JP2018182901A

JP2018182901A - 電力変換装置

Info

Publication number: JP2018182901A
Application number: JP2017079343A
Authority: JP
Inventors: 古谷　真一; Shinichi Furuya; 真一古谷; 覚寺島; Satoru Terashima; 弘淳福岡; Hiroatsu Fukuoka
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2017-04-13
Filing date: 2017-04-13
Publication date: 2018-11-15
Anticipated expiration: 2037-04-13
Also published as: JP6787236B2

Abstract

【課題】電流リプルやノイズの影響を抑制して、デッドタイムによる出力電圧誤差の補償に必要な補償量を求めることができる電力変換装置を提供する。【解決手段】スイッチング素子を有し、電流を負荷に供給する電力変換部と、前記スイッチング素子をオフ状態とする保護期間であるデッドタイムの長さを決定するデッドタイムの長さ指令を出力し、前記電力変換部から前記負荷へ供給される電流値または電圧指令値を用いて前記電圧指令値を補償する補償量を求めるシーケンス管理部、および前記デッドタイムの長さ指令に基づいてデッドタイムを付加した前記スイッチング素子をオンおよびオフ動作させるスイッチング指令を出力するデッドタイム付加部、を有する制御部と、を備える。【選択図】図１

Description

本発明は電力変換装置に関するものである。

電圧指令値に基づくスイッチング素子の動作により電力の供給を行うインバータでは、電力変換手段を構成する２つのアームのスイッチング素子の同時導通による短絡破壊防止を目的とし、スイッチング素子を同時にオフ動作状態に制御する期間を設けている。この期間はデッドタイムと呼ばれているが、このデッドタイムによって、インバータの出力電圧には電圧指令値には無い歪みが生じ、電圧指令値に対する出力電圧の誤差により制御精度が劣化することがあった。

デッドタイムによるインバータの出力電圧誤差を補償するための方法として、短絡防止時間の影響を求め、出力電流と逆極性の電圧を電圧指令値に加算する方法がある。（例えば非特許文献１）

また、２つのスイッチング周波数で一定の直流電流を流すように電流制御を行い、２つのスイッチング周波数での電圧指令の差に基づいて、出力電圧誤差を補償するための補償値を求める方法がある。（例えば特許文献１）

特願平１０−５４０３２２（第１０〜１６頁、図１）

ＡＣサーボシステムの理論設計の実際総合電子出版（１９９７）、Ｐ５４〜Ｐ５８

しかしながら非特許文献１に示された従来の方法では、電圧指令値に加算する逆極性の電圧は端子電圧波形が矩形波状に瞬時に変化することを想定して求められている。このためスイッチング素子の電圧スイッチング特性やそのバラツキにより実際に加算される逆極性の電圧は、想定した矩形波状とは異なる。この想定の電圧と実際に加算される電圧との差異は結果としてデッドタイム補償の誤差となり、補償精度が低下することがあった。

また、特許文献１に示された従来の方法では、２つのスイッチング周波数での電圧指令出力の差に基づいて、補償値を求めることで、ハードウェアの個々の特性によるバラツキを解消した補償を可能としている。しかしながら２つのスイッチング周波数には、スイッチング素子の性能や電流リプル等により設定可能な範囲の制約があり、２つのスイッチング周波数によって求められる電圧指令の差を大きく設定することができない。このためＳ／Ｎ比をあげることができず、補償精度が低下することがあった。

本発明は、上述のような問題を解決するためになされたもので、電流リプルやノイズの影響を抑制して、デッドタイムによる出力電圧誤差の補償に必要な補償量を求めることができる電力変換装置を提供することを目的とする。

本発明にかかる電力変換装置は、スイッチング素子を有し、電流を負荷に供給する電力変換部と、前記スイッチング素子をオフ状態とする保護期間であるデッドタイムの長さを決定するデッドタイムの長さ指令を出力するシーケンス管理部、および前記デッドタイムの長さ指令に基づいて前記デッドタイムを付加した前記スイッチング素子をオンおよびオフ動作させるスイッチング指令を出力するデッドタイム付加部、を有する制御部と、を備え、前記シーケンス管理部は、前記デッドタイムの長さ指令に基づいた前記スイッチング指令によって前記スイッチング素子がオンおよびオフ動作されたときの前記電力変換部から前記負荷へ供給される電流値または前記スイッチング指令を生成するための電圧指令値を用いて、前記電圧指令値を補償する補償量を求めるものである。

本発明にかかる電力変換装置によれば、電流リプルやノイズの影響を抑制して、デッドタイムによる出力電圧誤差の補償に必要な補償量を求めることができる。

本発明の実施の形態１および実施の形態２にかかる電力変換装置を含む電力変換システムの概略を示す構成図である。本発明の実施の形態１から実施の形態５にかかる電力変換装置のハードウェア構成の一部を示す図である。本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置の実行手順の一例を示すフローチャート図である。本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置の実行手順の一例を示すフローチャート図である。本発明の実施の形態１にかかるデッドタイムの長さを変更した場合の電圧指令値および電流指令値の関係を示す図である。本発明の実施の形態１を説明するための電流サンプリングタイムとスイッチタイミングの関係の一例を示す図である。本発明の実施の形態１を説明するための電流波形とサンプリングタイミングの関係の一例を示す図である。本発明の実施の形態１を説明するためのスイッチング素子のスイッチング状態とスイッチングオン状態の時間の一例を示す図である。本発明の実施の形態２かかる電力変換装置の実行手順の一例を示すフローチャート図である。本発明の実施の形態２にかかる電力変換装置の実行手順の一例を示すフローチャート図である。本発明の実施の形態３および実施の形態５にかかる電力変換装置を含むシステムの制御システムの概略を示す構成図である。本発明の実施の形態４および実施の形態５にかかる電力変換装置を含むシステムの制御システムの概略を示す構成図である。

実施の形態１．
図１は、この発明を実施するための実施の形態１にかかる電力変換装置を適用した電力変換システムの構成図である。

図１に示す上記電力変換システム全体は、本実施の形態の電力変換装置１００、直流電源１、電流センサ３とで構成される。また、説明の便宜上、図１には負荷４を記載している。電力変換装置１００は、直流電力を交流電力に変換するインバータの機能を有し、入力電源である直流電源１から供給される直流電力を交流電力に変換して負荷４に供給する。電流センサ３は電力変換装置１００から負荷４に供給される電流の値に基づき電流検出信号Ｉｏｕｔを出力する。本実施の形態では電流センサ３を電力変換装置１００とは別に設ける構成としたが、電力変換装置１００に内蔵する構成としてもよい。

本実施の形態における電力変換装置１００は、電力変換部２と制御部６とで構成されている。

電力変換部２は、Ｐ側とＮ側との２つのスイッチング素子２０、２１で構成され、それらは直列接続されている。Ｐ側スイッチング素子２０およびＮ側スイッチング素子２１はそれぞれＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄｇａｔｅｂｉｐｏｌａｒｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）２０１、２１１およびＦＷＤ（ＦｒｅｅｗｈｅｅｌｉｎｇＤｉｏｄｅ）２０２、２１２によって構成されている。また、スイッチング回路の両端の端子は外部の直流電源１に接続され、２レベル単相ハーフブリッジ回路が構成されている。なお、Ｐ側スイッチング素子２０およびＮ側スイッチング素子２１は単にスイッチング素子とも記載する。

本実施の形態において、スイッチング素子としてＩＧＢＴ２０１、２１１を用いているが、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−ｏｘｉｄｅ−ｓｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒｆｉｅｌｄ−ｅｆｆｅｃｔｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）など他のスイッチング素子を用いることもできる。また、２レベル単相ハーフブリッジ回路を例に説明するが、本発明の方式はレベル数や相数を問わず適用できる。説明の便宜上、直流電源１は図１に示したＸの位置を基準電位とし、−Ｖｄｃ／２［Ｖ］とＶｄｃ／２［Ｖ］を出力するものとする。

スイッチング素子２０、２１の切り替えと、付加するデッドタイムについて以下で説明する。本実施の形態の回路は、Ｐ側スイッチング素子２０とＮ側スイッチング素子２１とを相補的にオンおよびオフ動作させて上記スイッチング回路から負荷４に電力を供給するための出力端子の端子電圧を変化させる。本実施の形態では、後述する制御部６からのスイッチング指令Ｓｗ２*に基づいて、オンおよびオフ状態の割合を変えることで、平均的な上記端子電圧を変化させ負荷４へ電力を供給する。

Ｐ側およびＮ側スイッチング素子２０、２１は高速にオンおよびオフ状態が切り替わるものであるが、実際はＰ側およびＮ側スイッチング素子２０、２１の、オンおよびオフ状態が切り替わるまでにはある程度の時間を要する。そのため、切り替わるまでに要する時間を考慮せずにＰ側およびＮ側スイッチング素子２０、２１の制御をすると、Ｐ側スイッチング素子２０とＮ側スイッチング素子２１とが共にオンとなる状態が現れる。その結果、電気的に短絡を生じ、回路に過大な電流が流れ回路が破損する。

そこで、スイッチング指令Ｓｗ２*には、短絡を防止するためのデッドタイムと呼ばれる保護期間が設けられている。このデッドタイムの間は、相補的なオンおよびオフ状態の入れ替わりのタイミングで、Ｐ側およびＮ側スイッチング素子２０、２１が共にオフ状態となる。また、スイッチング指令Ｓｗ２*のような信号はフォトカプラ等の絶縁素子を介するため伝達遅れが生じる事が多い。さらに、絶縁素子を含む信号伝達経路の回路素子の個体差のため伝達遅れもばらつく場合がある。これらの伝達遅れもＰ側およびＮ側スイッチング素子２０、２１の短絡を招く要因である。このため、スイッチング指令Ｓｗ２*には上述の伝達遅れも考慮したデッドタイムが設けられている。

制御部６は、電流センサ３からの電流検出信号Ｉｏｕｔを入力とし、スイッチング指令Ｓｗ２*を出力とする。図２は制御部６のハード構成を示した図である。制御部６は、プロセッサ６０１と記憶装置６０２で構成され、後述する各部の機能はこれらにより実現可能である。例えば、記憶装置６０２には、制御用プログラムの他、後述する電圧指令値Ｖｉ*、電流指令値Ｉ*、デッドタイムの長さ指令Ｔｄ*などの演算により得られたデータが保存格納されている。また、その処理の過程で一時的に記憶すべき情報等のデータが保存格納されている。

プロセッサ６０１は、記憶装置６０２に格納されているプログラムを読み出し実行する。また、本実施の形態の動作を実行する過程で一時的に記憶すべき情報の書き込みや読み出しを行う。

記憶装置６０２は、ランダムアクセスメモリ等の揮発性記憶装置と、フラッシュメモリ等の不揮発性の補助記憶装置とを具備している。また、不揮発性の補助記憶装置として、フラッシュメモリの代わりにハードディスク等の補助記憶装置を具備していてもよい。

図１のシステム構成図にて制御部６を説明する。制御部６はシーケンス管理部６１、電圧指令生成部６２、ＰＷＭ処理部６３、デッドタイム付加部（以下Ｔｄ付加部と記載する）６４で構成される。

シーケンス管理部６１は電流指令値Ｉ*を電圧指令生成部６２へ出力する。また、Ｔｄ付加部６４へデッドタイムの長さ指令Ｔｄ*を出力する。

電圧指令生成部６２はシーケンス管理部６１からの電流指令値Ｉ*と電流センサ３からの電流検出信号Ｉｏｕｔとを用いて電流制御処理を行い、後述するＰＷＭ処理部６３に電圧指令値Ｖｉ*を出力する。電流制御処理は例えば電流指令値Ｉ*と電流検出信号Ｉｏｕｔとの偏差が零となるように、電圧指令値Ｖｉ*を生成する。

ＰＷＭ処理部６３は電圧指令生成部６２からの電圧指令値Ｖｉ*に対し、例えば電圧指令値Ｖｉ*を直流電源電圧値Ｖｄｃ／２［Ｖ］で除算し変調率指令に変換する。そして、三角波やノコギリ波との大小比較によるＰＷＭ処理を実施しスイッチング指令Ｓｗ１*を出力する。

Ｔｄ付加部６４はシーケンス管理部６１からのデッドタイムの長さ指令Ｔｄ*に従ってスイッチング指令Ｓｗ１*にデッドタイムを付加する。そしてデッドタイムを付加したスイッチング指令Ｓｗ２*を電力変換部２へ出力する。

ここでデッドタイムによって生じる誤差について分析する。付加されたデッドタイムの間では、スイッチング素子２０、２１を構成するＩＧＢＴ２０１、２１１とＦＷＤ２０２、２１２のうち、ＩＧＢＴ２０１、２１１はオフ状態となる。このため、ＦＷＤ２０２、２１２を電力変換部２の出力電流の少なくとも一部が通過する。上記出力電流は、電力変換部２の極性に基づいて、Ｐ側のＦＷＤ２０２またはＮ側のＦＷＤ２１２のどちらを通過するかが決定される。

例えば、電力変換部２の出力電流の極性の方向が図１における上記出力端子から負荷４に向かう方向ｄと一致する場合を正とする。このとき、出力電流の極性の方向が正の場合は、Ｎ側のＦＷＤ２１２を出力電流が通過し、このＮ側ＦＷＤ２１２を通じて電力変換部２の上記出力端子の電圧は−Ｖｄｃ／２[V]になる。出力電流の極性の方向が負の場合は、Ｐ側のＦＷＤ２０２を電流が通過し、このＰ側のＦＷＤ２０２を通じて電力変換部２の出力電圧はＶｄｃ／２[V]となる。

デッドタイムの間の電力変換部２の出力電圧誤差は、スイッチング素子２０、２１のスイッチング動作の近傍、例えば数[μｓｅｃ]で、極短時間のパルス状に発生する。上述のようにスイッチング指令Ｓｗ２*は、ＰＷＭ処理部６３においてＰＷＭ処理を経て得られたスイッチング指令Ｓｗ１*にデッドタイムを付加したものである。このため該キャリアを基準として、パルス状の出力電圧誤差を該キャリア１周期区間内での平均値に換算すると（１）式に表すことができる。この（１）式で示した出力電圧誤差を、以下デッドタイム電圧誤差と記載する。

（１）式中のＶｔｄはデッドタイム電圧誤差、ｆｃはキャリア周波数[Ｈｚ]、Ｔｄは付加
するデッドタイムの長さ[ｓｅｃ]、Ｖｄｃは電力変換部２の入力となる直流リンク電圧、ｓｉｇｎ（ｉ）は上記出力電流の極性をそれぞれ示している。付加するデッドタイムの長さは矩形波で理想的に付加されることを想定したものである。また、上記出力電流の極性は電力変換部２から負荷４に向かう方向ｄと一致する場合を正とし、正のとき１、負のとき−１とする。

デッドタイム電圧誤差を補償する方法としては、デッドタイム電圧誤差と逆極性の電圧を電圧指令値に加算することが一般的に実施されている。この電圧の補償制御をデッドタイム補償と言う。

デッドタイム補償は概ね良好に動作するが、次に記載する複数の理由により補償精度が低下することがある。

補償精度が低下する第一の理由は電力変換部２の上記出力端子の端子電圧波形が理想のステップ波形とはならないためである。上述したようにスイッチング素子２０、２１のオンおよびオフ状態が切り替わるまでにはある程度の時間を要する。（１）式のデッドタイム電圧誤差は上記端子電圧がステップ波形に瞬時に変化する理想波形を想定して求められている。このため、理想波形との差異は結果としてデッドタイム補償の誤差となる。さらに上記端子電圧波形は電力変換部２の上記出力電流に応じて形状が変化する。この端子電圧の波形の変化もデッドタイム補償の誤差をもたらすことになる。

補償精度が低下する第二の理由は制御部６からスイッチング素子２０、２１へ生成されるスイッチング指令Ｓｗ２*の伝達遅れのバラつきによるものである。スイッチング指令Ｓｗ２*はデッドタイムの長さが矩形波なることを想定して生成されている。このため、スイッチング指令Ｓｗ２*の伝達遅れのバラつきは、想定されたデッドタイムの長さと実際のデッドタイムの長さの差異を生じさせる。よってデッドタイム補償の誤差をもたらすことになる。

補償精度が低下する第三の理由はスイッチング素子２０、２１の過電圧保護に設置されるスイッチング素子を２０、２１構成するＦＷＤ２０１、２１１に並列された図示しないスナバ回路内のコンデンサの充放電によるものである。スナバ回路内のコンデンサの充放電により、デッドタイム中の上記端子電圧波形の形状が変化する。これもデッドタイム補償の誤差となる。電流による充放電動作であるため、負荷４の電流はもとより、実際に付加されるデッドタイムの長さによって上記端子電圧波形の形状の変化が発生する。

補償精度が低下する第四の理由はスナバ回路のコンデンサと同様にスイッチング素子２０、２１近傍に付随する浮遊容量の充放電が影響をもたらすためである。

上述のように複数の要因で発生するデッドタイム電圧誤差は、（２）式にまとめて係数αとして表現することができる。この（２）式で示すデッドタイム電圧誤差に基づいて、逆極性の電圧値を電圧指令値に加算することで、高精度なデッドタイム補償を実現できる。言い換えると、高精度なデッドタイム補償の実現には、係数αを高い精度で入手する必要がある。そこで本実施の形態では、後述する動作を行うことで高精度な係数αの取得を実現する。

本実施の形態にかかる動作を説明する。図３は本実施の形態にかかる制御部６の実行動作の一例を示すフローチャート図である。本発明ではデッドタイムの長さを複数設定して電力変換制御を実施する。このとき負荷４の電流制御を行い、前記のデッドタイム長さに対応した電圧指令Ｖｉ*を記録する。ここで（１）式の逆極性の電圧を電圧指令Ｖｉ*に加算する一般的なデッドタイム補償をオフにしていると前記電圧指令Ｖｉ*には（２）式で示すデッドタイム電圧誤差を含む結果となる。デッドタイム長さＴｄとキャリア周波数ｆｃは既知の値であり、直流リンク電圧Ｖｄｃは測定にて取得できるとする。この場合、前記（２）式に基づき、各デッドタイムの長さに対応する各電圧指令の傾きを求めることで（２）式の係数αを求めることができる。本実施の形態ではデッドタイムの長さを２種類設定する場合の構成を記載しており、図３のフローチャートはこれに対応する。前記傾きの計算は２種類のデッドタイム長さに対応した２種類の電圧指令の差分に基づいて計算できる。

電流指令ステップＳ１０１では、シーケンス管理部６１から電圧指令生成部６２へ電流指令値Ｉ*を出力する。このときの電流指令値Ｉ*は任意に設定された値とする。電圧指令生成部６２は、電流指令値Ｉ*と電流センサ３からの電流検出信号Ｉｏｕｔとに基づいて、上述した電流制御処理を行う。そして、電圧指令値Ｖｉ*をＰＷＭ処理部６３に出力する。さらにＰＷＭ処理部６３は、電圧指令生成部６２からの電圧指令値Ｖｉ*に基づき、スイッチング指令Ｓｗ１*をＴｄ付加部６４へ生成する。

第一のデッドタイムの長さ指令ステップＳ１０２では、シーケンス管理部６１からＴｄ付加部６４へデッドタイムの長さ指令Ｔｄ*を出力する。本実施の形態においては、デッドタイムの長さ指令Ｔｄ*のある値としてＴｄ１*を出力する。Ｔｄ付加部６４は、デッドタイム長さの指令Ｔｄ１*に基づいてスイッチング指令Ｓｗ１*にデッドタイムを付加する。そして、デッドタイム付加後のスイッチング指令Ｓｗ２*を電力変換部２へ出力する。

ここまでのステップの動作により、電力変換部２ではスイッチング指令Ｓｗ２*に基づいてスイッチング素子２０、２１がオンおよびオフ動作される。電力変換部２は、スイッチング素子２０、２１のオンおよびオフ動作により、直流電源１から供給された電力を負荷４に出力する。

このときの電力変換部２から負荷４へ供給される電流は、電力変換部２と負荷４とを接続する導線に設置された電流センサ３によって検出される。電流センサ３は、電流検出信号Ｉｏｕｔを電圧指令生成部６２へ出力する。

第一の電圧指令取得ステップＳ１０３では、電圧指令値Ｖｉ*をＶ１*として記憶装置６０２に記憶する。電圧指令値Ｖ１*は、デッドタイムの長さ指令Ｔｄ１*に基づいて上述した電流制御処理により新たに出力された電圧指令値である。

電圧指令値Ｖ１*は、上述のように電圧指令生成部６２にて電流指令値Ｉ*と電流検出信号Ｉｏｕｔとに基づいて生成される。このとき、デッドタイム補償は行われていないため、電流制御処理によって補償された結果、負荷４のインピーダンスによる電圧降下分とデッドタイム電圧誤差成分がシーケンス管理部６１へ入力される電圧指令値Ｖ１*に含まれる。

第二のデッドタイムの長さ指令ステップＳ１０４では、シーケンス管理部６１からＴｄ付加部６４へデッドタイムの長さ指令Ｔｄ２*を出力する。デッドタイムの長さ指令Ｔｄ２*はデッドタイムの長さ指令Ｔｄ１*とは異なる値である。Ｔｄ付加部６４は、デッドタイム長さの指令Ｔｄ２*に基づいてスイッチング指令Ｓｗ１*にデッドタイムを付加する。そして、デッドタイム付加後のスイッチング指令Ｓｗ２*を電力変換部２へ出力する。

電力変換部２のスイッチング素子２０、２１はスイッチング指令Ｓｗ２*に基づいてオンおよびオフ動作される。電力変換部２はスイッチング素子２０、２１のオンおよびオフ動作により直流電源１から供給された直流電力を交流電力に変換し、負荷４に出力する。

このときに電力変換部２から負荷４へ供給される電流が電力変換部２と負荷４とを接続する導線に設置された電流センサ３によって検出される。電流センサ３は、電流検出信号Ｉｏｕｔを電圧指令生成部６２へ出力する。

第二の電圧指令取得ステップＳ１０５では、新たに取得した電圧指令値Ｖｉ*をＶ２*として記憶装置６０２に記憶する。電圧指令値Ｖ２*は、デッドタイムの長さ指令Ｔｄ２*に基づいて上述した電流制御処理により新たに出力された電圧指令値である。

電圧指令値Ｖ２*は、上述のように電圧指令生成部６２にて電流指令値Ｉ*と電流検出信号Ｉｏｕｔとに基づいて生成される。このとき、デッドタイム補償は行われていないため、電流制御処理によって補償された結果、負荷４のインピーダンスによる電圧降下分とデッドタイム電圧誤差成分がシーケンス管理部６１へ入力される電圧指令値Ｖ２*に含まれる。

係数α取得ステップＳ１０６では、記憶装置６０２に記憶された電圧指令値Ｖ１*、Ｖ２*に基づき、係数αを取得する。この動作は、プロセッサ６０１により、実行される。

係数αの取得方法について説明する。上述のステップＳ１０１からＳ１０５の過程において得られる電圧指令値Ｖ１*およびＶ２*は、検出電流信号Ｉｏｕｔと電流指令値Ｉ*を用いた電流制御処理により生じる値である。この電圧指令値Ｖ１*およびＶ２*であるが、上述の（２）式に基づいてキャリア周波数ｆｃ[Ｈｚ]、デッドタイムの長さ指令[ｓｅｃ]、電力変換部２への入力となる直流リンク電圧Ｖｄｃ、出力電流の極性ｓｉｇｎ（ｉ）を用いて表すことができる。

（３）式は、デッドタイムの長さ指令をＴｄ１*としたときに得られた電圧指令値Ｖ１*を（２）式に基づき表した式である。また、（４）式は、デッドタイムの長さ指令をＴｄ２*としたときに得られた電圧指令値Ｖ２*を（２）式に基づいて表した式である。それぞれのＺ・ｉは負荷４のインピーダンスによる電圧降下成分を示している。

係数α取得ステップＳ１０６では、まず、電圧指令値Ｖ１*の（３）式と電圧指令値Ｖ２*の（４）式との差分を計算する。すなわち、２つの電圧指令値Ｖ１*とＶ２*との差分を求めることにより（３）式と（４）式のそれぞれの右辺の負荷４のインピーダンスによる電圧降下成分Ｚ・ｉを相殺し、電圧降下成分Ｚ・ｉの影響をなくすことができる。また、（３）式および（４）式での記載は省略しているが、スイッチング素子２０、２１のオン電圧成分も同様に差分を計算することにより相殺できる。よって、デッドタイム電圧誤差のみを高精度に取り出すことができる。このとき、係数α以外は既知の値であるため、（５）式に示すように係数αを取得することができる。

このように、係数α取得ステップＳ１０６で係数αを取得すると、動作は終了される。以上が本実施の形態において係数αを求めるための基本的な実行動作である。これにより正確な係数αを取得することができる。なお、デッドタイムの長さ指令Ｔｄ１*およびＴｄ２*の値は任意で設定してよいが、設定可能な範囲内において、Ｔｄ１*およびＴｄ２*の値の差がより大きくなるように設定する方がよりよい。

さらに、より正確なデッドタイム補償実現のため、図４に示すように電流指令変更ステップＳ１０７を設けてもよい。この場合、係数α取得ステップＳ１０６で係数αを取得した後、電流指令変更ステップＳ１０７で任意の電流指令Ｉ*に変更する。そして電流指令ステップＳ１０１で変更後の電流指令Ｉ*を出力し、上述したＳ１０１からＳ１０６の動作を繰り返す。図４はある任意の電流指令Ｉ*に対し２種類のデッドタイムの長さ指令にて測定を行うフローを示しているが、デッドタイムの長さ指令をＴｄ１*とし、複数の電流指令Ｉ＊に対して測定を行い、次にデッドタイムの長さ指令をＴｄ２*とし、同様に複数のＩ＊に対して測定を行う構成としてもよい。プロセッサ６０１の種類によっては、デッドタイムの長さ指令を変更する場合、プロセッサ６０１自体を停止・再起動させる必要がある機種がある。この場合、測定条件の変更に時間を要する場合があるが、前述の順序とすると、測定条件の変更に要する時間を削減することができる。計算に用いる電圧指令Ｖ１*およびＶ２*は記憶装置６０２に保存され、また前記電圧指令値が揃ってから（５）式の計算がなされるため本発明の本質的な効果には影響は与えない。

これにより、電流指令値Ｉ*ごとの係数αを取得できる。すなわち、上記出力電流ごとのテーブルとして保持することができる。上記出力電流ごとに係数αをもつことにより、上記出力電流に応じてデッドタイム電圧の変化を考慮したデッドタイム補償が実施可能となる。さらに該デッドタイム補償により電力変換部２の出力電圧精度を向上させることができる。また、電力変換部２に付随する電流センサ３のみを用い、係数αの測定を自動で実施できるため、人手を介した測定と比較して労力を大幅に削減することが可能となる。

電流指令変更ステップＳ１０７では電流指令値Ｉ*は、一意的に増加または減少するように変更しステップＳ１０１からＳ１０６を繰り返すことで連続して変化する電流指令値Ｉ*ごとの係数αを取得してもよい。また、ランダムに変化させて各々の係数αを取得しテーブルを取得するようにしてもよい。繰り返し回数は、取得したいテーブルに応じて任意で決定してよい。テーブルを取得する場合の実行動作は、テーブルを取得した後、終了する。

図５は電圧指令値Ｖｉ*および電流指令値Ｉ*の関係を示すものであり、（３）式から（５）式を説明する図でもある。横軸は電流指令値Ｉ*、縦軸は電圧指令値Ｖｉ*とし、デッドタイムの長さ指令がＴｄ１*のときに得られた電圧指令値Ｖ１*を各電流指令値Ｉ*ごとに◆でプロットしている。また、デッドタイムの長さ指令がＴｄ２*のときも同様に電圧指令値Ｖ２*を電流指令値Ｉ*ごとに△でプロットしている。なお、図５では、説明の便宜上、直流通電した場合を示した例のみを示すが、交流通電などの他の通電方式に変更しても実効値で表すことにより同様の模式図を示すことが可能である。また、基本的な係数αの取得方法も同じである。

同じ電流指令値Ｉ*によって得られた電圧指令値Ｖ１*およびＶ２*にはそれぞれ同様の電圧降下成分Ｚ・ｉが存在する。この電圧降下成分Ｚ・ｉは、電流指令値Ｉ*ごとに得られた電圧指令値Ｖ１*とＶ２*との差分をとることにより、除去できる。その結果、図５の△と◆との間にあたる電圧の差分のみを得ることができる。そして、（５）式により、電圧指令値Ｖ１*とＶ２*との差分から係数αを求めることができることがわかる。

また、直流電源１の種類によっては負荷４に電流を流すと、負荷４での電力消費によって、直流リンク電圧Ｖｄｃが変動する場合がある。例えば電源系統からの交流電力を整流して供給するダイオードコンバータなどが相当する。この時はデッドタイムの長さ指令Ｔｄ*を変更した場合のそれぞれの直流リンク電圧値Ｖｄｃを記録して、（５）式に変えて（６）式を用いて係数αの計算を行ってもよい。なお図１においては該Ｖｄｃの検出箇所の記載は省略している。

このように、本実施の形態では、デッドタイムの異なる２種類の電圧指令値Ｖ１*、Ｖ２*により、高精度に係数αを取得できる。また、求めた係数αを用いてデッドタイム補償を行うことで、補償精度の低下を抑制することができる。さらに、出力電流に応じた係数αのテーブルを取得しておくことで、出力電流に応じて選択した係数αをデッドタイム補償に用いることができ、より高精度な補償が可能となる。デッドタイム補償は、例えば、制御部６に図示しない補償部を設けた構成とし、補償部で上述したようなデッドタイム補償を実施することにより実現できる。

係数αの測定を、デッドタイムの長さを変更して行う利点についてさらに詳細に説明する。

電力変換部２を用いて負荷４に電流を流す場合、ＰＷＭ制御により、矩形波類似形状の電圧が負荷４に印加される。このため、電力変換部２からの上記出力電流には電流リプルが含まれる。この電流リプルによってαの測定精度が低下する場合がある。

上記αの測定精度低下の第一の理由は電流リプルによってサンプリングした電流とスイッチング近傍の電流の極性が異なることである。この電流リプルを避ける方法として、例えばＰＷＭ制御を行う際の比較に用いる搬送波が三角波キャリアの場合その山・谷タイミングなどの特定のタイミングで電流サンプリングを実施する方法がある。

しかしながら、負荷４の電気時定数によっては、電流リプルが顕著となる。この結果、特に電流ゼロ近傍でスイッチング瞬間の電流値とサンプル電流値の大きさや極性が異なることがある。これは特に三角波キャリアのキャリア周波数を下げた場合に顕著である。

図６は電流サンプリングタイムとスイッチタイミングの関係を示している。これを用いてデッドタイム補償精度が低下する例を説明する。

図６（Ａ）は、横軸に時間をとり、低キャリア周波数で通電した場合の電流波形を示したものである。図６（Ｂ）は、横軸に時間をとり、高キャリア周波数で通電した場合の電流波形を示したものである。双方の電流波形中に○で記載のタイミングは三角波キャリアの頂点に同期した電流のサンプリングタイミングを示し、●で記載のタイミングはスイッチングタイミングを示している。

図６中の電流波形の値の上下変動は、電流リプルが生じていることを表している。図６（Ａ）、（Ｂ）双方の電流波形に電流リプルが生じているが、低キャリア周波数時（Ａ）は、高キャリア周波数時（Ｂ）と比較し、電流リプルが大きいことがわかる。この大きな電流リプルによって例えば図６（Ａ）の点線で囲った箇所のように、サンプリングした電流値とスイッチング近傍の電流値の極性が異なる場合がある。

係数αの測定においては、電流制御系はＰＩ制御器で構成されることが殆どである。すなわち、係数αの測定において、デッドタイム電圧誤差はＰＩ制御器の積分器が受け持つことになる。このため、電流極性が異なる現象が発生すると、電流制御に大きな乱れが生じる。そしてこの乱れを含んだ電圧指令値Ｖｉ*が出力される。

この結果、上述の電圧指令値Ｖｉ*を用いる係数αの計算に誤差が生じる。この係数αに誤差が発生する現象は電流ゼロクロス近傍で顕著である。電流ゼロクロス近傍では特に、電流リプルが電流指令値Ｖｉ*に沿って負荷４に出力される出力電流である主電流に対して大きくなる。

上記αの測定精度低下の第二の理由は電流リプルが顕著になることによって、サンプリングした電流値と負荷４に流れる平均電流値との間に乖離が生じることによって発生する。この場合、２つのスイッチング周波数での電圧指令を用いる従来の方法では、負荷４での電圧降下がそれぞれ異なる。この差異が係数αの計算結果に流入し誤差を生じることがある。

図７（Ａ）、（Ｂ）を用いてその例を説明する。図７（Ａ）は横軸に時間をとり、負荷４の電気時定数よりもキャリア周波数の低い、低キャリア時の電流波形の例を示したものである。図７（Ｂ）は横軸に時間をとり、負荷４の電気時定数よりもキャリア周波数が高い、高キャリア時の電流波形の例を示したものである。双方の電流波形上に記載の○で示したタイミングは、三角波キャリアの頂点に同期した電流のサンプリングタイミングを示している。また点線で示した直線は、それぞれの電流波形の平均である平均電流値を示している。

図７（Ａ）は、負荷４の電気時定数がキャリア周波数と比較して短いため、電流は曲線状に変化する。このため、上記平均電流値はサンプリングした電流値と差異が生じている。一方、図７（Ｂ）は負荷４の電気時定数がキャリア周波数と比較し長いため、電流は直線的に変化し、上記平均電流値とサンプリングした電流値とが一致する。図７（Ａ）のような、上記平均電流値とサンプリングした電流値との差異は、電流に応じた係数αの変化が大きい電力変換部２では特に問題となる。

さらに、電流制御処理を用いて係数αの測定を行った際に検出した電流検出信号Ｉｏｕｔには、ノイズが含まれることが多い。このため、電圧指令値Ｖｉ*もノイズ起因成分を含有する。このノイズ起因成分は、係数αの計算結果にも影響を与え誤差をもたらす。このノイズの影響を抑制するため、信号と雑音の比率であるＳ／Ｎ比の向上を考慮すると、測定に用いる二種類のキャリア周波数の差を大きく設定する必要がある。

上記電流リプルやノイズによる問題を避けるため、例えば、従来の方法では、α測定時の二種類のキャリア周波数の組み合わせを調整している。しかしながら、上述の電流リプルを考慮すると、二種類のキャリア周波数のうち、低いほうのキャリア周波数の下限が制限されることになる。

一方、二種類のキャリア周波数のうち、高いほうのキャリア周波数は、上げすぎるとスイッチング損失の増大を招く。したがって電力変換部２のスイッチング素子２０、２１に接続された図示しない冷却装置の冷却能力によって上限が制限される。

Ｓ／Ｎ比の向上を図る場合、複数回の測定で得られた測定値の平均化処理を行う方法も考えられるが、測定時間の増加によって、電力変換部２の通常の電力供給動作に遅れが生じる問題がある。またキャリア周波数は電圧の更新周期を決定しているが、係数αの測定においてキャリア周波数が変更されるため、電圧の更新周期も変更される。これに応じて電流制御ループの発振や不安定化を防止するため、電流制御系のゲイン調整が必要になる手間が生じる。

一方で、本実施の形態のデッドタイムの長さ指令Ｔｄ*の変更は、電流リプルの大きさには殆ど影響を与えない。これはＰＷＭ制御による出力電圧のパルス幅に対し、デッドタイムの長さ自体が元々非常に小さいためである。係数αの測定に用いる二種類のデッドタイムの長さ条件のうち、短いほうはスイッチング素子２０、２１の上下短絡防止のため、制限がある。しかし、長いほうのデッドタイムの長さは特に制約はなく（３）式から（６）式の計算に用いる電圧指令値Ｖ１*、Ｖ２*の取得において、Ｔｄ１*とＴｄ２*との差を大きくすることができる。従って、電流制御処理のノイズに対してＳ／Ｎ比を大幅に向上させることができる。

図８を用いて具体例を説明する。図８は、スイッチング素子２０、２１のスイッチングオフ状態とスイッチングオン状態の時間の一例を示した図である。図８中のＣＷはキャリア周波数、ＳＷＰはデッドタイム付加後のＰ側スイッチング指令、ＳＷＮはデッドタイム付加後のＮ側スイッチング指令、Ｖｏｕｔは電力変換部２の出力電圧をそれぞれ示している。説明のため電力変換部２の出力電圧はステップ状に変化するものとして記載している。例えば、電力変換部２のスイッチング素子２０、２１をシリコン製ＩＧＢＴ素子とし、負荷４をモータとして駆動する場合、キャリア周波数は１〜２０［ｋＨｚ］程度、デッドタイムの長さを３〜４［μｓｅｃ］に設定することが多い。

比較のため、キャリア周波数を変更する従来の方法を説明する。図８（Ａ）と（Ｂ）はデッドタイムの長さが同じでキャリア周波数が異なっている。例えば、従来の方法であれば、図８（Ａ）に示すキャリア周波数５[ｋＨｚ]での電圧指令値Ｖｉ*を得た後、デッドタイムの長さは変更せず、図８（Ｂ）に示すキャリア周波１０[ｋＨｚ]での電圧指令値Ｖｉ* を取得する。デッドタイムの長さは３［μｓｅｃ］、電圧指令値は０［Ｖ］、電力変換部２の出力電流は正とし、デッドタイム中の出力電圧は−Ｖｄｃ／２［Ｖ］とする。このとき、図８（Ａ）のキャリア周波数５[ｋＨｚ]のときの電圧パルス幅は９７［μｓｅｃ］である。図８（Ｂ）のキャリア周波数１０[ｋＨｚ]に変更すると、電圧パルス幅は４７［μｓｅｃ］となる。キャリア周波数１０[ｋＨｚ]時の電圧パルス幅は、キャリア周波数５[ｋＨｚ]時の電圧パルス幅に対して４８［％］の長さとなる。

一方で、本実施の形態では、キャリア周波数が同じで、デッドタイムの長さを変更する。例えば、図８（Ａ）に示すキャリア周波数５ｋＨｚ、デッドタイム３［μｓｅｃ］の電圧指令値Ｖｉ*を得た後、キャリア周波数は変更せず、図８（Ｃ）に示すようにデッドタイムの長さのみを６［μｓｅｃ］に変更した電圧指令値Ｖｉ*を取得する。このとき、図８（Ａ）に示すデッドタイム３［μｓｅｃ］のときの電圧パルス幅は、９７［μｓｅｃ］である。そして図８（Ｃ）のデッドタイムの長さのみを６［μｓｅｃ］に変更した電圧パルス幅は９４［μｓｅｃ］である。デッドタイム６［μｓｅｃ］の電圧パルス幅は、デッドタイム３［μｓｅｃ］の電圧パルス幅に対して９７［％］の長さとなる。

キャリア周波数１０[ｋＨｚ]とし、デッドタイムのみが異なる図８（Ｂ）と（Ｄ）との対比においても、電圧パルスの幅は４７［μｓｅｃ］から４４［μｓｅｃ］に変化する。すなわち、キャリア周波数１０[ｋＨｚ]においてデッドタイム３［μｓｅｃ］の電圧パルス幅に対するデッドタイム６［μｓｅｃ］の電圧パルス幅の割合は９４［％］となる。

上述のようにデッドタイムの長さを変更する場合、キャリア周波数を変更する場合と比較し電圧パルスの幅の変動は少ない。また係数αの測定において、キャリア周波数の変更を要しない。このためスイッチング素子２０、２１に接続される冷却機の冷却能力の範囲内、すなわちスイッチング損失が許容できる範囲が高くなる。このことから本実施の形態におけるデッドタイムの長さ指令Ｔｄ１*とＴｄ２*との差を大きくすることで、Ｓ／Ｎ比を大幅に向上させることができる。

さらに負荷４の電気時定数と比較して十分に高いキャリア周波数に設定して測定を行うことで、電流ゼロクロス近傍における電流リプルによるαの測定精度への影響を抑制することができる。

このように本実施の形態によれば、デッドタイムの長さが異なる２種類の電圧指令値Ｖｉ*を取得することにより、電流リプルやノイズの影響を抑制して係数αを高精度に取得し、補償量を求めることができる。また、求めた補償量を用いることにより、デッドタイムによる出力電圧誤差の補償精度を向上させる効果を奏する。

実施の形態２．
実施の形態２を説明する。実施の形態１では係数αの測定においてデッドタイムの長さ指令Ｔｄ*が二種類の場合を例として説明したが、実施の形態２は、デッドタイムの長さ指令Ｔｄ*を複数種類取得し、係数αを求める構成が実施の形態１と相異している。その他構成については実施の形態１と同一または対応する構成を示しており、その説明を省略し、実施の形態２では、実施の形態１と相違する部分について以下で説明する。

実施の形態２では、表１に示すように複数のデッドタイムの長さにて電圧指令値Ｖｉ*の取得を行う。表１の項目Ｘで示すのは、デッドタイムの長さ指令Ｔｄ*を変化させた際に得られた各電圧指令値（Ｖ３*、Ｖ４*、Ｖ５*・・・）である。また、表１の項目Ｙに示すのは複数のデッドタイムの長さ指令（Ｔｄ３*、Ｔｄ４*、Ｔｄ５*・・・）と電力変換部２への入力となる直流リンク電圧Ｖｄｃ（Ｖｄｃ３、Ｖｄｃ４、Ｖｄｃ５・・・）の積である。この項目Ｘおよび項目Ｙに対し、最小二乗法にて直線近似を行い傾きＳを求める。そしてこの傾きＳとキャリア周波数ｆｃを用いて（７）式にて係数αが計算できる。

シーケンス管理部６１によって実行されるステップを図９で説明する。図９は本実施の形態にかかる制御部６の実行動作の一例を示すフローチャート図である。

電流指令ステップＳ１１１で、シーケンス管理部６１から電圧指令生成部６２へ電流指令値Ｉ*を出力する。このときの電圧指令値Ｉ*は任意に設定された値とする。電圧指令生成部６２は、電流指令値Ｉ*と電流センサ３からの電流検出信号Ｉｏｕｔとに基づいて、上述した電流制御処理を行う。そして、電圧指令値Ｖｉ*をＰＷＭ処理部６３に出力する。さらにＰＷＭ処理部６３は、電圧指令生成部６２からの電圧指令値Ｖｉ*に基づき、スイッチング指令Ｓｗ１*をＴｄ付加部６４へ生成する。

第一のデッドタイムの長さ指令ステップＳ１１２では、シーケンス管理部６１からＴｄ付加部６４へデッドタイムの長さ指令Ｔｄ*を出力する。本実施の形態においては、デッドタイムの長さ指令Ｔｄ*のある値としてＴｄ３*を出力する。Ｔｄ付加部６４は、デッドタイム長さの指令Ｔｄ３*に基づいてスイッチング指令Ｓｗ１*にデッドタイムを付加する。そして、デッドタイム付加後のスイッチング指令Ｓｗ２*を電力変換部２へ出力する。

ここまでのステップの動作により、電力変換部２ではスイッチング指令Ｓｗ２*に基づいてスイッチング素子２０、２１がオンおよびオフ動作される。電力変換部２は、スイッチング素子２０、２１のオンおよびオフ動作により、直流電源１から供給された直流電力を交流電力に変換し、負荷４に出力する。

第一の電圧指令取得ステップＳ１１３では、電圧指令値Ｖ３*を記憶装置６０２に記憶する。電圧指令値Ｖ３*は、デッドタイムの長さ指令Ｔｄ３*に基づいて上述した電流制御処理により新たに出力された電圧指令値である。このときに、デッドタイムの長さ指令Ｔｄ３*と直流リンク電圧Ｖｄｃ３の積を求め記憶装置６０２に記憶する。

第二のデッドタイムの長さ指令ステップＳ１１４では、シーケンス管理部６１からＴｄ付加部６４へデッドタイムの長さ指令Ｔｄ４*を出力する。デッドタイムの長さ指令Ｔｄ４*はデッドタイムの長さ指令Ｔｄ３*とは異なる値である。Ｔｄ付加部６４は、デッドタイム長さの指令Ｔｄ４*に基づいてスイッチング指令Ｓｗ１*にデッドタイムを付加する。そして、デッドタイム付加後のスイッチング指令Ｓｗ２*を電力変換部２へ出力する。

第二の電圧指令取得ステップＳ１１５では、新たに取得した電圧指令値Ｖ４*を記憶装置６０２に記憶する。電圧指令値Ｖ４*は、デッドタイムの長さ指令Ｔｄ４*に基づいて上述した電流制御処理により新たに出力された電圧指令値である。このときに、デッドタイムの長さ指令Ｔｄ４*と直流リンク電圧Ｖｄｃ４の積を求め記憶装置６０２に記憶する。

本実施の形態ではこの動作をデッドタイムの長さ指令Ｔｄ*をＴｄ５*、Ｔｄ６*・・・と変更して任意の回数繰り返す。そして任意の回数繰り返したのち、係数α取得ステップＳ１１６にて（７）式を用いて係数αを取得する。

複数の電圧指令値Ｖｉ*およびデッドタイムの長さ指令Ｔｄ*と直流リンク電圧Ｖｄｃとの積を用いることにより、電圧指令値Ｖｉ*のノイズなどの測定のバラつきを抑制することができる。なお、繰り返し回数に相当するデッドタイムの長さ指令Ｔｄ*の種類は、より多い方がノイズを抑制することができるため、得たい抑制効果に応じ、任意で決定してよい。

また、図１０に示すように、電流指令変更ステップＳ１１７を設けても良い。この場合、係数α取得ステップＳ１１６で係数αを取得した後、電流指令変更ステップＳ１１７で任意の電流指令Ｉ*に変更する。そして電流指令ステップＳ１１１で変更後の電流指令Ｉ*を出力し、上述したＳ１１１からＳ１１６の動作を繰り返す。これにより電流指令値Ｉ*ごとに係数αを取得し、テーブルとして保持することができる。

このように、実施の形態２では、複数のデッドタイムの長さ指令Ｔｄ*を設定して係数αの測定を行うため、電圧指令値Ｖｉ*のノイズなどの測定のバラつきを抑制することができる。したがって、電流リプルやノイズの影響を抑制して係数αを高精度に取得し、補償量を求めることができる。また、求めた補償量を用いることにより、デッドタイムによる出力電圧誤差の補償精度を向上させる効果を奏する。

実施の形態３．
実施の形態３は、係数αの取得において特定のシーケンスを設けず、負荷４に通常の電力供給を行いつつ係数αを取得し、デッドタイム補償を実施する。実施の形態１および２とは、制御部６の構成の一部が相異している。その他構成については実施の形態１および２と同一または対応する構成を示しており、その説明を省略し、実施の形態１および２と相違する部分について以下で説明する。

図１１は、本発明を実施するための実施の形態３にかかる電力変換装置を適用した電力変換システムの構成図である。前記システム全体は、本実施の形態の電力変換装置１００、直流電源１、電流センサ３とで構成されている。説明の便宜上、図１１には負荷４も記載している。電力変換装置１００は、直流電力を交流電力に変換するインバータの機能を有し、入力電源である直流電源１から供給される直流電力を交流電力に変換して負荷４に供給する。電流センサ３は電力変換装置１００から負荷４に供給される電力に基づき検出電流信号Ｉｕｖｗを出力する。なお、本実施の形態において電流センサ３は電力変換装置１００と別に設ける構成としたが、電力変換装置１００に含めて構成してもよい。

また、実施の形態３においては、説明の便宜上、電力変換部２に接続されている負荷４は３相負荷とする。３相負荷の例としては、例えば永久磁石同期モータや誘導モータなどがあげられる。

図１１に示すように、本実施の形態における電力変換装置１００は、電力変換部２と制御部６とで構成されている。

負荷４が３相負荷である場合、電力変換部２は例えば三相ブリッジ回路で構成される。三相ブリッジ回路の詳細は図１１に記載していないが、u相、v相、w相の各相に対応する三相ブリッジ回路の回路は、実施の形態１および２の回路構成を示す図１と同様にＩＧＢＴ２０１、２１１とＦＷＤ２０２、２１２によって構成される。Ｐ側スイッチング素子２０およびＮ側スイッチング素子２１が直列接続されている。さらに本実施の形態では、図１のスイッチング素子２０および２１を１セットとして、これらを並列に３つ接続し、計６個のスイッチング素子を用いたブリッジで構成されている。三相ブリッジ回路における上記各相のスイッチング素子２０および２１は、制御部６からのスイッチング指令Ｓｗｕｖｗ２*に基づいて駆動される。

電流センサ３は例えば、電力変換部２と負荷４とを接続する導線に設置されたシャント抵抗やカレントトランスなどである。電流センサ３は上記各相に設置されて、電力変換部２から負荷４に流れる三相電流を検出する。三相電流は、Ｐ側スイッチング素子２０とＮ側スイッチング素子２１との間からバスバー等を通じて負荷４の各相端子へそれぞれ流れて供給される。

電流センサ３が上記各相に設けられている例を図１１に図示して説明するが、電流センサ３は２個でもよい。この場合、既知の方法により検出した上記各相のうちの２相の電流値から３相の電流値を把握することが可能である。

制御部６は、電流センサ３からの検出電流信号Ｉｕｖｗに基づいて電力変換部２へスイッチング指令Ｓｗｕｖｗ２*を出力する。スイッチング指令Ｓｗｕｖｗ２*は、電力変換部２の上記各相のスイッチング素子２０、２１を駆動するための指令である。

制御部６のハード構成は実施の形態１および２と同様にプロセッサ６０１と記憶装置６０２とで構成されており、以下で説明する各部の機能を実現する。制御部６についてさらに説明する。

制御部６は、図１１に示すように電圧指令生成部６２、デッドタイム補償部（以下Ｔｄ補償部と記載する）６６、ＰＷＭ処理部６３、Ｔｄ付加部６４、シーケンス管理部６１にて構成される。

シーケンス管理部６１は、実施の形態１および２の動作とは異なり、電流センサ３の検出電流信号Ｉｕｖｗに基づいて、時間変化するデッドタイムの長さ指令Ｔｄ*（ｔ）をＴｄ付加部６４に出力する。また、係数αをＴｄ補償部６６に出力する。

電圧指令生成部６２は、電圧指令値Ｖｕｖｗ１*を生成し、Ｔｄ補償部６６へ出力する。このときの各相の電圧指令値Ｖｕｖｗ１*のそれぞれを（８）式に記載する。（８）式のＶａｍｐは電圧指令振幅、θは電圧指令位相をそれぞれ示している。なお、本実施の形態における電圧指令値Ｖｕｖｗ１*の生成方法については特に問わずに適用できる。よって、（８）式に記載の３相の電圧指令値Ｖｕｖｗ１*は振幅と位相を記載した一般的な表現としている。

Ｔｄ補償部６６はデッドタイム電圧誤差と逆極性の補償電圧を電圧指令値Ｖｕｖｗ１*に加算してデッドタイム補償を行う。Ｔｄ補償部６６は、検出電流信号Ｉｕｖｗの極性とシーケンス管理部６１からの係数αと、時間変化するデッドタイムの長さ指令Ｔｄ*（ｔ）とを受け取りデッドタイム補償を実施する。この結果、デッドタイム補償後の電圧指令値Ｖｕｖｗ２*は（９）式となる。（９）式のｆｃはキャリア周波数[Ｈｚ]、Ｖｄｃは電力変換部２への入力となる直流リンク電圧、ｓｉｇｎ（ｉｕ）、ｓｉｇｎ（ｉｖ）、ｓｉｇｎ（ｉｗ）は上記各相の出力電流の極性をそれぞれ示している。また、上記出力電流の極性は電力変換部２から負荷４に向かう方向ｄと一致する場合を正とし、正のとき１、負のとき−１とする。

ＰＷＭ処理部６３は、Ｔｄ補償部６６からのデッドタイム補償後の電圧指令値Ｖｕｖｗ２*を元にＰＷＭ処理を実施しスイッチング指令Ｓｗｕｖｗ１*をＴｄ付加部６４へ出力する。ＰＷＭ処理は、三角波やノコギリ波との大小比較による処理を実施する。

Ｔｄ付加部６４は、ＰＷＭ処理部６３で処理されたスイッチング指令Ｓｗｕｖｗ１*にシーケンス管理部６１からの時間変化するデッドタイムの長さ指令Ｔｄ*（ｔ）に従ってデッドタイムを付加する。そして、デッドタイムを付加したスイッチング指令Ｓｗｕｖｗ２*を電力変換部２へ出力する。

シーケンス管理部６１についてさらに詳細に説明する。本実施の形態でシーケンス管理部６１から出力される時間変化するデッドタイムの長さ指令Ｔｄ*（ｔ）は、（１０）式となる。すなわちデッドタイムの長さ指令Ｔｄ*（ｔ）は所定の周波数で振動する。

（１０）式中のＴｄＡｍｐはＴｄ長さの振動成分振幅、θｔｄは振動の位相を示している。振動の周波数は、他の外乱電圧の周波数成分を避けて設定される。また、デッドタイムの長さを振動させつつも、上記各相のスイッチング素子の上下短絡を防止するために、オフセット値Ｔｄ_ｏｆｓを持たせている。（１０）式は三角関数に基づいてデッドタイムの長さを振動させるものである。本実施の形態においては、デッドタイムの長さの振動が所定の周波数成分を持って振動すればよい。よって例えば矩形波形状に振動させてもよい。ここで周波数ｆｔｄとするとθｔｄとの関係は（１１）式となる。

θｔｄの周波数を他の外乱電圧の周波数成分を避けて設定する理由について説明する。例えば負荷４として３相交流モータが接続されている場合、モータ自体が外乱電圧を出力することがある。永久磁石同期モータでは回転子の磁束と回転によって発生する誘起電圧高調波である。誘導モータでは相互インダクタンスの飽和による電圧歪みである。

これらは３相静止座標上では複数の次数の高調波電圧成分を含み、負荷４であるモータの３相電流も同様の成分を含む。特に５次、７次の成分は顕著であり、これらは３相電流および３相電圧を２軸直交回転座標上に変換すると電力変換部２の交流出力電圧の周波数に対し６次の周波数成分を含むことが知られている。

一方、デッドタイム電圧誤差も同様に３相静止座標上では矩形波に近い形状となり奇数次の高調波電圧成分を含む。同様に５次や７次の成分は顕著である。前記デッドタイム電圧誤差は２軸直交回転座標上においてはノコギリ状の電圧となり、６次の周波数成分となる。このデッドタイム電圧誤差に起因し２軸直交回転座標上の電流に６次の周波数成分が含まれることはよく知られた現象である。

そのため、２軸直交回転座標上の電流の６次の周波数成分を利用したＴｄ補償電圧の調整方式も提案されている。しかし、従来の方法では、モータ起因の６次の周期外乱電圧によって調整が阻害されデッドタイム補償精度が低下することがある。

そこで本実施の形態では、デッドタイムの長さを時間変化させるにあたり、その周波数を外乱電圧の周波数成分とは異なる値に設定し、外乱電圧の影響を抑制する。具体的には、３相交流モータ負荷の場合、６次の周期以外の周期で時間変化させる。これにより係数αの誤差に起因する電流脈動成分の周波数と、モータ起因の外乱成分の周波数を異ならせることができる。その結果、モータ起因の外乱電圧の影響を受けることなく、係数αの調整ができる。また、調整された係数αを用いて補償することにより、デッドタイム補償精度を向上させることが可能となる。

次に係数αの調整方法について説明する。
デッドタイムの長さ指令を時間変化させ、これに応じてデッドタイム補償を計算し実施する場合、係数αの正確な値が把握できていればよい。正確な値を把握することで、デッドタイム電圧誤差は抑制される。すなわち負荷４への出力電流には、該当の振動成分は含まれない。

しかし、係数αの値の誤差が含まれると、負荷４への出力電流には上述の振動するデッドタイム電圧成分に起因する脈動が含まれる。このため、基本的には、デッドタイム電圧誤差の振動成分に起因する出力電流の脈動を検出する。そして、この脈動がゼロになるように調整すれば良い。そのため様々な方法を用いることができる。

例えば係数αを所定の範囲で徐々に変化させる。その際の検出電流信号Ｉｕｖｗに含まれるデッドタイム電圧誤差の振動に起因する周波数を持つ脈動成分の有無を記録する。そして、該電流脈動が最小となる係数αを調整結果として、最終的にＴｄ補償部６６へ出力する方式を用いる。この動作を適当な時間間隔で実施することで、負荷４への電力供給の間、高精度なデッドタイム補償が実現できる。

他の方法として以下の方法を用いることができる。デッドタイム電圧誤差は、負荷４に３相正弦波交流電流が流れている状態を想定する。この場合、デッドタイム電圧誤差は、（２）式に従い矩形波に近い形状を持つ。電力変換部２の出力電圧の周波数をｆとすると３相正弦波交流電流も同じ周波数ｆの電流となる。

このとき（８）式に記載する電圧指令位相θの周波数もｆとなる。デッドタイムの長さを時間変化させると（２）式に基づき矩形波となるデッドタイム電圧誤差の振幅を変動させることになる。一種の振幅変調となるため、デッドタイム電圧誤差中に含まれる振動成分はｆ＋ｆｔｄ、ｆ−ｆｔｄの周波数成分を持つ。

また該矩形波形状のデッドタイム電圧誤差の基本波成分の位相は３相正弦波交流電流と同相となる。このため、デッドタイム電圧誤差の振動成分は相電流の振幅方向に主な成分を持つ。同様に該振動成分に起因する電流脈動も相電流の振幅方向に主な成分を持つ。

したがって、相電流信号にあたる検出電流信号Ｉｕｖｗにおいて振幅を取り出せばデッドタイム電圧誤差の振動成分に起因する電流脈動を取り出すことができる。ただし３相であるため、全相をまとめて取り扱う必要がある。この場合、２軸直交回転座標上に変換した相電流ベクトルの大きさに該電流脈動が含まれる。

これを（１２）式と（１３）式に示す。（１２）式においては、座標変換位相は電圧指令位相θとしたが、電力変換部２の出力電圧あるいは３相交流電流と同じ周波数を持つ位相なら何でも良い。（１３）式のｉｎは検出電流ベクトルの振幅を示す。

（１２）式において回転座標変換によって変換処理される信号の周波数成分のシフトが発生する。座標変換位相θの周波数はｆである。（１３）式に記載する相電流ベクトルの大きさｉｎには、周波数シフトによって元のｆｔｄの周波数を持つ脈動が含まれる。

この電流脈動は上述のとおり、係数αの誤差に伴い発生する。よって相電流ベクトルの大きさｉｎに基づき（１４）式でαの調整を実施する。

（１０）式においてデッドタイム電圧誤差の振動成分の位相θｔｄに対しｃｏｓ成分で振動を発生させる。このとき、ｆｔｄを負荷４の電気時定数の逆数より十分大きな値に設定しておく。これにより、デッドタイム電圧誤差の振動成分は主に負荷４のインダクタンス成分が受け持つことになる。

このためデッドタイム電圧誤差の振動成分に起因する電流脈動は、該電圧の振動成分に対し９０度位相遅れの成分が主となる。（１４）式はこれを反映し、位相θｔｄのｓｉｎ信号で検波する簡易な構成となる。係数αの調整がなされると、（１３）式に記載する相電流ベクトルの大きさｉｎにはデッドタイム電圧誤差の振動成分に起因する電流脈動が含まれなくなる。したがって、（１４）式の積分は自動的に停止する。（１４）式中のＫはα調整の応答速度を決めるゲインを示す。

このような方法を用いる場合、シーケンス管理部６１は（１０）式から（１４）式を制御周期毎に実施しαの調整を実施する。この方法は常時動作が可能である。よって負荷４への電力供給中に係数αの変動が発生しても追従させることが可能となる。

例えば、本方式に、キャリア周波数を振動させる従来の手法を適用させようとすると、キャリア周波数が局所的に低下する。その結果、電圧指令値がＰＷＭ電流リプルの影響を受け係数αの推定精度が低下する。また、変動するキャリア周波数にあわせ電流のサンプリングタイミングや電圧指令値の更新周期も変動するため、制御部６の構成が複雑となる問題が発生する。

一方、本実施の形態においては、デッドタイムの長さを所定の周期で時間変化させデッドタイム電圧誤差を振動させる。このときデッドタイム補償も時間変化するデッドタイムの長さＴｄ*（ｔ）に応じ補償電圧を計算して実施する。よって、係数αの正確な値が把握できていれば、デッドタイム電圧誤差は抑制される。この結果、負荷４の電流には、該当の振動成分は含まれない。

さらには、負荷４の電流に含まれる振動するデッドタイム電圧誤差成分に起因する電流脈動に対しては、電流脈動をゼロになるように係数αを調整する。これにより正確なαの値が取得できる。そして取得した係数αによって、デッドタイム電圧誤差以外の外乱電圧の影響を抑制することができる。

このように本実施の形態では、デッドタイム電圧誤差を外乱電圧の周波数成分とは異なる値で振動させることで外乱電圧の影響を抑制できる。また、デッドタイム電圧誤差成分に起因する電流脈動に対して、電流脈動をゼロになるように係数αを調整、取得することができる。よって電流リプルやノイズの影響を抑制して係数αを高精度に取得し、デッドタイム電圧誤差を補償する補償量を求めることができる。さらに、モータ起因の外乱電圧の影響を受けることなく係数αを調整できる効果に加え、負荷４に通常の電力供給を行いつつ、高精度なデッドタイム補償の実施も可能とする効果を奏する。

実施の形態４．
実施の形態３ではデッドタイムの長さ指令を時間変化させ、デッドタイム電圧誤差を振動させて、出力電流に含まれるデッドタイム電圧誤差の振動に起因する電流脈動から係数αの調整を実施する構成を説明した。実施の形態４では、電圧指令値Ｖｕｖｗ＊に基づいて係数αの調整を行う点が実施の形態３と相異している。その他構成については実施の形態３と同一または対応する構成を示しており、その説明を省略する。

図１２に本実施の形態にかかる電力変換装置を適用した電力変換システムの構成図を示す。電圧指令生成部６２には、電流センサ３からの電流検出信号Ｉｕｖｗが入力される。電圧指令生成部６２は、この電流検出信号Ｉｕｖｗと例えば図示しない上位の制御出段からの電圧指令に応じて電流制御処理を行い、Ｔｄ補償部６６へ電圧指令値Ｖｕｖｗ*を出力する。また、シーケンス管理部６１へも電圧指令値Ｖｕｖｗ*を出力する。

シーケンス管理部６１は、電流制御処理後の電圧指令Ｖｕｖｗ*が入力され、この電圧指令Ｖｕｖｗ＊に基づいて係数αの調整が行われる。Ｔｄ補償部６６では、この電流制御処理後の電圧指令Ｖｕｖｗ*に逆極性の補償電圧を加算してデッドタイム補償を実施し、補償後の電圧指令値Ｖｕｖｗ２*を出力する。その他動作については、実施の形態３と同様であり、その説明を省略する。

デッドタイム電圧誤差起因の電流脈動は外乱であり、同様の周波数や振幅の信号が電流指令値に含まれる運転は一般的に非常に少ない。したがって制御部６の動作に電流制御処理が含まれる場合、電流脈動の成分を抑制するように電流制御処理が動作する。このため、電流制御処理の出力である電圧指令値Ｖｕｖｗ*には電流脈動と同じ周波数成分が逆極性で含まれる。よって電圧指令値Ｖｕｖｗ*に基づいて係数αの調整を行うことが可能である。

このように、電圧指令値Ｖｕｖｗ*に基づいて係数αの調整が可能である実施の形態４は実施の形態１および２と同様に、係数αを高精度に取得し、デッドタイム電圧誤差を補償する補償量を求めることができる。また、実施の形態３と同様に、モータ起因の外乱電圧の影響を受けることなく係数αを調整でき、負荷４に通常の電力供給を行いつつ、高精度なデッドタイム補償の実施も可能とする効果を奏する。

実施の形態５
実施の形態３および４では時間変化するデッドタイム長さを用いてデッドタイム電圧誤差を振動させ、出力電流または電圧指令に含まれるデッドタイム電圧誤差の振動に起因する電流脈動から係数αの調整を実施する構成を説明した。このとき時間変化するデッドタイムの長さの周波数は３相で同じ値とした。実施の形態５では、デッドタイムの長さを時間変化させる周波数が３相で異なるようにする構成が実施の形態３および４と相異している。その他構成については実施の形態３および４と同一または対応する構成を示しており、その説明を省略し、相違する部分について以下で説明する。

デッドタイムの長さを時間変化させる周波数が３相で異なる場合、実施の形態３および４におけるデッドタイム補償後の電圧指令値Ｖｕｖｗ２*を示す（９）式は（１５）式となる。これにより、係数αの過剰または不足を相ごとに把握できる。これを利用すれば、３相個別に係数αの調整ができ、デッドタイム補償をより高精度化することができる。

Ｔｄｕ^＊（ｔ）はｕ相の時間に応じ変化するＴｄ長さ、Ｔｄｖ^＊（ｔ）はｖ相の時間に応じ変化するＴｄ長さ、Ｔｄｗ^＊（ｔ）はｗ相の時間に応じ変化するＴｄ長さ、αｕはｕ相の係数α、αｖはｖ相の係数α、αｗはｗ相の係数αをそれぞれ示している。

デッドタイムの長さは（１６）式、（１７）式を用いて各相計算する。

ｆｔｄｕはｕ相のＴｄ長さの振動成分周波数、ｆｔｄｖはｖ相のＴｄ長さの振動成分周波数、ｆｔｄｗはｗ相のＴｄ長さの振動成分周波数をそれぞれ示している。

デッドタイム電圧誤差の振動に起因する電流脈動が相電流ベクトルの大きさに現れることは実施の形態３で説明した３相で同じデッドタイムの長さの時間変化させる場合と同じである。よって（１２）式および（１３）式は変更なく使用できる。３相の係数αの調整式は（１４）式に変えて（１８）式にて実施する。

例えば、本方式に、キャリア周波数を振動させる従来の手法を適用させるとする。この場合、キャリア周波数の変更によって３相個別でのαの調整には３相で個別の周波数を持つキャリアを用いる必要がある。このため３相の電圧で構成するＰＷＭ空間電圧ベクトルが大幅に崩れ電流が乱れる問題が発生する。

一方、本実施の形態のようにデッドタイムの長さ自体を時間変化させる場合には、このような問題は発生しない。よって、３相で個別に係数αの調整が実施できる。

このように本実施の形態は、実施の形態１から４と同様の効果に加え、３相で個別に係数αの調整することでより高精度なデッドタイム補償が可能となる効果を奏する。

なお、本発明は、発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせることや、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

１直流電源、２電力変換部、２０Ｐ側スイッチング素子、２１Ｎ側スイッチング素子、３電流センサ、４負荷、６制御部、６１シーケンス管理部、６２電圧指令生成部、６３ＰＷＭ処理部、６４デッドタイム付加部、６５電圧指令部、６６デッドタイム補償部、６０１プロセッサ、６０２記憶装置、２０１Ｐ側ＩＧＢＴ、２１１Ｎ側ＩＧＢＴ、２０２Ｐ側ＦＷＤ、２１２Ｎ側ＦＷＤ

Claims

スイッチング素子を有し、電流を負荷に供給する電力変換部と、
前記スイッチング素子をオフ状態とする保護期間であるデッドタイムの長さデッドタイムの長さ指令を出力するシーケンス管理部、および前記デッドタイムの長さ指令に基づいてデッドタイムを付加した前記スイッチング素子をオンおよびオフ動作させるスイッチング指令を出力するデッドタイム付加部、を有する制御部と、を備え、
前記シーケンス管理部は、前記デッドタイムの長さ指令に基づいた前記スイッチング指令によって前記スイッチング素子がオンおよびオフ動作されたときの前記電力変換部から前記負荷へ供給される電流値または前記スイッチング指令を生成するための電圧指令値に基づいて、前記電圧指令値を補償する補償量を求める電力変換装置。
前記シーケンス管理部は、ｎ種類（ｎは２以上の自然数）の前記デッドタイムの長さ指令を出力することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
前記電圧指令値は前記電流値に基づく電圧指令値であることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
前記シーケンス管理部は、ｎ種類の前記デッドタイムの長さ指令を出力し、これに対応して得られたｎ種類の前記電圧指令値を用いて、ｎ種類の前記デッドタイムの長さ指令に対するｎ種類の前記電圧指令値の傾きを求め、前記傾きに基づいて前記電圧指令値を補償する補償量を求めることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記シーケンス管理部は、前記デッドタイムの長さ指令と、前記デッドタイムの長さ指令に基づいて得られた前記電圧指令値および前記電力変換部への入力となる直流リンク電圧とを用いて前記電圧指令値を補償する補償量を求めることを特徴とする請求項２から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記シーケンス管理部は、時間変化する前記デッドタイムの長さ指令を出力し、時間変化する前記デッドタイムの長さ指令に基づいた前記スイッチング素子の前記オンおよびオフ動作により前記電力変換部から前記負荷へ供給される前記電流値を用いて前記電圧指令値を補償する補償量を求めることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
前記制御部は、前記補償量に基づき前記電圧指令値と逆極性の補償電圧を前記電圧指令値に加算して補償するデッドタイム補償部を備えることを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。