JP2018206954A

JP2018206954A - 駆動回路

Info

Publication number: JP2018206954A
Application number: JP2017110986A
Authority: JP
Inventors: 啓二田中; Keiji Tanaka
Original assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Current assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Priority date: 2017-06-05
Filing date: 2017-06-05
Publication date: 2018-12-27

Abstract

【課題】電気的な特性を維持しながら、発光素子と駆動回路との距離を長くすること。
【解決手段】駆動回路３は、入力信号Ｖ_ｉｎに応じて出力電流Ｉ_ｏｕｔを生成し、端子Ｔ４を介してバイアス電流Ｉ_ＢＩＡＳから出力電流Ｉ_ｏｕｔを分流することによって駆動電流Ｉ_ＬＤを増減するトランスコンダクタンスアンプ１０と、発光素子２のカソードに電気的に接続され、カソードの電位を接地電位ＧＮＤよりも増加させるためのレベルシフト回路３０と、を備え、トランスコンダクタンスアンプ１０は、端子Ｔ２に電気的に接続されたベースと、抵抗素子１３を介して接地電位ＧＮＤに接続されたエミッタと、コレクタと、を有するトランジスタ１１と、定電圧Ｖ_ｃａｓが印加されたベースと、トランジスタ１１のコレクタと電気的に接続されたエミッタと、端子Ｔ４に電気的に接続されたコレクタと、を有するトランジスタ１２と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、駆動回路に関する。

昨今、光通信分野において伝送レートの高速化に伴い、光信号の変調速度（シンボルレート）が高速化されている。直接変調方式の駆動回路で端面発光型のレーザダイオード（発光素子）を駆動した場合、光出力信号の１レベル（Ｈｉｇｈレベル）と０レベル（Ｌｏｗレベル）とに緩和振動が重畳され、光出力信号の波形にてオーバーシュート及びアンダーシュートが発生することがある。ここで、１レベルは発光状態、すなわち光出力信号のパワーの相対的に大きい状態に対応し、０レベルは消光状態、すなわち光出力信号のパワーの相対的に小さい状態に対応する。このようなオーバーシュート及びアンダーシュートが光波形に及ぼす影響は、変調速度の高速化に伴い、大きくなっている。

特許文献１及び非特許文献１には、レーザダイオードに対して並列にＲＣ直列回路、又はＲＬＣ直列回路を設けることによって、光波形の整形を行うことが記載されている。非特許文献２には、ボンディングワイヤのインダクタンスによって生じる共振ピークを抑えるために、レーザダイオードと並列にＲＣ直列回路を設け、光波形を整形することが記載されている。

特開平４−２９０２７８号公報特開２００７−３２４４６３号公報特開２０１３−２３９６４１号公報

Yasuharu Suematsu, Tchang-Hee Hong, "Suppression of RelaxationOscillation in Light Output of Injection Lasers by Electrical ResonanceCircuit" IEEE Journal of Quantum Electronics, Vol.QE-13, No.9, p.756-762 Akihiro Moto, Tomoko Ikagawa, Shunsuke Sato, Yasuo Yamasaki, YutakaOnishi, Keiji Tanaka, "A Low Power Quad 25.78-Gbit/s 2.5V Laser DiodeDriver using Shunt-Driving in 0.18 um SiGe-BiCMOS", 2013 IEEE CompoundSemiconductor Integrated Circuit Symposium

特許文献１、及び非特許文献１，２等に記載の実装形態では、ボンディングワイヤのインダクタンスを低く抑えるために、駆動回路と発光素子との間の距離を短くすることが好ましい。ところで、発光素子の温度を制御することが求められることがある。このような場合、駆動回路と発光素子との間の距離が短いことから、発光素子だけでなく駆動回路も温度制御することとなる。駆動回路は、高速で動作するほど多くの電力を消費するので、その消費電力の増加に応じて駆動回路が発生する熱量が増える。その結果、温度調整用の素子の負荷が増加し、温度調整用の素子の消費電力が増加するおそれがある。温度調整用の素子の消費電力を低減するには、駆動回路を発光素子から離して、温度調整の対象に含めないことが好ましい。

本発明では、発光素子から出力される光波形の品質を維持しながら、発光素子との距離を長くすることが可能な駆動回路が提供される。

本発明の一側面に係る駆動回路は、バイアス電流を供給するバイアス電流源と直列に接続された発光素子に流れる駆動電流を入力信号に応じて増減する回路である。この駆動回路は、入力信号が入力される入力端子と、バイアス電流源と発光素子のアノードとの間に電気的に接続される出力端子と、入力信号に応じて出力電流を生成し、出力端子を介してバイアス電流から出力電流を分流することによって駆動電流を増減するトランスコンダクタンスアンプと、発光素子のカソードに電気的に接続され、カソードの電位を接地電位よりも増加させるためのレベルシフト回路と、を備える。トランスコンダクタンスアンプは、抵抗素子と、入力端子に電気的に接続された制御端子と、抵抗素子を介して接地電位に接続された第１電流端子と、第２電流端子と、を有する第１トランジスタと、定電圧が印加された制御端子と、第１トランジスタの第２電流端子と電気的に接続された第１電流端子と、出力端子に電気的に接続された第２電流端子と、を有する第２トランジスタと、を備える。

本発明によれば、電気的な特性を維持しながら、発光素子と駆動回路との距離を長くすることができる。

図１は、第１実施形態に係る駆動回路を含む光送信装置の概略構成を示す図である。図２は、第１比較例の駆動回路を含む光送信装置の概略構成を示す図である。図３は、図２の光送信装置の等価回路を示す図である。図４は、図２の駆動回路における入力信号から駆動電流への周波数応答特性を示す図である。図５は、図２の駆動回路における入力信号から光出力信号への周波数応答特性と、駆動電流から光出力信号への周波数応答特性と、を説明するための図である。図６は、第２比較例の駆動回路を含む光送信装置の概略構成を示す図である。図７の（ａ）は、ボンディングワイヤのインダクタンスが３００ｐＨである場合の図２及び図６の駆動回路における入力信号から駆動電流への周波数応答特性を示す図、図７の（ｂ）は、ボンディングワイヤのインダクタンスが５００ｐＨである場合の図２及び図６の駆動回路における入力信号から駆動電流への周波数応答特性を示す図である。図８は、図１及び図６の駆動回路における入力信号から駆動電流への周波数応答特性を示す図である。図９の（ａ）、（ｂ）は、図６の駆動回路における出力トランジスタの端子電圧を示す図、図９の（ｃ）、（ｄ）は、図６の光送信装置における光出力信号の波形を示す図である。図１０の（ａ）、（ｂ）は、図１の駆動回路における出力トランジスタの端子電圧を示す図、図１０の（ｃ）、（ｄ）は、図１の光送信装置における光出力信号の波形を示す図である。図１１は、第２実施形態に係る駆動回路を含む光送信装置の概略構成を示す図である。

［本願発明の実施形態の説明］
最初に本発明の実施形態の内容を列記して説明する。

この駆動回路では、第１トランジスタの制御端子に入力された入力信号に応じて出力電流が生成され、出力端子を介してバイアス電流から出力電流が分流されることによって、発光素子に流れる駆動電流が増減される。出力端子と発光素子のアノードとの間、及びレベルシフト回路と発光素子のカソードとの間は、例えばボンディングワイヤによって接続される。このボンディングワイヤのインダクタンスにより、出力電流の時間的変化に応じて起電力が発生する。ボンディングワイヤが長いほど、起電力も大きくなる。トランスコンダクタンスアンプでは、第１トランジスタの第２電流端子と第２トランジスタの第１電流端子とが互いに電気的に接続されている。第２トランジスタの第２電流端子が出力端子に接続されているので、第２トランジスタの第２電流端子に上述の起電力が加わるが、第２トランジスタの制御端子に定電圧が印加されているので、第２トランジスタの第１電流端子の電位の変動が抑制される。これにより、第１トランジスタの第２電流端子の電位の変動が抑制される。第１トランジスタの制御端子と第２電流端子との間には浮遊容量が生じており、第１トランジスタの第２電流端子の電位によって浮遊容量が変化する。しかしながら、第１トランジスタの第２電流端子の電位の変動が抑制されるので、浮遊容量を介してその電位変動が第１トランジスタの制御端子に伝達されることが抑制される。これにより、入力信号に対する第１トランジスタのスイッチング動作が安定化するので、出力電流を安定化することが可能となる。従って、ボンディングワイヤを長くしても、出力電流を安定化することができる。その結果、電気的な特性（例えば周波数特性）を維持しながら、発光素子と駆動回路との距離を長くすることが可能となる。

上記駆動回路は、第２トランジスタの制御端子と接地電位との間に電気的に接続された容量素子をさらに備えてもよい。この場合、第２トランジスタの制御端子が高周波的に接地される。例えば、第１トランジスタがスイッチングすることによって駆動電流の増減だけでなく、駆動回路内に高周波ノイズが発生することがある。この高周波ノイズが容量素子を介して接地電位に流れることによって、第１トランジスタの第２電流端子の電位を安定化することができる。すなわち、第１トランジスタの第２電流端子は、第２トランジスタの第１電流端子に接続されており、第２トランジスタの制御端子の電位の変化に応じて第２トランジスタの第１電流端子の電位が変化するが、第２トランジスタの第１電流端子の電位に高周波ノイズが影響することを抑制することができる。それにより、第１トランジスタの第２電流端子の電位をより安定化することができる。

上記駆動回路は、第２トランジスタの第２電流端子と接地電位との間に電気的に接続されたフィルタ回路をさらに備えてもよい。この場合、フィルタ回路によって、出力電流の高周波成分が発光素子に流れないようバイパスされる。これにより、駆動電流の遷移時間を調整することができる。例えば、出力電流の変化を遅くすることによって、発光素子の緩和振動を抑制することができ、光出力波形の品質向上が可能となる。

レベルシフト回路によって接地電位よりも増加されたカソードの電位と接地電位との電位差が、定電圧の電位と第２トランジスタの第１電流端子の電位との電位差に略等しく設定されてもよい。この場合、発光素子のアノード及びカソードの間の電圧（駆動電圧）を所定の値に保つことができる。

本発明の別の側面に係る駆動回路は、バイアス電流を供給するバイアス電流源と直列に接続された発光素子に流れる駆動電流を入力信号に応じて増減する回路である。この駆動回路は、入力信号が入力される入力端子と、発光素子のアノードに電源電圧を供給する電源配線と、発光素子のカソードに電気的に接続される出力端子と、入力信号に応じて出力電流を生成し、出力端子を介してバイアス電流に出力電流を重畳することによって駆動電流を増減するトランスコンダクタンスアンプと、出力端子に電気的に接続されたバイアス電流源と、を備える。トランスコンダクタンスアンプは、抵抗素子と、入力端子に電気的に接続された制御端子と、抵抗素子を介して接地電位に接続された第１電流端子と、第２電流端子と、を有する第１トランジスタと、定電圧が印加された制御端子と、第１トランジスタの第２電流端子と電気的に接続された第１電流端子と、出力端子に電気的に接続された第２電流端子と、を有する第２トランジスタと、を備える。

この駆動回路では、第１トランジスタの制御端子に入力された入力信号に応じて出力電流が生成され、出力端子を介してバイアス電流に出力電流を重畳することによって、発光素子に流れる駆動電流が増減される。電源配線と発光素子のアノードとの間、及び出力端子と発光素子のカソードとの間は、例えばボンディングワイヤによってそれぞれ接続される。このボンディングワイヤのインダクタンスにより、出力電流の時間的変化に応じて起電力が発生する。ボンディングワイヤが長いほど、起電力も大きくなる。トランスコンダクタンスアンプでは、第１トランジスタの第２電流端子と第２トランジスタの第１電流端子とが互いに電気的に接続されている。第２トランジスタの第２電流端子が出力端子に接続されているので、第２トランジスタの第２電流端子に上述の起電力が加わるが、第２トランジスタの制御端子に定電圧が印加されているので、第２トランジスタの第１電流端子の電位の変動が抑制される。これにより、第１トランジスタの第２電流端子の電位の変動が抑制される。第１トランジスタの制御端子と第２電流端子との間には浮遊容量が生じており、第１トランジスタの第２電流端子の電位によって浮遊容量が変化する。しかしながら、第１トランジスタの第２電流端子の電位の変動が抑制されるので、浮遊容量を介してその電位変動が第１トランジスタの制御端子に伝達されることが抑制される。これにより、入力信号に対する第１トランジスタのスイッチング動作が安定化するので、出力電流を安定化することが可能となる。従って、ボンディングワイヤを長くしても、出力電流を安定化することができる。その結果、電気的な特性（例えば周波数特性）を維持しながら、発光素子と駆動回路との距離を長くすることが可能となる。

上記駆動回路は、電源配線と接地電位との間に電気的に接続された容量素子をさらに備えてもよい。この場合、容量素子は、駆動電流のリターンパスとして作用する。このため、駆動電流の波形が乱れることを抑制することができる。

［本願発明の実施形態の詳細］
本発明の実施形態に係る駆動回路の具体例を、以下に図面を参照しつつ説明する。なお、本発明はこれらの例示に限定されるものではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

（第１実施形態）
図１は、第１実施形態に係る駆動回路を含む光送信装置の概略構成を示す図である。図１に示されるように、光送信装置１は、発光素子２及び駆動回路３を主に備える。発光素子２は、例えば、直接変調用の半導体レーザ素子であり、具体的には、端面発光型レーザダイオードである。このようなレーザダイオードとしては、分布帰還型レーザダイオード（ＤＦＢ−ＬＤ：Distributed FeedBack Laser Diode）、及びファブリペローレーザダイオード（ＦＰ−ＬＤ：Fabry-Perot Laser Diode）等がある。

発光素子２のカソード（陰極）は、ボンディングワイヤＢＷ２を介して駆動回路３の端子Ｔ５に電気的に接続されている。発光素子２のアノード（陽極）は、ＦＢＩ（フェライトビーズインダクタ）５を介してバイアス電流源４と直列に接続されている。ＦＢＩ５は、発光素子２のアノードに生じる高周波電流（例えば駆動電流Ｉ_ＬＤの高周波成分）をブロックするための素子である。さらに、発光素子２のアノードは、ボンディングワイヤＢＷ１を介して駆動回路３の端子Ｔ４（出力端子）に電気的に接続されている。バイアス電流源４は、発光素子２を所定の電力で発光させるために、直流のバイアス電流Ｉ_ＢＩＡＳを供給する。バイアス電流Ｉ_ＢＩＡＳを大きくすると、発光素子２から出力される光出力信号Ｐ_ｏｕｔの光パワーが増加する。

駆動回路３は、直接変調方式の駆動回路であり、シャント駆動方式に基づいて発光素子２に流れる駆動電流Ｉ_ＬＤを供給（増減）する回路である。駆動回路３は、例えば、２５Ｇｂ／ｓ以上の高速の変調速度で使用可能な直接変調方式の駆動回路である。駆動回路３は、駆動電流Ｉ_ＬＤを増減させてオン・オフ変調（ｏｎ−ｏｆｆｋｅｙｉｎｇ）により発光素子２を直接変調する。

駆動回路３は、端子Ｔ１、端子Ｔ２（入力端子）、端子Ｔ３、端子Ｔ４、及び端子Ｔ５を有する。端子Ｔ１には、定電圧Ｖ_ｃａｓが供給される。端子Ｔ２には、外部から入力信号Ｖ_ｉｎが供給される。端子Ｔ３は、接地電位（グラウンド電位）ＧＮＤに電気的に接続される。端子Ｔ４は、ボンディングワイヤＢＷ１を介して発光素子２のアノードに電気的に接続される。端子Ｔ４は、ボンディングワイヤＢＷ１及びＦＢＩ５を介してバイアス電流源４に接続される。つまり、端子Ｔ４は、バイアス電流源４と発光素子２のアノードとの間に電気的に接続される。端子Ｔ５は、ボンディングワイヤＢＷ２を介して発光素子２のカソードに電気的に接続される。

駆動回路３は、入力信号Ｖ_ｉｎに応じて駆動電流Ｉ_ＬＤを増減する。具体的には、駆動回路３は、外部から端子Ｔ２に供給される入力信号Ｖ_ｉｎに応じて出力電流Ｉ_ｏｕｔを生成する。出力電流Ｉ_ｏｕｔは、駆動電流Ｉ_ＬＤを増減するための信号であって、バイアス電流Ｉ_ＢＩＡＳから分流して、ボンディングワイヤＢＷ１を介して端子Ｔ４から駆動回路３に流れ込む。これにより、発光素子２に流れる駆動電流Ｉ_ＬＤは、バイアス電流Ｉ_ＢＩＡＳと出力電流Ｉ_ｏｕｔとを合成した電流となる。つまり、駆動電流Ｉ_ＬＤは、バイアス電流Ｉ_ＢＩＡＳから出力電流Ｉ_ｏｕｔを差し引いた電流（Ｉ_ＢＩＡＳ−Ｉ_ｏｕｔ）となるので、駆動電流Ｉ_ＬＤの波形は出力電流Ｉ_ｏｕｔの波形を上下に反転した形状となる。従って、例えば、出力電流Ｉ_ｏｕｔの波形が０レベルとなるときに、それに応じて光出力信号Ｐ_ｏｕｔの波形は１レベルとなり、出力電流Ｉ_ｏｕｔの波形が１レベルとなるときに、それに応じて光出力信号Ｐ_ｏｕｔは０レベルとなる。

このような構成により、バイアス電流源４及び駆動回路３により規定される駆動電流Ｉ_ＬＤが、発光素子２のアノードから発光素子２に供給され、駆動電流Ｉ_ＬＤの変化に応じて発光素子２が光出力信号Ｐ_ｏｕｔを出力する。

駆動回路３の構成について、さらに詳細に説明する。駆動回路３は、トランスコンダクタンスアンプ１０と、フィルタ回路２０と、レベルシフト回路３０と、を備える。

トランスコンダクタンスアンプ１０は、入力信号Ｖ_ｉｎに応じて出力電流Ｉ_ｏｕｔを生成する回路である。トランスコンダクタンスアンプ１０は、端子Ｔ４を介してバイアス電流Ｉ_ＢＩＡＳから出力電流Ｉ_ｏｕｔを分流することによって、駆動電流Ｉ_ＬＤを増減する。トランスコンダクタンスアンプ１０は、トランジスタ１１（第１トランジスタ）と、トランジスタ１２（第２トランジスタ）と、抵抗素子１３と、コンデンサ１４（容量素子）と、を備える。

トランジスタ１１は、例えば、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタである。トランジスタ１１のベース（制御端子）は端子Ｔ２に電気的に接続されている。トランジスタ１１のベースには、端子Ｔ２を介して入力信号Ｖ_ｉｎが入力される。トランジスタ１１のエミッタ（第１電流端子）は、抵抗素子１３及び端子Ｔ３を介して接地電位ＧＮＤに接続されている。つまり、トランジスタ１１及び抵抗素子１３は、エミッタ接地回路を構成している。トランジスタ１１のコレクタ（第２電流端子）はトランジスタ１２のエミッタ（第１電流端子）に接続されている。

トランジスタ１２は、例えば、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタである。トランジスタ１２のベース（制御端子）は端子Ｔ１に電気的に接続されている。トランジスタ１２のベースには、端子Ｔ１を介して定電圧Ｖ_ｃａｓが供給（印加）される。この定電圧Ｖ_ｃａｓを供給する電圧源（不図示）は、低インピーダンス（内部抵抗）の電圧源であり、トランジスタ１１のコレクタ電位が広い周波数範囲で固定されることが好ましい。

また、トランジスタ１２のベースは、端子Ｔ１から見た高周波でのインピーダンスを下げるためにコンデンサ１４及び端子Ｔ３を介して接地電位ＧＮＤに接続されている。つまり、コンデンサ１４は、トランジスタ１２のベースと接地電位ＧＮＤとの間に電気的に接続される。トランジスタ１２のエミッタは、トランジスタ１１のコレクタに電気的に接続されている。トランジスタ１２のコレクタ（第２電流端子）は端子Ｔ４に電気的に接続されており、端子Ｔ４及びボンディングワイヤＢＷ１を介して発光素子２のアノードに電気的に接続されている。つまり、トランジスタ１２は、例えばカスコードトランジスタである。なお、コンデンサ１４は、それぞれの静電容量値が互いに異なる複数のコンデンサを含んでいてもよい。

なお、トランジスタ１１のベースには、端子Ｔ２を介して、トランジスタ１１をＡ級動作させるために必要なバイアス電圧が供給されている。つまり、入力信号Ｖ_ｉｎには、バイアス電圧が重畳される。これにより、例えばトランジスタ１１に１０〜３０ｍＡ程度の電流が流れる。このような構成のトランスコンダクタンスアンプ１０では、トランジスタ１１のベースに入力信号Ｖ_ｉｎが入力されると、入力信号Ｖ_ｉｎの電圧レベルに応じた電流値を有する出力電流Ｉ_ｏｕｔが、トランジスタ１２のコレクタに引き込まれる（出力される）。トランスコンダクタンスアンプ１０の利得は、抵抗素子１３の抵抗値Ｒ_ｅによって決まり、例えば負荷回路の抵抗値をＲとすると、Ｒ／Ｒ_ｅ程度である。

トランスコンダクタンスアンプ１０の出力には、寄生容量１５が生じる。つまり、寄生容量１５は、トランジスタ１２のコレクタと端子Ｔ３との間に生じる。

フィルタ回路２０は、トランスコンダクタンスアンプ１０のスイッチングによって発生する高周波電流（例えば出力電流Ｉ_ｏｕｔの高周波成分）の一部を接地電位ＧＮＤにバイパスするためのダンピングフィルタである。フィルタ回路２０は、抵抗素子２１と、インダクタ２２と、コンデンサ２３と、を備える。抵抗素子２１、インダクタ２２、及びコンデンサ２３は、その順で、駆動回路３の端子Ｔ４と端子Ｔ５との間に直列に接続されている。つまり、フィルタ回路２０は、トランスコンダクタンスアンプ１０と並列に接続されており、トランジスタ１２のコレクタと接地電位ＧＮＤとの間に電気的に接続される。

レベルシフト回路３０（電圧シフト回路）は、発光素子２のカソードの電位を接地電位よりも高くするための回路である。レベルシフト回路３０は、端子Ｔ５及びボンディングワイヤＢＷ２を介して、発光素子２のカソードに電気的に接続される。レベルシフト回路３０は、例えばダイオード接続されたトランジスタ３１を備える。トランジスタ３１は、例えば、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタである。トランジスタ３１のベース及びコレクタは、互いに接続（このような接続をダイオード接続という）され、端子Ｔ５に電気的に接続されている。トランジスタ３１のエミッタは、端子Ｔ３を介して接地電位ＧＮＤに電気的に接続されている。ダイオード接続によって、トランジスタ３１のコレクタ電流はコレクタ電位に対してダイオード特性を示す。ダイオード特性を示すトランジスタ３１に所定の電流を流すことによって電圧降下（電圧シフト）が生成される。このようにダイオード特性を利用して、レベルシフト回路３０は発光素子２のカソードの電位を接地電位ＧＮＤよりも高くすることができる。

レベルシフト回路３０によって、発光素子２のカソードの電位は、例えばトランジスタ３１のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ３だけ接地電位ＧＮＤよりも高くすることができる。このため、発光素子２のアノードの電位は、発光素子２の順方向バイアス電圧Ｖｆにベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ３を加えたＶｆ＋Ｖｂｅ３となる。発光素子２のカソードの電位と接地電位ＧＮＤとの電位差は、定電圧Ｖ_ｃａｓとトランジスタ１２のエミッタ電位との電位差に略等しく設定される。つまり、トランジスタ３１のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ３は、トランジスタ１２のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ２と略等しい。

このように構成された駆動回路３では、トランジスタ１１のベースに入力された入力信号Ｖ_ｉｎに応じて出力電流Ｉ_ｏｕｔが増減され、端子Ｔ４を介してバイアス電流Ｉ_ＢＩＡＳから出力電流Ｉ_ｏｕｔが分流されることによって、発光素子２に流れる駆動電流Ｉ_ＬＤが増減される。

端子Ｔ４と発光素子２のアノードとの間はボンディングワイヤＢＷ１によって電気的に接続され、レベルシフト回路３０と発光素子２のカソードとの間はボンディングワイヤＢＷ２によって電気的に接続される。ここで、ボンディングワイヤＢＷ１，ＢＷ２の全体のインダクタンスＬ_ＢＷは、ボンディングワイヤＢＷ１のインダクタンスＬ_ＢＷ１とボンディングワイヤＢＷ２のインダクタンスＬ_ＢＷ２との合算値とみなされ得る。このボンディングワイヤＢＷ１，ＢＷ２のインダクタンスＬ_ＢＷにより、出力電流Ｉ_ｏｕｔの変化に応じて起電力Ｅが発生する。この起電力Ｅは、式（１）で表される。ボンディングワイヤＢＷ１，ＢＷ２が長いほど、インダクタンスＬ_ＢＷが大きくなり、起電力Ｅも大きくなる。例えば、２５ピコ秒（ｐｓｅｃ）の遷移時間で出力電流Ｉ_ｏｕｔの電流値が４０ｍＡだけ変化したとすると、インダクタンスＬ_ＢＷが５００ｐＨである場合、−０．８Ｖの起電力Ｅが発生する。

駆動回路３では、トランジスタ１２のコレクタが端子Ｔ４に電気的に接続されているので、トランジスタ１２のコレクタに起電力Ｅが加わる。しかしながら、トランジスタ１２のベースには、定電圧Ｖ_ｃａｓが印加されているので、トランジスタ１２のエミッタ電位は、定電圧Ｖ_ｃａｓからトランジスタ１２のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ２を減算した電位（＝Ｖ_ｃａｓ−Ｖｂｅ２）となる。トランジスタ１２のエミッタとトランジスタ１１のコレクタは、互いに接続されているので、トランジスタ１１のコレクタも定電圧Ｖ_ｃａｓからトランジスタ１２のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ２を減算した電位となる。このため、トランジスタ１１のコレクタ電位は、略一定となり、起電力Ｅに起因したトランジスタ１１のコレクタ電位の変動が抑制される。

次に、図２〜図１０を参照して、比較例の駆動回路を含む光送信装置と比較しながら、駆動回路３を含む光送信装置１におけるボンディングワイヤの影響を説明する。まず、第１比較例の駆動回路を含む光送信装置について説明する。図２は、第１比較例の駆動回路を含む光送信装置の概略構成を示す図である。図３は、図２の光送信装置の等価回路を示す図である。図４は、図２の駆動回路における入力信号から駆動電流への周波数応答特性を示す図である。図５は、図２の駆動回路における入力信号から光出力信号への周波数応答特性と、駆動電流から光出力信号への周波数応答特性と、を説明するための図である。図４の横軸は入力信号Ｖ_ｉｎの変調周波数（ＧＨｚ）を示し、図４の縦軸は入力信号Ｖ_ｉｎから駆動電流Ｉ_ＬＤへの規格化された周波数応答特性Ｉ_ＬＤ（ｓ）／Ｖ_ｉｎ（ｓ）（ｄＢ）を示す。図５の横軸は入力信号Ｖ_ｉｎの変調周波数（ＧＨｚ）を示し、図５の縦軸は規格化された光出力信号の光パワー（ｄＢ）を示す。

図２に示されるように、第１比較例の光送信装置１０１は、光送信装置１と比較して駆動回路３に代えて駆動回路１０３を備える点で主に相違する。駆動回路１０３は、駆動回路３と比較して、トランスコンダクタンスアンプ１０に代えてトランスコンダクタンスアンプ１１０を備える点、並びにフィルタ回路２０及び端子Ｔ１を備えていない点において主に相違する。トランスコンダクタンスアンプ１１０は、トランスコンダクタンスアンプ１０と比較して、トランジスタ１２及びコンデンサ１４を備えていない点において主に相違する。

この駆動回路１０３では、入力信号Ｖ_ｉｎに応じた出力電流Ｉ_ｏｕｔがトランスコンダクタンスアンプ１１０によって生成され、ボンディングワイヤＢＷ１を経由してバイアス電流Ｉ_ＢＩＡＳから分流される。出力電流Ｉ_ｏｕｔが増減することによって発光素子２に流れる駆動電流Ｉ_ＬＤが増減される。

図３に示されるように、駆動回路１０３は、トランスコンダクタンスＧｍと入力信号Ｖ_ｉｎ（ｓ）とを乗算して得られる電流値の電流を供給する電流源１１０ａと寄生容量１５とが並列に接続された回路で等価的に表され得る。発光素子２は、抵抗値Ｒ_Ｓの抵抗素子２ａと、容量値Ｃ_ＬＤのコンデンサ２ｂと抵抗値Ｒ_ＬＤの抵抗素子２ｃとが並列に接続された並列回路と、が直列に接続された回路で等価的に表され得る。ボンディングワイヤのインダクタンスＬ_ＢＷは、ボンディングワイヤＢＷ１のインダクタンスＬ_ＢＷ１とボンディングワイヤＢＷ２のインダクタンスＬ_ＢＷ２との合算値としてみなされ得る。このため、図３に示される等価回路から、光出力信号Ｐ_ｏｕｔに寄与する発光素子２の抵抗素子２ｃに流れる駆動電流Ｉ_ＬＤ（ｓ）は、トランスコンダクタンスアンプ１１０のトランスコンダクタンスＧｍを用いて、式（２）で表される。駆動電流Ｉ_ＬＤ（ｓ）は、発光素子２の活性層に流れる電流の周波数応答である。

式（２）において、寄生容量１５の容量値Ｃ_ｏｕｔ＝０．１ｐＦ、発光素子２の容量値Ｃ_ＬＤ＝４ｐＦ、抵抗値Ｒ_ＬＤ＝２Ω、抵抗値Ｒ_Ｓ＝８Ωとした場合、図４に示されるような周波数応答特性が得られる。図４に示されるように、光送信装置１０１では、ボンディングワイヤのインダクタンスＬ_ＢＷによって、グラフのピークを示す共振周波数が変化する。具体的には、インダクタンスＬ_ＢＷ＝０ｐＨの場合には、共振は発生しない。インダクタンスＬ_ＢＷ＝１００ｐＨの場合には、共振周波数は５０ＧＨｚとなり、インダクタンスＬ_ＢＷ＝２００ｐＨの場合には、共振周波数は３５ＧＨｚとなり、インダクタンスＬ_ＢＷ＝５００ｐＨの場合には、共振周波数は２２ＧＨｚとなる。このように、インダクタンスＬ_ＢＷが大きくなるに従い、共振周波数が低下する。

この共振周波数は、１／（２π（Ｌ_ＢＷ×Ｃ_ｏｕｔ）^１／２）によって決定される周波数付近に現れる。すなわち、ボンディングワイヤＢＷ１，ＢＷ２が長くなり、インダクタンスＬ_ＢＷが大きくなると、共振周波数が低下するので、光出力信号Ｐ_ｏｕｔに大きな影響を与えることとなる。

図５に示される応答特性Ｇ１は、入力信号Ｖ_ｉｎの信号源から光出力信号Ｐ_ｏｕｔまでの理想的な総合応答（周波数応答）である。応答特性Ｇ２は、光送信装置１０１における駆動電流Ｉ_ＬＤ（ｓ）から光出力信号Ｐ_ｏｕｔへの応答である。応答特性Ｇ３は、駆動電流Ｉ_ＬＤ（ｓ）から光出力信号Ｐ_ｏｕｔへの最適な応答である。応答特性Ｇ２は、発光素子２の緩和振動の影響を受けて、１８〜２０ＧＨｚ付近の周波数でピーキングを有している。これに対し、応答特性Ｇ３は、ピーキングを有しておらず、かつ、周波数の増加に対して利得が漸減するような特性である。上述のように、第１比較例の駆動回路１０３では、ボンディングワイヤＢＷ１，ＢＷ２のインダクタンスＬ_ＢＷが大きくなるに従い、共振周波数が低下するので、応答特性Ｇ３のような特性を得ることはできない。

続いて、第２比較例の駆動回路を含む光送信装置について説明する。図６は、第２比較例の駆動回路を含む光送信装置の概略構成を示す図である。図７の（ａ）は、ボンディングワイヤのインダクタンスが３００ｐＨである場合の図２及び図６の駆動回路における入力信号から駆動電流への周波数応答特性を示す図、図７の（ｂ）は、ボンディングワイヤのインダクタンスが５００ｐＨである場合の図２及び図６の駆動回路における入力信号から駆動電流への周波数応答特性を示す図である。図７の（ａ）、（ｂ）の横軸は入力信号Ｖ_ｉｎの変調周波数（ＧＨｚ）を示し、図７の（ａ）、（ｂ）の縦軸は入力信号Ｖ_ｉｎから駆動電流Ｉ_ＬＤへの規格化された周波数応答特性Ｉ_ＬＤ（ｓ）／Ｖ_ｉｎ（ｓ）（ｄＢ）を示す。

図６に示されるように、第２比較例の光送信装置２０１は、光送信装置１０１と比較して駆動回路１０３に代えて駆動回路２０３を備える点で主に相違する。駆動回路２０３は、駆動回路１０３と比較して、フィルタ回路２２０を備える点において主に相違する。フィルタ回路２２０は、トランスコンダクタンスアンプ１１０のスイッチング動作によって生じる高周波電流（出力電流Ｉ_ｏｕｔの高周波成分）の一部を接地電位ＧＮＤにバイパスするためのダンピングフィルタ（フィルタ回路）である。フィルタ回路２２０は、フィルタ回路２０と比較して、インダクタ２２を備えていない点において相違する。

この駆動回路２０３では、フィルタ回路２２０によって、共振によるピークを抑制することができる。このため、図７の（ａ）に示されるように、ボンディングワイヤＢＷ１，ＢＷ２が短い（Ｌ_ＢＷ＝３００ｐＨ）場合には、駆動電流Ｉ_ＬＤの応答特性は、２２ＧＨｚ付近まで理想応答特性（Ｌ_ＢＷ＝０ｐＨ）と近似している。なお、抵抗素子２１の抵抗値Ｒ_ｄは５０Ωに設定され、コンデンサ２３の容量値Ｃ_ｄは０．６ｐＦに設定されている。

ボンディングワイヤＢＷ１，ＢＷ２が長い（Ｌ_ＢＷ＝５００ｐＨ）場合には、Ｌ_ＢＷ＝３００ｐＨの場合よりも、共振周波数が低下する。駆動回路２０３から見た発光素子２側のインピーダンスが高周波で高くなるので、フィルタ回路２２０の抵抗値Ｒ_ｄ及び容量値Ｃ_ｄを調整することにより、高周波側で駆動回路２０３の出力インピーダンスを上げる必要がある。また、共振周波数の低下によって、１０ＧＨｚ以下の周波数でも利得が上がってしまうので、低周波側では容量値Ｃ_ｄを増やすことによりインピーダンスが上がらないようにする必要がある。例えば、抵抗素子２１の抵抗値Ｒ_ｄは６５Ωに設定され、コンデンサ２３の容量値Ｃ_ｄは１ｐＦに設定される。

この場合、図７の（ｂ）に示されるように、駆動電流Ｉ_ＬＤの応答特性は、１８ＧＨｚ付近まで理想応答特性と近似している。しかしながら、駆動電流Ｉ_ＬＤの応答特性では、３０ＧＨｚ付近で理想応答特性と比較して、利得が５ｄＢ程度下がる。このため、ロールオフ特性が急な傾斜となるので、光出力波形においてジッタが発生しやすくなる。このように、駆動回路２０３では、ボンディングワイヤＢＷ１，ＢＷ２を短くする必要があるので、駆動回路２０３の実装には制約が生じる。つまり、発光素子２と駆動回路２０３とを近接させる必要があるので、例えば、発光素子２と駆動回路２０３とを同一キャリア上に実装しなければならない場合もあり得る。しかしながら、例えば、光送信装置２０１が、ＩＥＥＥ（Institute of Electrical and Electronic Engineers）で標準化されている１００ＧＥ−ＬＲ４に準拠している場合、発光素子２だけでなく同一キャリア上に実装された駆動回路２０３も温度制御すると、温調素子の負荷が増加し、温調素子の消費電力が増加するおそれがある。

続いて、駆動回路３を含む光送信装置１におけるボンディングワイヤの影響を説明する。図８は、図１及び図６の駆動回路における入力信号から駆動電流への周波数応答特性を示す図である。図９の（ａ）は、ボンディングワイヤのインダクタンスが３００ｐＨである場合の図６の駆動回路における出力トランジスタの端子電圧を示す図、図９の（ｂ）は、ボンディングワイヤのインダクタンスが５００ｐＨである場合の図６の駆動回路における出力トランジスタの端子電圧を示す図、図９の（ｃ）は、ボンディングワイヤのインダクタンスが３００ｐＨである場合の図６の光送信装置における光出力信号の波形を示す図、図９の（ｄ）は、ボンディングワイヤのインダクタンスが５００ｐＨである場合の図６の光送信装置における光出力信号の波形を示す図である。図１０の（ａ）は、ボンディングワイヤのインダクタンスが３００ｐＨである場合の図１の駆動回路における出力トランジスタの端子電圧を示す図、図１０の（ｂ）は、ボンディングワイヤのインダクタンスが５００ｐＨである場合の図１の駆動回路における出力トランジスタの端子電圧を示す図、図１０の（ｃ）は、ボンディングワイヤのインダクタンスが３００ｐＨである場合の図１の光送信装置における光出力信号の波形を示す図、図１０の（ｄ）は、ボンディングワイヤのインダクタンスが５００ｐＨである場合の図１の光送信装置における光出力信号の波形を示す図である。

図８の横軸は入力信号Ｖ_ｉｎの変調周波数（ＧＨｚ）を示し、図８の縦軸は入力信号Ｖ_ｉｎから駆動電流Ｉ_ＬＤへの規格化された周波数応答特性Ｉ_ＬＤ（ｓ）／Ｖ_ｉｎ（ｓ）（ｄＢ）を示す。図９の（ａ）、（ｂ）及び図１０の（ａ）、（ｂ）の横軸は時間（ｐｓ）を示し、図９の（ａ）、（ｂ）及び図１０の（ａ）、（ｂ）の縦軸は電圧（Ｖ）を示す。図９の（ｃ）、（ｄ）及び図１０の（ｃ）、（ｄ）の横軸は時間（ｐｓ）を示し、図９の（ｃ）、（ｄ）及び図１０の（ｃ）、（ｄ）の縦軸は光出力信号の強度（ａ．ｕ．）を示す。なお、「ａ．ｕ．」は、任意単位（arbitrary unit）を意味する。図６の駆動回路２０３では、トランジスタ１１が出力電流Ｉ_ｏｕｔを出力し、図１の駆動回路３では、トランジスタ１２が出力電流Ｉ_ｏｕｔを出力するので、図９の（ａ）、（ｂ）は、トランジスタ１１の端子電圧（ベース電位Ｖｂ、エミッタ電位Ｖｅ、及びコレクタ電位Ｖｃ）を示し、図１０の（ａ）、（ｂ）は、トランジスタ１２の端子電圧（ベース電位Ｖｂ、エミッタ電位Ｖｅ、及びコレクタ電位Ｖｃ）を示している。

図８に示される特性は、ボンディングワイヤＢＷ１，ＢＷ２のインダクタンスＬ_ＢＷが５００ｐＨである場合の、入力信号Ｖ_ｉｎから駆動電流Ｉ_ＬＤへの周波数応答特性である。特性Ｇａは、駆動回路３を用いた場合の特性であり、特性Ｇｂは、第２比較例の駆動回路２０３を用いた場合の特性である。なお、駆動回路２０３では、抵抗素子２１の抵抗値Ｒ_ｄは５０Ωに設定され、コンデンサ２３の容量値Ｃ_ｄは０．６ｐＦに設定されている。駆動回路３では、抵抗素子２１の抵抗値Ｒ_ｄは８０Ωに設定され、インダクタ２２のインダクタンスＬ_ｄは２５０ｐＨに設定され、コンデンサ２３の容量値Ｃ_ｄは１．０ｐＦに設定されている。

図８に示されるように、特性Ｇｂでは、３ｄＢ帯域は１９ＧＨｚ程度であり、２０ＧＨｚ以上の周波数においてロールオフ減衰特性（傾き）が急峻となっている。特性Ｇａでは、３ｄＢ帯域は２１．４ＧＨｚであり、２０ＧＨｚ以上の周波数においてロールオフ減衰特性が特性Ｇｂよりも緩やかである。３０ＧＨｚにおける特性Ｇａと特性Ｇｂとの利得差は、６ｄＢ程度である。このように、駆動回路３では、ボンディングワイヤＢＷ１，ＢＷ２が長いにも関わらず、周波数応答特性が改善している。

ボンディングワイヤＢＷ１，ＢＷ２のインダクタンスＬ_ＢＷが大きくなるに従って、起電力Ｅによるトランジスタ１１の端子電圧（コレクタ電位）のアンダーシュートが大きくなる。このため、トランジスタ１１のコレクタ−ベース間の電圧が順方向にバイアスされ、ミラー効果によってトランジスタ１１のベースから見た入力容量が増加する。その結果、図９の（ａ）、（ｂ）に示されるように、トランジスタ１１の端子電圧（コレクタ電位Ｖｃ）のジッタが大きくなり、図９の（ｃ）、（ｄ）に示されるように、光出力信号Ｐ_ｏｕｔの波形が劣化する。

一方、駆動回路３では、トランジスタ１２のベースがコンデンサ１４によって高周波的に接地されている。このため、図１０の（ａ）、（ｂ）に示されるように、駆動回路２０３で発生していた電流増幅用のトランジスタ１１のコレクタ電位Ｖｃの変動がトランジスタ１２で吸収されるので、トランジスタ１１のコレクタ電位Ｖｃが安定化される。従って、起電力Ｅによってトランジスタ１１のベースから見た入力容量が増加することは無く、トランジスタ１２の端子電圧（コレクタ電位Ｖｃ）にジッタも発生しないので、光出力信号Ｐ_ｏｕｔに与える影響を低減することができる。その結果、図１０の（ｃ）、（ｄ）に示されるように、ボンディングワイヤＢＷ１，ＢＷ２のインダクタンスＬ_ＢＷを大きくしても、光出力信号Ｐ_ｏｕｔの波形には劣化がほとんど生じない。なお、コンデンサ１４は、それぞれの静電容量値が互いに異なる複数のコンデンサを含んでいてもよい。

以上説明したように駆動回路３では、トランジスタ１１のベースに入力された入力信号Ｖ_ｉｎに応じて出力電流Ｉ_ｏｕｔが生成され、端子Ｔ４を介してバイアス電流Ｉ_ＢＩＡＳから出力電流Ｉ_ｏｕｔが分流されることによって、発光素子２に流れる駆動電流Ｉ_ＬＤが増減される。端子Ｔ４と発光素子２のアノードとの間はボンディングワイヤＢＷ１によって電気的に接続され、レベルシフト回路３０と発光素子２のカソードとの間はボンディングワイヤＢＷ２によって電気的に接続される。ボンディングワイヤＢＷ１，ＢＷ２のインダクタンスＬ_ＢＷにより、出力電流Ｉ_ｏｕｔの変化に応じて起電力が発生する。ボンディングワイヤＢＷ１，ＢＷ２が長いほど、起電力も大きくなる。

トランスコンダクタンスアンプ１０では、トランジスタ１１のコレクタとトランジスタ１２のエミッタとが互いに電気的に接続されている。トランジスタ１２のコレクタが端子Ｔ４に接続されているので、トランジスタ１２のコレクタに上述の起電力が加わるが、トランジスタ１２のベースに定電圧Ｖ_ｃａｓが印加されているので、トランジスタ１２のエミッタ電位の変動が抑制される。これにより、トランジスタ１１のコレクタ電位の変動が抑制される。トランジスタ１１のベースとコレクタとの間には浮遊容量が生じており、トランジスタ１１のコレクタ電位によって浮遊容量が変化する。しかしながら、トランジスタ１１のコレクタ電位の変動が抑制されるので、浮遊容量を介してその電位変動がトランジスタ１１のベースに伝達されることが抑制される。これにより、入力信号Ｖ_ｉｎに対するトランジスタ１１のスイッチング動作が安定化するので、出力電流Ｉ_ｏｕｔを安定化することが可能となる。従って、ボンディングワイヤＢＷ１，ＢＷ２を長くしても、出力電流Ｉ_ｏｕｔを安定化することができる。その結果、電気的な特性（特に周波数特性）を維持しながら、発光素子２と駆動回路３との距離を長くすることが可能となる。

言い換えると、トランジスタ１２は、起電力Ｅからトランジスタ１１のベース−コレクタ間が順方向にバイアスされることを防ぐために設けられている。つまり、起電力Ｅは、トランジスタ１２によって、過渡的な電圧変化によってトランスコンダクタンスアンプ１０の性能が変化しないように抑制されている。これにより、トランジスタ１１のベース−コレクタ間に逆方向バイアスが印加されている状態が維持される。

駆動回路３は、トランジスタ１２のベースと接地電位ＧＮＤとの間に電気的に接続されたコンデンサ１４を備えている。このため、トランジスタ１２のベースが高周波的に接地される。例えば、トランジスタ１１がスイッチングすることによって駆動電流Ｉ_ＬＤの増減だけでなく、駆動回路３内に高周波ノイズが発生することがある。この高周波ノイズがコンデンサ１４を介して接地電位ＧＮＤに流れることによって、トランジスタ１１のコレクタ電位を安定化することができる。すなわち、トランジスタ１１のコレクタは、トランジスタ１２のエミッタに電気的に接続されており、トランジスタ１２のベース電位の変化に応じてトランジスタ１２のエミッタ電位が変化するが、トランジスタ１２のベース電位を安定化することによってトランジスタ１２のエミッタ電位に高周波ノイズが影響することを抑制することができる。なお、コンデンサ１４は、それぞれの静電容量値が互いに異なる複数のコンデンサを含んでいてもよい。

また、フィルタ回路２０によって、出力電流Ｉ_ｏｕｔの高周波成分が発光素子２に流れないようにバイパスされる。これにより、駆動電流Ｉ_ＬＤの遷移時間を調整することができる。例えば、駆動電流Ｉ_ＬＤの立ち上がりを遅くすることによって、発光素子２の緩和振動を抑制することができ、光出力信号Ｐ_ｏｕｔの波形の品質向上が可能となる。

また、レベルシフト回路３０によって接地電位ＧＮＤよりも増加された発光素子２のカソードの電位と接地電位ＧＮＤとの電位差が、定電圧Ｖ_ｃａｓの電位とトランジスタ１２のエミッタ電位との電位差に略等しく設定される。このため、発光素子２のアノード及びカソードの間の電圧（駆動電圧）を所定の値に保つことができる。

なお、駆動回路２０３と比較して、駆動回路３は、トランジスタ１２及びレベルシフト回路３０（トランジスタ３１）をさらに備えている。このため、トランジスタ１２，３１によって１段のトランジスタ分、すなわちベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ３分程度、端子Ｔ４の電位が上がる。これにより、駆動回路３の内部の消費電力は、駆動回路２０３の内部の消費電力よりも、Ｖｂｅ３×Ｉ_ｏｕｔだけ増加する。一方で、光送信装置１では、ボンディングワイヤＢＷ１，ＢＷ２を長くすることにより、温調素子上には発光素子２だけが載置され得る。このため、駆動回路３の電力消費によって生じる熱は直接的には温調素子の制御対象にはならないので、温度制御に関する消費電力は、光送信装置２０１よりも低下する。通常、駆動回路の消費電力の増分に対して温度制御の消費電力の低下の方が大きいので、光送信装置の消費電力は全体として低下する。

（第２実施形態）
次に、図１１を参照して、第２実施形態に係る駆動回路を説明する。図１１は、第２実施形態に係る駆動回路を含む光送信装置の概略構成を示す図である。図１１に示されるように、光送信装置１Ａは、駆動回路３に代えて駆動回路３Ａを備える点、バイアス電流源４及びＦＢＩ５を備えない点、並びに発光素子２と駆動回路３との接続において光送信装置１と主に相違する。駆動回路３Ａは、レベルシフト回路３０に代えて、バイアス電流源４１、コンデンサ４２（容量素子）、及び端子Ｔ６を備える点において駆動回路３と主に相違する。

光送信装置１Ａでは、発光素子２のカソードがボンディングワイヤＢＷ１を介して端子Ｔ４に接続され、発光素子２のアノードがボンディングワイヤＢＷ２を介して端子Ｔ５に接続される。つまり、端子Ｔ４は発光素子２のカソードに電気的に接続され、端子Ｔ５は発光素子２のアノードに電気的に接続される。端子Ｔ６は、電源ＶＣＣに電気的に接続される。端子Ｔ５と端子Ｔ６とは、電源配線ＰＬを介して互いに電気的に接続されている。電源配線ＰＬは、発光素子２のアノードに電源電圧を供給するための配線である。したがって、発光素子２のアノードは、電源電圧に電気的に接続される。

バイアス電流源４１は、発光素子２を所定の電力で発光させるために、直流のバイアス電流Ｉ_ＢＩＡＳを発光素子２の順方向に供給する。バイアス電流源４１の一端は端子Ｔ４に電気的に接続され、バイアス電流源４１の他端は端子Ｔ３に電気的に接続される。このため、トランスコンダクタンスアンプ１０は、端子Ｔ４を介してバイアス電流Ｉ_ＢＩＡＳに出力電流Ｉ_ｏｕｔを重畳することによって、駆動電流Ｉ_ＬＤを増減する。

コンデンサ４２の一端は端子Ｔ６に電気的に接続され、コンデンサ４２の他端は端子Ｔ３に電気的に接続される。つまり、コンデンサ４２は、電源配線ＰＬと接地電位ＧＮＤとの間に電気的に接続され、駆動電流Ｉ_ＬＤのリターンパスとして作用する。

このように構成された駆動回路３Ａでは、トランジスタ１１のベースに入力された入力信号Ｖ_ｉｎに応じて出力電流Ｉ_ｏｕｔが生成され、端子Ｔ４を介してバイアス電流Ｉ_ＢＩＡＳに出力電流Ｉ_ｏｕｔを重畳することによって、発光素子２に流れる駆動電流Ｉ_ＬＤが増減される。

電源配線ＰＬと発光素子２のアノードとの間はボンディングワイヤＢＷ２によって電気的に接続され、端子Ｔ４と発光素子２のカソードとの間はボンディングワイヤＢＷ１によって電気的に接続される。ボンディングワイヤＢＷ１，ＢＷ２のインダクタンスＬ_ＢＷにより、出力電流Ｉ_ｏｕｔの変化に応じて起電力Ｅが発生する。この起電力Ｅは、式（１）で表される。

駆動回路３Ａでは、トランジスタ１２のコレクタが端子Ｔ４に接続されているので、トランジスタ１２のコレクタに起電力Ｅが加わる。しかしながら、トランジスタ１２のベースには、定電圧Ｖ_ｃａｓが印加されているので、トランジスタ１２のエミッタ電位は、定電圧Ｖ_ｃａｓからトランジスタ１２のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ２を減算した電位（＝Ｖ_ｃａｓ−Ｖｂｅ２）となる。トランジスタ１２のエミッタとトランジスタ１１のコレクタは、互いに接続されているので、トランジスタ１１のコレクタも定電圧Ｖ_ｃａｓからトランジスタ１２のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ２を減算した電位となる。このため、トランジスタ１１のコレクタ電位は、略一定となり、起電力Ｅに起因したトランジスタ１１のコレクタ電位の変動が抑制される。

駆動回路３Ａにおいても、駆動回路３と同様の効果が奏される。つまり、トランスコンダクタンスアンプ１０では、トランジスタ１１のコレクタとトランジスタ１２のエミッタとが互いに電気的に接続されている。トランジスタ１２のコレクタが端子Ｔ４に電気的に接続されているので、トランジスタ１２のコレクタに上述の起電力が加わるが、トランジスタ１２のベースに定電圧Ｖ_ｃａｓが印加されているので、トランジスタ１２のエミッタ電位の変動が抑制される。これにより、トランジスタ１１のコレクタ電位の変動が抑制される。トランジスタ１１のベースとコレクタとの間には浮遊容量が生じており、トランジスタ１１のコレクタ電位によって浮遊容量が変化する。しかしながら、トランジスタ１１のコレクタ電位の変動が抑制されるので、浮遊容量を介してその電位変動がトランジスタ１１のベースに伝達されることが抑制される。これにより、入力信号Ｖ_ｉｎに対するトランジスタ１１のスイッチング動作が安定化されるので、出力電流Ｉ_ｏｕｔを安定化することが可能となる。従って、ボンディングワイヤＢＷ１，ＢＷ２を長くしても、出力電流Ｉ_ｏｕｔを安定化することができる。その結果、電気的な特性（例えば周波数特性）を維持しながら、発光素子２と駆動回路３との距離を長くすることが可能となる。

電源配線ＰＬと接地電位ＧＮＤとの間にコンデンサ４２が設けられている。このため、コンデンサ４２は駆動電流Ｉ_ＬＤのリターンパスとして作用し、駆動電流Ｉ_ＬＤの波形が乱れることを抑制することができる。コンデンサ４２は、それぞれの静電容量値が互いに異なる複数のコンデンサを含んでいてもよい。

また、駆動回路３Ａでは、レベルシフト回路３０が省略されるので、駆動回路３と比較して消費電力を低減することが可能となる。例えば、電源ＶＣＣの電圧をレベルシフト回路３０の電圧降下の分だけ下げると消費電力は減少する。

なお、本発明に係る駆動回路は上記実施形態に限定されない。

例えば、上記実施形態では、各トランジスタとして、バイポーラトランジスタを用いて説明を行ったが、トランジスタは、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）であってもよい。トランジスタがＦＥＴである場合には、バイポーラトランジスタのベース、エミッタ、及びコレクタは、ゲート、ソース、及びドレインにそれぞれ読み替えられる。

また、駆動回路３では、レベルシフト回路３０は、ダイオード接続されたトランジスタ３１を備えているが、トランジスタ３１に代えて、ショットキダイオード、又はＰＮ接合ダイオードを備えてもよい。また、レベルシフト回路３０に並列にコンデンサが設けられてもよい。この場合、高周波のインピーダンスが低減される。

１，１Ａ…光送信装置、２…発光素子、３，３Ａ…駆動回路、４，４１…バイアス電流源、１０…トランスコンダクタンスアンプ、１１…トランジスタ（第１トランジスタ）、１２…トランジスタ（第２トランジスタ）、１３…抵抗素子、１４…コンデンサ（容量素子）、２０…フィルタ回路、３０…レベルシフト回路（電圧シフト回路）、４２…コンデンサ（容量素子）、ＢＷ１，ＢＷ２…ボンディングワイヤ、ＧＮＤ…接地電位、Ｉ_ＢＩＡＳ…バイアス電流、Ｉ_ＬＤ…駆動電流、Ｉ_ｏｕｔ…出力電流、ＰＬ…電源配線、Ｔ２…端子（入力端子）、Ｔ４…端子（出力端子）、Ｖ_ｃａｓ…定電圧、Ｖ_ｉｎ…入力信号。

Claims

バイアス電流を供給するバイアス電流源と直列に接続された発光素子に流れる駆動電流を入力信号に応じて増減する駆動回路であって、
前記入力信号が入力される入力端子と、
前記バイアス電流源と前記発光素子のアノードとの間に電気的に接続される出力端子と、
前記入力信号に応じて出力電流を生成し、前記出力端子を介して前記バイアス電流から前記出力電流を分流することによって前記駆動電流を増減するトランスコンダクタンスアンプと、
前記発光素子のカソードに電気的に接続され、前記カソードの電位を接地電位よりも増加させるためのレベルシフト回路と、
を備え、
前記トランスコンダクタンスアンプは、
抵抗素子と、
前記入力端子に電気的に接続された制御端子と、前記抵抗素子を介して前記接地電位に接続された第１電流端子と、第２電流端子と、を有する第１トランジスタと、
定電圧が印加された制御端子と、前記第１トランジスタの第２電流端子と電気的に接続された第１電流端子と、前記出力端子に電気的に接続された第２電流端子と、を有する第２トランジスタと、
を備える、駆動回路。
前記第２トランジスタの制御端子と前記接地電位との間に電気的に接続された容量素子をさらに備える、請求項１に記載の駆動回路。
前記第２トランジスタの第２電流端子と前記接地電位との間に電気的に接続されたフィルタ回路をさらに備える、請求項１又は請求項２に記載の駆動回路。
前記レベルシフト回路によって前記接地電位よりも増加された前記カソードの電位と前記接地電位との電位差が、前記定電圧の電位と前記第２トランジスタの第１電流端子の電位との電位差に略等しく設定される、請求項１〜請求項３のいずれか一項に記載の駆動回路。
バイアス電流を供給するバイアス電流源と直列に接続された発光素子に流れる駆動電流を入力信号に応じて増減する駆動回路であって、
前記入力信号が入力される入力端子と、
前記発光素子のアノードに電源電圧を供給する電源配線と、
前記発光素子のカソードに電気的に接続される出力端子と、
前記入力信号に応じて出力電流を生成し、前記出力端子を介して前記バイアス電流に前記出力電流を重畳することによって前記駆動電流を増減するトランスコンダクタンスアンプと、
前記出力端子に電気的に接続された前記バイアス電流源と、
を備え、
前記トランスコンダクタンスアンプは、
抵抗素子と、
前記入力端子に電気的に接続された制御端子と、前記抵抗素子を介して接地電位に接続された第１電流端子と、第２電流端子と、を有する第１トランジスタと、
定電圧が印加された制御端子と、前記第１トランジスタの第２電流端子と電気的に接続された第１電流端子と、前記出力端子に電気的に接続された第２電流端子と、を有する第２トランジスタと、
を備える、駆動回路。
前記電源配線と前記接地電位との間に電気的に接続された容量素子をさらに備える、請求項５に記載の駆動回路。