JP2018148510A - 通信装置、パルス幅変調器、およびパルス幅変調方法 - Google Patents
通信装置、パルス幅変調器、およびパルス幅変調方法 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2018148510A JP2018148510A JP2017044563A JP2017044563A JP2018148510A JP 2018148510 A JP2018148510 A JP 2018148510A JP 2017044563 A JP2017044563 A JP 2017044563A JP 2017044563 A JP2017044563 A JP 2017044563A JP 2018148510 A JP2018148510 A JP 2018148510A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- amplitude
- pulse width
- component
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Abstract
【課題】RF帯のパルス幅変調信号の品質を改善する。
【解決手段】通信装置は、送信シンボルの振幅および位相を表す振幅成分信号および位相成分信号に基づいて変調信号を生成して出力する。通信装置のパルス幅変調器13は、振幅成分信号において所定の閾値よりも小さい振幅を表す信号成分を削減して第1の信号を出力する削減部30と、位相成分信号により表される位相に基づいて第2の信号を生成する信号生成器23と、第1の信号および第2の信号に基づいてパルス幅変調信号を生成するコンパレータ24と、パルス幅変調信号をフィルタリングして変調信号を生成する帯域通過フィルタ、を備える。
【選択図】図7
【解決手段】通信装置は、送信シンボルの振幅および位相を表す振幅成分信号および位相成分信号に基づいて変調信号を生成して出力する。通信装置のパルス幅変調器13は、振幅成分信号において所定の閾値よりも小さい振幅を表す信号成分を削減して第1の信号を出力する削減部30と、位相成分信号により表される位相に基づいて第2の信号を生成する信号生成器23と、第1の信号および第2の信号に基づいてパルス幅変調信号を生成するコンパレータ24と、パルス幅変調信号をフィルタリングして変調信号を生成する帯域通過フィルタ、を備える。
【選択図】図7
Description
本発明は、パルス幅変調信号を生成する装置および方法、並びにパルス幅変調器を備える通信装置に係わる。
送信データから変調信号を生成し、無線アンテナを介してその変調信号を出力する通信装置が広く実用化されている。そして、この通信装置が備える増幅器の効率を高くするために、パルス幅変調(PWM:Pulse Width Modulation)を利用して変調信号を生成する構成が提案されている。
通信装置は、たとえば、図1に示すように、矩形波変調器1、増幅器2、帯域通過フィルタ(BPF)3を備える。矩形波変調器1は、入力変調信号の振幅および位相に対応するPWM信号を生成する。パルスの幅は、入力変調信号の振幅Ainに対応する。パルスのタイミング(時間領域におけるパルスの位置)は、入力変調信号の位相φinに対応する。パルス列の繰返し周波数は、通信装置の出力信号のキャリア周波数に相当する。増幅器2は、PWM信号を増幅する。ここで、PWM信号は2値信号なので、増幅器2は、スイッチング動作によりPWM信号を増幅することできる。したがって、増幅器2は、例えば、効率のよいD級大電力増幅器により実現され得る。BPF3は、キャリア周波数成分を抽出する。この構成により、通信装置は、入力変調信号を増幅して送信することができる。このとき、出力信号の位相φoutは、入力変調信号の位相φinと同じであることが好ましい。
このように、増幅器の入力側でデータ信号をPWM信号に変換し、増幅器の出力側に帯域通過フィルタを設ける構成においては、増幅器の効率が改善する。なお、PWMを利用して信号を処理する技術は、例えば、特許文献1〜3および非特許文献1〜2に記載されている。
F. H. Raab, Radio Frequency Pulsewidth Modulation, IEEE Trans on Communications, vol.21, No.8, pp.958-966, August 1973
Michael Nielsen et al., An RF Pulse Width Modulator for Switch-Mode Power Amplification of Varying Envelope Signals, Topical Meeting on Silicon Monolithic Integrated Circuit in RF Systems, pp.277-280, 2007 IEEE
PWM信号を生成する矩形波変調器1は、送信シンボルの振幅を表す振幅情報信号とキャリア周波数のサイン波信号とを比較するコンパレータを備える。振幅情報信号は、入力変調信号の振幅Ainに基づいて生成される。また、サイン波信号の位相は、入力変調信号の位相φinに基づいて制御される。そして、サイン波信号が振幅情報信号よりも高いときに、コンパレータからパルスが出力される。
ところが、通信装置がRF(Radio Frequency)信号を送信する場合、既存のコンパレータの動作速度は十分ではない。すなわち、既存のコンパレータは、RF信号に対して十分なスルーレートを提供できず、パルス幅を十分に小さくすることは困難である。具体的には、入力変調信号の振幅Ainが小さいときは、コンパレータから出力されるパルスの波形は矩形ではなく三角になり、PWM信号の振幅が小さくなる。そして、入力変調信号の振幅Ainが非常に小さいときには、パルスが生成されないことがある。この場合、生成されるPWM信号のD/U比(Desired/Undesired signal ratio)または信号対雑音比(SNR:Signal-to-Noise Ratio)が劣化し、通信装置から出力される変調信号が歪むことになる。
本発明の1つの側面に係わる目的は、RF帯のパルス幅変調信号の品質を改善することである。
本発明の1つの態様の通信装置は、送信シンボルの振幅および位相を表す振幅成分信号および位相成分信号に基づいて変調信号を生成して出力する。この通信装置は、前記振幅成分信号において所定の閾値よりも小さい振幅を表す信号成分を削減して第1の信号を出力する削減部と、前記位相成分信号により表される位相に基づいて第2の信号を生成する発振信号生成器と、前記第1の信号および前記第2の信号に基づいてパルス幅変調信号を生成するコンパレータと、前記パルス幅変調信号をフィルタリングして前記変調信号を生成する帯域通過フィルタと、を備える。
上述の態様によれば、RF帯のパルス幅変調信号の品質が改善する。
図2は、本発明の実施形態に係わる通信装置の一例を示す。実施形態に係わる通信装置10は、この実施例では、図2に示すように、変調成分信号生成部11、パルス幅変調器13、増幅器14、帯域通過フィルタ(BPF:band pass filter)15、アンテナ16を備える。なお、通信装置10は、図2に示していない他の回路要素を備えていてもよい。
通信装置10には、デジタルデータが入力される。このデジタルデータは、例えば、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)により生成される。
変調成分信号生成部11は、入力データに基づいて、送信シンボルの振幅および位相を表す振幅成分信号Aおよび位相成分信号φを生成する。この実施例では、変調成分信号生成部11は、I/Qマッパ12aおよび振幅/位相計算機12bを備える。I/Qマッパ12aは、指定された変調方式(QPSK、16QAM、64QAM、256QAM等)に応じて、入力データからシンボル列を生成する。各シンボルは、電界情報(すなわち、I成分およびQ成分)で表される。振幅/位相計算機12bは、I/Qマッパ12aから出力されるI成分信号およびQ成分信号に基づいて、各シンボルの振幅および位相を計算する。変調成分信号生成部11は、例えば、プロセッサエレメントおよびメモリを含むプロセッサシステムで実現される。或いは、変調成分信号生成部11は、デジタル信号処理回路で実現してもよい。
なお、変調成分信号生成部11は、I/Qマッパ12aを含まなくてもよい。即ち、変調成分信号生成部11は、I/Qマッパを用いることなく、入力データに基づいて送信シンボルの振幅および位相を表す振幅成分信号および位相成分信号を生成してもよい。
パルス幅変調器13は、変調成分信号生成部11により生成される振幅成分信号Aおよび位相成分信号φに基づいて、パルス幅変調信号(以下、PWM信号)を生成する。PWM信号のパルス幅は、振幅成分信号Aに依存する。また、時間領域におけるPWM信号のパルスの位置(即ち、タイミング)は、位相成分信号φに依存する。ここで、パルス幅変調器13は、チャネル指示に応じてPWM信号を生成してもよい。チャネル指示は、キャリア周波数の異なる複数の周波数チャネルが多重化される通信システムにおいて通信装置10が使用する周波数チャネルを指示する。すなわち、チャネル指示は、通信装置10により送信されるRF変調信号のキャリア周波数を指定する。なお、チャネル指示は、たとえば、ユーザまたはネットワーク管理システムにより生成される。そして、チャネル指示は、通信装置10が備える不図示のコントローラからパルス幅変調器13およびBPF15に与えられる。
増幅器14は、パルス幅変調器13により生成されるPWM信号を増幅する。ここで、PWM信号は2値信号なので、増幅器14は、スイッチング動作によりPWM信号を増幅することができる。よって、増幅器2は、例えば、効率のよいD級大電力増幅器により実現され得る。BPF15は、チャネル指示に応じて、通信装置10の出力信号(即ち、通信装置10から出力されるRF変調信号)のキャリア周波数を通過させる。BPF15の通過帯の幅は、データ信号のビットレートおよび変調方式などに基づいて決められるようにしてもよい。また、BPF15は、例えば、周波数可変帯域通過フィルタにより実現される。
BPF15の出力信号は、アンテナ16を介して他の通信装置へ送信される。なお、BPF15の出力信号は、必要に応じて所望の周波数帯にアップコンバートされるようにしてもよい。
上記構成の通信装置10において、パルス幅変調器13の入力信号S(t)は、(1)式で表される。
上記構成の通信装置10において、パルス幅変調器13の入力信号S(t)は、(1)式で表される。
Ainは、振幅成分信号を表す。φinは、位相成分信号を表す。
パルス幅変調器13から出力されるPWM信号は、増幅器14により利得Gで増幅される。そして、BPF15は、増幅されたPWM信号からチャネル指示により指定される周波数成分fcを抽出する。BPF15は、上述したように、所定の帯域幅の通過帯を有する。なお、以下の記載では、周波数fcは、パルス幅変調器13においてPWM信号を生成するために使用される発振信号の周波数であるものとする。この場合、BPF15の出力信号Sout(t)は、(2)式で表される。
パルス幅変調器13から出力されるPWM信号は、増幅器14により利得Gで増幅される。そして、BPF15は、増幅されたPWM信号からチャネル指示により指定される周波数成分fcを抽出する。BPF15は、上述したように、所定の帯域幅の通過帯を有する。なお、以下の記載では、周波数fcは、パルス幅変調器13においてPWM信号を生成するために使用される発振信号の周波数であるものとする。この場合、BPF15の出力信号Sout(t)は、(2)式で表される。
BPF15は、パルス幅変調器13および増幅器14において発生する高次周波数成分を除去する。ここで、説明を簡単にするために、増幅器14の利得Gは「1」であるものとする。そうすると、以下の記載では、増幅器14がないものとして通信装置10の動作を説明することができる。
図3は、パルス幅変調器13の一例を示す。パルス幅変調器13は、この例では、図3に示すように、振幅補正部21、D/A変換器(DAC)22、発振信号生成回路23、コンパレータ24を備える。
振幅補正部21は、振幅成分信号Ainを補正して振幅成分信号Amapを生成する。具体的には、振幅補正部21は、図2に示すBPF15の出力信号の振幅Aoutが振幅成分信号Ainに対して線形になるように、振幅成分信号Ainから振幅成分信号Amapを生成する。一例としては、振幅補正部21は、(3)式でAinからAmapを生成してもよい。
D/A変換器22は、振幅成分信号Amapをアナログ信号に変換する。発振信号生成回路23は、位相成分信号φinにより表される位相を有する発振信号を生成する。発振信号生成回路23から出力される発振信号の波形は、例えば、サイン波である。
発振信号生成回路23は、発振器23a、乗算器23b、D/A変換器(DAC)23cを備える。発振器23aは、所望の周波数の発振信号を生成できる。ここで、発振器23aは、チャネル指示に従って発振信号を生成してもよい。この場合、発振器23aから出力される発振信号の周波数fcは、通信装置10から送信される変調信号のキャリア周波数に相当する。発振信号の波形は、例えば、サイン波である。また、発振器23aは、例えば、数値制御発振器(NCO:Numerically Controlled Oscillator)により実現される。なお、発振器23aは、サイン波を表すデジタル信号を生成する。
乗算器23bは、デジタル演算により、発振器23aから出力される発振信号に位相成分信号φinを乗算する。この結果、位相成分信号φinにより表される位相を有する発振信号が生成される。そして、D/A変換器23cは、乗算器23bから出力される発振信号をアナログ信号に変換する。
コンパレータ24は、振幅成分信号Amapと発振信号生成回路23から出力される発振信号との比較に基づいてPWM信号を生成する。この実施例では、振幅成分信号Amapよりも発振信号の方が高いときにパルスが生成される。
図3に示すパルス幅変調器13により生成されるPWM信号のスペクトラムは、(4)式に示すフーリエ級数で表される。
yは、パルス幅を表す。また、ωcは、発振信号生成回路23により生成される発振信号の角周波数を表す。
パルス幅変調器13により生成されるPWM信号は、BPF15によりフィルタリングされる。ここで、BPF15の通過帯の中心周波数は、fc(ωc=2πfc)である。そうすると、BPF15の出力信号Soutは、(5)式で表される。
ここで、振幅補正部21によりAinがAmapに変換される場合、パルス幅yは(6)式で表される。kは、比例係数を表す。
したがって、(7)式で表されるように、BPF15の出力信号の振幅Aoutは、振幅成分信号Ainに対して線形になる。
このように、振幅補正部21は、逆サイン関数を用いて振幅成分信号Ainに対して予歪処理を行う。この結果、BPF15の出力信号の振幅Aoutは、振幅成分信号Ainに対して線形である。また、パルス幅変調器13において位相φは変化しないので、BPF15の出力信号の位相φoutは、位相成分信号φinと同じである。すなわち、(8)式が満たされる。したがって、通信装置10は、歪みのない信号を送信することができる。
図4は、PWM信号のスペクトラムの一例を示す。なお、キャリア周波数(図3では、発振器23aの周波数)は、200MHzである。入力データ信号は、LTE信号であり、その帯域幅は20MHzである。この場合、BPF15の透過帯の中心周波数は、200MHzに設定される。
上述のように、パルス幅変調器13は、振幅成分信号および位相成分信号に基づいてPWM信号を生成する。しかしながら、通信装置10がRF信号を送信する場合、既存のコンパレータの動作速度は十分ではない。
図5は、コンパレータから出力されるPWM信号の波形の一例を示す。なお、図5に示す破線は、振幅成分信号Ainを表す。ただし、縦軸は、振幅成分の最大値Amaxで正規化された振幅成分信号Ainを表している。
コンパレータ24の動作速度(ここでは、スルーレート)が十分に高速であると仮定すると、図5(a)に示すように、PWM信号のパルスの波形は矩形である。ただし、PWM信号のパルス幅は、振幅成分信号Ainに依存する。すなわち、振幅成分信号Ainが大きいときのパルス幅は広く、振幅成分信号Ainが小さいときのパルス幅は狭い。
ところが、コンパレータ24のスルーレートは有限である。このため、発振信号生成回路23により生成される発振信号の周波数が高く、且つ、パルス幅が広くないときには、図5(b)に示すように、コンパレータ24から出力されるPWM信号のパルスの波形は三角形である。そして、振幅成分信号Ainが小さくなると、PWM信号の振幅が小さくなってしまう。この場合、生成されるPWM信号のD/U比またはSNRが劣化し、通信装置10から出力される変調信号が歪むことになる。
図6は、振幅成分信号とPWM信号の振幅との関係を説明する図である。ここでは、コンパレータ24のスルーレートは有限である。即ち、PWM信号の振幅は、図5(b)に示すように、振幅成分信号Ainに応じて変化する。
振幅成分信号Ainにより表される振幅が大きいときは、PWM信号の振幅も十分に大きく、ほぼ一定である。この場合、振幅成分信号Ainの値が精度よくパルス幅に変換されるので、通信装置10から出力される変調信号の品質は良好である。
ところが、振幅成分信号Ainにより表される振幅が小さくなると、コンパレータ24の速度限界に起因して、PWM信号の振幅は急激に小さくなる。図6に示す例では、振幅成分信号Ainにより表される振幅がAxよりも小さい領域では、PWM信号の振幅が急激に小さくなっている。この場合、振幅成分信号Ainの値が正しくパルス幅に変換されないので、通信装置10から出力される変調信号は歪んでしまう。
本発明の実施形態に係わるパルス幅変調器は、上述の問題を解決するための機能を備える。すなわち、上述の問題は、振幅成分信号Ainにより表される振幅が小さいときに発生する。よって、実施形態に係わるパルス幅変調器は、振幅成分信号Ainにおいて所定の閾値(図6では、Ax)よりも小さい振幅を表す信号成分を削減または削除する機能を有する。
<第1の実施形態>
図7は、本発明の実施形態に係わるパルス幅変調器の一例を示す。実施形態に係わるパルス幅変調器13は、この実施例では、図7に示すように、振幅補正部21、D/A変換器(DAC)22、発振信号生成回路23、コンパレータ24、小振幅成分削減部30を備える。なお、振幅補正部21、D/A変換器22、発振信号生成回路23、コンパレータ24は、図3および図7において実質的に同じである。また、振幅成分信号Ainおよび位相成分信号φinは、図2に示す変調成分信号生成部11により生成される。
図7は、本発明の実施形態に係わるパルス幅変調器の一例を示す。実施形態に係わるパルス幅変調器13は、この実施例では、図7に示すように、振幅補正部21、D/A変換器(DAC)22、発振信号生成回路23、コンパレータ24、小振幅成分削減部30を備える。なお、振幅補正部21、D/A変換器22、発振信号生成回路23、コンパレータ24は、図3および図7において実質的に同じである。また、振幅成分信号Ainおよび位相成分信号φinは、図2に示す変調成分信号生成部11により生成される。
小振幅成分削減部30は、振幅成分信号Ainにおいて所定の閾値よりも小さい振幅を表す信号成分を削減(または、削除)する。以下の記載では、小振幅成分削減部30により補正された振幅成分信号Ainをエンベロープ信号Eと呼ぶことがある。
振幅補正部21、D/A変換器22、発振信号生成回路23、コンパレータ24は、図3および図7において実質的に同じ動作でPWM信号を生成する。すなわち、振幅補正部21は、(3)式に基づいて、小振幅成分削減部30から出力されるエンベロープ信号Eを補正する。但し、(3)式においてAinの代わりにEが与えられる。なお、以下の記載では、振幅補正部21の出力信号をエンベロープ信号Eampと呼ぶことがある。D/A変換器22は、エンベロープ信号Eampをアナログ信号に変換する。発振信号生成回路23は、位相成分信号φinに応じて発振信号を生成する。そして、コンパレータ24は、エンベロープ信号と発振信号とを比較することによりPWM信号を生成する。
図8は、小振幅成分削減部30の動作の一例を示す。横軸は、時間を表す。縦軸は、振幅成分信号Ainにより表される振幅を表す。振幅成分信号Ainは、図2に示す変調成分信号生成部11により生成される。Aaveは、振幅成分信号Ainにより表される振幅の平均を表す。
振幅成分信号Ainは、時間に対して変動する。この実施例では、図8(a)に示すように、時刻T1〜T2において、振幅成分信号Ainにより表される振幅は、閾値αよりも小さくなっている。時刻T1以前および時刻T2以降は、振幅成分信号Ainにより表される振幅は、閾値α以上である。閾値αは、後で説明するが、平均振幅値Aaveよりも小さい。
この場合、小振幅成分削減部30は、時刻T1〜T2において、振幅成分信号Ainにより表される振幅値を補正することによりエンベロープ信号Eを生成する。具体的には、小振幅成分削減部30は、図8(b)に示すように、時刻T1〜T2において、振幅成分信号Ainにより表される振幅値を閾値αに補正する。一方、時刻T1以前および時刻T2以降は、小振幅成分削減部30は、振幅成分信号Ainにより表される振幅値を変化させない。このように、小振幅成分削減部30は、閾値αを用いて振幅成分信号Ainに対してクリッピングを実行する。なお、送信信号の振幅が所定の閾値以下であるときにクリッピングを行う方法は、例えば、特開2014−131219号公報に記載されている。
小振幅成分削減部30は、例えば、所定のサンプリング周期で振幅成分信号Ainを取得し、振幅成分信号Ainにより表される振幅値に対して(9)式のクリッピング演算を実行する。この結果、エンベロープ信号Eが生成される。
図9は、クリッピングの一例を示す。横軸は、振幅成分信号Ainにより表される振幅を表す。また、縦軸は、確率密度関数(PDF:probability density function)を表す。Aaveは、振幅成分信号Ainにより表される振幅の平均を表す。αは、クリッピングのための閾値を表す。
図9(a)は、小振幅成分削減部30に入力される振幅成分信号Ainの確率密度関数を表す。小振幅成分削減部30は、図8を参照しながら説明したように、クリッピングにより、閾値αよりも小さい振幅を表す信号成分を削減する。この結果、図9(b)に示すエンベロープ信号Eが生成される。
上述のクリッピングが行われると、平均振幅値Aaveと最小振幅値との間の比が小さくなる。クリッピング後の最小振幅値は、αである。ここで、信号の振幅は、信号の電力に一意に対応する。具体的には、信号の電力は、信号の振幅の二乗に比例する。よって、以下の記載では、平均振幅値と最小振幅値との比を「MAPR(Minimum to Average Power Ratio)」と呼ぶことがある。なお、小振幅成分削減部30によるクリッピングは、振幅成分信号AinのMAPRを削減する処理に相当する。MAPRは、図9(a)に示すΔAに相当する。
図10は、小振幅成分削減部30の機能の一例を示す。この実施例では、小振幅成分削減部30は、図10に示すように、複数のクリッピング部31−1〜31−nおよび複数の低域通過フィルタ(LPF)32−1〜32−nを備える。そして、小振幅成分削減部30には、振幅成分信号Ainが入力される。
各クリッピング部31−1〜31−nは、上述した閾値αを用いて入力信号に対してクリッピング処理を実行する。すなわち、各クリッピング部31−1〜31−nは、入力信号の値が閾値αよりも小さいときは、その入力信号の値をαに補正する。また、各クリッピング部31−1〜31−nは、入力信号の値が閾値α以上であるときは、その入力信号の値を変化させない。
各LPF32−1〜32−nは、入力信号から高周波数成分を除去する。カットオフ周波数は、信号帯域に基づいて決定される。例えば、データ信号の帯域が20MHzであるときは、各LPF32−1〜32−nのカットオフ周波数は、20MHzよりも大きく40MHzよりも小さい値に設定される。この場合、カットオフ周波数を20MHzより僅かに大きい値に設定してもよい。このようなカットオフ周波数を設定すれば、不要な高調波成分が除去される。
小振幅成分削減部30は、クリッピング処理およびフィルタリング処理を交互に実行する。すなわち、小振幅成分削減部30に入力される振幅成分信号Ainは、クリッピング部31−1によりクリップされた後、LPF32−1によりフィルタリングされる。LPF32−1の出力信号は、クリッピング部31−2によりクリップされた後、LPF32−2によりフィルタリングされる。以下、同様に、クリッピング処理およびフィルタリング処理が交互に実行される。
なお、図10に示す例では、小振幅成分削減部30は複数セットのクリッピング部およびLPFを備えるが、本発明はこの構成に限定されるものではない。すなわち、小振幅成分削減部30は、1セットのクリッピング部およびLPFを備える構成であってもよい。また、小振幅成分削減部30は、クリッピング処理のみを実行してもよい。
図11は、小振幅成分削減部30によるクリッピング処理の一例を示す。なお、図11においては、信号のスペクトラムおよび振幅成分の確率密度関数の変化を示す。また、この実施例では、図11(a)に示す振幅成分信号Ainが小振幅成分削減部30に入力されるものとする。
小振幅成分削減部30に入力される振幅成分信号Ainは、クリッピング部31−1に導かれる。クリッピング部31−1は、閾値αを用いて振幅成分信号Ainに対してクリッピングを行う。そうすると、図11(b)に示すように、閾値αより小さい振幅を表す信号成分は除去される。しかしながら、このクリッピングにより雑音成分(すなわち、クリッピング雑音)が発生する。このとき、データ信号の高調波成分が発生し得る。
クリッピング部31−1の出力信号は、LPF32−1によりフィルタリングされる。すなわち、LPF32−1は、図11(c)に示すように、雑音成分を除去する。なお、LPFは、帯域外スペクトルエミッション(out-of-band spectral emission)を除去する。ところが、LPFを用いて信号を処理すると、閾値αより小さい振幅を表す信号成分が再成長する。図11(c)に示す斜線領域は、再成長により現れた信号成分を表している。以下の記載では、再成長により現れる、閾値αより小さい振幅を表す信号成分を再成長成分と呼ぶことがある。
クリッピング部31−2は、LPF32−1の出力信号に対して閾値αを用いてクリッピングを行う。そうすると、図11(d)に示すように、閾値αより小さい振幅を表す信号成分は除去される。このとき、クリッピング雑音が発生する。しかし、クリッピング部31−2により除去される信号成分は、クリッピング部31−1により除去される信号成分よりも少ない。したがって、クリッピング部31−2において発生するクリッピング雑音は、クリッピング部31−1において発生するクリッピング雑音よりも小さい。
クリッピング部31−2の出力信号は、LPF32−2によりフィルタリングされる。すなわち、LPF32−2は、図11(e)に示すように、雑音成分を除去する。このとき、閾値αより小さい振幅を表す信号成分が再成長する。ただし、LPF32−2において発生する再成長成分は、LPF32−1において発生する再成長成分よりも小さい。
以下、同様に、クリッピング処理およびフィルタリング処理が交互に実行される。したがって、クリッピング処理およびフィルタリング処理の繰返し回数が増加すると、閾値αより小さい振幅を表す信号成分が十分に削減され、且つ、帯域外スペクトルエミッションが抑制される。
図12は、本発明の実施形態による効果の一例を示す。この例では、OFDMにより生成されるデータ信号が通信装置10に入力されるものとする。データ信号を伝送するキャリアの周波数は100MHzである。グラフの横軸は、データ信号の帯域幅を表す。縦軸は、パルス幅変調器13から出力されるPWM信号のD/U比(又は、SNR)を表す。10dB、5dB、2dBは、図9(a)に示すΔA(即ち、クリッピング後のMAPR)に相当する。
図12に示すグラフから明らかなように、クリッピングを行うことによりPWM信号のD/U比が改善する。また、MAPRが大きいときはD/U比の改善は小さいが、MAPRが小さいときには、D/U比が大きく改善する。ここで、MAPRは、閾値αに依存する。具体的には、閾値αを大きくすれば(すなわち、閾値αを平均振幅Aaveに近づければ)、MAPRが小さくなり、D/U比が大きく改善する。
ただし、閾値αを用いるクリッピングは、送信シンボルの電界情報を補正する処理に相当する。このため、小振幅成分削減部30により信号が歪んでしまう。この結果、小振幅成分削減部30の出力信号のエラーベクトル振幅(EVM:error vector magnitude)が大きくなる。このとき、閾値αが大きいほど(即ち、クリッピングが強いほど)、エラーベクトル振幅が大きくなってしまう。一例として、図12に示すシミュレーションにおいて、MAPRが10dB、5dB、2dBのとき、エラーベクトル振幅は、それぞれ、2.8パーセント、8.9パーセント、22パーセントである。
このように、D/U比の改善とエラーベクトル振幅との間には、トレードオフの関係が存在する。すなわち、強いクリッピングによりD/U比を大きく改善させると、エラーベクトル振幅が劣化しやすい。したがって、D/U比およびとエラーベクトル振幅の双方を考慮して閾値αを決定することが好ましい。
閾値αは、例えば、予め固定的に決定される。この場合、閾値αは、許容D/U比および/または許容エラーベクトル振幅に基づいて決定されるようにしてもよい。また、閾値αは、通信装置10に入力されるデータ信号の状態に応じて動的に決定されるようにしてもよい。この場合、小振幅成分削減部30は、定期的に、入力データ信号の振幅の平均を計算し、その平均振幅に対して所定レベルだけ低い閾値を利用してクリッピングを行う。
<第2の実施形態>
無線通信システムを構築するためのコストを削減する技術の1つとして、分散アンテナシステム(DAS:Distributed Antenna System)が実用化されている。分散アンテナシステムにおいては、送信信号を処理する信号処理装置と無線信号を出力する無線装置とが分離されている。信号処理装置は、「デジタル処理ユニット」と呼ばれることがある。無線装置は、「遠隔無線ユニット(RRU:Remote Radio Unit)」または「遠隔無線ヘッド(RRH:Remote Radio Head)」と呼ばれることがある。
無線通信システムを構築するためのコストを削減する技術の1つとして、分散アンテナシステム(DAS:Distributed Antenna System)が実用化されている。分散アンテナシステムにおいては、送信信号を処理する信号処理装置と無線信号を出力する無線装置とが分離されている。信号処理装置は、「デジタル処理ユニット」と呼ばれることがある。無線装置は、「遠隔無線ユニット(RRU:Remote Radio Unit)」または「遠隔無線ヘッド(RRH:Remote Radio Head)」と呼ばれることがある。
図13は、分散アンテナシステムの一例を示す。この実施例では、分散アンテナシステムは、図13に示すように、デジタル信号処理ユニット50および遠隔無線ユニット60を備える。デジタル信号処理ユニット50および遠隔無線ユニット60は、光ファイバリンク70により接続されている。光ファイバリンク70上には、光増幅器が設けられていてもよい。また、1台のデジタル信号処理ユニット50に対して複数の遠隔無線ユニット60が接続されていてもよい。
デジタル処理ユニット50は、無線周波数(又は、中間周波数)の変調光信号を遠隔無線ユニット60へ送信する。デジタル処理ユニット50と遠隔無線ユニット60との間の伝送は、光ファイバ無線(RoF:Radio over Fiber)により実現される。光ファイバ無線システムにおいては、光ファイバを介して無線周波数信号(又は、中間周波数信号)が伝送される。
デジタル処理ユニット50は、図13に示すように、変調成分信号生成部11、パルス幅変調器13、E/O回路51を備える。変調成分信号生成部11は、図2を参照しながら説明したように、入力データ信号から振幅成分信号Ainおよび位相成分信号φinを生成する。パルス幅変調器13は、図7に示す実施形態と同様に、振幅成分信号Ainおよび位相成分信号φinに基づいてPWM信号を生成する。なお、パルス幅変調器13は、上述したクリッピング処理を行う小振幅成分削減部30を備える。E/O回路51は、パルス幅変調器13により生成されるPWM信号を光信号に変換する。すなわち、デジタル処理ユニット50は、データを伝送する光PWM信号を生成する。そして、この光PWM信号は、光ファイバリンク70を介して遠隔無線ユニット60へ伝送される。
遠隔無線ユニット60は、O/E回路61、増幅器14、BPF15、アンテナ16を備える。O/E回路61は、光ファイバリンク70を介して受信する光PWM信号を電気信号に変換する。O/E回路61から出力されるPWM信号は、増幅器14により増幅された後、BPF15によりフィルタリングされる。この結果、振幅成分信号Ainおよび位相成分信号φinに対応する振幅および位相を有するRF変調信号が生成される。このRF変調信号は、アンテナ16を利用して移動局へ送信される。
このように、第2の実施形態に係わる伝送システムでは、パルス幅変調器13により生成されるPWM信号は、光信号に変換されてデジタル処理ユニット50から遠隔無線ユニット60へ伝送される。ここで、光PWM信号の品質は、長距離伝送においても劣化が少ない。したがって、第2の実施形態によれば、デジタル処理ユニット50と遠隔無線ユニット60との間の距離が大きい大規模分散アンテナシステムを実現することができる。
なお、上述の実施例では、光ファイバ無線システムにおいて第2の実施形態の伝送システムが使用されているが、本発明はこの構成に限定されるものではない。すなわち、第2の実施形態は、1組の通信装置の一方に変調成分信号生成部11、パルス幅変調器13、E/O回路51が実装され、他方の通信措置にO/E回路61、増幅器14、BPF15が実装される構成に適用され得る。
10 通信装置
11 変調成分信号生成部
13 パルス幅変調器
14 増幅器
15 帯域通過フィルタ(BPF)
21 振幅補正部
22 D/A変換器(DAC)
23 発振信号生成回路
24 コンパレータ
30 小振幅成分削減部
31−1〜31−n クリッピング部
32−1〜32−n 低域通過フィルタ(LPF)
50 デジタル処理ユニット
51 E/O回路
60 遠隔無線ユニット(RRU)
61 O/E回路
11 変調成分信号生成部
13 パルス幅変調器
14 増幅器
15 帯域通過フィルタ(BPF)
21 振幅補正部
22 D/A変換器(DAC)
23 発振信号生成回路
24 コンパレータ
30 小振幅成分削減部
31−1〜31−n クリッピング部
32−1〜32−n 低域通過フィルタ(LPF)
50 デジタル処理ユニット
51 E/O回路
60 遠隔無線ユニット(RRU)
61 O/E回路
Claims (7)
- 送信シンボルの振幅および位相を表す振幅成分信号および位相成分信号に基づいて変調信号を生成して出力する通信装置であって、
前記振幅成分信号において所定の閾値よりも小さい振幅を表す信号成分を削減して第11の信号を出力する削減部と、
前記位相成分信号により表される位相に基づいて第2の信号を生成する信号生成器と、
前記第1の信号および前記第2の信号に基づいてパルス幅変調信号を生成するコンパレータと、
前記パルス幅変調信号をフィルタリングして前記変調信号を生成する帯域通過フィルタと、
を備える通信装置。 - 前記削減部は、前記振幅成分信号により表される振幅が前記閾値よりも小さいときに前記振幅成分信号が前記閾値を表すように前記振幅成分信号を補正するクリッピング部を含む
ことを特徴とする請求項1に記載の通信装置。 - 前記削減部は、前記クリッピング部により補正された振幅成分信号をフィルタリングする低域通過フィルタをさらに含む
ことを特徴とする請求項2に記載の通信装置。 - 前記削減部は、
前記振幅成分信号により表される振幅が前記閾値よりも小さいときに前記振幅成分信号が前記閾値を表すように前記振幅成分信号を補正するクリッピング処理、および
前記クリッピング部により補正された振幅成分信号を低域通過フィルタでフィルタリングするフィルタ処理、を2回以上交互に実行する
ことを特徴とする請求項1に記載の通信装置。 - 送信シンボルの振幅および位相を表す振幅成分信号および位相成分信号に基づいてパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調器であって、
前記振幅成分信号において所定の閾値よりも小さい振幅を表す信号成分を削減して第1の信号を出力する削減部と、
前記位相成分信号により表される位相に基づいて第2の信号を生成する信号生成器と、
前記第1の信号および前記第2の信号に基づいて前記パルス幅変調信号を生成するコンパレータと、
を備えるパルス幅変調器。 - 送信シンボルの振幅および位相を表す振幅成分信号および位相成分信号に基づいてパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調方法であって、
前記振幅成分信号において所定の閾値よりも小さい振幅を表す信号成分を削減して第1の信号を生成し、
前記位相成分信号により表される位相に基づいて第2の信号を生成し、
前記第1の信号および前記第2の信号に基づいてコンパレータを用いて前記パルス幅変調信号を生成する
ことを特徴とするパルス幅変調方法。 - 第1の通信装置、第2の通信装置、および前記第1の通信装置と前記第2の通信装置とを接続する光ファイバリンクを備える伝送システムであって、
前記第1の通信装置は、
送信シンボルの振幅および位相を表す振幅成分信号および位相成分信号に基づいてパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調器と、
前記パルス幅変調信号を光信号に変換して光パルス幅変調信号を生成するE/O回路と、を備え、
前記第2の通信装置は、
前記光ファイバリンクを介して受信する前記光パルス幅変調信号を電気信号に変換するO/E回路と、
前記O/E回路の出力信号をフィルタリングして変調信号を生成する帯域通過フィルタと、
前記変調信号を出力するアンテナと、を備え、
前記パルス幅変調器は、
前記振幅成分信号において所定の閾値よりも小さい振幅を表す信号成分を削減して第1の信号を出力する削減部と、
前記位相成分信号により表される位相に基づいて第2の信号を生成する信号生成器と、
前記第1の信号および前記第2の信号に基づいて前記パルス幅変調信号を生成するコンパレータと、を備える
ことを特徴とする伝送システム。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2017044563A JP2018148510A (ja) | 2017-03-09 | 2017-03-09 | 通信装置、パルス幅変調器、およびパルス幅変調方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2017044563A JP2018148510A (ja) | 2017-03-09 | 2017-03-09 | 通信装置、パルス幅変調器、およびパルス幅変調方法 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2018148510A true JP2018148510A (ja) | 2018-09-20 |
Family
ID=63592463
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2017044563A Pending JP2018148510A (ja) | 2017-03-09 | 2017-03-09 | 通信装置、パルス幅変調器、およびパルス幅変調方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2018148510A (ja) |
-
2017
- 2017-03-09 JP JP2017044563A patent/JP2018148510A/ja active Pending
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US10530305B2 (en) | Nonlinear bandwidth compression circuitry | |
EP3061192B1 (en) | Power encoder and method for modulating data | |
JP7198251B2 (ja) | 送信機による非線形の事前符号化 | |
JP6750199B2 (ja) | 通信装置および通信システム | |
KR102141257B1 (ko) | 무선 통신 시스템에서의 광대역 디지털 사전왜곡을 위해 주파수가 널리 이격된 신호들을 정렬하는 방법 및 시스템 | |
JP5621666B2 (ja) | デジタルプレディストーション処理装置及び方法 | |
EP3175552A1 (en) | Power encoder and method for power encoding | |
KR101201205B1 (ko) | 폴라 송신기의 이득 제어 장치 및 방법 | |
EP3103198B1 (en) | Transmitter and method of transmitting | |
US10291444B2 (en) | Transmission device with pulse width modulation and transmission system | |
JP2018046434A (ja) | 送信装置 | |
JP2018148510A (ja) | 通信装置、パルス幅変調器、およびパルス幅変調方法 | |
KR20160027302A (ko) | 반송파 집성과 포락선 추적을 지원하는 rf 송신기 | |
JP2018133716A (ja) | 送信装置およびパルス幅変調方法 | |
JP2008124540A (ja) | 通信装置 | |
JP6229738B2 (ja) | 送信装置及びその制御方法 | |
RU149398U1 (ru) | Радиопередающее устройство с цифровым предыскажением и адаптивной коррекцией линейности | |
JP2018157452A (ja) | 通信装置、パルス幅変調回路、およびパルス幅変調方法 | |
US8576945B1 (en) | Method of and apparatus for signal amplification | |
WO2016181875A1 (ja) | 送信装置および方法、並びにプログラム | |
US8130866B2 (en) | Peak suppressing apparatus, peak suppressing method, and wireless communication device | |
EP2040375A1 (en) | Power amplifier module and method of generating a drain voltage for a power amplifier | |
Gotthans et al. | Influence of filter-bank RF transceiver chain imperfections on digital predistortion performance | |
CN112615593A (zh) | 一种利用幅相偏差颤动的射频功率放大装置 | |
Fu et al. | Digital pre-distortion of radio frequency front-end impairments in the design of spectrally agile multicarrier transmission |