JP2018133853A - Current detection method for inverter, current detection device for inverter, and active filter - Google Patents

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康夫 中嶋
Yasuo Nakajima
康夫 中嶋
晃久 豊田
Akihisa Toyoda
晃久 豊田
翔吾 細矢
Shogo Hosoya
翔吾 細矢
赳 砂子
Takeshi Sunago
赳 砂子
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a current detection method for an inverter capable of obtaining current values of three phases at a common time reference point even when using only one piece of current detection means.SOLUTION: The present invention relates to a current detection method for an inverter 11 comprising six switching elements UP, VP, WP, UN, VN and WN of a three-phase three-wire circuit. One piece of current detection means Rs is connected to an N-side common connection point of the switching elements. Current values that are obtained by the current detection means Rs, in different timing and of different phases are corrected into current values at a common time reference point.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、インバータの電流検知方法およびそれを利用した電流検知装置、アクティブフィルタに関するものである。   The present invention relates to an inverter current detection method, a current detection device using the same, and an active filter.

図11は、アクティブフィルタ1の基本的な導入例を示している。アクティブフィルタ1は、三相交流の電源2と、高調波を発生する高調波発生負荷3との間に接続され、高調波発生負荷3から出力された負荷電流iを負荷電流検出部5で検出し、高調波成分を抽出すると共に、その高調波成分の逆位相の補償電流iAFを電源2側に注入することで、総合電流Iにおける高調波電流を低減するものである(例えば特許文献1参照)。 FIG. 11 shows a basic introduction example of the active filter 1. The active filter 1 is connected between a three-phase AC power source 2 and a harmonic generation load 3 that generates harmonics, and a load current detector 5 receives the load current i L output from the harmonic generation load 3. detected, it extracts a harmonic component, by injecting a compensation current i AF opposite phase of the harmonics on the power source 2 side, thereby reducing the harmonic current in the total current I S (for example, Patent Reference 1).

図12は、従来のアクティブフィルタ1のブロック回路図を示している。図に示すように、このアクティブフィルタ1は、三相3線回路の6素子インバータ6と、このインバータ6の入力側にそれぞれ介装されているリアクトルACLと、インバータ6に並列に接続されているコンデンサCと、インバータ6の各スイッチング素子UP,VP,WP,UN,VN,WNをPWM制御する制御部7とを備えている。   FIG. 12 shows a block circuit diagram of a conventional active filter 1. As shown in the figure, the active filter 1 is connected in parallel to a six-element inverter 6 of a three-phase three-wire circuit, a reactor ACL interposed on the input side of the inverter 6, and the inverter 6. The capacitor C and the control unit 7 that performs PWM control of the switching elements UP, VP, WP, UN, VN, and WN of the inverter 6 are provided.

特開平6−113460号公報Japanese Patent Laid-Open No. 6-113460 特開平2−197295号公報Japanese Patent Laid-Open No. 2-197295

ところで、アクティブフィルタ1の三角波比較方式PWM制御によって高調波成分を打ち消すには、高調波成分の逆位相を出力するための比較値(各スイッチング素子をオン/オフ制御するための基準値)が必要となる。そして、この三角波と比較する比較値を精度良く生成するにはインバータからの出力電流が必要である。そこで従来、電源2に接続する三相のうち二相に電流センサ8を設けて二相の出力電流を検出するとともに、残りの一相の出力電流を二相の出力電流から算出することで、三相それぞれの出力電流を得ていた。しかしながら、電流センサ8は高価で寸法も大きく、電流センサ8に付帯するコンデンサや抵抗も必要になることから、高コスト化・大型化を招くといった問題を有していた。   By the way, in order to cancel the harmonic component by the triangular wave comparison method PWM control of the active filter 1, a comparison value (reference value for ON / OFF control of each switching element) for outputting the opposite phase of the harmonic component is required. It becomes. An output current from the inverter is required to accurately generate a comparison value to be compared with the triangular wave. Therefore, conventionally, by providing a current sensor 8 in two phases of the three phases connected to the power supply 2 to detect the two-phase output current, and calculating the remaining one-phase output current from the two-phase output current, The output current of each of the three phases was obtained. However, since the current sensor 8 is expensive and large in size and requires a capacitor and a resistor incidental to the current sensor 8, there is a problem that the cost is increased and the size is increased.

そこで、例えば特許文献2に開示されているように、2個の電流センサ8を用いることなく、1個のシャント抵抗で三相の電流を検出することも考えられる。ただ、三角波比較によるPWM制御では、各相の電流はPWM周期毎に変動する異なるタイミングでシャント抵抗に流れるため、各相の電流を同時に検出することはできない。加えて、PWM周期の始点(終点)となる三角波の谷や中間点となる三角波の頂点ではシャント抵抗に電流が流れないため、その区間の電流を検出することができず、精度良く比較値を生成することができないといった問題が生じる。   Thus, for example, as disclosed in Patent Document 2, it is conceivable to detect a three-phase current with one shunt resistor without using two current sensors 8. However, in the PWM control based on the triangular wave comparison, the current of each phase flows through the shunt resistor at different timings that fluctuate for each PWM cycle, and thus the current of each phase cannot be detected simultaneously. In addition, since current does not flow through the shunt resistor at the valley of the triangular wave that is the starting point (end point) of the PWM cycle or the apex of the triangular wave that is the intermediate point, the current in that section cannot be detected, and the comparison value is accurately obtained. There arises a problem that it cannot be generated.

本発明は上述の問題点に鑑み、電流検出手段を1個だけ用いる場合であっても、共通の時間基準点での三相それぞれの電流値が得られるインバータの電流検知方法の提供を目的とするものである。   SUMMARY OF THE INVENTION In view of the above-described problems, the present invention has an object to provide a current detection method for an inverter that can obtain current values of three phases at a common time reference point even when only one current detection means is used. To do.

本発明のインバータの電流検知方法は、三相3回路の6素子のスイッチング素子UP,VP,WP,UN,VN,WNを備えたインバータ11の電流検知方法であって、前記スイッチング素子のN側の共通接続点に1個の電流検出手段Rsを接続し、前記電流検出手段Rsによって得られた、異なるタイミングでの異なる相の電流値を共通の時間基準点での電流値に補正することを特徴とする。   The inverter current detection method according to the present invention is a current detection method for an inverter 11 including six switching elements UP, VP, WP, UN, VN, and WN of a three-phase three-circuit, and includes an N side of the switching element. One current detection means Rs is connected to the common connection point, and the current values of the different phases at different timings obtained by the current detection means Rs are corrected to the current values at the common time reference point. Features.

前記インバータ11は、三角波比較によるPWM制御が行われるものであり、PWM周期の中点を起点に、前後に同一時間離れた位置での電流値を平均することで、PWM周期の中点での電流値を求めることを特徴とする。   The inverter 11 performs PWM control based on a triangular wave comparison, and averages current values at positions separated by the same time before and after the midpoint of the PWM cycle as a starting point. The current value is obtained.

また、前周期の中点電流と現周期の中点電流とから、現周期の終点電流を求めることを特徴とする。   Further, the end point current of the current cycle is obtained from the midpoint current of the previous cycle and the midpoint current of the current cycle.

本発明のインバータの電流検知装置は、三相3回路の6素子のスイッチング素子UP,VP,WP,UN,VN,WNを備えたインバータ11用の電流検知装置であって、前記スイッチング素子のN側の共通接続点に接続される1個の電流検出手段Rsと、前記電流検出手段Rsによって得られた、異なるタイミングでの異なる相の電流値を共通の時間基準点での電流値に補正する制御部12とを備えていることを特徴とする。   The inverter current detection device according to the present invention is a current detection device for the inverter 11 including six switching elements UP, VP, WP, UN, VN, and WN of a three-phase three-circuit, and includes N of the switching elements. One current detection means Rs connected to the common connection point on the side, and the current values of different phases at different timings obtained by the current detection means Rs are corrected to current values at a common time reference point And a control unit 12.

本発明のアクティブフィルタは、三相3回路の6素子のスイッチング素子UP,VP,WP,UN,VN,WNを備えたインバータ11と、前記スイッチング素子のN側の共通接続点に接続される1個の電流検出手段Rsと、前記電流検出手段Rsによって得られた、異なるタイミングでの異なる相の電流値を共通の時間基準点での電流値に補正する制御部12とを備えていることを特徴とする。   The active filter of the present invention is connected to an inverter 11 having six switching elements UP, VP, WP, UN, VN, and WN of a three-phase three-circuit and a common connection point on the N side of the switching element. Each of the current detection means Rs, and a control unit 12 that corrects the current values of the different phases at different timings obtained by the current detection means Rs to current values at a common time reference point. Features.

三相3回路の6素子のスイッチング素子を備えたインバータにおいて、スイッチング素子のN側の共通接続点に1個の電流検出手段を接続すれば、検出される時間(タイミング)は異なるものの、三相のうち二相の電流値が得られる。そのため、本発明のインバータの電流検知方法によれば、二相の電流値を共通の時間基準点(例えば、三角波の頂点)での電流値に補正することで、残り一相についても共通の時間基準点での電流値が得られる(三相の電流の和が0になるため)ことになり、1個の電流検出手段であっても、共通の時間基準点での三相それぞれの電流値を得ることができる。   In an inverter having six switching elements of a three-phase three-circuit, if one current detection means is connected to the common connection point on the N side of the switching element, the detected time (timing) is different, but the three-phase A two-phase current value is obtained. Therefore, according to the current detection method of the inverter of the present invention, the current value of the two phases is corrected to the current value at the common time reference point (for example, the apex of the triangular wave), so that the common time is also obtained for the remaining one phase. The current value at the reference point is obtained (because the sum of the currents of the three phases becomes 0), and even with one current detection means, the current values of the three phases at the common time reference point Can be obtained.

PWM周期の中点を起点に、前後に同一時間離れた位置での電流値を平均することで、PWM周期の中点での電流値を求めれば、電流検出手段で直接検知することができない三角波の頂点での電流値を得ることができる。   A triangular wave that cannot be directly detected by the current detection means if the current value at the midpoint of the PWM cycle is obtained by averaging the current values at the same time before and after the midpoint of the PWM cycle. The current value at the apex of can be obtained.

また、前周期の中点電流と現周期の中点電流とから、現周期の終点の電流を求めれば、PWM周期の開始点(終点)となる三角波の谷での電流値を得ることができる。   Further, if the current at the end point of the current cycle is obtained from the midpoint current of the previous cycle and the midpoint current of the current cycle, the current value at the trough of the triangular wave that becomes the start point (endpoint) of the PWM cycle can be obtained. .

本発明のインバータの電流検知装置によれば、二相の電流値を共通の時間基準点(例えば、三角波の頂点)での電流値に補正することで、残り一相についても共通の時間基準点での電流値が得られる(三相の電流の和が0になるため)ことになり、1個の電流検出手段であっても、共通の時間基準点での三相それぞれの電流値を得ることができる。そのため、電流センサなどの電流検出手段を2個設ける必要がなくなり、低コスト化・小型化を図ることができる。   According to the inverter current detection device of the present invention, the two-phase current values are corrected to the current values at the common time reference point (for example, the apex of the triangular wave), so that the common time reference point is also obtained for the remaining one phase. (Because the sum of the currents of the three phases becomes 0), and even with one current detection means, the current values of the three phases at the common time reference point are obtained. be able to. Therefore, it is not necessary to provide two current detection means such as a current sensor, and the cost and size can be reduced.

本発明のアクティブフィルタによれば、二相の電流値を共通の時間基準点(例えば、三角波の頂点)での電流値に補正することで、残り一相についても共通の時間基準点での電流値が得られる(三相の電流の和が0になるため)ことになり、1個の電流検出手段であっても、共通の時間基準点での三相それぞれの電流値を得ることができる。そのため、その電流値に基づき、精度良く比較値を生成できる結果、逆位相を精度良く出力することができ、高調波を効果的に打ち消すことができる。また、電流センサなどの電流検出手段を2個設ける場合に比べて、低コスト化・小型化を図ることができる。   According to the active filter of the present invention, by correcting the current value of two phases to the current value at the common time reference point (for example, the apex of the triangular wave), the current at the common time reference point is also obtained for the remaining one phase. Value (because the sum of the currents of the three phases becomes 0), and even with one current detection means, the current values of the three phases at the common time reference point can be obtained. . Therefore, the comparison value can be generated with high accuracy based on the current value, so that the reverse phase can be output with high accuracy and the harmonics can be effectively canceled out. Further, the cost and size can be reduced as compared with the case where two current detection means such as a current sensor are provided.

本発明の実施の形態におけるアクティブフィルタのブロック回路図である。It is a block circuit diagram of the active filter in the embodiment of the present invention. 本発明の実施の形態における三角波と比較値を示す図である。It is a figure which shows the triangular wave and comparison value in embodiment of this invention. 本発明の実施の形態におけるPWMパルスとスイッチモードを示す図である。It is a figure which shows the PWM pulse and switch mode in embodiment of this invention. 本発明の実施の形態における各相とシャント抵抗の電流変化を示す図である。It is a figure which shows the electric current change of each phase and shunt resistance in embodiment of this invention. 本発明の実施の形態におけるモードE0(E0P)における電流経路を示す図である。It is a figure which shows the electric current path | route in mode E0 (E0P) in embodiment of this invention. 本発明の実施の形態におけるモードE0(E0N)における電流経路を示す図である。It is a figure which shows the electric current path | route in mode E0 (E0N) in embodiment of this invention. 本発明の実施の形態におけるモードE1における電流経路を示す図である。It is a figure which shows the electric current path in mode E1 in embodiment of this invention. 本発明の実施の形態におけるモードE2における電流経路を示す図である。It is a figure which shows the current pathway in mode E2 in embodiment of this invention. 本発明の実施の形態における各スイッチモードでのスイッチング素子の電流極性を示す図である。It is a figure which shows the current polarity of the switching element in each switch mode in embodiment of this invention. 本発明の実施の形態における終点電流の予測を示す図である。It is a figure which shows prediction of the end point current in embodiment of this invention. アクティブフィルタの基本的な使用状態を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the basic use condition of an active filter. 従来例のアクティブフィルタのブロック回路図である。It is a block circuit diagram of the active filter of a prior art example.

本発明は、インバータのN端子の1個の電流検出手段を用いて、異なる相の電流を異なるタイミングで検出し、これを共通の時間基準点(例えば、PWM周期の始点(終点)や中間点など)での電流値に補正する方法及びそのような制御部を備える電流検知装置、共通の時間基準点での電流値に基づいて高調波成分の逆位相を出力するアクティブフィルタに関するものであるが、以下、アクティブフィルタに基づいて本発明の詳細を説明していく。   The present invention uses a single current detection means at the N terminal of the inverter to detect currents of different phases at different timings, and detects them at a common time reference point (for example, the start point (end point) or intermediate point of the PWM cycle). Etc.), a current detection device including such a control unit, and an active filter that outputs an antiphase of a harmonic component based on a current value at a common time reference point. Hereinafter, the details of the present invention will be described based on the active filter.

図1は、アクティブフィルタ10のブロック回路図を示している。図に示すように、このアクティブフィルタ10は、各相の6素子のインバータ11と、このインバータ11の入力側と電流を出力する三相3線の電源系統Va,Vb,Vcとの間にそれぞれ介装されているリアクトルACLと、インバータ11の三相の各スイッチング素子UP,UN,VP,VN,WP,WNのN側のコモン(共通接続点)に接続した電流検出手段(シャント抵抗)Rsと、インバータ11の正極側とシャント抵抗Rsの下端との間に並列に接続されているコンデンサCと、負荷電流を検出して高調波成分を打ち消すべくインバータ11の各スイッチング素子UP〜WNをPWM制御する制御部12と、シャント抵抗Rsの両端からの電圧を演算してその出力信号を制御部12へ入力する演算アンプ13とで構成されている。なお、電流検知装置は、電流検出手段Rsと、制御部12と、演算アンプ13とで構成されている。前記スイッチング素子UP〜WNは、例えばIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)を用いている。なお、便宜的に電流方向は図1の矢印方向を正としている。 FIG. 1 shows a block circuit diagram of the active filter 10. As shown in the figure, the active filter 10 includes a six-element inverter 11 for each phase, and an input side of the inverter 11 and a three-phase three-wire power supply system Va, Vb, Vc that outputs current. The current detecting means (shunt resistor) Rs connected to the common reactor (common connection point) on the N side of the three-phase switching elements UP, UN, VP, VN, WP, and WN of the three-phase switching elements of the inverter 11 And the capacitor C connected in parallel between the positive electrode side of the inverter 11 and the lower end of the shunt resistor Rs, and the switching elements UP to WN of the inverter 11 are PWMed to detect the load current and cancel the harmonic components. The control unit 12 is configured to control, and an operational amplifier 13 that calculates a voltage from both ends of the shunt resistor Rs and inputs an output signal to the control unit 12. The current detection device includes a current detection means Rs, a control unit 12, and an operational amplifier 13. The switching element UP~WN is, for example, using the IGBT (I nsulated G ate B ipolar T ransistor). For convenience, the direction of the current is positive in the direction of the arrow in FIG.

ところで、負荷電流の高調波成分を打ち消すには、負荷電流を負荷電流検出部で検出し、高調波成分を抽出するとともに、これを制御目標としてインバータ11から高調波成分の逆位相を出力する必要がある。具体的には、リアクトルACLの片端は系統電圧(電源系統)に接続しているので、インバータ11を制御するPWM回路(図示せず)のPWM周期の開始時に流れている電流とPWM周期の終了時に流れているべき指令電流(図10における、制御目標c−現周期の始点b)の差により、リアクトルACLが1PWM周期の間に上記の電流増減(差)を得られる電圧をインバータ11から出力する必要がある。   By the way, in order to cancel the harmonic component of the load current, it is necessary to detect the load current by the load current detection unit, extract the harmonic component, and output the opposite phase of the harmonic component from the inverter 11 using this as a control target. There is. Specifically, since one end of the reactor ACL is connected to the system voltage (power supply system), the current flowing at the start of the PWM cycle of the PWM circuit (not shown) that controls the inverter 11 and the end of the PWM cycle A voltage at which the reactor ACL obtains the above current increase / decrease (difference) during one PWM cycle due to the difference between the command currents that should sometimes flow (in FIG. 10, control target c−current cycle start point b) is output from the inverter 11. There is a need to.

そのために、まず高さ0〜0.5、周期1の三角波との比較でスイッチング素子UP〜WNをオン/オフ制御することによって、インバータ11の制御に必要な比較値(Ta,Tb,Tc)を生成する。なお、スイッチング素子UP〜WNのオン/オフ制御は制御部12からの指令で行う。この比較値(PWMの始点で決定された比較値)は、そのPWM周期の終点まで変化しないものとする。また、その間、系統電圧Va,Vb,Vc、コンデンサ電圧Vdc、リアクトルACLのインダクタンスの変動は無視できるものとする。比較値(Ta,Tb,Tc)は、以下の式で表される。   For this purpose, first, on / off control of the switching elements UP to WN is performed by comparison with a triangular wave having a height of 0 to 0.5 and a period of 1, thereby comparing values (Ta, Tb, Tc) necessary for controlling the inverter 11 Is generated. Note that on / off control of the switching elements UP to WN is performed according to a command from the control unit 12. This comparison value (comparison value determined at the start point of PWM) does not change until the end point of the PWM cycle. In the meantime, it is assumed that fluctuations in the inductances of the system voltages Va, Vb, Vc, the capacitor voltage Vdc, and the reactor ACL can be ignored. The comparison values (Ta, Tb, Tc) are expressed by the following formula.

Ta=1/2*(−La*Δia/Ts+Va)/Vdc・・・(1)
Tb=1/2*(−Lb*Δib/Ts+Vb)/Vdc・・・(2)
Tc=1/2*(−Lc*Δic/Ts+Vc)/Vdc・・・(3)
ただし、
Va,Vb,Vc:系統電圧(Va+Vb+Vc=0)
Vdc:コンデンサCのコンデンサ電圧
Ts:PWM周期
La,Lb,Lc:各相のリアクトルACLのインダクタンス
Δia,Δib,Δic:各相の電流変化=終点電流−始点電流(図10における、制御目標c−現周期の始点b)
Ta = 1/2 * (− La * Δia / Ts + Va) / Vdc (1)
Tb = 1/2 * (− Lb * Δib / Ts + Vb) / Vdc (2)
Tc = 1/2 * (− Lc * Δic / Ts + Vc) / Vdc (3)
However,
Va, Vb, Vc: System voltage (Va + Vb + Vc = 0)
Vdc: capacitor voltage of capacitor C Ts: PWM period La, Lb, Lc: inductance of reactor ACL of each phase Δia, Δib, Δic: current change of each phase = end point current−start point current (control target c− in FIG. 10) Start point of current cycle b)

次に、Ta,Tb,Tcを値が0〜0.5に均等に収まるようにオフセットを加算したものを小さい順にT1,T2,T3とする。実際の大小関係の組み合わせは6種類あるが、ここでは代表例としてTa<Tb<Tcの場合について説明していく。この代表例の場合、T1=Ta+α、T2=Tb+α、T3=Tc+αである。αは、T3=0.5−T1の関係になるオフセット量である。   Next, Ta, Tb, and Tc added with offsets so that the values are evenly within the range of 0 to 0.5 are set as T1, T2, and T3 in ascending order. Although there are six types of actual magnitude correlation combinations, here, a case where Ta <Tb <Tc will be described as a representative example. In this representative example, T1 = Ta + α, T2 = Tb + α, and T3 = Tc + α. α is an offset amount having a relationship of T3 = 0.5−T1.

上記並び替えに伴い、T1に対応する相を#1相、T2に対応する相を#2相、T3に対応する相を#3相と呼ぶこととする。また、#1相の相電流をi1、#2相の相電流をi2、#3相の相電流をi3とする。これは、三相交流電流ia,ib,icをTa,Tb,Tcと同様に並べ替えたものになる。なお、本代表例では、ia=i1、ib=i2、ic=i3である。   Along with the rearrangement, the phase corresponding to T1 is referred to as # 1 phase, the phase corresponding to T2 is referred to as # 2 phase, and the phase corresponding to T3 is referred to as # 3 phase. The phase current of the # 1 phase is i1, the phase current of the # 2 phase is i2, and the phase current of the # 3 phase is i3. This is obtained by rearranging the three-phase alternating currents ia, ib, and ic in the same manner as Ta, Tb, and Tc. In this representative example, ia = i1, ib = i2, and ic = i3.

T1,T2,T3と三角波との比較の様相を図2に、発生するパルスを図3にそれぞれ示す。なお、図3において、Pls−a は#1相でのPWMパルスで、Pls−b は#2相でのPWMパルスで、Pls−c は#3相でのPWMパルスを示している。   FIG. 2 shows the comparison between T1, T2, T3 and the triangular wave, and FIG. 3 shows the generated pulses. In FIG. 3, Pls-a is a PWM pulse in the # 1 phase, Pls-b is a PWM pulse in the # 2 phase, and Pls-c is a PWM pulse in the # 3 phase.

三角波より比較値が小さいとき、P側のスイッチング素子UP,VP,WPをオン、N側のスイッチング素子UN,VN,WNをオフさせる。逆のとき、P側のスイッチング素子UP,VP,WPをオフ、N側のスイッチング素子UN,VN,WNをオンさせる。
つまり、以下の状況となる。
三角波>比較値 → P側:オン N側:オフ
比較値>三角波 → P側:オフ N側:オン
When the comparison value is smaller than the triangular wave, the P-side switching elements UP, VP, and WP are turned on, and the N-side switching elements UN, VN, and WN are turned off. On the contrary, the P-side switching elements UP, VP, and WP are turned off, and the N-side switching elements UN, VN, and WN are turned on.
That is, the following situation occurs.
Triangle wave> Comparison value → P side: On N side: Off Comparison value> Triangle wave → P side: Off N side: On

三角波と比較値T1,T2,T3の大小関係は、次の4つの状態が順に現れる。
(1)E0N:全相の比較値が三角波より大きい場合。
このとき、全相P側のスイッチング素子UP,VP,WPがオフ、N側のスイッチング素子UN,VN,WNがオン。このとき、後述のE0Pと同じく、インバータ11の出力は0Vになっている。
(2)E1:T1のみ三角波より小さく、T2,T3は三角波より大きい場合。
このとき、#1相はP側のスイッチング素子UPがオン、N側のスイッチング素子UNがオフ。#2相、#3相はP側のスイッチング素子VP,WPがオフ、N側のスイッチング素子VN,WNがオンを継続。
As for the magnitude relationship between the triangular wave and the comparison values T1, T2, and T3, the following four states appear in order.
(1) E0N: The comparison value of all phases is larger than the triangular wave.
At this time, the switching elements UP, VP and WP on the P side of all phases are turned off, and the switching elements UN, VN and WN on the N side are turned on. At this time, the output of the inverter 11 is 0 V as in E0P described later.
(2) E1: Only T1 is smaller than the triangular wave, and T2 and T3 are larger than the triangular wave.
At this time, in the # 1 phase, the P-side switching element UP is on, and the N-side switching element UN is off. In the # 2 and # 3 phases, the P-side switching elements VP and WP are off, and the N-side switching elements VN and WN are kept on.

(3)E2:T1,T2が三角波より小さく、T3は三角波より大きい場合。
このとき、#1相、#2相はP側のスイッチング素子UP,VPがオン、N側のスイッチング素子UN,VNがオフ。#3相はP側のスイッチング素子WPがオフ、N側のスイッチング素子WNがオンを継続。
(4)E0P:全相の比較値が三角波より小さい場合。
このとき、全相P側のスイッチング素子UP,VP,WPがオン、N側のスイッチング素子UN,VN,WNがオフ。このとき上記E0Nと同じく、インバータ11の出力は0Vになっている。
(3) E2: When T1 and T2 are smaller than the triangular wave and T3 is larger than the triangular wave.
At this time, in the # 1 phase and the # 2 phase, the P-side switching elements UP and VP are on, and the N-side switching elements UN and VN are off. In the # 3 phase, the P-side switching element WP is off and the N-side switching element WN is kept on.
(4) E0P: When the comparison value of all phases is smaller than the triangular wave.
At this time, the switching elements UP, VP and WP on the P side of all phases are turned on, and the switching elements UN, VN and WN on the N side are turned off. At this time, similarly to the above E0N, the output of the inverter 11 is 0V.

図3に示すように、1PWM周期の中で上記モードが次の順に推移する。
始点→E0N→E1→E2→E0P→頂点→E0P→E2→E1→E0N→終点
なお、E0NとE0Pはインバータ11の電圧が0Vであり、電流変化率が等しいので、ともにE0に分類する。
As shown in FIG. 3, the mode changes in the following order within one PWM cycle.
Start point → E0N → E1 → E2 → E0P → vertex → E0P → E2 → E1 → E0N → end point Note that E0N and E0P are classified as E0 because the voltage of the inverter 11 is 0V and the current change rate is equal.

また、各モードの開始・終了・継続時間は次のようになる。(単位:PWM1周期に対する割合)
開始 終了 期間
1回目 E0N 0 T1 T1
1回目 E1 T1 T2 T2−T1
1回目 E2 T2 T3 T3−T2
1回目 E0P T3 0.5 T1
2回目 E0P 0.5 1−T3 T1
2回目 E2 1−T3 1−T2 T3−T2
2回目 E1 1−T2 1−T1 T2−T1
2回目 E0N 1−T1 1 T1
期間合計=1.0 ∵T3=0.5−T1
The start / end / continuation time of each mode is as follows. (Unit: Percentage of PWM1 period)
Start End Period 1st E0N 0 T1 T1
1st E1 T1 T2 T2-T1
1st E2 T2 T3 T3-T2
1st E0P T3 0.5 T1
2nd E0P 0.5 1-T3 T1
2nd E2 1-T3 1-T2 T3-T2
2nd E1 1-T2 1-T1 T2-T1
2nd E0N 1-T1 1 T1
Total period = 1.0 ∵T3 = 0.5−T1

図5〜図8に各モードと電流経路の状態を示す。図5はモードE0を示し、E0Pで、三角波>比較値(T1、T2、T3)の場合である。P側の3つのスイッチング素子UP,VP,WPは全てオン、N側の3つのスイッチング素子UN,VN,WNは全てオフになるよう制御部12によって制御されている。このとき、シャント抵抗Rsには電流は流れない(is=0)。   5 to 8 show states of the respective modes and current paths. FIG. 5 shows the mode E0, where E0P and triangular wave> comparison value (T1, T2, T3). The control unit 12 controls the three switching elements UP, VP, and WP on the P side to be all on and the three switching elements UN, VN, and WN to the N side are all off. At this time, no current flows through the shunt resistor Rs (is = 0).

図6はモードE0を示し、E0Nの場合で、比較値(T1、T2、T3)>比較値の場合である。N側の3つのスイッチング素子UN,VN,WNは全てオン、P側の3つのスイッチング素子UP,VP,WPは全てオフになるよう制御部12によって制御されている。このとき、シャント抵抗Rsには電流は流れない(is=0)。   FIG. 6 shows the mode E0, where E0N and comparison values (T1, T2, T3)> comparison values. The control unit 12 controls the three N-side switching elements UN, VN, and WN to be all on and the P-side three switching elements UP, VP, and WP to be all off. At this time, no current flows through the shunt resistor Rs (is = 0).

図7はモードE1を示し、P側のスイッチング素子の内1相のスイッチング素子UPがオン(VP,WPがオフ)、N側のスイッチング素子は他の2相のスイッチング素子VN,WNがオン(UNがオフ)であり、図7はU相でのE1(E1U)で、スイッチング素子UP,VN,WNがオン、スイッチング素子UN,VP,WPがオフで、シャント抵抗RsにはU相電流(is=ib+ic=−ia=−i1)が逆向きに流れる。   FIG. 7 shows mode E1, in which one phase switching element UP of the P side switching elements is ON (VP and WP are OFF), and the other two phase switching elements VN and WN are ON (N side switching elements are ON ( 7 is E1 (E1U) in the U phase, the switching elements UP, VN, WN are on, the switching elements UN, VP, WP are off, and the shunt resistor Rs has a U phase current ( is = ib + ic = −ia = −i1) flows in the opposite direction.

図8はモードE2を示し、N側の3つのスイッチング素子の内スイッチング素子WNがオン(UN,VNがオフ)、P側の3つのスイッチング素子の内他の2相のスイッチング素子UP,VPがオン(WPがオフ)であり、図8は、W相でのE2(E2W)で、スイッチング素子UP,VP,WNがオン、スイッチング素子UN,VN,WPがオフで、シャント抵抗RsにはW相電流(is=ic=i3)が流れる。   FIG. 8 shows the mode E2, in which the switching element WN among the three switching elements on the N side is ON (UN and VN are OFF), and the other two-phase switching elements UP and VP among the three switching elements on the P side are 8 is E2 (E2W) in the W phase, the switching elements UP, VP, WN are on, the switching elements UN, VN, WP are off, and the shunt resistor Rs has W A phase current (is = ic = i3) flows.

このように、モードE0ではシャント抵抗Rsには電流が流れず、モードE1では電流−i1が、モードE2では電流+i3がシャント抵抗Rsに流れることが判る。このように、シャント抵抗が1個であっても、タイミングを選んで検出することにより、検出されるタイミングは異なるものの三相のうち二相の相電流を検出することができるのである。   Thus, it can be seen that no current flows through the shunt resistor Rs in the mode E0, the current -i1 flows through the shunt resistor Rs in the mode E1, and the current + i3 flows through the shunt resistor Rs in the mode E2. As described above, even if there is only one shunt resistor, it is possible to detect a phase current of two phases out of the three phases by selecting and detecting the timing, although the detected timing is different.

図9は、スイッチモード(E0,E1,E2)での各相(U相、V相、W相)のP側スイッチング素子UP,VP,WPと、N側のスイッチング素子UN,VN,WNの電流極性と、シャント抵抗Rsに流れる電流isを示している。   FIG. 9 shows the P-side switching elements UP, VP, WP of each phase (U-phase, V-phase, W-phase) and the N-side switching elements UN, VN, WN in the switch mode (E0, E1, E2). The current polarity and the current is flowing through the shunt resistor Rs are shown.

次に、上記方法で得られた、異なるタイミングでの異なる相の電流値を共通の時間基準点に補正する方法について説明する。   Next, a method for correcting current values of different phases at different timings obtained by the above method to a common time reference point will be described.

上記比較値によって出力された電流は、同じモード(E0,E1,E2)では等しい電流変化率、等しい時間幅であること、PWM周期の前半分と後半分とでモードの並び順が逆であることから、図4に示すように、各相の電流波形はPWM中点を中心とした点対称となる。そのため、三角波の任意の1周期に着目したときの開始点を始点と呼び、1周期の最後を終点と呼び、それらの時間的中間点を中点と呼ぶとすると、周期の中点を起点に、前後に同一時間離れた位置での電流値を平均することで、PWM周期の中点での電流値を求めることができる。   The current output by the comparison value has the same current change rate and the same time width in the same mode (E0, E1, E2), and the order of the modes is reversed in the first half and the second half of the PWM cycle. Therefore, as shown in FIG. 4, the current waveform of each phase is point-symmetric about the PWM midpoint. Therefore, if we focus on an arbitrary period of the triangular wave, the start point is called the start point, the end of one period is called the end point, and the temporal intermediate point is called the mid point. The current value at the midpoint of the PWM cycle can be obtained by averaging the current values at positions separated by the same time before and after.

具体的には、中点から前後に同じ時間(t1)離れた2箇所のE1での電流を平均することで、中点(図4の横軸0.5)での電流−i1が得られる。
1回目始点からの時間 t11= T1 〜 T2 =0.5−t1
2回目始点からの時間 t12=1−T2〜1−T1 =0.5+t1
Specifically, the current −i1 at the middle point (horizontal axis 0.5 in FIG. 4) is obtained by averaging the currents at two points E1 that are the same time (t1) before and after the middle point. .
Time from the first start point t11 = T1 to T2 = 0.5-t1
Time from the second start point t12 = 1−T2−1−T1 = 0.5 + t1

また、中点から前後に同じ時間(t2)離れた2箇所のE2での電流を平均することで、中点(図4の横軸0.5)での電流+i3が得られる。
1回目始点からの時間 t21= T2 〜 T3 =0.5−t2
2回目始点からの時間 t22=1−T3〜1−T2 =0.5+t2
Moreover, the current + i3 at the middle point (horizontal axis 0.5 in FIG. 4) is obtained by averaging the currents at two points E2 that are the same time (t2) apart from the middle point.
Time from the first start point t21 = T2 to T3 = 0.5-t2
Time from the second start point t22 = 1−T3−1−T2 = 0.5 + t2

中点の他の相の電流は、i1+i2+i3=0からi2=−(i1+i3)で与えられる。そして、現実の相に対応させるために、当初の並べ替えを元に戻すと、対応するia,ib,icの中点の実測に基づく値が求められることになる。なお、このような演算は制御部12内で行われる。   The current of the other phase of the midpoint is given by i1 + i2 + i3 = 0 to i2 = − (i1 + i3). Then, when the original rearrangement is restored to correspond to the actual phase, a value based on the actual measurement of the midpoint of the corresponding ia, ib, ic is obtained. Note that such calculation is performed in the control unit 12.

続いて、上記方法で求められた中点での電流値(前周期の中点での電流値と現周期の中点での電流値)に基づいて現周期の終点電流(図10におけるc’)を補正(予測)する方法について説明する。なお、ここで求められた現周期の終点電流は、次周期の始点となる三角波の谷での電流値となり、比較値Ta,Tb,Tcを算出する際に使用する各相の電流変化Δia,Δib,Δicの始点として用いられる。   Subsequently, based on the current value at the midpoint (the current value at the midpoint of the previous period and the current value at the midpoint of the current period) obtained by the above method, the end point current (c ′ in FIG. 10) ) Will be described. The end point current of the current cycle obtained here is a current value at the trough of the triangular wave that is the start point of the next cycle, and the current change Δia of each phase used when calculating the comparison values Ta, Tb, Tc, Used as the starting point of Δib and Δic.

図10は三相の任意の相における電流変化を示したものである。ここで、
aは、前周期の中点(実測に基づく値)
bは、前周期の修正後の終点=現周期の始点
cは、現周期の終点(制御目標)
dは、現周期の中点(予定)
d’は、上記方法で得られた現周期の中点(実測に基づく値)
を示している。
FIG. 10 shows the current change in any of the three phases. here,
a is the midpoint of the previous cycle (value based on actual measurement)
b is the end point after correction of the previous cycle = start point of the current cycle c is the end point of the current cycle (control target)
d is the midpoint of the current cycle (planned)
d ′ is the midpoint of the current period obtained by the above method (value based on actual measurement)
Is shown.

現周期では、現周期の終点での電流値を制御目標cにするべく、Δi=c−bより、T1,T2,T3(比較値Ta,Tb,Tcにオフセットαを加算し、小さい順に並び替えたもの)を計算し実行中である。従って、本来であれば制御目標cと実際の終点電流c’とは等しくなる。しかしながら、実際には種々の誤差により終点電流c’が制御目標cを少し外れたところになる。そこで、現周期の中点の電流値d’を用いて補正し、終点電流c’を精度良く予測(補正)するのである。   In the current cycle, in order to set the current value at the end of the current cycle to the control target c, the offset α is added to T1, T2, T3 (comparison values Ta, Tb, Tc from Δi = c−b, and they are arranged in ascending order. (Replaced) is being calculated and is being executed. Therefore, originally, the control target c is equal to the actual end point current c ′. However, in reality, the end point current c 'is slightly off the control target c due to various errors. Therefore, correction is performed using the current value d 'at the midpoint of the current cycle, and the end point current c' is predicted (corrected) with high accuracy.

以下は、その方法の一例である。
中点の電流値d’から、終点電流c’が、
c’=c+(d’−d)*k
になると推測(仮定)する。
The following is an example of the method.
From the midpoint current value d ′, the end point current c ′ is
c ′ = c + (d′−d) * k
Guess (assum) that

図10aは、始点bが正しく、Δiに誤差が生じている場合を示している。図に示すようにb=b’(b’は現周期の始点での実際の電流値)であるため、終点での誤差は中点での誤差の2倍になる。従って、
c’=c+(d’−d)*2 (k=2)
と表すことができる。
FIG. 10a shows the case where the starting point b is correct and there is an error in Δi. As shown in the figure, since b = b ′ (b ′ is an actual current value at the start point of the current cycle), the error at the end point is twice the error at the midpoint. Therefore,
c ′ = c + (d′−d) * 2 (k = 2)
It can be expressed as.

図10bは、Δiに誤差は無く、始点bに誤差がある場合を示している。図に示すようにb→d→cとb’→d’→c’は並行であるため、終点での誤差は中点と同じ値となる。従って、
c’=c+(d’−d)*1 (k=1)
と表すことができる。
FIG. 10b shows a case where Δi has no error and the start point b has an error. As shown in the figure, since b → d → c and b ′ → d ′ → c ′ are parallel, the error at the end point has the same value as the middle point. Therefore,
c ′ = c + (d′−d) * 1 (k = 1)
It can be expressed as.

図10cは、始点b、Δiともに誤差がある場合を示している。前周期の中点aは実測で正しいとみなし、a→b’、b’→d、d’→c’間にそれぞれ同じ誤差が生じると仮定すると、終点での誤差は中点での誤差の1.5倍となる。従って、
c’=c+(d’−d)*1.5 (k=1.5)
と表すことができる。
なお、kの値は用いられる装置の特性に合わせて適宜変更しても良い。
FIG. 10c shows a case where both the start points b and Δi have errors. Assuming that the middle point a of the previous cycle is correct in actual measurement and assuming that the same error occurs between a → b ′, b ′ → d, and d ′ → c ′, the error at the end point is the error at the middle point. 1.5 times. Therefore,
c ′ = c + (d′−d) * 1.5 (k = 1.5)
It can be expressed as.
Note that the value of k may be appropriately changed according to the characteristics of the device used.

このようにすれば、1個のシャント抵抗による電流検知であっても、実測に基づいた中点での電流値から、現周期の終点(三角波の谷)での電流値を精度良く求めることができる。そのため、この電流値に基づいて比較値を生成すれば、逆位相を精度良く出力することができ、高調波を精度良く打ち消すことができるようになる。すなわち、アクティブフィルタなどのリアクトルACLの電流を制御する電流出力インバータでは、リアクトルACLのインダクタンスが比較的小さい場合にはPWM周期内の電流変化が大きいので、共通の時間基準点での電流値が得られないことや、制御の基点となる三角波の谷の電流値が得られないことは、精度良く比較値を求めることができず、出力電流の精度低下に繋がるが、そのような問題を解消できるのである。   In this way, even in the case of current detection using a single shunt resistor, the current value at the end point (triangular wave valley) of the current cycle can be accurately obtained from the current value at the midpoint based on the actual measurement. it can. Therefore, if a comparison value is generated based on this current value, the antiphase can be output with high accuracy and the harmonics can be canceled with high accuracy. That is, in a current output inverter that controls the current of the reactor ACL, such as an active filter, when the inductance of the reactor ACL is relatively small, the current change within the PWM period is large, so that a current value at a common time reference point is obtained. Inability to obtain the current value of the trough of the triangular wave, which is the base point of control, makes it impossible to obtain a comparison value with high accuracy, leading to a decrease in the accuracy of the output current, but such problems can be solved It is.

また、本発明では電流検出手段が1個であるため、低コスト化・小型化を図ることができる。なお、上記実施形態では、電流検出手段としてシャント抵抗Rsを用いていたが、シャント抵抗Rsの出力電圧が微小であるため、マイコンのA/D変換器に入力するための増幅と適切なオフセットを設定するため、一般的には演算アンプ13が必要であり、さらに図示していないものの、演算アンプに付帯するコンデンサや抵抗なども必要となる。ただ、いずれも小型・少額であって、さらにシャント抵抗はIPM( Intelligent Power Module ) の過電流検知のために使用しているものを流用することも可能である。そのため、全体としては部品点数が減り、基板のサイズダウンも可能である。   Further, in the present invention, since there is only one current detecting means, it is possible to reduce the cost and size. In the above embodiment, the shunt resistor Rs is used as the current detecting means. However, since the output voltage of the shunt resistor Rs is very small, amplification and an appropriate offset for inputting to the A / D converter of the microcomputer are performed. In order to make the setting, the operational amplifier 13 is generally required, and although not shown, a capacitor and a resistor attached to the operational amplifier are also required. However, both are small and small, and it is also possible to use a shunt resistor that is used for overcurrent detection of IPM (Intelligent Power Module). Therefore, the number of parts is reduced as a whole, and the size of the board can be reduced.

以上に、本発明の具体的な実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の範囲内で種々変更して実施することが可能である。例えば、電流検出手段としてはシャント抵抗に限らず、電流センサなど種々の公知のものを用いても良い。また、演算アンプを必ずしも設ける必要は無い。また、上記実施形態では、比較値や中点電流、終点電流を算出するにあたって制御部12が演算をしていたが、演算手段を装置内や装置外に別途設けて、そこでの演算結果を制御部12に伝えるようにしても良い。   Although specific embodiments of the present invention have been described above, the present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications can be made within the scope of the present invention. For example, the current detection means is not limited to a shunt resistor, and various known devices such as a current sensor may be used. Further, it is not always necessary to provide an operational amplifier. In the above embodiment, the control unit 12 performs calculations when calculating the comparison value, the midpoint current, and the end point current. However, a calculation means is separately provided inside or outside the apparatus, and the calculation result is controlled there. You may make it tell to the part 12.

また、終点電流を求める方法としては、上記方法に限らず種々の方法を採用し得る。例えば、前周期と現周期の中点電流を結んだ線を終点まで単に延長し、これを終点電流と仮定しても良いし、前周期の終点電流(現周期の始点電流)を加味して精度を向上させても良い。要は前周期と現周期の2点の中点電流に基づき、終点電流を求めれば良い。いずれの場合であっても、実測に基づいた値を用いているため、精度良く現周期の終点電流を求めることができる。   Further, the method for obtaining the end point current is not limited to the above method, and various methods can be adopted. For example, the line connecting the midpoint current of the previous cycle and the current cycle may be simply extended to the end point, and this may be assumed as the end point current, or the end point current of the previous cycle (start point current of the current cycle) may be taken into account. The accuracy may be improved. In short, the end point current may be obtained based on the midpoint current at two points of the previous period and the current period. In any case, since the value based on the actual measurement is used, the end point current of the current cycle can be obtained with high accuracy.

1 アクティブフィルタ
2 電源
3 高調波発生負荷
5 負荷電流検出部
6 インバータ回路
7 制御部
8 電流センサ
10 アクティブフィルタ
11 インバータ
12 制御部
13 演算アンプ
UP,VP,WP,UN,VN,WN スイッチング素子
負荷電流
AF 補償電流
総合電流
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Active filter 2 Power supply 3 Harmonic generation load 5 Load current detection part 6 Inverter circuit 7 Control part 8 Current sensor 10 Active filter 11 Inverter 12 Control part 13 Operational amplifier UP, VP, WP, UN, VN, WN Switching element i L Load current i AF compensation current i S total current

Claims (5)

三相3回路の6素子のスイッチング素子(UP,VP,WP,UN,VN,WN)を備えたインバータ(11)の電流検知方法であって、
前記スイッチング素子のN側の共通接続点に1個の電流検出手段(Rs)を接続し、
前記電流検出手段(Rs)によって得られた、異なるタイミングでの異なる相の電流値を共通の時間基準点での電流値に補正することを特徴とする、インバータの電流検知方法。
A current detection method for an inverter (11) having six switching elements (UP, VP, WP, UN, VN, WN) of a three-phase three-circuit,
One current detection means (Rs) is connected to the common connection point on the N side of the switching element,
An inverter current detection method, comprising: correcting current values of different phases at different timings obtained by the current detection means (Rs) to current values at a common time reference point.
前記インバータ(11)は、三角波比較によるPWM制御が行われるものであり、
PWM周期の中点を起点に、前後に同一時間離れた位置での電流値を平均することで、PWM周期の中点での電流値を求める、請求項1記載のインバータの電流検知方法。
The inverter (11) is subjected to PWM control by triangular wave comparison,
The current detection method for an inverter according to claim 1, wherein the current value at the midpoint of the PWM cycle is obtained by averaging current values at positions separated by the same time before and after the midpoint of the PWM cycle.
前周期の中点電流と現周期の中点電流とから、現周期の終点電流を求める、請求項2記載のインバータの電流検知方法。 The inverter current detection method according to claim 2, wherein an end point current of the current cycle is obtained from a midpoint current of the previous cycle and a midpoint current of the current cycle. 三相3回路の6素子のスイッチング素子(UP,VP,WP,UN,VN,WN)を備えたインバータ(11)用の電流検知装置であって、
前記スイッチング素子のN側の共通接続点に接続される1個の電流検出手段(Rs)と、
前記電流検出手段(Rs)によって得られた、異なるタイミングでの異なる相の電流値を共通の時間基準点での電流値に補正する制御部(12)とを備えていることを特徴とする、インバータの電流検知装置。
A current detection device for an inverter (11) comprising six switching elements (UP, VP, WP, UN, VN, WN) of a three-phase three-circuit,
One current detection means (Rs) connected to a common connection point on the N side of the switching element;
A control unit (12) for correcting current values of different phases at different timings to current values at a common time reference point obtained by the current detection means (Rs), Inverter current detector.
三相3回路の6素子のスイッチング素子(UP,VP,WP,UN,VN,WN)を備えたインバータ(11)と、
前記スイッチング素子のN側の共通接続点に接続される1個の電流検出手段(Rs)と、
前記電流検出手段(Rs)によって得られた、異なるタイミングでの異なる相の電流値を共通の時間基準点での電流値に補正する制御部(12)とを備えていることを特徴とする、アクティブフィルタ。
An inverter (11) having six switching elements (UP, VP, WP, UN, VN, WN) of a three-phase three-circuit;
One current detection means (Rs) connected to a common connection point on the N side of the switching element;
A control unit (12) for correcting current values of different phases at different timings to current values at a common time reference point obtained by the current detection means (Rs), Active filter.
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