JP2018512821A

JP2018512821A - 偏光不感セルフホモダイン検出受信機

Info

Publication number: JP2018512821A
Application number: JP2017553034A
Authority: JP
Inventors: ルイスルーベンソアレス; ベンパットナム; メンディニュエタホゼマニュエルデルガド; 淡路　祥成; 祥成淡路; 尚也和田
Original assignee: National Institute of Information and Communications Technology
Current assignee: National Institute of Information and Communications Technology
Priority date: 2015-04-10
Filing date: 2015-04-10
Publication date: 2018-05-17
Anticipated expiration: 2035-04-10
Also published as: JP6490834B2; CN107431539B; EP3281313A4; US20180123702A1; US10090933B2; WO2016162903A1; EP3281313B1; CN107431539A; EP3281313A1

Abstract

セルフホモダイン検出用の受信機１１は、コヒーレント検出システムと、直接検出システムとを含んでいる。この受信機は、偏光スプリッタ１３と、第１のスプリッタ１５と、９０度偏光ロータ１７と、ハイブリッド検出器１９と、第１の平衡検出器２１と、プロセッサ２３を含んでいる。

Description

本発明は、コヒーレントセルフホモダイン検出（ＳＨＤ）用の受信機に、より詳しくは偏光不感ＳＨＤ受信機に関する。

コヒーレントセルフホモダイン検出（ＳＨＤ）は、次の非特許文献１に最初に提案され、［T. Miyazaki and F. Kubota, “PSK self-homodyne detection using a pilot carrier for multibit/symbol transmission with inverse-RZ signal, Photonics Technology Letters, Vol. 17, No. 6, June 2005］、そして光源からの光を２個の直交偏光成分に分けることにある。これらの成分の内の一つは、コヒーレントな情報信号を用いて変調され、しかるに他の成分は、非変調のままである。

両方の成分は、次いで偏光多重化され、そして光ファイバーを通って伝送される。両方の成分は、長い伝送距離の後でさえ、位相コヒーレントのままであることが示されてきた（非特許文献２［R. Luis, et al., “Digital self-homodyne detection”, submitted to Photonics Technology Letters, Nov. 2014］）。受信機においては、偏光ビームスプリッタは、両方の成分を再び分離し、それらをコヒーレント受信機に送出する。そこで、変調された成分の偏光は、非変調成分又はその逆の偏光軸に位置合わせされ、そして両方の成分はミックスされる。結果的に得られる干渉信号は、フォトディテクタによって、電気ドメインに変換される。両方の成分が位相コヒーレントであるので、電気信号は、伝送光源からの位相ノイズによって僅かに影響されるだけである。それ故、ローコストで広い線幅の光源が使用できる。これらの受信機はホモダインであり、そのため、キャリア周波数オフセット推定又は補償を必要としない。更に、それらは、受信機における局部発信器として使用すべく、潜在的に高価なレーザの使用を必要としない。このため、それらは、受動的なオプティカルネットワークなどのコストに敏感な応用における使用のために最近提案されてきている。（非特許文献３［R. Luis, et al., “Ultra high capacity self-homodyne PON with simplified ONU and burst-mode upstream”, Photonics Technology Letters, Vol 26, No. 7, Apr. 2014］）

ＵＳ７４２１２１０ＵＳ２００９０２１４２２４国際公開第ＷＯ２００２／０２７９９４号パンフレット

T. Miyazaki and F. Kubota, "PSK self-homodyne detection using a pilot carrier for multibit/symbol transmission with inverse-RZ signal, Photonics Technology Letters, Vol. 17, No. 6, June 2005 R. Luis, et al., "Digital self-homodyne detection", submitted to Photonics Technology Letters, Nov. 2014 R. Luis, et al., "Ultra high capacity self-homodyne PON with simplified ONU and burst-mode upstream", Photonics Technology Letters, Vol 26, No. 7, Apr. 2014

情報信号の適切な再構成のために、受信機は、信号の元の変調成分及び非変調成分を分離することを要求される。この目的のために、光偏光制御サブシステムは、従来技術において示されるように、受信機の入力において、着信信号を偏光ビームスプリッタの偏光軸に位置合わせすることを要求される。この偏光制御は、機械的成分又は電気光学的成分を用いて遂行されなければならず、そして受信機のコスト及び複雑さを実質的に増加させる可能性がある、複雑なフィードバックサブシステムを必要としている。

従来技術の上述した限界に対処すべく、本発明は、偏光位置合わせサブシステム及び関連したフィードバック機構の必要性なく、元の情報システムを再構成できる、受信機の実施の形態に関している。提案された受信機は、コヒーレントサブシステムと直接検出サブシステムとを組み合わせる、特殊化された検出システムを利用している。更に、電気的又はデジタルの信号処理が、最初の情報信号を再構成すべく検出の後使用される。この信号処理は、伝送チャンネルのジョーンズマトリクスの逆行列を検出された信号に適用することを含んでいる。更にまた、本発明は、伝送チャンネルのジョーンズマトリクスを計算して、元の信号を再構成するために、信号プロセッサにとって必要な情報を提供する方法の実施の形態を含んでいる。

本発明は、偏光ビームスプリッタを用いて、着信信号を２個の直交成分に分離する受信機に関する。着信信号の偏光状態は、偏光ビームスプリッタに対して未知であり且つ位置合わせされていないことが仮定される。それ自体、分離された成分の各々は、元の変調成分の一部並びに元の非変調成分の一部を含むことになる。これらの成分間の比及び相対的な位相は、伝送ファイバーのジョーンズマトリクスに依存し、そして情報信号のデータレートよりもはるかに低いレートにおいて、ランダムに変化するよう仮定されている。

分離された直交成分は、次いで２個のサブ受信機の間に共有される。一方はコヒーレント受信機であり、それは両方の成分をミックスし、更に結果的に得られる干渉信号を電気ドメインに変換する。他方は、平衡フォトディテクタを備えた直接検出受信機であり、それは両方の成分の瞬時電力間の差に相当する電気信号を発生する。

再構成された信号は、チャンネル推定サブシステムを使用して計算された複素係数を用いて干渉信号と直接検出された信号との線型結合によって得られる。チャンネル推定サブシステムは、干渉信号と直接検出された信号との平均レベル間の比を用いて、伝送ファイバーのジョーンズマトリクスの偏光方位角及び仰角を計算する。

本発明は、偏光位置合わせサブシステム及び関連したフィードバック機構の必要性なく、元の情報システムを再構成することができる受信機を提供する。

図１は、ＳＨＤ用の受信機のブロックダイアグラムを示す。図２は、ハイブリッド検出器の一例を示す。図３は、ハイブリッド検出器のその他の例を示す。図４は、プロセッサのブロックダイアグラムを示す。

図１は、本発明のＳＨＤ用の受信機のブロックダイアグラムを示す。この受信機１１は、コヒーレント検出システムと、直接検出システムとを含んでいる。図１に示されるように、受信機は、偏光スプリッタ１３と、第１のスプリッタ１５と、９０度偏光ロータ１７と、ハイブリッド検出器１９と、第１の平衡検出器２１と、プロセッサ２３を含んでいる。

偏光スプリッタ１３は、着信信号Ｒを２個の直交成分にスプリットする。偏光ビームスプリッタ（ＰＢＳ）は、偏光スプリッタ１３として作用することが可能である。２個の直交成分は、第１の成分Ｒｘと第２の成分Ｒｙとを含んでいる。第１の成分Ｒｘの偏光軸は、第２の成分Ｒｙのそれに垂直である。

第１のスプリッタ１５は、第１の成分Ｒｘを２個の分離された第１の成分Ｒｘ’に、そして第２の成分Ｒｙを２個の分離された第２の成分Ｒｙ’に分離する。２個のスプリッタ又は２個のセパレータは、第１のスプリッタ１５として作用することが可能である。そのようなスプリッタは、入射光を、この入射光の半分のパワーを有する２個の光にスプリットすることが可能である。図１において、第１のセパレータ１５ａは、第１の成分Ｒｘを２個の分離された第１の成分Ｒｘ’に分離する。第２のセパレータ１５ｂは、第２の成分Ｒｙを２個の分離された第２の成分Ｒｙ’に分離する。

９０度偏光ロータ１７は、偏光制御され分離された第１の成分Ｒｘ”を得るために、分離された第１の成分Ｒｘ’の一つの偏光を９０度だけ回転させる。そのような９０度偏光ロータは、上記のＰＴＬ１及び２に開示されているように、技術において周知である。

ハイブリッド検出器１９は、偏光制御され分離された第１の成分Ｒｘ”と分離された第２の成分Ｒｙ’を結合し、そして第１の電気信号Ｒｉと第２の電気信号Ｒｑを出力する。第１の電気信号Ｒｉは、成分Ｒｘ”とＲｙ’との間での同相ミックスであり、そして第２の電気信号Ｒｑは、成分Ｒｘ”とＲｙ’との間での直交ミックスである。ハイブリッド検出器は、技術において周知であり、そして種々のタイプのハイブリッド検出器が存在している。種々のタイプのハイブリッド検出器を実施することが可能である。後で説明される、図２及び３は、そのようなハイブリッド検出器の例である。ハイブリッド検出器は、周知のデバイスである。例えば、ＵＳ２００９０２１４２２４及びＵＳ７４２１２１０は、そのようなハイブリッド検出器を開示している。

第１の平衡検出器２１は、他の分離した第１の成分Ｒｘ’及び他の分離した第２の成分Ｒｙ’を検出する。第１の平衡検出器２１は、第３の電気信号Ｒｄを出力する。Ｒｄは、Ｒｘ’とＲｙ’の瞬時電力の差である。

プロセッサ２３は、第１の電気信号Ｒｉ、第２の電気信号Ｒｑ及び第３の電気信号Ｒｄを受信して、そして元の情報信号Ｒｓを再構成する。（Ｒｓは図１に示されていない。）元の情報信号Ｒｓは、着信信号Ｒの元の情報信号である。

図２は、ハイブリッド検出器の一例を示している。図２に示されるように、ハイブリッド検出器１９は、第２のスプリッタ３１と、第３のスプリッタ３３と、９０度移相器３５と、第１の２×２カップラ３７と、第２の２×２カップラ３９と、第１の組の２個のフォトディテクタ４１と、第２の組の２個のフォトディテクタ４３を含んでいる。

第２のスプリッタ３１は、Ｒｘ”を２個の成分Ｒｘ”ａ及びＲｘ”ｂに分割する。成分Ｒｘ”は、図１において９０度移相器１７から出力され、そして上記で説明したように偏光制御され分離された第１の成分である。

第３のスプリッタ３３は、Ｒｙ’を２個の成分Ｒｙ’ａ及びＲｙ’ｂに分割する。成分Ｒｙ’は、第２のセパレータ１５ｂから出力され、そして分離された第２の成分の一つである。成分Ｒｘ”ａ，Ｒｘ”ｂ，Ｒｙ’ａ及びＲｙ’ｂは、同じ偏光を有していてもよい。

９０度移相器３５は、Ｒｘ”ａの位相を９０度だけシフトさせ位相がシフトされた信号Ｒｘ”ａ’を得る。Ｒｘ”ａは、第２のスプリッタ３１の出力成分の一つである。

第１の２×２カップラ３７は、信号Ｒｙ’ａと位相がシフトされた信号Ｒｘ”ａ’とを組み合わせて、光信号Ｒｘａ及びＲｘｂを発生する。信号Ｒｙ’ａは、第３のスプリッタ３３の出力信号であり、そして位相がシフトされた信号Ｒｘ”ａ’は、９０度移相器３５の出力信号である。光信号Ｒｘａ及びＲｘｂは、夫々、ｊＲｘ”ａ’＋ｊＲｙ’ａ及び−Ｒｘ”ａ’＋Ｒｙ’ａに比例している。

第２の２×２カップラ３９は、信号Ｒｘ”ｂと信号Ｒｙ’ｂとを組み合わせて、光信号Ｒｙａ及びＲｙｂを発生する。信号Ｒｘ”ｂは、第２のスプリッタ３１の出力信号であり、そして信号Ｒｙ’ｂは、第３のスプリッタ３３の出力信号である。光信号Ｒｙａ及びＲｙｂは、夫々、ｊＲｘ”ｂ−Ｒｙｂ及び−Ｒｘ”ｂ＋ｊＲｙｂに比例している。

平衡した構成における、第１の組の２個のフォトディテクタ４１は、平衡検出を実行する。２個のフォトディテクタ４１は、電気信号Ｒｘａ及びＲｘｂを検出して、そして第１の電気信号Ｒｉを出力する。第１の電気信号Ｒｉは、光信号Ｒｘａ及びＲｘｂの瞬時電力間の差によって生じ、そしてＲｘ”×Ｒｙ’^＊の実部に比例している。Ｒｙ’^＊は、Ｒｙ’の複素数（ｃｏｍｐｌｅｘ）である。

平衡した構成における、第２の組の２個のフォトディテクタ４３は、平衡検出を実行する。２個のフォトディテクタ４３は、信号Ｒｙａ及びＲｙｂを検出して、そして第２の電気信号Ｒｑを出力する。第２の電気信号Ｒｑは、光信号Ｒｙａ及びＲｙｂの瞬時電力間の差によって生じ、そしてＲｘ”×Ｒｙ’^＊の虚部に比例している。Ｒｙ’^＊は、Ｒｙ’の複素数（ｃｏｍｐｌｅｘ）である。

図３は、ハイブリッド検出器の他の例を示している。図３において示されるハイブリッド検出器１９は、１２０度ハイブリッドシステムである。図３において示されるように、ハイブリッド検出器１９は、対称３×３カップラ５１と、信号Ｒａ，Ｒｂ及びＲｃを検出する３個のフォトディテクタ５３と、第１の電子装置５５と、第２の電子装置５７を含んでいる。

対称３×３カップラ５１は、３個の入力及び３個の出力を有している。信号Ｒｘ”及びＲｙ’は、２個の入力を介して、対称３×３カップラ５１に入力する。残りの入力は、オープンされたままでもよい。出力信号は、Ｒａ，Ｒｂ及びＲｃである。

対称３×３カップラ５１からの第１の出力信号Ｒａは、
（２／３×ｅｘｐ（２ｐｉ／９）＋１／３×ｅｘｐ（−４ｐｉ／９））×Ｒｘ”＋（１／３×ｅｘｐ（−４ｐｉ／９）−１／３×ｅｘｐ（２ｐｉ／９））×Ｒｙ’
に比例する。本明細書においては、「ｐｉ」は、直径に対する円周の比である。

対称３×３カップラ５１からの第２の出力信号Ｒｂは、
（１／３×ｅｘｐ（−４ｐｉ／９）−１／３×ｅｘｐ（２ｐｉ／９））×（Ｒｘ”＋Ｒｙ’）に比例する。

対称３×３カップラ５１からの第３の出力信号Ｒｃは、
（１／３×ｅｘｐ（−４ｐｉ／９）−１／３×ｅｘｐ（２ｐｉ／９））×Ｒｘ”＋（２／３×ｅｘｐ（２ｐｉ／９）＋１／３×ｅｘｐ（−４ｐｉ／９））×Ｒｙ’
に比例している。

３個のフォトディテクタ５３は、信号Ｒａ，Ｒｂ及びＲｃを検出する。信号Ｒａ，Ｒｂ及びＲｃは、対称３×３カップラ５１から出力される光信号である。３個のフォトディテクタ５３の出力信号は、光信号Ｒａ，Ｒｂ及びＲｃの瞬時電力を反映する電気信号である。それらは、Ｒａ，Ｒｂ及びＲｃとしても示されている。

第１の電子装置５５は、−１／２を乗算した信号Ｒａを、信号Ｒｂ及び−１／２を乗算したＲｃに加えた和を計算する。第１の電子装置５５の出力は、信号Ｒｉを形成するＲｘ”×Ｒｙ’^＊の実部に比例している。

第２の電子装置５７は、−１を乗算した信号Ｒａと信号Ｒｂの和を計算する。第２の電子装置５７の出力は、信号Ｒｑを形成する、Ｒｘ”×Ｒｙ’^＊の虚部に比例するよう、√３／２を乗算される。

プロセッサ２３は：
第１の電気信号Ｒｉ、第２の電気信号Ｒｑ及び第３の電気信号Ｒｄの平均値を計算し、そして平均化された第１の値＜Ｒｉ＞、平均化された第１の値＜Ｒｑ＞、及び平均化された第１の値＜Ｒｄ＞を夫々出力する、平均値計算器６１と、平均化された第１の値＜Ｒｉ＞、平均化された第１の値＜Ｒｑ＞、及び平均化された第１の値＜Ｒｄ＞を用いて以下の式（１）において、以下の係数Ａ１，Ａ２及びＡ３を計算する係数計算器６３とを有する。

Ｓ＝Ａ１×Ｒｉ＋Ａ２×Ｒｑ＋Ａ３×Ｒｄ（１）
（上記の式（１）において、Ｓは元の情報信号Ｒｓに比例している。）
係数計算器６３は：
平均化された第１の値＜Ｒｉ＞、平均化された第１の値＜Ｒｑ＞、及び平均化された第１の値＜Ｒｄ＞を用いて値Ｆを計算することが可能であり、Ｆは＜Ｒｄ＞／（＜Ｒｉ＞＋ｊ＜Ｒｑ＞）であり、
値ｄ、ｄは−引数（Ｆ）であり、
値ｑ、ｑは“アークタンジェント［２｜Ｆ｜］／２＋ｋ×ｐｉ／２”であり、
Ａ１、Ａ１は“１−ｓｉｎ^２（ｑ）（１＋ｅｘｐ（−２ｊｄ））”であり、
Ａ２、Ａ２は“１−ｓｉｎ^２（ｑ）（１−ｅｘｐ（−２ｊｄ））”であり、
Ａ３、Ａ３は“ｅｘｐ（−２ｊｄ）ｓｉｎ（２ｑ）／２”である。

本発明のＳＨＤ用の受信機は、ＷＯ０２−２７９９４に開示されているような、コヒーレントなセルフホモダイン検出（ＳＨＤ）システムにおいて使用されている。このシステムは、送信機と、受信機と、送信機及び受信機を接続する光ファイバーとを含んでいる。送信機は、光源からの光を２個の直交した偏光成分に分離する。これらの成分の一方は、コヒーレントな情報信号で変調され、しかるに他方は変調されないままである。両方の成分は、次いで偏光多重化され、そして
光ファイバーを介して送信される。本発明のＳＨＤ用の受信機は、送信済光Ｒを受信して、そして元の情報信号Ｒｓを再構成する。

偏光スプリッタ１３は、着信信号Ｒを２個の直交成分にスプリットする。第１の成分Ｒｘの偏光軸は、第２の成分Ｒｙのそれに垂直である。

第１のスプリッタ１５は、第１の成分Ｒｘを２個の分離された第１の成分Ｒｘ’に、及び第２の成分Ｒｙを２個の分離された第２の成分Ｒｙ’に分離する。９０度偏光ロータ１７は、偏光制御され分離された第１の成分Ｒｘ”を得るために、分離された第１の成分Ｒｘ’の一つの偏光を９０度だけ回転させる。

ハイブリッド検出器１９は、偏光制御され分離された第１の成分Ｒｘ”と分離された第２の成分Ｒｙ’を結合し、そして第１の電気信号Ｒｉと第２の電気信号Ｒｑを出力する。第１の平衡検出器２１は、他の分離された第１の成分Ｒｘ’と他の分離された第２の成分Ｒｙ’を検出する。第１の平衡検出器２１は、第３の電気信号Ｒｄを出力する。

平衡した構成における第１の組の２個のフォトディテクタ４１は、平衡検出を実行する。２個のフォトディテクタ４１は、電気信号Ｒｘａ及びＲｘｂを検出し、そして第１の電気信号Ｒｉを出力する。平衡した構成における第２の組の２個のフォトディテクタ４３は、平衡検出を実行する。２個のフォトディテクタ４３は、信号Ｒｙａ及びＲｙｂを検出し、そして第２の電気信号Ｒｑを出力する。

プロセッサ２３は、第１の電気信号Ｒｉ、第２の電気信号Ｒｑ及び第３の電気信号Ｒｄを受信して、そして元の情報信号Ｒｓを再構成する。元の情報信号Ｒｓは、着信信号Ｒの元の信号である。

プロセッサ２３は、第１の電気信号Ｒｉ、第２の電気信号Ｒｑ及び第３の電気信号Ｒｄの平均値を計算し、そして平均化された第１の値＜Ｒｉ＞、平均化された第１の値＜Ｒｑ＞、平均化された第１の値＜Ｒｄ＞を夫々出力する。

プロセッサ２３は、平均化された第１の値＜Ｒｉ＞、平均化された第１の値＜Ｒｑ＞、及び平均化された第１の値＜Ｒｄ＞を用いて以下の方程式（１）において、以下の係数Ａ１，Ａ２及びＡ３を計算する。
Ｓ＝Ａ１×Ｒｉ＋Ａ２×Ｒｑ＋Ａ３×Ｒｄ（１）
（上記の式（１）において、Ｓは元の情報信号Ｒｓに比例している。）
プロセッサ２３は、平均化された第１の値＜Ｒｉ＞、平均化された第１の値＜Ｒｑ＞、及び平均化された第１の値＜Ｒｄ＞を用いて値Ｆを計算する。
Ｆは＜Ｒｄ＞／（＜Ｒｉ＞＋ｊ＜Ｒｑ＞）であり、
値ｄ、ｄは−引数（Ｆ）であり、
値ｑ、ｑは“アークタンジェント［２｜Ｆ｜］／２＋（ｋ×ｐｉ／２）”であり、
Ａ１、Ａ１は“１−ｓｉｎ^２（ｑ）（１＋ｅｘｐ（−２ｊｄ））”であり、
Ａ２、Ａ２は“１−ｓｉｎ^２（ｑ）（１−ｅｘｐ（−２ｊｄ））”であり、
Ａ３、Ａ３は“ｅｘｐ（−２ｊｄ）ｓｉｎ（２ｑ）／２”である。
上記の計算は、プロセッサ６３において実行される。

Claims

着信信号Ｒを２個の直交成分にスプリットする偏光スプリッタ（１３）であって、前記２個の直交成分は、第１の成分Ｒｘと第２の成分Ｒｙを含むものと、
前記第１の成分Ｒｘを２個の分離された第１の成分Ｒｘ’に分離するとともに、前記第２の成分Ｒｙを２個の分離された第２の成分Ｒｙ’に分離する第１のスプリッタ（１５）と、
前記分離された第１の成分Ｒｘ’の一つの偏光を９０度回転させて、偏光制御され分離された第１の成分Ｒｘ”を得る９０度偏光ロータ（１７）と、
前記偏光制御され分離された第１の成分Ｒｘ”と前記分離された第２の成分Ｒｙ’とを結合し、第１の電気信号Ｒｉと第２の電気信号Ｒｑを出力するハイブリッド検出器（１９）であって、前記第１の電気信号Ｒｉは、前記成分Ｒｘ”とＲｙ’との間の同相ミックスであり、前記第２の電気信号Ｒｑは、前記成分Ｒｘ”とＲｙ’との間の直交ミックスであるものと、
他の分離した第１の成分Ｒｘ’及び他の分離した第２の成分Ｒｙ’を検出して、第３の電気信号Ｒｄを出力する第１の平衡検出器（２１）と、
前記第１の電気信号Ｒｉ、前記第２の電気信号Ｒｑ及び前記第３の電気信号Ｒｄを受信して、元の情報信号Ｒｓを再構成するプロセッサ（２３）とを含む
コヒーレントセルフホモダイン検出（ＳＨＤ）用の受信機（１１）。
前記ハイブリッド検出器（１９）は、
Ｒｘ”を２個の成分Ｒｘ”ａ及びＲｘ”ｂに分割する第２のスプリッタ（３１）と、
Ｒｙ’を２個の成分Ｒｙ’ａ及びＲｙ’ｂに分割する第３のスプリッタ（３３）と、
Ｒｘ”ａの位相を９０度シフトさせ位相がシフトされた信号Ｒｘ”ａ’を得る９０度移相器（３５）と、
前記信号Ｒｙ’ａと前記位相がシフトされた信号Ｒｘ”ａ’とを組み合わせて、夫々、ｊＲｘ”ａ’＋ｊＲｙ’ａ及び−Ｒｘ”ａ’＋Ｒｙ’ａに比例している光信号Ｒｘａ及びＲｘｂを発生する第１の２×２カップラ（３７）と、
前記信号Ｒｘ”ｂと前記信号Ｒｙ’ｂとを組み合わせて、夫々、ｊＲｘ”ｂ−Ｒｙｂ及び−Ｒｘ”ｂ＋ｊＲｙｂに比例している光信号Ｒｙａ及びＲｙｂを発生する第２の２×２カップラ（３９）と、
前記電気信号Ｒｘａ及びＲｘｂを検出する平衡した構成における第１の組の２個のフォトディテクタ（４１）であって、前記第１の組の２個のフォトディテクタ（４１）は、前記第１の電気信号Ｒｉを出力し、Ｒｉは、前記光信号Ｒｘａ及びＲｘｂの瞬時電力間の差によって得られ、Ｒｘ”×Ｒｙ’^＊に比例しているものと、
前記信号Ｒｙａ及びＲｙｂを検出する平衡した構成における第２の組の２個のフォトディテクタ（４３）であって、前記第２の組の２個のフォトディテクタ（４３）は、前記第２の電気信号Ｒｑを出力し、Ｒｑは、前記光信号Ｒｙａ及びＲｙｂの瞬時電力間の差によって得られ、Ｒｘ”×Ｒｙ’^＊の虚部に比例しているものとを含む
請求項１に記載の受信機。
前記ハイブリッド検出器（１９）は、１２０度ハイブリッドシステムであって、
前記１２０度ハイブリッドシステムは、
その入力の２個において前記信号Ｒｘ”及びＲｙ’を取り込み、残りの入力はオープンのままにした対称的な３×３カップラ（５１）であって、前記３×３カップラ（５１）の３出力における信号が、
{（２／３）×ｅｘｐ（２ｐｉ／９）＋（１／３）×ｅｘｐ（−４ｐｉ／９）｝×Ｒｘ”＋{（１／３）×ｅｘｐ（−４ｐｉ／９）−（１／３）×ｅｘｐ（２ｐｉ／９）｝×Ｒｙ’：に比例するＲａ、
{（１／３）×ｅｘｐ（−４ｐｉ／９）−（１／３）×ｅｘｐ（２ｐｉ／９）｝×（Ｒｘ”＋Ｒｙ’）：に比例するＲｂ、及び
{（１／３）×ｅｘｐ（−４ｐｉ／９）−（１／３）×ｅｘｐ（２ｐｉ／９）｝×Ｒｘ”＋（２／３）×ｅｘｐ（２ｐｉ／９）｝＋（１／３）×ｅｘｐ（−４ｐｉ／９）｝×Ｒｙ’：に比例するＲｃであるものと、
前記信号Ｒａ，Ｒｂ及びＲｃを検出する３個のフォトディテクタ（５３）と、
−１／２を乗算した信号Ｒａに、前記信号Ｒｂと−１／２を乗算した前記信号Ｒｃを加えた和を計算する第１の電子装置（５５）であって、前記第１の電子装置（５５）の出力は、前記信号Ｒｉを形成するＲｘ”×Ｒｙ’^＊の実部に比例しているものと、
−１を乗算した前記信号Ｒａと前記信号Ｒｂの和を計算する第２の電子装置（５７）であって、前記第２の電子装置（５７）の出力は、前記信号Ｒｑを形成するＲｘ”×Ｒｙ’^＊の虚部に比例するよう√３／２を乗算されているものとを含む、
請求項１に記載の受信機。
前記プロセッサ（２３）は、
前記第１の電気信号Ｒｉ、前記第２の電気信号Ｒｑ及び第３の電気信号Ｒｄの平均値を計算し、そして平均化された第１の値＜Ｒｉ＞、平均化された第１の値＜Ｒｑ＞、及び平均化された第１の値＜Ｒｄ＞を夫々出力する、平均値計算器（６１）と、
前記平均化された第１の値＜Ｒｉ＞、前記平均化された第１の値＜Ｒｑ＞、及び前記平均化された第１の値＜Ｒｄ＞を用いて以下の式（１）において、以下の係数Ａ１，Ａ２及びＡ３を計算する係数計算器（６３）とを有する
Ｓ＝Ａ１×Ｒｉ＋Ａ２×Ｒｑ＋Ａ３×Ｒｄ（１）
（上記の式（１）において、Ｓは元の情報信号Ｒｓに比例している。）
請求項１に記載の受信機。
前記係数計算器（６３）は、前記平均化された第１の値＜Ｒｉ＞、前記平均化された第１の値＜Ｒｑ＞、及び平均化された第１の値＜Ｒｄ＞を用いて値Ｆを計算し、Ｆは＜Ｒｄ＞／（＜Ｒｉ＞＋ｊ＜Ｒｑ＞）であり、
値ｄ、ｄは−引数（Ｆ）であり、
値ｑ、ｑは“アークタンジェント［２｜Ｆ｜］／２＋ｋ×ｐｉ／２”であり、
Ａ１、Ａ１は“１−ｓｉｎ^２（ｑ）（１＋ｅｘｐ（−２ｊｄ））”であり、
Ａ２、Ａ２は“１−ｓｉｎ^２（ｑ）（１−ｅｘｐ（−２ｊｄ））”であり、
Ａ３、Ａ３は“ｅｘｐ（−２ｊｄ）ｓｉｎ（２ｑ）／２”である
請求項４に記載の受信機。