集積回路、駆動回路及び液体吐出装置に関する

液体吐出装置、典型的にはインクをノズルから吐出させて画像や文書を印刷する印刷装置としては、圧電素子（例えばピエゾ素子）を用いたものが知られている。圧電素子は、ヘッドユニットにおいて複数のノズルのそれぞれに対応して設けられ、それぞれが駆動信号に従って駆動することにより、ノズルから所定のタイミングで所定量のインク（液体）が吐出され、これによりドットが形成される。圧電素子は、電気的にみればコンデンサーのような容量性負荷であるので、各ノズルの圧電素子を動作させるためには十分な電流を供給する必要がある。

液体吐出装置は、源信号を駆動回路に含まれる増幅回路で増幅した駆動信号を圧電素子に供給することで、当該圧電素子を駆動しノズルからインク（液体）を吐出する構成となっている。例えば特許文献１には、源信号をＡＢ級増幅（電流増幅）し駆動信号を生成する方式が開示されており、また、特許文献２には、ＡＢ級増幅に対して消費電力が小さく、エネルギー効率が改善されたＤ級増幅により駆動信号を生成する方式が開示されている。

特開２００９−１９０２８７号公報 特開２０１０−１１４７１１号公報

液体吐出装置における印刷の高速化及び高精細化に伴い、インクが吐出されるノズル数の増加及び高密度化が進む。これに伴い、同時に駆動されるノズル数が増加する。このため、駆動回路に含まれる増幅回路で使用される半導体素子（例えばＭＯＳＦＥＴ：Metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）に流れる電流量が増加し、これに伴い半導体素子の内部損失の増加することにより当該半導体素子の発熱が増加するといった課題があった。

本発明は、以上のような問題に鑑みてなされたものであり、本発明のいくつかの態様によれば、増幅回路における損失を低減することが可能な集積回路、駆動回路及び液体吐出装置を提供することができる。

本発明は前述の課題の少なくとも一部を解決するためになされたものであり、以下の態様又は適用例として実現することが可能である。

［適用例１］
本適用例に係る集積回路は、圧電素子の駆動により液体を吐出する吐出部に対して、制御回路から入力される駆動制御信号に基づいて前記圧電素子を駆動させるための駆動信号を出力する駆動回路に用いられる集積回路であって、第１の電界効果型トランジスターと、第２の電界効果型トランジスターと、を含み、前記第１の電界効果型トランジスターと前記第２の電界効果型トランジスターとは、前記駆動制御信号が変調された変調信号を増
幅し、前記第１の電界効果型トランジスター及び前記第２の電界効果型トランジスターのそれぞれは、オン抵抗が１００ｍΩ以下であり、入力容量が５００ｐＦ以下であり、ゲート総電荷が１０ｎＣ以下である。

本適用例に係る集積回路では、増幅回路を形成する第１の電界効果型トランジスターと第２の電界効果型トランジスターとのそれぞれは、オン抵抗が１００ｍΩ以下であるため、当該増幅回路に流れる電流が増加した場合であっても、当該電流と第１の電界効果型トランジスター及び第２の電界効果型トランジスターの内部抵抗とで生じる損失が低減される。さらに、入力容量が５００ｐＦ以下であり、ゲート総電荷が１０ｎＣ以下であるため、第１の電界効果型トランジスター及び第２の電界効果型トランジスターのそれぞれの入力信号（ゲート電圧）及び出力信号（ドレイン−ソース間電圧）の立ち上がり及び立下りを急峻にすることができる。このため、第１の電界効果型トランジスター及び第２の電界効果型トランジスターのスイッチング動作時において、ドレイン−ソース間電圧とドレイン−ソース間電流とが共に生じる期間が短くなり、スイッチングによる損失を低減することができる。よって、第１の電界効果型トランジスター及び第２の電界効果型トランジスターを含む増幅回路の損失を低減することができる。

また、本適用例に係る集積回路では、増幅回路を構成する第１の電界効果型トランジスターと第２の電界効果型トランジスターは、集積回路の内部回路として形成され、当該集積回路の内部において電気的に接続することが可能となる。このため、第１の電界効果型トランジスターと第２の電界効果型トランジスターとを接続する配線に生じる寄生容量を低減することができる。よって、当該寄生容量に基づいて生じるスイッチングノイズを低減することが可能となる。

［適用例２］
上記適用例に係る集積回路において、前記第１の電界効果型トランジスター及び前記第２の電界効果型トランジスターのそれぞれは、出力容量が３００ｐＦ以下であり、帰還容量が５０ｐＦ以下であり、逆回復電荷量が２０ｎＣ以下であってもよい。

本適用例に係る集積回路では、第１の電界効果型トランジスターと第２の電界効果型トランジスターとのそれぞれは、出力容量が３００ｐＦ以下であるため、第１の電界効果型トランジスターと第２の電界効果型トランジスターに入力されるゲート電圧に対するドレイン−ソース間電圧のスイッチングの追従性を高めることが可能となる。よって、第１の電界効果型トランジスター及び第２の電界効果型トランジスターは、ゲート電圧に基づく急峻なスイッチング動作が可能となり、当該スイッチング動作において、ドレイン−ソース間電圧とドレイン−ソース間電流とが共に生じる期間を短くすることが可能となり、スイッチングによる損失を低減することができる。

また、本適用例に係る集積回路では、第１の電界効果型トランジスターと第２の電界効果型トランジスターとのそれぞれは、帰還容量が５０ｐＦ以下であるため、第１の電界効果型トランジスターと第２の電界効果型トランジスターとに入力されるゲート電圧の立ち上がり及び立下りを急峻にすることが可能となる。よって、第１の電界効果型トランジスター及び第２の電界効果型トランジスターとのスイッチング動作時にドレイン−ソース間電圧とドレイン−ソース間電流とが共に生じる期間が短くなり、スイッチングによる損失を低減することができる。

また、本適用例に係る集積回路では、第１の電界効果型トランジスターと第２の電界効果型トランジスターとのそれぞれは、逆回復電荷量が２０ｎＣ以下であるため、第１の電界効果型トランジスターと第２の電界効果型トランジスターのスイッチングに伴い生じる逆回復電流が消滅するまでの時間を短くすることが可能となる。このため、逆回復電流と
、ドレイン−ソース間電圧とが共に生じる時間を短くすることが、逆回復電流により生じるスイッチング損失を低減することが可能となる。

［適用例３］
本適用例に係る駆動回路は、圧電素子の駆動により液体を吐出する吐出部に対して、制御回路から入力される駆動制御信号に基づいて前記圧電素子を駆動させるための駆動信号を出力する駆動回路であって、前記駆動制御信号を変調し変調信号を出力する変調回路と、前記変調信号を増幅し増幅変調信号を出力する増幅回路と、前記増幅変調信号を平滑し前記駆動信号を出力する平滑回路と、を備え、前記増幅回路は、前記第１の電界効果型トランジスター及び前記第２の電界効果型トランジスターを含む集積回路であって、前記第１の電界効果型トランジスター及び前記第２の電界効果型トランジスターのそれぞれは、オン抵抗が１００ｍΩ以下であり、入力容量が５００ｐＦ以下であり、ゲート総電荷が１０ｎＣ以下である。

本適用例に係る駆動回路では、集積回路において増幅回路を形成する第１の電界効果型トランジスターと第２の電界効果型トランジスターとのそれぞれは、オン抵抗が１００ｍΩ以下であるため、当該増幅回路に流れる電流が増加した場合であっても、当該電流と第１の電界効果型トランジスター及び第２の電界効果型トランジスターの内部抵抗とで生じる損失が低減される。さらに、入力容量が５００ｐＦ以下であり、ゲート総電荷が１０ｎＣ以下であるため、第１の電界効果型トランジスター及び第２の電界効果型トランジスターのそれぞれの入力信号（ゲート電圧）及び出力信号（ドレイン−ソース間電圧）の立ち上がり及び立下りを急峻にすることができる。このため、第１の電界効果型トランジスター及び第２の電界効果型トランジスターのスイッチング動作時において、ドレイン−ソース間電圧とドレイン−ソース間電流とが共に生じる期間が短くなり、スイッチングによる損失を低減することができる。よって、第１の電界効果型トランジスター及び第２の電界効果型トランジスターを含む増幅回路の損失を低減することができる。

また、本適用例に係る駆動回路では、増幅回路を構成する第１の電界効果型トランジスターと第２の電界効果型トランジスターは、集積回路の内部回路として形成され、当該集積回路の内部において電気的に接続することが可能となる。このため、第１の電界効果型トランジスターと第２の電界効果型トランジスターとを接続する配線に生じる寄生容量を低減することができる。よって、当該寄生容量に基づいて生じるスイッチングノイズを低減することが可能となる。

［適用例４］
上記適用例に係る駆動回路において、前記第１の電界効果型トランジスター及び前記第２の電界効果型トランジスターのそれぞれは、出力容量が３００ｐＦ以下であり、帰還容量が５０ｐＦ以下であり、逆回復電荷量が２０ｎＣ以下であってもよい。

本適用例に係る駆動回路では、集積回路において第１の電界効果型トランジスターと第２の電界効果型トランジスターとのそれぞれは、出力容量が３００ｐＦ以下であるため、第１の電界効果型トランジスターと第２の電界効果型トランジスターに入力されるゲート電圧に対するドレイン−ソース間電圧のスイッチングの追従性を高めることが可能となる。よって、第１の電界効果型トランジスター及び第２の電界効果型トランジスターは、ゲート電圧に基づく急峻なスイッチング動作が可能となり、当該スイッチング動作において、ドレイン−ソース間電圧とドレイン−ソース間電流とが共に生じる期間を短くすることが可能となり、スイッチングによる損失を低減することができる。

また、本適用例に係る駆動回路では、集積回路において第１の電界効果型トランジスターと第２の電界効果型トランジスターとのそれぞれは、帰還容量が５０ｐＦ以下であるた
め、第１の電界効果型トランジスターと第２の電界効果型トランジスターとに入力されるゲート電圧の立ち上がり及び立下りを急峻にすることが可能となる。よって、第１の電界効果型トランジスター及び第２の電界効果型トランジスターとのスイッチング動作時にドレイン−ソース間電圧とドレイン−ソース間電流とが共に生じる期間が短くなり、スイッチングによる損失を低減することができる。

また、本適用例に係る駆動回路では、集積回路において第１の電界効果型トランジスターと第２の電界効果型トランジスターとのそれぞれは、逆回復電荷量が２０ｎＣ以下であるため、第１の電界効果型トランジスターと第２の電界効果型トランジスターのスイッチングに伴い生じる逆回復電流が消滅するまでの時間を短くすることが可能となる。このため、逆回復電流と、ドレイン−ソース間電圧とが共に生じる時間を短くすることが、逆回復電流により生じるスイッチング損失を低減することが可能となる。

［適用例５］
上記適用例に係る駆動回路において、前記増幅変調信号の交流成分の周波数帯域は、１ＭＨｚ以上であってもよい。

上記適用例に係る駆動回路では、増幅変調信号を平滑化して駆動信号を生成し、吐出部に備えられた圧電素子は、駆動信号が印加されることによって変位して、ノズルから液体を吐出させる。ここで、液体吐出装置が例えば小ドットを吐出するための駆動信号の波形を周波数スペクトル解析すると、５０ｋＨｚ以上の周波数成分が含まれていることが判っている。このような５０ｋＨｚ以上の周波数成分を含む駆動信号を生成するためには、増幅変調信号の周波数（自励発振の周波数）を１ＭＨｚ以上とすることが好ましい。当該周波数を１ＭＨｚよりも低い領域では、再現される駆動信号の波形のエッジが鈍るおそれがあり、波形のエッジが鈍ると、波形の立ち上がりエッジ、立ち下がりエッジに応じて動作する圧電素子の変位が緩慢になり、吐出時の尾引きや、吐出不良などが発生する原因にもつながるからである。

［適用例６］
上記適用例に係る駆動回路において、前記増幅変調信号の交流成分の周波数帯域は、８ＭＨｚ以下であってもよい。

上記適用例に係る駆動回路では、自励発振の周波数を８ＭＨｚよりも高くすれば、駆動信号の波形の分解能は高まるが、その反面、トランジスターにおけるスイッチング周波数が上昇することによって、スイッチング損失が大きくなり、ＡＢ級アンプなどのリニア増幅と比べて、優位性を有する省電力性、省発熱性が損なわれてしまう。このため、増幅変調信号の交流成分の周波数帯域は８ＭＨｚ以下であることが好ましい。

［適用例７］
本適用例に係る液体吐出装置は、圧電素子の駆動により液体を吐出する吐出部と、前記圧電素子を駆動させるための駆動信号を出力する駆動回路と、前記駆動信号の基となる駆動制御信号を前記駆動回路に出力する制御回路と、を含み、前記駆動回路は、前記駆動制御信号を変調し変調信号を出力する変調回路と、前記変調信号を増幅し増幅変調信号を出力する増幅回路と、前記増幅変調信号を平滑し前記駆動信号を出力する平滑回路と、を有し、前記増幅回路は、前記第１の電界効果型トランジスター及び前記第２の電界効果型トランジスターを含む集積回路であって、前記第１の電界効果型トランジスター及び前記第２の電界効果型トランジスターのそれぞれは、オン抵抗が１００ｍΩ以下であり、入力容量が５００ｐＦ以下であり、ゲート総電荷が１０ｎＣ以下であってもよい。

本適用例に係る液体吐出装置では、駆動回路に備えられた集積回路において増幅回路を
形成する第１の電界効果型トランジスターと第２の電界効果型トランジスターとのそれぞれは、オン抵抗が１００ｍΩ以下であるため、当該増幅回路に流れる電流が増加した場合であっても、当該電流と第１の電界効果型トランジスター及び第２の電界効果型トランジスターの内部抵抗とで生じる損失が低減される。さらに、入力容量が５００ｐＦ以下であり、ゲート総電荷が１０ｎＣ以下であるため、第１の電界効果型トランジスター及び第２の電界効果型トランジスターのそれぞれの入力信号（ゲート電圧）及び出力信号（ドレイン−ソース間電圧）の立ち上がり及び立下りを急峻にすることができる。このため、第１の電界効果型トランジスター及び第２の電界効果型トランジスターのスイッチング動作時において、ドレイン−ソース間電圧とドレイン−ソース間電流とが共に生じる期間が短くなり、スイッチングによる損失を低減することができる。よって、第１の電界効果型トランジスター及び第２の電界効果型トランジスターを含む増幅回路の損失を低減することができる。

また、本適用例に係る液体吐出装置では、増幅回路を構成する第１の電界効果型トランジスターと第２の電界効果型トランジスターとは、集積回路の内部回路として形成され、当該集積回路の内部において電気的に接続することが可能となる。このため、第１の電界効果型トランジスターと第２の電界効果型トランジスターとを接続する配線に生じる寄生容量を低減することができる。よって、当該寄生容量に基づいて生じるスイッチングノイズを低減することが可能となる。

［適用例８］
上記適用例に係る液体吐出装置において、前記第１の電界効果型トランジスター及び前記第２の電界効果型トランジスターのそれぞれは、出力容量が３００ｐＦ以下であり、帰還容量が５０ｐＦ以下であり、逆回復電荷量が２０ｎＣ以下であってもよい。

本適用例に係る液体吐出装置では、駆動回路に備えられた集積回路において第１の電界効果型トランジスターと第２の電界効果型トランジスターとのそれぞれは、出力容量が３００ｐＦ以下であるため、第１の電界効果型トランジスターと第２の電界効果型トランジスターに入力されるゲート電圧に対するドレイン−ソース間電圧のスイッチングの追従性を高めることが可能となる。よって、第１の電界効果型トランジスター及び第２の電界効果型トランジスターは、ゲート電圧に基づく急峻なスイッチング動作が可能となり、当該スイッチング動作において、ドレイン−ソース間電圧とドレイン−ソース間電流とが共に生じる期間を短くすることが可能となり、スイッチングによる損失を低減することができる。

また、本適用例に係る液体吐出装置では、駆動回路に備えられた集積回路において第１の電界効果型トランジスターと第２の電界効果型トランジスターとのそれぞれは、帰還容量が５０ｐＦ以下であるため、第１の電界効果型トランジスターと第２の電界効果型トランジスターとに入力されるゲート電圧の立ち上がり及び立下りを急峻にすることが可能となる。よって、第１の電界効果型トランジスター及び第２の電界効果型トランジスターとのスイッチング動作時にドレイン−ソース間電圧とドレイン−ソース間電流とが共に生じる期間が短くなり、スイッチングによる損失を低減することができる。

また、本適用例に係る液体吐出装置では、第１の電界効果型トランジスターと第２の電界効果型トランジスターとのそれぞれは、逆回復電荷量が２０ｎＣ以下であるため、第１の電界効果型トランジスターと第２の電界効果型トランジスターのスイッチングに伴い生じる逆回復電流が消滅するまでの時間を短くすることが可能となる。このため、逆回復電流と、ドレイン−ソース間電圧とが共に生じる時間を短くすることが、逆回復電流により生じるスイッチング損失を低減することが可能となる。

［適用例９］
上記適用例に係る液体吐出装置において、前記増幅変調信号の交流成分の周波数帯域は、１ＭＨｚ以上であってもよい。

上記適用例に係る液体吐出装置では、駆動回路において増幅変調信号を平滑化して駆動信号を生成し、駆動信号が印加されることによって圧電素子が変位して、ノズルから液体を吐出させる。ここで、液体吐出装置が例えば小ドットを吐出するための駆動信号の波形を周波数スペクトル解析すると、５０ｋＨｚ以上の周波数成分が含まれていることが判っている。このような５０ｋＨｚ以上の周波数成分を含む駆動信号を生成するためには、増幅変調信号の周波数（自励発振の周波数）を１ＭＨｚ以上とすることが好ましい。当該周波数を１ＭＨｚよりも低い領域では、再現される駆動信号の波形のエッジが鈍るおそれがあり、波形のエッジが鈍ると、波形の立ち上がりエッジ、立ち下がりエッジに応じて動作する圧電素子の変位が緩慢になり、吐出時の尾引きや、吐出不良などが発生する原因にもつながるからである。

［適用例１０］
上記適用例に係る液体吐出装置において、前記増幅変調信号の交流成分の周波数帯域は、８ＭＨｚ以下であってもよい。

上記適用例に係る液体吐出装置は、駆動回路において自励発振の周波数を８ＭＨｚよりも高くすれば、駆動信号の波形の分解能は高まるが、その反面、トランジスターにおけるスイッチング周波数が上昇することによって、スイッチング損失が大きくなり、ＡＢ級アンプなどのリニア増幅と比べて、優位性を有する省電力性、省発熱性が損なわれてしまう。このため、増幅変調信号の交流成分の周波数帯域は８ＭＨｚ以下であることが好ましい。

液体吐出装置（印刷装置）の内部の概略構成を示す斜視図である。 液体吐出装置の電気的な構成を示すブロック図である。 吐出部の概略構成を示す図である。 駆動信号ＣＯＭ−Ａ，ＣＯＭ−Ｂの波形の一例を示す図である。 駆動信号Ｖｏｕｔの波形の一例を示す図である。 駆動回路の回路構成を示す図である。 電圧信号Ａｓと変調信号Ｍｓとの波形を、アナログの駆動制御信号ａＡとの波形と関連付けて示す図である。 増幅回路のスイッチング損失を説明するための図である。 トランジスターの入力容量、出力容量、帰還容量を説明するための図である。

以下、本発明の好適な実施形態について図面を用いて詳細に説明する。用いる図面は説明の便宜上のものである。なお、以下に説明する実施形態は、特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではない。また以下で説明される構成の全てが本発明の必須構成要件であるとは限らない。

１．液体吐出装置の構成
図１は、本実施形態のプリントヘッドが適用される液体吐出装置１（印刷装置）の内部の概略構成を示す斜視図である。液体吐出装置１は、外部のホストコンピューターから供給された画像データに応じてインクを吐出させることによって、紙などの印刷媒体にインクドット群を形成し、これにより、当該画像データに応じた画像（文字、図形等を含む）
を印刷するインクジェットプリンターである。図１において、筐体やカバーの図示は省略されている。

図１に示されるように、液体吐出装置１は、ヘッドユニット２（プリントヘッド）を、主走査方向に移動（往復動）させる移動機構３を備える。移動機構３は、ヘッドユニット２の駆動源となるキャリッジモーター３１と、両端が固定されたキャリッジガイド軸３２と、キャリッジガイド軸３２とほぼ平行に延在し、キャリッジモーター３１により駆動されるタイミングベルト３３と、を有している。また、移動機構３は、ヘッドユニット２の主走査方向における位置を検出するためのリニアエンコーダー９０を備える。

ヘッドユニット２のキャリッジ２４は、所定数のインクカートリッジ２２を載置可能に構成されている。また、キャリッジ２４は、キャリッジガイド軸３２に往復動自在に支持されるとともに、タイミングベルト３３の一部に固定されている。そのため、キャリッジモーター３１によりタイミングベルト３３を正逆走行させると、ヘッドユニット２がキャリッジガイド軸３２に案内されて往復動する。このように、キャリッジモーター３１は、キャリッジ２４を主走査方向に移動させるモーターである。

また、ヘッドユニット２のうち、印刷媒体Ｐと対向する部分にはヘッド２０が設けられる。このヘッド２０は、後述するように、多数のノズルからインク（液体）を吐出させるための複数の吐出部６００を備える。なお、ヘッドユニット２には、フレキシブルフラットケーブル１９０を介して各種の制御信号等が供給される。

液体吐出装置１は、印刷媒体Ｐを、副走査方向（方向Ｙ）にプラテン４０上で搬送させる搬送機構４を備える。搬送機構４は、駆動源である搬送モーター４１と、搬送モーター４１により回転して、印刷媒体Ｐを副走査方向に搬送する搬送ローラー４２と、を備える。印刷媒体Ｐが搬送機構４によって搬送されたタイミングで、ヘッド２０が当該印刷媒体Ｐにインク滴を吐出することによって、印刷媒体Ｐの表面に画像が形成される。

ヘッドユニット２の移動範囲内における端部領域には、ヘッドユニット２の走査の基点となるホームポジションが設定されている。ホームポジションには、ヘッド２０のノズル形成面を封止するキャッピング部材７０と、ノズル形成面を払拭するためのワイパー部材７１とが配置されている。そして、液体吐出装置１は、このホームポジションから反対側の端部へ向けてヘッドユニット２が移動する往動時と、反対側の端部からホームポジション側にヘッドユニット２が戻る復動時との双方向で印刷媒体Ｐの表面に画像を形成する。

プラテン４０の主走査方向の端部には、フラッシング動作の際にヘッド２０から吐出されたインクを捕集するフラッシングボックス７２が配置されている。フラッシング動作とは、ノズル付近のインクの増粘によりノズルが目詰まりしたり、ノズル内に気泡が混入したりして、適正な量のインクが吐出されなくなってしまうことを防止するために、印刷対象の画像データとは関係なく、強制的に各ノズルからインクを吐出させる動作である。なお、フラッシングボックス７２は、プラテン４０の主走査方向の両側に設けられていることが望ましいが、少なくとも一方に設けられていればよい。

２．液体吐出装置の電気的構成
図２は、液体吐出装置１の電気的な構成を示すブロック図である。図２に示されるように、液体吐出装置１では、制御ユニット１０とヘッドユニット２とがフレキシブルフラットケーブル１９０を介して接続される。

制御ユニット１０は、制御回路１００と、キャリッジモータードライバー３５と、搬送モータードライバー４５と、を有する。このうち、制御回路１００は、ホストコンピュー
ターから画像データが供給されたときに、各部を制御するための各種の制御信号等を出力する。

具体的には、制御回路１００は、リニアエンコーダー９０の検出信号に基づいてヘッドユニット２の走査位置（現在位置）を把握する。そして、制御回路１００は、ヘッドユニット２の走査位置に基づいて、キャリッジモータードライバー３５に対して制御信号Ｃｔｒ１を供給し、キャリッジモータードライバー３５は、当該制御信号Ｃｔｒ１に従ってキャリッジモーター３１を駆動する。これにより、キャリッジ２４における主走査方向の移動が制御される。

また、制御回路１００は、搬送モータードライバー４５に対して制御信号Ｃｔｒ２を供給し、搬送モータードライバー４５は、当該制御信号Ｃｔｒ２に従って搬送モーター４１を駆動する。これにより、搬送機構４による副走査方向の移動が制御される。

また、制御回路１００は、ヘッドユニット２に、クロック信号Ｓｃｋ、データ信号ＳＩ、制御信号ＬＡＴ，ＣＨ、デジタルの駆動制御信号ｄＡ，ｄＢを供給する。

また、制御回路１００は、メンテナンスユニット８０に、吐出部６００におけるインクの吐出状態を正常に回復させるためのメンテナンス処理を実行させる。メンテナンスユニット８０は、メンテナンス処理として、吐出部６００内の増粘したインクや気泡等をチューブポンプ（図示省略）により吸引するクリーニング処理（ポンピング処理）を行うためのクリーニング機構８１を有していてもよい。また、メンテナンスユニット８０は、メンテナンス処理として、吐出部６００のノズル近傍に付着した紙粉等の異物をワイパー部材７１により拭き取るワイピング処理を行うためのワイピング機構８２を有していてもよい。

ヘッドユニット２は、駆動回路５０−ａ，５０−ｂと、ヘッド２０と、を有する。

駆動回路５０−ａは、駆動制御信号ｄＡをデジタル／アナログ変換した後に、Ｄ級増幅して駆動信号ＣＯＭ−Ａを生成し、ヘッド２０に含まれる複数の選択部２３０のそれぞれに出力する。同様に、駆動回路５０−ｂは、駆動制御信号ｄＢをデジタル／アナログ変換した後に、Ｄ級増幅して駆動信号ＣＯＭ−Ｂを生成し、選択部２３０のそれぞれに出力する。ここで、駆動制御信号ｄＡは、駆動信号ＣＯＭ−Ａの波形を規定し、駆動制御信号ｄＢは、駆動信号ＣＯＭ−Ｂの波形を規定する。なお、駆動回路５０−ａ，５０−ｂの詳細については後述する。また、図２では駆動回路５０−ａ，５０−ｂは、ヘッドユニット２に備えられているが、制御ユニット１０に備えられていてもよい。このとき、駆動回路５０−ａ，５０−ｂは、フレキシブルフラットケーブル１９０を介して、駆動信号ＣＯＭ−Ａ，ＣＯＭ−Ｂをヘッドユニット２（選択部２３０）に出力する。

ヘッド２０は、選択制御部２１０と複数の選択部２３０と複数の吐出部６００とを含む。選択制御部２１０は、制御回路１００から供給されるクロック信号Ｓｃｋ、データ信号ＳＩ、制御信号ＬＡＴ及び制御信号ＣＨに基づいて、選択部２３０のそれぞれに対して、駆動信号ＣＯＭ−Ａ，ＣＯＭ−Ｂのいずれを選択すべきか（又は、いずれも非選択とすべきか）を指示する選択信号を出力する。

選択部２３０のそれぞれは、選択制御部２１０から入力された選択信号に基づいて、駆動信号ＣＯＭ−Ａ，ＣＯＭ−Ｂのいずれかを選択（又は非選択）し、吐出部６００のそれぞれに対して駆動信号Ｖｏｕｔとして出力する。このとき、複数の選択部２３０の各々は、複数の吐出部６００（圧電素子６０）の各々に対応して備えられていることが好ましい。

複数の吐出部６００のそれぞれは、圧電素子６０を含む。圧電素子６０のそれぞれの一端には、対応する選択部２３０から出力された駆動信号Ｖｏｕｔが印加される。また、複数の圧電素子６０のそれぞれの他端には、共通に一定電圧信号ＶＢＳが印加される。圧電素子６０は、印加された駆動信号Ｖｏｕｔと一定電圧信号ＶＢＳとの電位差に基づいて変位する。吐出部６００は、圧電素子６０の変位（駆動）に基づいてインクを吐出する。

本実施形態におけるヘッド２０には、吐出部６００が１インチあたり３００個以上の高密度で備えられたノズル列を有していてもよく、また、当該ノズル列を複数備えた他ノズルヘッドであってもよい。また、選択制御部２１０及び複数の選択部２３０は、１つの集積回路（ＩＣ：Integrated Circuit）で構成されていてもよい。

３．吐出部の構成
図３は、ヘッド２０に備えられる複数の吐出部６００の内の１つに対応した概略構成を示す図である。図３に示されるように、ヘッド２０は、吐出部６００と、リザーバー６４１とを含む。

リザーバー６４１には、インクカートリッジ２２（図１参照）から不図示のインクチューブ及び供給口６６１を経由してインクが導入される。そのため、リザーバー６４１は、インクカートリッジ２２に備えられたインク色ごとに設けられる。

吐出部６００は、圧電素子６０と振動板６２１とキャビティー（圧力室）６３１とノズル６５１とを含む。このうち、振動板６２１は、図３において上面に設けられた圧電素子６０によって変位（屈曲振動）し、インクが充填されるキャビティー６３１の内部容積を拡大／縮小させるダイヤフラムとして機能する。ノズル６５１は、ノズルプレート６３２に設けられるとともに、キャビティー６３１に連通する開孔部である。キャビティー６３１は、内部にインクが充填され、圧電素子６０の変位により、内部容積が変化する。ノズル６５１は、キャビティー６３１に連通し、キャビティー６３１の内部容積の変化に応じてキャビティー６３１内の液体を液滴として吐出する。

図３で示される圧電素子６０は、圧電体６０１を一対の電極６１１，電極６１２で挟んだ構造である。この構造の圧電体６０１にあっては、電極６１１，電極６１２により印加された電圧に応じて、電極６１１，電極６１２、振動板６２１とともに図３において中央部分が両端部分に対して上下方向に撓む。具体的には、圧電素子６０は、駆動信号Ｖｏｕｔの電圧レベルが高くなると、上方向に撓む一方、駆動信号Ｖｏｕｔの電圧レベルが低くなると、下方向に撓む構成となっている。この構成において、上方向に撓めば、キャビティー６３１の内部容積が拡大するので、インクがリザーバー６４１から引き込まれる。一方、下方向に撓めば、キャビティー６３１の内部容積が縮小するので、縮小の程度によっては、インクがノズル６５１から吐出される。

なお、圧電素子６０は、図示した構造に限られず、圧電素子６０を変形させてインクのような液体を吐出させることができる型であればよい。また、圧電素子６０は、屈曲振動に限られず、いわゆる縦振動を用いる構成でもよい。

圧電素子６０は、ヘッド２０においてキャビティー６３１とノズル６５１とに対応して設けられ、当該圧電素子６０は、前述のとおり選択部２３０にも対応して設けられる。このため、圧電素子６０、キャビティー６３１、ノズル６５１及び選択部２３０のセットは、ノズル６５１毎に設けられることになる。

４．駆動信号の一例
ここで、データ信号ＳＩ、制御信号ＬＡＴ，ＣＨに基づいて、駆動信号Ｖｏｕｔとして駆動信号ＣＯＭ−Ａ，ＣＯＭ−Ｂのいずれを選択するかの制御方法について説明する。

制御回路１００から選択制御部２１０に入力される制御信号ＬＡＴ、制御信号ＣＨ及びデータ信号ＳＩは、クロック信号Ｓｃｋに同期した信号であり、吐出部６００の吐出のタイミングを制御する信号である。換言すれば、当該信号は圧電素子６０に対して駆動信号Ｖｏｕｔが印加されるタイミングを制御する。

駆動信号Ｖｏｕｔは、印刷媒体Ｐに対してドットを形成する印刷周期Ｔａ毎に圧電素子６０に印加される。印刷周期Ｔａは、制御信号ＬＡＴが立ち上がり、制御信号ＣＨが立ち上がるまでの期間Ｔ１と、制御信号ＣＨが立ち上がってから次に制御信号ＬＡＴが立ち上がるまでの期間Ｔ２からなる。

選択制御部２１０（図２参照）は、データ信号ＳＩに基づいて、複数の吐出部６００のそれぞれが期間Ｔ１及び期間Ｔ２において、駆動信号ＣＯＭ−Ａ，ＣＯＭ−Ｂのいずれを供給するか否かを制御するための選択信号を生成し、複数の吐出部６００に対応した選択部２３０に出力する。

データ信号ＳＩは、複数の吐出部６００のそれぞれに対応した２ビットのデータ（ＳＩＨ，ＳＩＬ）を含む信号である。選択制御部２１０は、吐出部６００のそれぞれに対応したデータ（ＳＩＨ，ＳＩＬ）をラッチ回路等で保持し、保持したデータ（ＳＩＨ，ＳＩＬ）に対応する選択信号を、吐出部６００のそれぞれに対応する選択部２３０に出力する。

選択部２３０（図２参照）は、選択制御部２１０から出力された選択信号に基づき、期間Ｔ１及び期間Ｔ２のそれぞれにおいて、駆動信号ＣＯＭ−Ａを出力するか、駆動信号ＣＯＭ−Ｂを出力するのか、いずれも出力しないのかを切替える。これにより、選択部２３０から駆動信号Ｖｏｕｔが出力される。

ここで、駆動信号Ｖｏｕｔの基となる駆動信号ＣＯＭ−Ａ，ＣＯＭ−Ｂについて図４を用いて説明する。図４は、駆動信号ＣＯＭ−Ａ，ＣＯＭ−Ｂの波形の一例を示す図である。駆動信号ＣＯＭ−Ａは、期間Ｔ１に配置された台形波形Ａｄｐ１と、期間Ｔ２に配置された台形波形Ａｄｐ２とを連続させた波形となっている。台形波形Ａｄｐ１、Ａｄｐ２とは、互いにほぼ同一の波形であり、それぞれが圧電素子６０の一端に印加されたとき、当該圧電素子６０に対応するノズル６５１から所定量、具体的には中程度の量のインクをそれぞれ吐出させる波形である。

駆動信号ＣＯＭ−Ｂは、期間Ｔ１に配置された台形波形Ｂｄｐ１と、期間Ｔ２に配置された台形波形Ｂｄｐ２とを連続させた波形となっている。本実施形態において、台形波形Ｂｄｐ１、Ｂｄｐ２は、互いに異なる波形である。このうち、台形波形Ｂｄｐ１は、ノズル６５１の開孔部付近のインクを微振動させてインクの粘度の増大を防止するための波形である。このため、台形波形Ｂｄｐ１が圧電素子６０の一端に印加されたとしても、当該圧電素子６０に対応するノズル６５１からインクは吐出されない。また、台形波形Ｂｄｐ２は、台形波形Ａｄｐ１（Ａｄｐ２）とは異なる波形となっている。台形波形Ｂｄｐ２が圧電素子６０の一端に印加されたとき、当該圧電素子６０に対応するノズル６５１から上記所定量よりも少ない量のインクを吐出させる波形である。

なお、台形波形Ａｄｐ１、Ａｄｐ２、Ｂｄｐ１、Ｂｄｐ２の開始タイミングでの電圧及び終了タイミングでの電圧は、いずれも電圧Ｖｃで共通である。すなわち、台形波形Ａｄｐ１，Ａｄｐ２，Ｂｄｐ１，Ｂｄｐ２は、それぞれ電圧Ｖｃで開始し、電圧Ｖｃで終了する波形となっている。

図５は、「大ドット」、「中ドット」、「小ドット」及び「非記録（微振動）」のそれぞれに対応する駆動信号Ｖｏｕｔの波形の一例を示す図である。

図５に示されるように、データ（ＳＩＨ，ＳＩＬ）が（１，１）であるとき、選択部２３０には、「大ドット」を示す選択信号が入力される。選択信号が「大ドット」を示す信号であるとき、選択部２３０は、期間Ｔ１において駆動信号ＣＯＭ−Ａの台形波形Ａｄｐ１を選択し、期間Ｔ２において駆動信号ＣＯＭ−Ａの台形波形Ａｄｐ２を選択する。すなわち、印刷周期Ｔａにおいて台形波形Ａｄｐ１と台形波形Ａｄｐ２とを連続させた波形を駆動信号Ｖｏｕｔとして出力する。このとき、当該駆動信号Ｖｏｕｔが印加される圧電素子６０を含む吐出部６００からは、印刷周期Ｔａにおいて、中程度の量のインクが２回にわけて吐出される。よって、印刷媒体Ｐにはそれぞれのインクが着弾し合体することで大ドットが形成される。

データ（ＳＩＨ，ＳＩＬ）が（１，０）であるとき、選択部２３０には、「中ドット」を示す選択信号が入力される。選択信号が「中ドット」を示す信号であるとき、選択部２３０は、期間Ｔ１において駆動信号ＣＯＭ−Ａの台形波形Ａｄｐ１を選択し、期間Ｔ２において駆動信号ＣＯＭ−Ｂの台形波形Ｂｄｐ２を選択する。すなわち、印刷周期Ｔａにおいて台形波形Ａｄｐ１と台形波形Ｂｄｐ２とを連続させた波形を、駆動信号Ｖｏｕｔとして出力する。このとき、当該駆動信号Ｖｏｕｔが印加される圧電素子６０を含む吐出部６００からは、印刷周期Ｔａにおいて、中程度の量のインクと小程度のインクが吐出される。よって、印刷媒体Ｐにはそれぞれのインクが着弾し合体して中ドットが形成される。

データ（ＳＩＨ，ＳＩＬ）が（０，１）であるとき、選択部２３０には、「小ドット」を示す選択信号が入力される。選択信号が「小ドット」を示す信号であるとき、選択部２３０は、期間Ｔ１において駆動信号ＣＯＭ−Ａ，ＣＯＭ-Ｂのいずれも選択せず、期間Ｔ２において駆動信号ＣＯＭ−Ｂの台形波形Ｂｄｐ２を選択する。すなわち、印刷周期Ｔａにおいて電圧Ｖｃと台形波形Ｂｄｐ２とを連続させた波形を、駆動信号Ｖｏｕｔとして出力する。このとき、当該駆動信号Ｖｏｕｔが印加される圧電素子６０を含む吐出部６００からは、印刷周期Ｔａにおいて、小程度のインクが吐出される。よって、印刷媒体Ｐには小ドットが形成される。

データ（ＳＩＨ，ＳＩＬ）が（０，０）であるとき、選択部２３０には、「非記録（微振動）」を示す選択信号が入力される。選択信号が「非記録（微振動）」を示す信号であるとき、選択部２３０は、期間Ｔ１において駆動信号ＣＯＭ−Ｂの台形波形Ｂｄｐ１を選択し、期間Ｔ２において駆動信号ＣＯＭ−Ａ，ＣＯＭ-Ｂのいずれも選択しない。すなわち、印刷周期Ｔａにおいて台形波形Ｂｄｐ１と電圧Ｖｃとを連続させた波形を、駆動信号Ｖｏｕｔとして出力する。このとき、当該駆動信号Ｖｏｕｔが印加される圧電素子６０を含む吐出部６００からは、印刷周期Ｔａにおいて、圧電素子６０はインクが吐出されない程度に駆動する。

なお、図４及び図５に示す駆動信号ＣＯＭ−Ａ，ＣＯＭ−Ｂ及び駆動信号Ｖｏｕｔは一例でありこれに限られるものではない。

５．駆動回路の構成
次に、駆動信号ＣＯＭ−Ａ，ＣＯＭ−Ｂを生成する駆動回路５０−ａ，５０−ｂについて説明する。駆動回路５０−ａは、第１に、駆動制御信号ｄＡをアナログ変換し、第２に、出力の駆動信号ＣＯＭ−Ａを帰還するとともに、当該駆動信号ＣＯＭ−Ａに基づく信号（減衰信号）と目標信号との偏差を、当該駆動信号ＣＯＭ−Ａの高周波成分で補正して、当該補正した信号に従って変調信号を生成する。駆動回路５０−ａは、第３に、当該変調
信号に従ってトランジスターをスイッチングすることによって増幅変調信号を生成し、第４に、当該増幅変調信号をローパスフィルターで平滑化（復調）して、当該平滑化した信号を駆動信号ＣＯＭ−Ａとして出力する。また、駆動回路５０−ｂについても同様な構成であり、駆動制御信号ｄＢから駆動信号ＣＯＭ−Ｂを出力する点についてのみ異なる。そこで以下の説明においては、駆動回路５０−ａについてのみ説明を行う。

図６は、駆動回路５０−ａの回路構成を示す図である。図６に示されるように、駆動回路５０−ａは、圧電素子６０の駆動により液体を吐出する吐出部６００に対して、制御回路１００から入力される駆動制御信号ｄＡに基づいて圧電素子６０を駆動させるための駆動信号ＣＯＭ−Ａを出力する。

この駆動回路５０−ａは、駆動制御信号ｄＡを変調した変調信号Ｍｓを出力する変調部５１０（「変調回路」の一例）と、変調信号Ｍｓを増幅し増幅変調信号を出力する増幅回路５９０と、増幅変調信号を平滑し駆動信号ＣＯＭ−Ａを出力するローパスフィルター５６０（「平滑回路」の一例）と、を備える。増幅回路５９０は、第１トランジスターＭ１（「第１の電界効果型トランジスター」の一例）及び第２トランジスターＭ２（「第２の電界効果型トランジスター」の一例）を含む集積回路として構成される。

そして、第１トランジスターＭ１及び第２トランジスターＭ２のそれぞれは、オン抵抗が１００ｍΩ以下であり、入力容量が５００ｐＦ以下であり、ゲート総電荷が１０ｎＣ以下に形成されている。

さらに、第１トランジスターＭ１及び第２トランジスターＭ２のそれぞれは、出力容量が３００ｐＦ以下であり、帰還容量が５０ｐＦ以下であり、逆回復電荷量が２０ｎＣ以下に形成されている。

以下に、駆動回路５０−ａの詳細を説明する。

駆動回路５０−ａは、変調部５１０を含む増幅制御信号生成回路５００と、増幅回路５９０及びローパスフィルター５６０を含む出力回路５５０と、第１帰還回路５７０と、第２帰還回路５７２と、その他複数の回路素子と、を有する。

増幅制御信号生成回路５００は、端子Ｉｎ、端子Ｂｓｔ、端子Ｈｄｒ、端子Ｓｗ、端子Ｇｖｄ、端子Ｌｄｒ、端子Ｇｎｄ及び端子Ｖｂｓを含む端子で外部と電気的に接続される集積回路で構成される。増幅制御信号生成回路５００は、端子Ｉｎから入力される駆動制御信号ｄＡを変調部５１０で変調し、第１トランジスターＭ１及び第２トランジスターＭ２のそれぞれのゲートを駆動する増幅制御信号を出力する。

増幅制御信号生成回路５００は、ＤＡＣ（Digital to Analog Converter）５１１と、変調部５１０と、ゲートドライバー５２０と、電源部５３０と、基準電圧生成部５８０と、を含む。

基準電圧生成部５８０は、第１基準電圧ＤＡＣ＿ＨＶ（高電圧側基準電圧）と第２基準電圧ＤＡＣ＿ＬＶ（低電圧側基準電圧）とを生成し、ＤＡＣ５１１に供給する。

ＤＡＣ５１１は、駆動信号ＣＯＭ−Ａの波形を規定する駆動制御信号ｄＡを、第１基準電圧ＤＡＣ＿ＨＶと第２基準電圧ＤＡＣ＿ＬＶとの間の電圧のアナログの駆動制御信号ａＡに変換し、変調部５１０に含まれる加算器５１２の入力端（＋）に供給する。なお、この駆動制御信号ａＡの電圧振幅は、その最大値及び最小値がそれぞれ第１基準電圧ＤＡＣ＿ＨＶ及び第２基準電圧ＤＡＣ＿ＬＶで決まり（例えば１〜２Ｖ程度）、この電圧を増幅
したものが、駆動信号ＣＯＭ−Ａとなる。つまり、駆動制御信号ａＡは、駆動信号ＣＯＭ−Ａの増幅前の目標となる信号である。

変調部５１０は、駆動制御信号ａＡ（ｄＡ）を変調した変調信号Ｍｓを、後述するゲートドライバー５２０を介して増幅回路５９０に出力する。変調部５１０は、加算器５１２、加算器５１３、コンパレーター５１４、インバーター５１５、積分減衰器５１６及び減衰器５１７を含む。

積分減衰器５１６は、端子Ｖｆｂを介して入力された端子Ｏｕｔの電圧、すなわち、駆動信号ＣＯＭ−Ａを減衰するとともに積分し、当該電圧を加算器５１２の入力端（−）に供給する。

加算器５１２の入力端（＋）には駆動制御信号ａＡの電圧が入力され、入力端（−）には、積分減衰器５１６から出力される電圧が入力される。そして、加算器５１２は、入力端（＋）に入力された電圧から入力端（−）に入力された電圧を差し引き積分した電圧を加算器５１３の入力端（＋）に供給する。

ここで、駆動制御信号ａＡの電圧振幅の最大は２Ｖ程度であるのに対して、駆動信号ＣＯＭ−Ａの電圧は最大で４０Ｖを超える場合がある。このため、積分減衰器５１６は、偏差を求めるにあたり両電圧の振幅範囲を合わせるために、駆動信号ＣＯＭ−Ａの電圧を減衰させている。

減衰器５１７は、端子Ｉｆｂを介して入力した駆動信号ＣＯＭ−Ａの高周波成分を減衰した電圧を、加算器５１３の入力端（−）に供給する。

加算器５１３の入力端（＋）には加算器５１２から出力された電圧が入力され、入力端（−）には減衰器５１７から出力された電圧が入力される。そして、加算器５１３は、入力端（＋）に入力された電圧から、入力端（−）に入力された電圧を減算した電圧信号Ａｓを、コンパレーター５１４に出力する。

このように、加算器５１３から出力される電圧信号Ａｓは、駆動制御信号ａＡの電圧から、端子Ｖｆｂに供給された信号の電圧を差し引いて、さらに、端子Ｉｆｂに供給された信号の電圧を差し引いた電圧である。このため、加算器５１３から出力される電圧信号Ａｓの電圧は、目標である駆動制御信号ａＡの電圧から、端子Ｏｕｔから出力される駆動信号ＣＯＭ−Ａの減衰電圧を指し引いた偏差を、当該駆動信号ＣＯＭ−Ａの高周波成分で補正した信号ということができる。

コンパレーター５１４は、加算器５１３から出力される電圧信号Ａｓに基づいて、パルス変調した変調信号Ｍｓを出力する。具体的には、コンパレーター５１４は、加算器５１３から出力される電圧信号Ａｓが電圧上昇時であれば、後述する閾値Ｖｔｈ１以上になったときにＨレベルとなり、電圧信号Ａｓが電圧下降時であれば、後述する閾値Ｖｔｈ２を下回ったときにＬレベルとなる変調信号Ｍｓを出力する。なお、閾値Ｖｔｈ１＞閾値Ｖｔｈ２という関係に設定されている。

なお、変調信号Ｍｓは、駆動制御信号ｄＡ（ａＡ）に合わせて周波数やデューティー比が変化する。そのため、減衰器５１７が変調利得（感度）を調整することで、周波数やデューティー比の変化量が調整される。

コンパレーター５１４が出力した変調信号Ｍｓは、ゲートドライバー５２０に含まれる第１ゲートドライバー５２１に供給される。また、変調信号Ｍｓは、インバーター５１５
による論理反転を経由して、ゲートドライバー５２０に含まれる第２ゲートドライバー５２２にも供給される。このため、第１ゲートドライバー５２１と第２ゲートドライバー５２２に供給される信号は、互いの論理レベルが排他的な関係にある。

第１ゲートドライバー５２１及び第２ゲートドライバー５２２に供給される信号の論理レベルは、実際には、同時にＨレベルとはならないように（第１トランジスターＭ１及び第２トランジスターＭ２が同時にオンしないように）、タイミングが制御されてもよい。このため、ここでいう排他的とは、厳密にいえば、同時にＨレベルになることがない（第１トランジスターＭ１及び第２トランジスターＭ２が同時にオンすることがない）、という意味である。

ところで、ここでいう変調信号とは、狭義には、変調信号Ｍｓであるが、デジタルの駆動制御信号ｄＡに基づくアナログの駆動制御信号ａＡに応じてパルス変調したものと考えれば、変調信号Ｍｓの否定信号も変調信号に含まれる。すなわち、変調部５１０から出力される変調信号には、変調信号Ｍｓのみならず、当該変調信号Ｍｓの論理レベルを反転させたものや、タイミング制御されたものも含まれる。

ゲートドライバー５２０は、第１ゲートドライバー５２１と、第２ゲートドライバー５２２とを含む。

第１ゲートドライバー５２１は、コンパレーター５１４から出力される変調信号Ｍｓをレベルシフトして、端子Ｈｄｒから第１の増幅制御信号として出力する。第１ゲートドライバー５２１の電源電圧のうち高位側は、端子Ｂｓｔを介して印加される電圧であり、低位側は、端子Ｓｗを介して印加される電圧である。端子Ｂｓｔは、コンデンサーＣ５の一端及び逆流防止用のダイオードＤ１のカソード電極に接続される。端子Ｓｗは、コンデンサーＣ５の他端に接続される。ダイオードＤ１のアノード電極は、端子Ｇｖｄに接続され、不図示の電源回路から供給される電圧Ｖｍ（例えば７．５Ｖ）が印加される。したがって、端子Ｂｓｔと端子Ｓｗとの電位差は、コンデンサーＣ５の両端の電位差、すなわち電圧Ｖｍ（例えば７．５Ｖ）におよそ等しくなる。そして、第１ゲートドライバー５２１は、入力される変調信号Ｍｓに従い、端子Ｓｗに対して電圧Ｖｍだけ大きな電圧を第１の増幅制御信号として端子Ｈｄｒから出力する。

第２ゲートドライバー５２２は、第１ゲートドライバー５２１よりも低電位側で動作する。第２ゲートドライバー５２２は、コンパレーター５１４から出力された変調信号Ｍｓがインバーター５１５で反転された信号をレベルシフトして、端子Ｌｄｒから第２の増幅制御信号として出力する。第２ゲートドライバー５２２の電源電圧のうち高位側は、電圧Ｖｍが印加され、低位側は、端子Ｇｎｄを介してグラウンド電位（０Ｖ）が印加される。そして、第２ゲートドライバー５２２に入力される信号に従って、端子Ｇｎｄに対して電圧Ｖｍだけ大きな電圧を第２の増幅制御信号として端子Ｌｄｒから出力する。

電源部５３０は、圧電素子６０の駆動信号Ｖｏｕｔが印加される端子と異なる端子に印加する一定電圧信号ＶＢＳを出力する。電源部５３０は、例えば、バンドギャップ・リファレンス回路のような定電圧回路で構成される。電源部５３０は、一定電圧（例えば、６Ｖ）の一定電圧信号ＶＢＳを端子Ｖｂｓから出力する。なお、電源部５３０は、端子Ｇｎｄに印加されるグラウンド電位を基準として一定電圧信号ＶＢＳを生成する。

出力回路５５０は、増幅回路５９０と、ローパスフィルター（Low Pass Filter）５６０とを有する。

増幅回路５９０は、第１トランジスターＭ１（「第１の電界効果型トランジスター」の
一例）及び第２トランジスターＭ２（「第２の電界効果型トランジスター」の一例）を含み、端子ＳＷ１、端子ＳＷ２、端子ＨＧ、端子ＬＧ、端子Ｖｄ及び端子Ｖｓを含む端子で外部と電気的に接続される集積回路として構成される。なお、第１トランジスターＭ１及び第２トランジスターＭ２は、例えばＮチャンネル型のＦＥＴ（Field Effect Transistor）である。

第１トランジスターＭ１のドレインは端子Ｖｄと接続され、端子Ｖｄを介して電圧Ｖｈ（例えば４２Ｖ）が印加される。また、第１トランジスターＭ１のゲートは端子ＨＧと接続される。端子ＨＧは抵抗Ｒ１の一端と接続され、抵抗Ｒ１の他端が増幅制御信号生成回路５００の端子Ｈｄｒに接続される。また、第１トランジスターＭ１のソースは、端子ＳＷ１と接続され、端子ＳＷ１を介して増幅制御信号生成回路５００の端子Ｓｗと接続される。

第２トランジスターＭ２のドレインは、第１トランジスターＭ１のソースと接続される。また、第２トランジスターＭ２のゲートは端子ＬＧと接続される。端子ＬＧは抵抗Ｒ２の一端と接続され、抵抗Ｒ２の他端が増幅制御信号生成回路５００の端子Ｌｄｒに接続される。また、第２トランジスターＭ２のソースは端子Ｖｓと接続され、端子Ｖｓを介してグラウンド電位に接続される。

以上のように接続された第１トランジスターＭ１及び第２トランジスターＭ２において、第１トランジスターＭ１がオフ、第２トランジスターＭ２がオンのとき、端子Ｓｗと端子ＳＷ１とが接続されるノードの電圧はグラウンド電位となり、端子Ｂｓｔには電圧Ｖｍが印加される。一方、第１トランジスターＭ１がオン、第２トランジスターＭ２がオフのとき、端子Ｓｗと端子ＳＷ１とが接続されるノードの電圧は電圧Ｖｈとなり、端子Ｂｓｔには電圧Ｖｈ＋Ｖｍ（例えば４９．５Ｖ）が印加される。

すなわち、第１トランジスターＭ１を駆動させる第１ゲートドライバー５２１は、コンデンサーＣ５をフローティング電源として、第１トランジスターＭ１及び第２トランジスターＭ２の動作に応じて、端子Ｓｗ（低位側）の電位が０Ｖ又は電圧Ｖｈに変化することで、第１トランジスターＭ１のゲートに、Ｌレベルが電圧Ｖｈ（例えば４２Ｖ）近傍かつＨレベルが電圧Ｖｈ＋電圧Ｖｍ（例えば４９．５Ｖ）近傍の第１の増幅制御信号を出力する。

一方、第２トランジスターＭ２を駆動させる第２ゲートドライバー５２２は、第１トランジスターＭ１及び第２トランジスターＭ２の動作に関係なく、端子Ｇｎｄの電位に固定されるので、Ｌレベルが０Ｖ近傍かつＨレベルが電圧Ｖｍ近傍の第２の増幅制御信号を出力する。

このように、増幅回路５９０は、第１トランジスターＭ１と、第２トランジスターＭ２とで駆動制御信号ｄＡ（ａＡ）が変調された変調信号Ｍｓを増幅し増幅変調信号を生成する。このとき、第１トランジスターＭ１のソース及び第２トランジスターＭ２のドレインと、端子ＳＷ２にも電気的に接続されている。そして、増幅変調信号は、端子ＳＷ２を介して、ローパスフィルター５６０に含まれるインダクターＬ１の一端に印加される。

このとき、増幅変調信号は第１トランジスターＭ１のソースと第２トランジスターＭ２のドレインとが接続されるノードに出力される。そのため、当該ノードには、電圧レベルの最大値が電圧Ｖｈの高電圧であって、変調信号Ｍｓに基づく数ＭＨｚの高周波信号が印加される。そのため、当該ノードに生じる寄生容量に基づいてスイッチングノイズが生じたとき、周辺の回路構成に干渉するなどの影響を及ぼす可能性がある。本実施形態では、第１トランジスターＭ１と、第２トランジスターＭ２とを、集積回路として同一パッケー
ジに収容することで、第１トランジスターＭ１と第２トランジスターＭ２とを接続する配線を当該集積回路の内部配線とすることが可能となる。これにより、高電圧、高周波の信号が印加されるノードの寄生容量が低減され、当該寄生容量に基づくスイッチングノイズの発生が低減される。

また、本実施形態では、増幅回路５９０を含む集積回路の端子ＳＷ１と端子ＳＷ２とは、各々が別の端子であるとして説明したが、例えば共通の１つの端子であってもよい。これにより増幅回路５９０を含む集積回路に設けられる端子数を削減することが可能となり、増幅回路５９０を含む集積回路を小型化が可能となる。

ローパスフィルター５６０（「平滑回路」の一例）は、増幅回路５９０から出力された増幅変調信号を平滑して駆動信号ＣＯＭ−Ａを生成し、駆動回路５０−ａから出力する。ローパスフィルター５６０は、インダクターＬ１とコンデンサーＣ１とを含む。

インダクターＬ１の一端は、端子ＳＷ２と接続され、他端はこの駆動回路５０−ａの出力となる端子Ｏｕｔと接続され、端子Ｏｕｔを介して選択部２３０のそれぞれと接続される。これにより、駆動回路５０−ａは駆動信号ＣＯＭ−Ａを選択部２３０に出力する。

また、端子Ｏｕｔは、コンデンサーＣ１の一端とも接続され、コンデンサーＣ１の他端は、グラウンド電位に接続されている。このため、インダクターＬ１とコンデンサーＣ１とは、第１トランジスターＭ１と第２トランジスターＭ２との接続点である端子ＳＷ２に印加される増幅変調信号を平滑（復調）し、駆動信号ＣＯＭ−Ａを生成する。

第１帰還回路５７０は、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とを含む。抵抗Ｒ３の一端は、端子Ｏｕｔと接続され、他端は、端子Ｖｆｂ及び抵抗Ｒ４の一端に接続される。抵抗Ｒ４の他端には電圧Ｖｈが印加される。これにより、端子Ｖｆｂには、端子Ｏｕｔから第１帰還回路５７０（抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４で構成される回路）を通過した駆動信号ＣＯＭ−Ａがプルアップされて帰還されることになる。

第２帰還回路５７２は、コンデンサーＣ２，Ｃ３，Ｃ４と、抵抗Ｒ５，Ｒ６を含む。

コンデンサーＣ２の一端は端子Ｏｕｔと接続され、他端は、抵抗Ｒ５の一端と抵抗Ｒ６の一端とに接続される。抵抗Ｒ５の他端はグラウンド電位に接続される。これにより、コンデンサーＣ２と抵抗Ｒ５とがハイパスフィルター（High Pass Filter）として機能する。なお、ハイパスフィルターのカットオフ周波数は、例えば約９ＭＨｚに設定される。また、抵抗Ｒ６の他端は、コンデンサーＣ４の一端とコンデンサーＣ３の一端とに接続される。コンデンサーＣ３の他端はグラウンドに接地される。これにより、抵抗Ｒ６とコンデンサーＣ３とは、ローパスフィルター（Low Pass Filter）として機能する。なお、ＬＰＦのカットオフ周波数は、例えば約１６０ＭＨｚに設定される。このようにハイパスフィルターとローパスフィルターとを構成することで、駆動信号ＣＯＭ−Ａの所定の周波数域を通過させるバンドパスフィルター（Band Pass Filter）として機能する。

コンデンサーＣ４の他端は、増幅制御信号生成回路５００の端子Ｉｆｂに接続される。これにより、端子Ｉｆｂには、上記バンドパスフィルターとして機能する第２帰還回路５７２を通過した駆動信号ＣＯＭ−Ａの高周波成分のうち、直流成分がカットされて帰還されることになる。

ところで、端子Ｏｕｔから出力される駆動信号ＣＯＭ−Ａは、増幅変調信号をローパスフィルター５６０によって平滑化した信号である。この駆動信号ＣＯＭ−Ａは、端子Ｖｆｂを介して積分・減算された上で、加算器５１２に帰還される。よって、帰還の遅延と、
帰還の伝達関数で定まる周波数で自励発振することになる。

ただし、端子Ｖｆｂを介した帰還経路の遅延量が大きいため、当該端子Ｖｆｂを介した帰還のみでは自励発振の周波数を駆動信号ＣＯＭ−Ａの精度を十分に確保できるほど高くすることができない場合がある。そこで、端子Ｖｆｂを介した経路とは別に、端子Ｉｆｂを介して、駆動信号ＣＯＭ−Ａの高周波成分を帰還する経路を設けることで、回路全体でみたときの遅延を小さくしている。このため、電圧信号Ａｓの周波数は、端子Ｉｆｂを介した経路が存在しない場合と比較して、駆動信号ＣＯＭ−Ａの精度を十分に確保できるほど高くなる。

図７は、電圧信号Ａｓと変調信号Ｍｓとの波形を、アナログの駆動制御信号ａＡとの波形と関連付けて示す図である。

図７に示されるように、電圧信号Ａｓは三角波であり、その発振周波数は、駆動制御信号ａＡの電圧に応じて変動する。具体的には、当該電圧が中間値である場合に最も高くなり、電圧が中間値から高くなる又は低くなるにつれて低くなる。

また、電圧信号Ａｓの三角波の傾斜は、当該電圧が中間値付近であれば当該電圧の上昇と下降とでほぼ等しくなる。このため、電圧信号Ａｓをコンパレーター５１４により閾値Ｖｔｈ１、Ｖｔｈ２と比較することで得られる変調信号Ｍｓのデューティー比は、ほぼ５０％となる。電圧信号Ａｓの電圧が中間値から高くなると、電圧信号Ａｓの下りの傾斜が緩くなる。このため、変調信号ＭｓがＨレベルとなる期間は相対的に長くなり、変調信号Ｍｓのデューティー比が大きくなる。一方、電圧信号Ａｓの電圧が中間値から低くなると、電圧信号Ａｓの上りの傾斜が緩くなる。このため、変調信号ＭｓがＨレベルとなる期間が相対的に短くなり、変調信号Ｍｓのデューティー比が小さくなる。

第１ゲートドライバー５２１は、変調信号Ｍｓに基づいて第１トランジスターＭ１をオン／オフさせる。すなわち、第１ゲートドライバー５２１は、第１トランジスターＭ１を、変調信号ＭｓがＨレベルであればオンさせ、変調信号ＭｓがＬレベルであればオフさせる。第２ゲートドライバー５２２は、変調信号Ｍｓの論理反転信号に基づいて第２トランジスターＭ２をオン／オフさせる。すなわち、第２ゲートドライバー５２２は、第２トランジスターＭ２を、変調信号ＭｓがＨレベルであればオフさせ、変調信号ＭｓがＬレベルであればオンさせる。

したがって、端子ＳＷ２における増幅変調信号をインダクターＬ１及びコンデンサーＣ１で平滑した駆動信号ＣＯＭ−Ａの電圧は、変調信号Ｍｓのデューティー比が大きくなるにつれて高くなり、デューティー比が小さくなるにつれて低くなる。よって、駆動信号ＣＯＭ−Ａは、デジタルの駆動制御信号ｄＡがアナログ信号に変換された駆動制御信号ａＡの電圧を拡大した信号となるように制御される。

この駆動回路５０−ａは、パルス密度変調を用いるため、変調周波数が固定のパルス幅変調に対して、デューティー比の変化幅を大きく取れる、という利点がある。

駆動回路５０−ａで用いることができる最小の正パルス幅と負パルス幅はその回路特性で制約される。そのため、周波数固定のパルス幅変調では、デューティー比の変化幅として所定の範囲しか確保できない。これに対し、パルス密度変調では、電圧信号Ａｓの電圧が中間値から離れるにつれて、発振周波数が低くなり、当該電圧が高い領域においては、デューティー比をより大きくすることができ、また、当該電圧が低い領域においては、デューティー比をより小さくすることができる。よって、自励発振型パルス密度変調では、デューティー比の変化幅として、より広い範囲を確保することができる。

なお、本実施形態において、変調信号Ｍｓ及び増幅変調信号の交流成分の周波数帯域は１ＭＨｚ以上８ＭＨｚ以下であってもよい。

上述の液体吐出装置１では、増幅変調信号を平滑化して駆動信号を生成し、駆動信号が印加されることによって圧電素子６０が変位して、ノズル６５１から液体を吐出させる。ここで、液体吐出装置１が例えば小ドットを吐出するための駆動信号Ｖｏｕｔの波形を周波数スペクトル解析すると、当該波形には５０ｋＨｚ以上の周波数成分が含まれる。このような５０ｋＨｚ以上の周波数成分を含む駆動信号Ｖｏｕｔを生成するには、変調信号Ｍｓ及び増幅変調信号の周波数が１ＭＨｚ以上であることが好ましい。

当該周波数を１ＭＨｚよりも低い領域では、再現される駆動信号ＣＯＭ−Ａの波形のエッジが鈍るおそれがあり、波形のエッジが鈍ると、波形の立ち上がりエッジ、立ち下がりエッジに応じて動作する圧電素子６０の変位が緩慢になり、吐出時の尾引きや、吐出不良などが発生する原因にもつながるからである。

一方、変調信号Ｍｓ及び増幅変調信号の周波数を８ＭＨｚよりも高くすれば、駆動信号Ｖｏｕｔの波形の分解能は高まるが、増幅回路５９０におけるスイッチング損失が大きくなり、ＡＢ級アンプなどのリニア増幅と比べて、優位性を有する省電力性、省発熱性が損なわれてしまう。

このため、変調信号Ｍｓ及び増幅変調信号の交流成分の周波数帯域は、１ＭＨｚ以上８ＭＨｚ以下であることが好ましい。

６．増幅回路のトランジスターの特性
以上説明したように、駆動回路５０−ａ，５０−ｂは、駆動制御信号ｄＡ（ｄＢ）を変調し変調信号Ｍｓを出力する変調部５１０と、変調信号Ｍｓを増幅し増幅変調信号を出力する増幅回路５９０と、増幅変調信号を平滑し駆動信号ＣＯＭ−Ａ，ＣＯＭ−Ｂを出力するローパスフィルター５６０とを含み構成される。

このような駆動回路５０−ａ，５０−ｂを備える液体吐出装置１においては、印刷の高精細化及び高速化に伴い、吐出部６００の高密度化、駆動ノズル数の増加及び印刷周期Ｔａの高速化が要求される。このため、駆動回路５０−ａ，５０−ｂには、増幅回路５９０におけるスイッチング周波数の高速化及び出力電流の増加が求められる。しかしながら、増幅回路５９０のスイッチング周波数の高速化及び出力電流の増加は、スイッチング損失の増加に直結し、そのため増幅回路の発熱などの課題が生じる。

図８は、増幅回路５９０のスイッチング損失の要因を説明するための図である。なお、第１トランジスターＭ１及び第２トランジスターＭ２とは、ゲート端子に入力される電圧のタイミングが異なるのみであり、同じスイッチング動作を行うため、特に区別することなくトランジスターＭとして説明を行う。また、駆動回路５０−ａ，５０−ｂは同様の構成であり、同様の増幅回路５９０を有することから、特に区別することなく駆動回路５０として説明を行う。

図８には、トランジスターＭのゲートに変調信号Ｍｓに基づいて入力される電圧Ｖｇｓと、ドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓ（実線）と、ドレイン−ソース間の電流Ｉｄｓ（破線）とを図示する。

トランジスターＭは、変調信号Ｍｓ（電圧Ｖｇｓ）に従いスイッチング周期Ｔｓｗでスイッチング動作を繰りかえす。このとき、スイッチング周期Ｔｓｗは、図８に示す期間ａ
、期間ｂ、期間ｃ及び期間ｄの４つの期間を有する。

期間ａは、電圧ＶｇｓがトランジスターＭの閾値電圧Ｖｔｈをこえてから、トランジスターＭがオン状態となるまでの過渡期間である。電圧ＶｇｓがトランジスターＭの閾値電圧Ｖｔｈをこえたとき、電圧Ｖｄｓは電圧Ｖｇｓの過渡的な電圧変化及び周辺の回路素子、配線等の寄生容量の影響により過渡的に変化（低下）する。電圧Ｖｄｓの過渡的な変化に伴い、電流Ｉｄｓが過渡的に流れ出す。すなわち、期間ａにおいては、トランジスターＭのドレイン−ソース間に電圧Ｖｄｓと電流Ｉｄｓとが同時に生じる。そのため、期間ａにおいて図８に示す領域αのスイッチング損失が生じる。

期間ｂは、トランジスターＭがオン状態を継続する期間である。トランジスターＭがオン状態であるとき、理想的には電圧Ｖｄｓは０Ｖとなる。しかし、トランジスターＭが有する内部抵抗と、トランジスターＭに流れる電流Ｉｄｓと、により電圧Ｖｄｓが生じる。すなわち、期間ｂにおいては、トランジスターＭのドレイン−ソース間に電圧Ｖｄｓと電流Ｉｄｓとが同時に生じる。そのため、期間ｂにおいて図８に示す領域βのスイッチング損失が生じる。

期間ｃは、電圧ＶｇｓがトランジスターＭの閾値電圧Ｖｔｈを下回ってから、トランジスターＭがオフ状態となるまでの過渡期間である。電圧ＶｇｓがトランジスターＭの閾値電圧Ｖｔｈを下回ったとき、電圧Ｖｄｓは電圧Ｖｇｓの過渡的な電圧変化及び周辺の回路素子、配線等の寄生容量の影響により過渡的に変化（上昇）する。電圧Ｖｄｓの過渡的な変化に伴い、電流Ｉｄｓが過渡的に低下する。すなわち、期間ｃにおいては、トランジスターＭのドレイン−ソース間に電圧Ｖｄｓと電流Ｉｄｓとが同時に生じる。そのため、期間ｃにおいて図８に示す領域γのスイッチング損失が生じる。

期間ｄは、トランジスターＭがオフ状態を継続する期間である。トランジスターＭがオン状態であるとき、ドレイン−ソース間には電流Ｉｄｓは流れない。そのため、期間ｄにおけるスイッチング損失は生じない。なお、期間ｄにおいては、詳細にはリーク電流等に基づく電流Ｉｄｓが生じる可能性があり、当該リーク電流に基づき若干の損出が生じる。しかしながら、当該損失は、期間ａ，ｂ，ｃのそれぞれで生じるスイッチング損失に対して非常に小さいものである。すなわち、期間ｄにおける「スイッチング損失が生じない」とは、期間ａ，ｂ，ｃのそれぞれで生じるスイッチング損失に対して無視できるレベルであることを意味する。

これらのスイッチング損失は、電流Ｉｄｓの増加に伴い当該損失は大きくなり、また、スイッチング周期Ｔｓｗが高速になるほど単位時間当たりの当該損失は大きくなる。そのため、増幅回路５９０のスイッチング周波数の高速化及び出力電流の増加に対して、スイッチング損失を低減するためには、図８に示す領域α，β，γを小さくすることが必要となる。

本実施形態では、前述したように前記第１トランジスターＭ１及び第２トランジスターＭ２のそれぞれは、オン抵抗が１００ｍΩ以下であり、入力容量が５００ｐＦ以下であり、ゲート総電荷が１０ｎＣ以下に形成されている。さらに、前記第１トランジスターＭ１及び第２トランジスターＭ２のそれぞれは、出力容量が３００ｐＦ以下であり、帰還容量が５０ｐＦ以下であり、逆回復電荷量が２０ｎＣ以下に形成されている。

図８において、スイッチング損失を示す領域α及び領域γは、スイッチングの立ち上がり又は立下りにおける損失であり、このようなスイッチング損失はスイッチング周期Ｔｓｗが高速になるほど大きくなる。このようなスイッチング損失を低減するためには、トランジスターＭに対して電圧Ｖｇｓを急峻に印加すること、また電圧Ｖｇｓの印加に対して
電圧Ｖｄｓ及び電流Ｉｄｓの追従性を高めることが求められる。具体的には、トランジスターＭにおいて、入力容量、出力容量、帰還容量及びゲート総電荷を小さくすることが好ましい。

ここで、入力容量とは、図９に示すトランジスターＭのドレイン−ゲート間の容量成分Ｃｄｇとゲート−ソース間の容量成分Ｃｇｓとの和であり、ゲート側から見たトランジスターＭの容量成分である。

トランジスターＭが動作するには、ゲートから入力容量を充電する必要がある。本実施形態に示すような変調信号Ｍｓが１ＭＨｚ以上の高周波信号である場合において、入力容量を５００ｐＦ以下とすることで、トランジスターＭの電圧Ｖｇｓの充電に要する時間を短縮することが可能となる。これにより、電圧Ｖｇｓの立ち上がり及び立ち下りを急峻にすることが可能となり、電圧Ｖｇｓに追従する電圧Ｖｄｓ及び電流Ｉｄｓも急峻に動作する。よって、期間ａ及び期間ｃにおいて、トランジスターＭのドレイン−ソース間に電圧Ｖｄｓと電流Ｉｄｓとが同時に生じる時間が短縮され、スイッチング損失を示す領域α，γを小さくすることが可能となる。

また、帰還容量とは、図９に示すトランジスターＭのゲート−ソース間の容量成分Ｃｇｓであり、入力容量を構成する容量成分の一部である。この帰還容量が大きいと、電圧Ｖｇｓの立ち上り及び立ち下りが遅くなる。そのため本実施形態に示すように、帰還容量を５０ｐＦ以下とすることが好ましい。これにより、電圧Ｖｇｓの立ち上り及び立ち下りをさらに急峻とすることが可能となる。よって、電圧Ｖｇｓに追従して動作する電圧Ｖｄｓ及び電流Ｉｄｓをさらに急峻に動作させることが可能となり、スイッチング損失を示す領域α，γをさらに小さくすることができる。

また、入力容量を充電するのに必要な電荷量がゲート総電荷である。本実施形態では、このゲート総電荷が１０ｎＣ以下であるため、トランジスターＭに入力される電流量に起因する電圧Ｖｇｓの立ち上がりをさらに急峻とすることが可能となる。よって、前述の入力容量を小さくした場合と同様に、追従して動作する電圧Ｖｄｓ及び電流Ｉｄｓを急峻に動作させることが可能となり、スイッチング損失を示す領域α，γを効果的に低減することができる。

出力容量とは、図９に示すトランジスターＭのドレイン−ゲート間の容量成分Ｃｄｇとドレイン−ソース間の容量成分Ｃｄｓとの和であり、トランジスターＭの出力側の容量成分を示すものである。

トランジスターＭをオフ状態とするためには、電圧Ｖｇｓが閾値電圧Ｖｔｈを下回ったとき、トランジスターＭの電流Ｉｄｓを遮断する必要がある。本実施形態に示すような変調信号Ｍｓが１ＭＨｚ以上の高周波信号である場合において、出力容量を３００ｐＦ以下とすることで、トランジスターＭの電圧Ｖｇｓが閾値電圧Ｖｔｈを下回ったときの電流Ｉｄｓの放電に要する時間を短縮することができ、これにより、電圧Ｖｇｓが低下し閾値電圧Ｖｔｈを下回ったとき、電圧Ｖｇｓに対する電流Ｉｄｓの追従性を高めることが可能となる。よって、期間ｃにおける、トランジスターＭのドレイン−ソース間に電流Ｉｄｓが生じる時間が短縮され、スイッチング損失を示す領域γを効果的に低減することができる。

また、損失を示す領域βは、トランジスターＭがオン状態おける損失を示すものである。当該損失を低減するためには、トランジスターＭのオン抵抗を小さくすることが好ましい。オン抵抗とは、トランジスターＭがオン状態のときのドレイン−ソース間の抵抗値を示す。このような損失は、駆動回路５０が出力する電流の増加に伴い大きくなる。そのた
め、吐出部６００の高密度化及び駆動ノズル数の増加に伴い大きな電流を出力する駆動回路５０において、増幅回路に用いられるトランジスターＭのオン抵抗は小さくすることが好ましく、特に本実施形態の高密度、多ノズルのヘッド２０を駆動する駆動回路５０においては、オン抵抗を１００ｍΩ以下とすることで当該損失を示す領域βを効果的に低減することができる。

また、逆回復電荷量とは、トランジスターＭ（より正確には、トランジスターＭの不図示のボディーダイオード）のスイッチング動作に伴い生じる逆回復電流が消滅するまでの電荷量を示す。トランジスターＭがオン状態からオフ状態に遷移したとき、トランジスターＭのドレイン−ソース間には、瞬間的な逆回復電荷量に基づく逆方向電流が生じる。このとき、逆方向電流と電圧Ｖｄｓとにより損失が生じる。よって、当該損失を低減させるためには、逆方向電流を低減させることが好ましく、さらには、逆方向電流に寄与する逆回復電荷量を低減することが好ましい。

本実施形態に示すような１ＭＨｚ以上の交流成分の周波数帯域の変調信号Ｍｓを増幅させる増幅回路に用いる場合、逆回復電荷量を２０ｎＣ以下とすることで、スイッチング動作時に生じる逆方向電流は効果的に低減され、当該スイッチング損失をさらに低減することができる。

７．作用・効果
本実施形態に係る増幅回路５９０を含む集積回路では、増幅回路５９０を形成する第１トランジスターＭ１と第２トランジスターＭ２とのそれぞれは、オン抵抗が１００ｍΩ以下であるため、増幅回路５９０に流れる電流が増加した場合であっても、当該電流と第１トランジスターＭ１及び第２トランジスターＭ２の内部抵抗とで生じる損失が低減される。さらに、入力容量が５００ｐＦ以下であり、ゲート総電荷が１０ｎＣ以下であるため、第１トランジスターＭ１及び第２トランジスターＭ２のそれぞれの電圧Ｖｇｓ及び電圧Ｖｄｓの立ち上がり及び立下りを急峻にすることができる。このため、第１トランジスターＭ１及び第２トランジスターＭ２のスイッチング動作時において、電圧Ｖｄｓと電流Ｉｄｓとが共に生じる期間が短くなり、スイッチングによる損失を低減することができる。よって、第１トランジスターＭ１及び第２トランジスターＭ２を含む増幅回路５９０の（集積回路）の損失を低減することができる。

また、本実施形態に係る増幅回路５９０を含む集積回路では、第１トランジスターＭ１と第２トランジスターＭ２とのそれぞれは、出力容量が３００ｐＦ以下であるため、第１トランジスターＭ１と第２トランジスターＭ２に入力される電圧Ｖｇｓに対する電圧Ｖｄｓのスイッチングの追従性を高めることが可能となる。よって、第１トランジスターＭ１及び第２トランジスターＭ２は、電圧Ｖｇｓに基づく急峻なスイッチング動作が可能となり、当該スイッチング動作において、電圧Ｖｄｓと電流Ｉｄｓとが共に生じる期間を短くすることが可能となり、スイッチングによる損失を低減することができる。

また、本実施形態に係る増幅回路５９０を含む集積回路では、第１トランジスターＭ１と第２トランジスターＭ２とのそれぞれは、帰還容量が５０ｐＦ以下であるため、第１トランジスターＭ１と第２トランジスターＭ２とに入力される電圧Ｖｇｓの立ち上がり及び立下りを急峻にすることが可能となる。よって、第１トランジスターＭ１及び第２トランジスターＭ２とのスイッチング動作時に電圧Ｖｄｓと電流Ｉｄｓとが共に生じる期間が短くなり、スイッチングによる損失を低減することができる。

また、本実施形態に係る増幅回路５９０を含む集積回路では、第１トランジスターＭ１と第２トランジスターＭ２とのそれぞれは、逆回復電荷量が２０ｎＣ以下であるため、第１トランジスターＭ１と第２トランジスターＭ２のスイッチングに伴い生じる逆回復電流
が消滅するまでの時間を短くすることが可能となる。このため、逆回復電流と、電圧Ｖｄｓとが共に生じる時間を短くすることが、逆回復電流により生じるスイッチング損失を低減することが可能となる。

また、本実施形態に係る増幅回路５９０を含む集積回路では、増幅回路を構成する第１トランジスターＭ１と第２トランジスターＭ２とは、同一の集積回路内に形成され、当該集積回路の内部で電気的に接続することが可能となる。このため、第１トランジスターＭ１と第２トランジスターＭ２とを接続する配線に生じる寄生容量を低減することができる。よって、当該寄生容量に基づいて生じるスイッチングノイズを低減することが可能となる。

８．変形例
上記の実施形態では、２つの駆動回路５０−ａ，５０−ｂのそれぞれが時分割に２つ電圧波形を出力し、選択部２３０は、当該電圧波形を選択することで駆動信号Ｖｏｕｔを生成したが、１つの駆動回路が、時分割に３つ以上の電圧波形を含み、選択部が当該電圧波形を選択する構成であってもよい。また、駆動回路が３つ以上備えられ、個々の駆動回路は異なる駆動波形を出力し、選択部は３つ以上備えられた駆動回路のいずれかの駆動波形を選択する構成であってもよい。

以上、本実施形態あるいは変形例について説明したが、本発明はこれら本実施形態あるいは変形例に限られるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の態様で実施することが可能である。例えば、上記の実施形態及び各変形例を適宜組み合わせることも可能である。

本発明は、実施形態で説明した構成と実質的に同一の構成（例えば、機能、方法及び結果が同一の構成、あるいは目的及び効果が同一の構成）を含む。また、本発明は、実施形態で説明した構成の本質的でない部分を置き換えた構成を含む。また、本発明は、実施形態で説明した構成と同一の作用効果を奏する構成又は同一の目的を達成することができる構成を含む。また、本発明は、実施形態で説明した構成に公知技術を付加した構成を含む。

１…液体吐出装置、２…ヘッドユニット、３…移動機構、４…搬送機構、１０…制御ユニット、２０…ヘッド、２２…インクカートリッジ、２４…キャリッジ、３１…キャリッジモーター、３２…キャリッジガイド軸、３３…タイミングベルト、３５…キャリッジモータードライバー、４０…プラテン、４１…搬送モーター、４２…搬送ローラー、４５…搬送モータードライバー、５０，５０−ａ，５０−ｂ…駆動回路、６０…圧電素子、７０…キャッピング部材、７１…ワイパー部材、７２…フラッシングボックス、９０…リニアエンコーダー、１００…制御回路、１９０…フレキシブルフラットケーブル、２１０…選択制御部、２３０…選択部、５００…増幅制御信号生成回路、５１０…変調部、５１１…ＤＡＣ、５１２，５１３…加算器、５１４…コンパレーター、５１５…インバーター、５１６…積分減衰器、５１７…減衰器、５２０…ゲートドライバー、５２１…第１ゲートドライバー、５２２…第２ゲートドライバー、５３０…電源部、５５０…出力回路、５６０…ローパスフィルター、５７０…第１帰還回路、５７２…第２帰還回路、５８０…基準電圧生成部、５９０…増幅回路、６００…吐出部、６０１…圧電体、６１１，６１２…電極、６２１…振動板、６３１…キャビティー、６３２…ノズルプレート、６４１…リザーバー、６５１…ノズル、６６１…供給口、Ｐ…印刷媒体、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５…コンデンサー、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６…抵抗、Ｍ１…第１トランジスター、Ｍ２…第２トランジスター、Ｌ１…インダクター、Ｄ１…ダイオード

Claims (10)

1. 圧電素子の駆動により液体を吐出する吐出部に対して、制御回路から入力される駆動制御信号に基づいて前記圧電素子を駆動させるための駆動信号を出力する駆動回路に用いられる集積回路であって、
   第１の電界効果型トランジスターと、
   第２の電界効果型トランジスターと、
   を含み、
   前記第１の電界効果型トランジスターと前記第２の電界効果型トランジスターとは、前記駆動制御信号が変調された変調信号を増幅し、
   前記第１の電界効果型トランジスター及び前記第２の電界効果型トランジスターのそれぞれは、オン抵抗が１００ｍΩ以下であり、入力容量が５００ｐＦ以下であり、ゲート総電荷が１０ｎＣ以下である、
   ことを特徴とする集積回路。
2. 前記第１の電界効果型トランジスター及び前記第２の電界効果型トランジスターのそれぞれは、出力容量が３００ｐＦ以下であり、帰還容量が５０ｐＦ以下であり、逆回復電荷量が２０ｎＣ以下である、
   ことを特徴とする請求項１に記載の集積回路。
3. 圧電素子の駆動により液体を吐出する吐出部に対して、制御回路から入力される駆動制御信号に基づいて前記圧電素子を駆動させるための駆動信号を出力する駆動回路であって、
   前記駆動制御信号を変調し変調信号を出力する変調回路と、
   前記変調信号を増幅し増幅変調信号を出力する増幅回路と、
   前記増幅変調信号を平滑し前記駆動信号を出力する平滑回路と、
   を備え、
   前記増幅回路は、第１の電界効果型トランジスター及び第２の電界効果型トランジスターを含む集積回路であって、
   前記第１の電界効果型トランジスター及び前記第２の電界効果型トランジスターのそれぞれは、オン抵抗が１００ｍΩ以下であり、入力容量が５００ｐＦ以下であり、ゲート総電荷が１０ｎＣ以下である、
   ことを特徴とする駆動回路。
4. 前記第１の電界効果型トランジスター及び前記第２の電界効果型トランジスターのそれぞれは、出力容量が３００ｐＦ以下であり、帰還容量が５０ｐＦ以下であり、逆回復電荷量が２０ｎＣ以下である、
   ことを特徴とする請求項３に記載の駆動回路。
5. 前記増幅変調信号の交流成分の周波数帯域は、１ＭＨｚ以上である、
   ことを特徴とする請求項３又は請求項４に記載の駆動回路。
6. 前記増幅変調信号の交流成分の周波数帯域は、８ＭＨｚ以下である、
   ことを特徴とする請求項３乃至５のいずれか１項に記載の駆動回路。
7. 圧電素子の駆動により液体を吐出する吐出部と、
   前記圧電素子を駆動させるための駆動信号を出力する駆動回路と、
   前記駆動信号の基となる駆動制御信号を前記駆動回路に出力する制御回路と、
   を含み、
   前記駆動回路は、
   前記駆動制御信号を変調し変調信号を出力する変調回路と、
   前記変調信号を増幅し増幅変調信号を出力する増幅回路と、
   前記増幅変調信号を平滑し前記駆動信号を出力する平滑回路と、
   を有し、
   前記増幅回路は、第１の電界効果型トランジスター及び第２の電界効果型トランジスターを含む集積回路であって、
   前記第１の電界効果型トランジスター及び前記第２の電界効果型トランジスターのそれぞれは、オン抵抗が１００ｍΩ以下であり、入力容量が５００ｐＦ以下であり、ゲート総電荷が１０ｎＣ以下である、
   ことを特徴とする液体吐出装置。
8. 前記第１の電界効果型トランジスター及び前記第２の電界効果型トランジスターのそれぞれは、出力容量が３００ｐＦ以下であり、帰還容量が５０ｐＦ以下であり、逆回復電荷量が２０ｎＣ以下である、
   ことを特徴とする請求項７に記載の液体吐出装置。
9. 前記増幅変調信号の交流成分の周波数帯域は、１ＭＨｚ以上である、
   ことを特徴とする請求項７又は請求項８に記載の液体吐出装置。
10. 前記増幅変調信号の交流成分の周波数帯域は、８ＭＨｚ以下である、
    ことを特徴とする請求項７乃至９のいずれか１項に記載の液体吐出装置。
    

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