JP2018124176A - 放射線検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】シンチレータを用いた放射線検出において雑音の影響を低減する。
【解決手段】放射線検出装置１は、放射線の入射に基づくシンチレータ光を受けて光パルス波（Ｓ_Ａ［ｉ］）を各々に出力する複数の光検出器（１１［１］〜１１［４］）と、複数の光検出器からの複数の出力信号（Ｓ_Ａ［１］〜Ｓ_Ａ［４］）を個別に増幅及び波形整形することで複数の波形整形信号（Ｓ_Ｄ［１］〜Ｓ_Ｄ［４］）を生成する前段回路１０１と、複数の波形整形信号の加算信号（Ｓ_Ｈ）を波形整形することでサンプリング対象信号（Ｓ_Ｊ）を生成するサンプリング対象信号生成回路１０２と、複数の波形整形信号に基づきトリガ信号（Ｓ_Ｋ）を出力可能なトリガ信号出力回路１０３と、トリガ信号が出力された際、その出力タイミングに応じたタイミングでサンプリング対象信号をサンプリングすることでシンチレータの発光情報を得る情報取得回路１０４と、を備える。
【選択図】図１２

Description

本発明は、放射線検出装置に関する。

放射線の入射により発光するシンチレータと、光電子増倍管や光半導体素子にて構成される光検出器と、を備えた放射線検出装置がある。光検出器の出力に対して前置増幅回路及び波形整形増幅回路等を利用した信号処理を施すことで放射線の検出結果が取得される（例えば下記特許文献１参照）。光半導体素子としては、ＳｉＰＩＮ（silicon P-intrinsic-N）フォトダイオードや、アバランシェフォトダイオード（以下、ＡＰＤと称することがある）が用いられる。

光電子増倍管は一般に数１００Ｖ程度の高電圧を必要とする。ＳｉＰＩＮフォトダイオードは、そのような高電圧が必要とならない分、利点を有するが、前置増幅回路及び波形整形増幅回路に対して高い性能が求められることが多い。光検出器にＡＰＤを用いた場合、ＳｉＰＩＮフォトダイオードを用いる場合と比べ、前置増幅回路及び波形整形増幅回路に対する要求性能の低減が期待される。

また、ガイガーモードで動作するＡＰＤをアレイ状に配置して構成されるＭＰＰＣ（Multi-Pixel Photon Counter；登録商標）も提案され、それを光検出器に用いた放射線検出装置も提案されている（下記特許文献２参照）。ＭＰＰＣ（登録商標）は、数１０Ｖ程度で動作可能である、出力信号が大きい且つ衝撃に強いといった特徴を有している。

特開２００２−５５１７１号公報 特開２０１０−１６９６７３号公報

光検出器の出力には、放射線に由来する信号成分とノイズに由来する雑音成分が含まれる。雑音の影響を低減して検出の高精度化を図ることが有益であることは言うまでもない。

そこで本発明は、検出の高精度化に寄与する放射線検出装置を提供することを目的とする。

本発明に係る放射線検出装置は、放射線の入射に基づくシンチレータの発光に対応する光パルス波を各々に出力する複数の光検出器と、前記複数の光検出器からの複数の出力信号を個別に増幅及び波形整形することで複数の波形整形信号を生成する前段回路と、前記複数の波形整形信号を加算して加算信号を生成し、前記加算信号を波形整形することでサンプリング対象信号を生成するサンプリング対象信号生成回路と、前記前段回路からの前記複数の波形整形信号に基づきトリガ信号を出力可能なトリガ信号出力回路と、前記トリガ信号出力回路から前記トリガ信号が出力された際、その出力タイミングに応じたタイミングで前記サンプリング対象信号の信号値情報を取得することで前記シンチレータの発光情報を得る情報取得回路と、を備えたことを特徴とする。

本発明によれば、検出の高精度化に寄与する放射線検出装置を提供することが可能となる。

本発明の実施形態に係る放射線検出装置のブロック図である。 放射線の入射に基づく、放射線検出装置内の各信号の波形図である。 放射線検出装置に設けられた前置増幅回路の構成図である。 ２つのタイミングにおける放射線の入射に基づく、放射線検出装置内の各信号の波形図である。 ４台の光検出器からの光パルス波と雑音パルス波との関係を示す図である。 放射線の入射に基づく、放射線検出装置内の各信号の波形図である。 タイミング弁別回路の回路図（ａ）と、当該タイミング弁別回路における各信号の波形等を示す図（ｂ）である。 光パルス波の入力に応答した各信号の様子（ａ）、及び、雑音パルス波の入力に応答した各信号の様子（ｂ）を示す図である。 本発明の第１実施例に係り、タイミング弁別回路の幾つかの構成素子の特性を示す図である。 図７（ａ）のタイミング弁別回路における各部の電圧値の例を示す図である。 本発明の第１実施例に係るタイミング弁別回路の回路図（ａ）と、当該タイミング弁別回路における各信号の波形等を示す図（ｂ）である。 本発明の第２実施例に係り、放射線検出装置内の回路の切り分け方を示す図である。 本発明の第３実施例に係る放射線検出装置のブロック図である。

以下、本発明の実施形態の例を、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。尚、本明細書では、記述の簡略化上、情報、信号、物理量又は部材等を参照する記号又は符号を記すことによって、該記号又は符号に対応する情報、信号、物理量又は部材等の名称を省略又は略記することがある。

図１は、本発明の実施形態に係る放射線検出装置１のブロック図である。図１の放射線検出装置１は、シンチレータ１０、光検出器１１［１］〜１１［４］、前置増幅回路１２［１］〜１２［４］、微分回路１３［１］〜１３［４］、積分回路１４［１］〜１４［４］、バッファ回路１５［１］〜１５［４］、積分回路１６［１］〜１６［４］、微分回路１７［１］〜１７［４］、タイミング弁別回路１８［１］〜１８［４］、バッファ回路１９［１］〜１９［４］、加算回路２０、積分回路２１、微分回路２２、同時計数回路２３、及び、ＡＤ変換回路２４を備える。

光検出器１１［１］〜１１［４］は、互いに同じ構成及び特性を有する。
前置増幅回路１２［１］〜１２［４］は、互いに同じ構成及び特性を有する。
微分回路１３［１］〜１３［４］は、互いに同じ構成及び特性を有する。
積分回路１４［１］〜１４［４］は、互いに同じ構成及び特性を有する。
バッファ回路１５［１］〜１５［４］は、互いに同じ構成及び特性を有する。
積分回路１６［１］〜１６［４］は、互いに同じ構成及び特性を有する。
微分回路１７［１］〜１７［４］は、互いに同じ構成及び特性を有する。
タイミング弁別回路１８［１］〜１８［４］は、互いに同じ構成及び特性を有する。
バッファ回路１９［１］〜１９［４］は、互いに同じ構成及び特性を有する。

このため、本願実施形態においては、１、２、３又は４の整数値をとる変数ｉを導入し、光検出器１１［１］〜１１［４］の何れかを指すものとして光検出器１１［ｉ］と記述することがある。前置増幅回路等についても同様であり、後述の各種の信号についても同様である。

１つの光検出器１１［ｉ］に対して、前置増幅回路１２［ｉ］、微分回路１３［ｉ］、積分回路１４［ｉ］、バッファ回路１５［ｉ］、積分回路１６［ｉ］、微分回路１７［ｉ］、タイミング弁別回路１８［ｉ］、バッファ回路１９［ｉ］から成る単位ブロック回路Ｕ［ｉ］が設けられている。故に、図１の放射線検出装置１では、計４つの単位ブロック回路Ｕ［１］〜Ｕ［４］が設けられている。光検出器１１［ｉ］と前置増幅回路１２［ｉ］との接続関係及び回路１２［ｉ］〜１９［ｉ］間の接続関係、並びに、光検出器１１［ｉ］及び回路１２［ｉ］〜１９［ｉ］の動作及び構成は、４つの単位ブロック回路Ｕ［１］〜Ｕ［４］間において、互いに同じである。

光検出器１１［ｉ］の出力信号は前置増幅回路１２［ｉ］に入力され、
前置増幅回路１２［ｉ］の出力信号は微分回路１３［ｉ］に入力され、
微分回路１３［ｉ］の出力信号は積分回路１４［ｉ］に入力され、
積分回路１４［ｉ］の出力信号はバッファ回路１５［ｉ］を介して積分回路１６［ｉ］に入力されると共にバッファ回路１９［ｉ］を介して加算回路２０に入力され、
積分回路１６［ｉ］の出力信号は微分回路１７［ｉ］に入力され、
微分回路１７［ｉ］の出力信号はタイミング弁別回路１８［ｉ］に入力され、
タイミング弁別回路１８［ｉ］の出力信号は同時計数回路２３に入力される。

加算回路２０の出力信号は積分回路２１に入力され、積分回路２１の出力信号は微分回路２２に入力される。微分回路２２の出力信号はＡＤ変換回路２４に入力され、同時計数回路２３の出力信号もＡＤ変換回路２４に入力される。微分回路２２の出力信号は、ＡＤ変換回路２４のＡＤ変換（アナログ／デジタル変換）におけるサンプリング対象信号として機能し、同時計数回路２３の出力信号は、ＡＤ変換のサンプリングタイミングを指定するトリガ信号を含む。

光検出器１１［ｉ］、前置増幅回路１２［ｉ］、微分回路１３［ｉ］、積分回路１４［ｉ］、積分回路１６［ｉ］、微分回路１７［ｉ］、タイミング弁別回路１８［ｉ］の出力信号を、夫々、記号Ｓ_Ａ［ｉ］、Ｓ_Ｂ［ｉ］、Ｓ_Ｃ［ｉ］、Ｓ_Ｄ［ｉ］、Ｓ_Ｅ［ｉ］、Ｓ_Ｆ［ｉ］、Ｓ_Ｇ［ｉ］にて表す。加算回路２０、積分回路２１、微分回路２２、同時計数回路２３の出力信号を、夫々、記号Ｓ_Ｈ、Ｓ_Ｉ、Ｓ_Ｊ、Ｓ_Ｋにて表す。それらの信号の内、信号Ｓ_Ｂ［ｉ］、Ｓ_Ｃ［ｉ］、Ｓ_Ｄ［ｉ］、Ｓ_Ｅ［ｉ］、Ｓ_Ｆ［ｉ］、Ｓ_Ｈ、Ｓ_Ｉ及びＳ_Ｊは、アナログの電圧信号である。

シンチレータ１０は、図示されない放射線源（測定対象）からの放射線の入射によりシンチレーション光を発する。この機能を実現できる限り、シンチレータ１０を構成するシンチレータ材料は任意であり、例えば、タリウム活性化ヨウ化セシウム（ＣｓＩ（Ｔｌ））、ゲルマニウム酸ビスマス（ＢＧＯ）、タリウム活性化ヨウ化ナトリウム（ＮａＩ（Ｔｌ））、ルテチウムシリケート（ＬＳＯ）、ケイ酸ガドリニウム（ＧＳＯ）、タングステン酸カドミウム（ＣＷＯ）、又は、プラスチックにて、シンチレータ１０が構成される。

光検出器１１［ｉ］は、シンチレータ１０からのシンチレーション光を電流パルス信号である光パルス波に変換する。より具体的には、光検出器１１［ｉ］は、シンチレーション光が自身に入射したとき、そのシンチレーション光の光量に応じた矩形波状の電流パルス信号を光パルス波として前置増幅回路１２［ｉ］に出力する。ここでは、光検出器１１［ｉ］として、ガイガーモードで動作するアバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ）をアレイ状に配置して構成されるＭＰＰＣ（Multi-Pixel Photon Counter；登録商標）が用いられるものとする。ガイガーモードとは、ＡＰＤに降伏電圧以上の逆電圧を印加した状態を指す。

前置増幅回路１２［ｉ］は、電荷有感前置増幅回路であり、光検出器１１［ｉ］の出力信号Ｓ_Ａ［ｉ］に含まれる電流パルス信号を電圧パルス信号に変換する。この変換の過程において、所定の増幅率で信号の増幅が行われ、当該増幅された電圧パルス信号が前置増幅回路１２［ｉ］から出力される。

微分回路１３［ｉ］及び積分回路１４［ｉ］は、前置増幅回路１２［ｉ］の出力信号の波形整形を行う。この波形整形後の電圧パルス信号は、信号Ｓ_Ｄ［ｉ］（波形整形信号Ｓ_Ｄ［ｉ］）として積分回路１４［ｉ］から出力される。微分回路１３［ｉ］をコンデンサと抵抗によるＲＣ微分回路にて形成することができ、積分回路１４［ｉ］をコンデンサと抵抗によるＲＣ積分回路にて形成することができる。微分回路１３［ｉ］の時定数及び積分回路１４［ｉ］の時定数は互いに同じとされる。微分回路１３［ｉ］に、信号の微分機能に加えて信号の増幅機能を更に持たせても良い。積分回路１４［ｉ］についても同様である。つまり、微分回路１３［ｉ］及び積分回路１４［ｉ］は、前置増幅回路１２［ｉ］の出力信号の波形整形及び増幅を行う波形整形増幅回路を形成しても良い。

図２に、放射線１１００のシンチレータ１０への入射により発生したシンチレーション光１１１０に基づく信号Ｓ_Ａ［ｉ］〜Ｓ_Ｄ［ｉ］の波形図を示す。光検出器１１［ｉ］に対するシンチレーション光１１１０の入射により、シンチレーション光１１１０に基づく１つの電流パルス信号１１１１が、光検出器１１［ｉ］の出力信号Ｓ_Ａ［ｉ］に含まれることになる。シンチレータ１０の構成材料等に依存して、電流パルス信号１１１１は、数１００ナノ秒〜数マイクロ秒のパルス幅を有する矩形波状のパルス信号となる。電流パルス信号１１１１の面積ＳＳ（即ち電流パルス信号１１１０における電流の値とパルス幅の積）は、電流パルス信号１１１１の元となったシンチレーション光１１１０の光量（即ちシンチレータ１０の発光量）に比例し、従ってシンチレータ１０における放射線１１００のエネルギ損失に比例する。シンチレータ１０へ入射する放射線１１００のエネルギが増大すればシンチレーション光１１１０の光量の増大を介して電流パルス信号１１１１の波高値も増大し、従って、面積ＳＳも増大する。尚、図示の便宜上、図２では、シンチレーション光１１１０を１本の線にて表現しているが、シンチレーション光１１１０は、例えば数千〜数万個の光子を含んで構成される。後に参照される図４のシンチレーション光１１１０及び１２１０についても同様である。

電流パルス信号１１１１の入力に応答して、前置増幅回路１２［ｉ］の出力信号Ｓ_Ｂ［ｉ］には電圧パルス信号１１１２が含まれる。電圧パルス信号１１１２は、電流パルス信号１１１１の入力タイミングにおいて電圧ΔＶだけ急峻に増加した後、比較的ゆっくりと減衰する電圧パルス信号である。電圧ΔＶは、電流パルス信号１１１１の面積ＳＳに比例する。

図３に示す如く、前置増幅回路１２［ｉ］は、増幅器１２ａと、増幅器１２ａの入力端子及び出力端子間に並列接続された帰還コンデンサ１２ｂ及び帰還抵抗１２ｃと、で構成される。光検出器１１［ｉ］からの電流パルス信号は、前置増幅回路１２［ｉ］において、帰還コンデンサ１２ｂの作用により積分されると共に増幅器１２ａにより増幅され、前置増幅回路１２［ｉ］の出力端子から電圧パルス信号として出力される。この電圧パルス信号は、帰還コンデンサ１２ｂの静電容量値と帰還抵抗１２ｃの抵抗値とで定まる時定数により減衰してゆく。

微分回路１３［ｉ］は、前置増幅回路１２［ｉ］の出力信号Ｓ_Ｂ［ｉ］に含まれる電圧パルス信号の交流成分を抽出し且つ抽出した交流成分の減衰時間を短くするものである。このため、図２に示す如く、電圧パルス信号１１１２に対応して、微分回路１３［ｉ］の出力信号Ｓ_Ｃ［ｉ］には電圧パルス信号１１１３が含まれる。電圧パルス信号１１１３においてアンダーシュートが生じないようにするための公知の回路（ポールゼロ補償回路等）を微分回路１３［ｉ］に適用すると良い。

積分回路１４［ｉ］は、微分回路１３［ｉ］の出力信号Ｓ_Ｃ［ｉ］に含まれる電圧パルス信号を積分することで、入力された電圧パルス信号を疑似ガウス形状の電圧パルス信号に変換する。従って、積分回路１４［ｉ］は、電圧パルス信号１１１３が入力された際には、電圧パルス信号１１１３を積分することで、電圧パルス信号１１１３を疑似ガウス形状の電圧パルス信号１１１４に変換する。即ち、積分回路１４［ｉ］の出力信号Ｓ_Ｄ［ｉ］には、信号１１１３に対応した信号１１１４が含まれる。電圧パルス信号１１１３及び１１１４の波高値は、電圧パルス信号１１１２における電圧ΔＶに比例している。

図４を参照し、タイミングＴ１において第１の放射線１１００がシンチレータ１０に入射し、その後のタイミングＴ２において第２の放射線１２００がシンチレータ１０に入射した場合を考える。図４には、この場合における信号Ｓ_Ａ［ｉ］〜Ｓ_Ｄ［ｉ］の波形図が示されている。第１の放射線１１００のシンチレータ１０への入射に応答してシンチレーション光１１１０が発生し、第２の放射線１２００のシンチレータ１０への入射に応答してシンチレーション光１２１０が発生する。光検出器１１［ｉ］には、シンチレーション光１１１０が入射した後にシンチレーション光１２１０が入射することになる。結果、シンチレーション光１１１０の入射に応答した電流パルス信号１１１１と、シンチレーション光１２１０の入射に応答した電流パルス信号１２１１とが、時系列上に並んで、光検出器１１［ｉ］の出力信号Ｓ_Ａ［ｉ］に含まれることになる。

シンチレーション光１１１０の入射に応答した信号Ｓ_Ａ［ｉ］〜Ｓ_Ｄ［ｉ］の変化は、図２を参照して上述したものと同様である。シンチレーション光１２１０の入射に応答した信号Ｓ_Ａ［ｉ］〜Ｓ_Ｄ［ｉ］の変化も、図２を参照して上述したものと同様である。但し、電流パルス信号１２１１の発生時において信号Ｓ_Ｂ［ｉ］のレベルが基準電位レベルであるゼロボルトレベルまで減衰しきっていない場合においては、電流パルス信号１２１１が発生した際、電流パルス信号１２１１の発生直前の信号Ｓ_Ｂ［ｉ］のレベルを起点にして、電流パルス信号１２１１の面積に相当する電圧ΔＶだけ、信号Ｓ_Ｂ［ｉ］のレベルが急峻に増大することになる。

図４に示す如く、複数の電流パルス信号に基づく複数の電圧信号が前置増幅回路１２［ｉ］の出力信号Ｓ_Ｂ［ｉ］にて重なり合うことがあるが、微分回路１３［ｉ］及び積分回路１４［ｉ］により、不規則に入射する各々の放射線に対応した、独立したパルス信号（Ｓ_Ｃ［ｉ］、Ｓ_Ｄ［ｉ］）が生成されることになる。

光検出器１１［１］〜１１［４］によるシンチレーション光の検出領域は、互いに同じとなっている。即ち、光検出器１１［１］〜１１［４］は、単一のシンチレータ１０における共通の領域からのシンチレーション光の入射を受けて、当該共通の領域からのシンチレーション光を共通且つ同時に検出し、各々に光パルス波（電流パルス信号）を出力する。従って、シンチレータ１０に放射線が入射してシンチレーション光が発生したとき、４つの光検出器１１［１］〜１１［４］から同時に光パルス波が生成及び出力されることになる。

図５を参照する。図４と同様に、タイミングＴ１において第１の放射線１１００がシンチレータ１０に入射し、その後のタイミングＴ２において第２の放射線１２００がシンチレータ１０に入射した場合を考える。図５には、この場合において、光検出器１１［１］〜１１［４］から出力される信号Ｓ_Ａ［１］〜Ｓ_Ａ［４］の波形図が示されている。

ここでは、説明の明確化及び簡略化のため、放射線のシンチレータ１０への入射タイミングと、該放射線の入射に基づくシンチレーション光の発光タイミングと、該シンチレーション光に基づく光検出器１１［ｉ］による光パルス波の生成タイミングと、該光パルス波としての電流パルス信号の前置増幅回路１２［ｉ］への入力タイミング（詳細には入力開始タイミング）とが、互いに同じであると取り扱う（即ち、それらのタイミング間の時間差が十分に短いとして、それらの時間差の存在を無視する）。そうすると、タイミングＴ１及びＴ２の夫々は、シンチレーション光の発生タイミング、光検出器１１［１］〜１１［４］によるシンチレーション光の検出タイミング、光検出器１１［１］〜１１［４］による光パルス波の生成タイミング、又は、光パルス波の前置増幅回路１２［１］〜１２［４］への入力タイミングである、と解することもできる。

タイミングＴ１では、第１の放射線１１００の入射に応答し、光検出器１１［１］〜１１［４］の夫々から光パルス波として電流パルス信号が出力され、タイミングＴ２では、第２の放射線１２００の入射に応答し、光検出器１１［１］〜１１［４］の夫々から光パルス波として電流パルス信号が出力される。図５において、シンチレーション光に基づく光パルス波としての電流パルス信号には符号ＳＰが付されている。

ところで、光検出器１１［ｉ］は、シンチレーション光の入射とは無関係に、ノイズを起因とした電流パルス信号を出力することがある。光検出器１１［ｉ］から出力される、ノイズを起因とする電流パルス信号を雑音パルス波と称し、ここでは、熱励起によるノイズに基づいた雑音パルス波に注目する。図５において、雑音パルス波としての電流パルス信号には符号ＮＰが付されている。雑音パルス波も光パルス波と同様に前置増幅回路１２［ｉ］に入力されて増幅等されるため、１つの単位ブロック回路の信号を参照しただけでは、信号成分と雑音成分を区別することはできない又は困難である。

但し、放射線の入射に基づく光パルス波は、互いに共通の検出領域を有する光検出器１１［１］〜１１［４］間で相関を有することとなる一方で、雑音パルス波は、光検出器１１［１］〜１１［４］において独立且つランダムに発生するため光検出器１１［１］〜１１［４］間で相関を持たない。放射線検出装置１では、この特性を利用して雑音除去を図る（詳細は後述の説明から明らかとなる）。尚、光パルス波としての電流パルス信号ＳＰの波高値は、通常、信号Ｓ_Ａ［１］〜Ｓ_Ａ［４］間で不揃いとなる（図５参照）。雑音パルス波としての電流パルス信号ＮＰについても同様である。

図１に示される各回路の説明に戻る。尚、各信号の波形を示した図６が適宜参照される。積分回路１４［ｉ］の出力信号Ｓ_Ｄ［ｉ］は２つに分岐されてバッファ回路１５［ｉ］及び１９［ｉ］の夫々に入力される。バッファ回路１５［ｉ］及び１９［ｉ］の夫々は、積分回路１４［ｉ］の出力信号Ｓ_Ｄ［ｉ］を高入力インピーダンスにて受けて、低出力インピーダンスにて信号Ｓ_Ｄ［ｉ］を後段回路に伝達するためのバッファである。結果、信号Ｓ_Ｄ［ｉ］は、バッファ回路１５［ｉ］を介して積分回路１６［ｉ］に入力される一方で、バッファ回路１９［ｉ］を介して加算器２０に入力される。

積分回路１６［ｉ］は、抵抗及びコンデンサから成るＲＣ積分回路にて構成され、入力された信号Ｓ_Ｄ［ｉ］を積分した信号Ｓ_Ｅ［ｉ］を出力する。積分回路１６［ｉ］は、１つのＲＣ積分回路にて構成されていても良いし、ＲＣ積分回路を複数段直列に接続して構成される多段積分回路であっても良い。積分回路１６［ｉ］を多段積分回路にて構成する場合、多段積分回路を形成するＲＣ積分回路の段数は２段程度で良い。図６に示す如く、信号Ｓ_Ｅ［ｉ］は、電流パルス信号１１１１に対応する電圧パルス信号１１１５を含む。電圧パルス信号１１１５は、積分回路１４［ｉ］が出力する電圧パルス信号１１１４と同様の、疑似ガウス形状の信号である。但し、積分回路１６［ｉ］にて積分される分、電圧パルス信号にてピーク値をとるタイミングは、信号１１１５においての方が信号１１１４においてよりも後方にずれる。

微分回路１７［ｉ］は、抵抗及びコンデンサから成るＲＣ微分回路にて構成され、積分回路１６［ｉ］の出力信号Ｓ_Ｅ［ｉ］を微分して、微分後の信号Ｓ_Ｆ［ｉ］を出力する。微分回路１７［ｉ］におけるＲＣ微分回路での微分により、信号Ｓ_Ｅ［ｉ］の交流成分が抽出されるので、図６に示す如く、信号Ｓ_Ｆ［ｉ］には、電圧パルス信号１１１５の交流成分である双極性パルス信号１１１６が含まれるようになる。双極性パルス信号とは、正のパルス信号（正の信号値を持つパルス信号）に続けて負のパルス信号（負の信号値を持つパルス信号）を結合して形成される信号である。従って、双極性パルス信号において、信号値は、ゼロを起点として単調増大して極大値（正のピーク値）をとった後、単調減少してゼロを下回って極小値（負のピーク値）をとり、その後、単調増加を経てゼロに戻る。双極性パルス信号に関し、信号値が極大値をとった後に極小値に向かう過程において、信号値がゼロとなるタイミングを、ゼロクロスタイミングと称する。

双極性パルス信号１１１６におけるゼロクロスタイミングは、タイミングＴ１から所定時間Δｔ１だけ後のタイミングであり、Δｔ１は、回路１２［ｉ］〜１７［ｉ］の特性（主として、微分回路１３［ｉ］及び積分回路１４［ｉ］の時定数並びに積分回路１６［ｉ］及び微分回路１７［ｉ］の時定数）にて定まる既知情報であるから、双極性パルス信号１１１６のゼロクロスタイミングを検出することでタイミングＴ１を取得することができる。

タイミング弁別回路１８［ｉ］は、信号Ｓ_Ｆ［ｉ］に含まれる双極性パルス信号のゼロクロスタイミングを検出し、検出したゼロクロスタイミングの情報を含んだ信号Ｓ_Ｇ［ｉ］を出力する。図６を参照し、信号Ｓ_Ｇ［ｉ］に含まれる矩形波信号１１１７は、双極性パルス信号１１１６のゼロクロスタイミングの情報を含んだタイミング信号である。タイミングＴ１は、上述したように例えば、放射線１１００の入射に基づく光パルス波の前置増幅回路１２［ｉ］への入力タイミングであると解することができるので、矩形波信号１１１７は、光パルス波（電流パルス信号１１１１）の前置増幅回路１２［ｉ］への入力タイミングの情報を含んでいると言える。

図７（ａ）に、タイミング弁別回路１８［ｉ］の回路構成例を示す。図７（ａ）のタイミング弁別回路１８［ｉ］は、コンパレータ（比較回路）５１と、所定の正の参照電圧Ｖ_ＲＥＦを生成及び出力する参照電圧源５２と、抵抗５３と、半導体スイッチング素子としてのトランジスタ５４と、駆動回路５５と、を含んで構成される。トランジスタ５４は、任意の種類の半導体スイッチン素子であって良いが、ここでは、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ電界効果トランジスタ；metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）がトランジスタ５４として用いられるものとする。以下、ＭＯＳＦＥＴ（ここではＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴ）として形成されたトランジスタ５４をＭＯＳＦＥＴ５４と称する。尚、単一の参照電圧源が、タイミング弁別回路１８［１］〜１８［４］に利用される参照電圧源５２として共用されていても良い。

コンパレータ５１は、非反転入力端子、反転入力端子及び出力端子を有する。図７（ａ）のタイミング弁別回路１８［ｉ］において、コンパレータ５１の非反転入力端子には双極性パルス信号を含んだ信号Ｓ_Ｆ［ｉ］が入力され、コンパレータ５１の反転入力端子は、ＭＯＳＦＥＴ５４のドレインに接続されている。コンパレータ５１の反転入力端子とＭＯＳＦＥＴ５４のドレインとの接続点をノードＮＤと称する。参照電圧Ｖ_ＲＥＦが加わる参照電圧源５２の正出力端子は、抵抗５３を介してノードＮＤに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ５４のソースは、ゼロボルトの電位を有する基準電位ライン（ゼロ電位ライン）に接続されている。

従って、ＭＯＳＦＥＴ５４のゲート−ソース間電圧（ソースの電位を基準としたゲートの電圧）が所定の正の閾値電圧未満であれば、ＭＯＳＦＥＴ５４はオフとなって（即ちＭＯＳＦＥＴ５４のドレイン及びソース間が非導通状態となって）、コンパレータ５１の反転入力端子には参照電圧源５２からの参照電圧Ｖ_ＲＥＦが加わる。一方、ＭＯＳＦＥＴ５４のゲート−ソース間電圧が所定の正の閾値電圧以上になると、ＭＯＳＦＥＴ５４がオンとなって（即ちＭＯＳＦＥＴ５４のドレイン及びソース間が導通状態となって）、コンパレータ５１の反転入力端子の電圧はゼロとなる（ここで、ＭＯＳＦＥＴ５４のオン時におけるドレイン−ソース間電圧を無視）。

図７（ａ）のタイミング弁別回路１８［ｉ］において、コンパレータ５１は、非反転入力端子への供給電圧と反転入力端子への供給電圧とを比較し、それらの高低関係を示す信号を自身の出力端子から出力する。より具体的には、コンパレータ５１は、非反転入力端子における電圧が反転入力端子における電圧よりも低いとき、ローレベルの電圧信号を出力し、非反転入力端子における電圧が反転入力端子における電圧以上であるとき、ローレベルよりも高い電位を有するハイレベルの電圧信号を出力する。

図７（ａ）のタイミング弁別回路１８［ｉ］において、コンパレータ５１の出力信号がタイミング弁別回路１８［ｉ］の出力信号Ｓ_Ｇ［ｉ］として機能する。ドライバ回路５５は、コンパレータ５１の出力信号に応じた駆動信号をＭＯＳＦＥＴ５４のゲートに供給することでＭＯＳＦＥＴ５４のオン／オフを制御する。より具体的には、ドライバ回路５５は、コンパレータ５１の出力信号のレベルがハイレベルであるとき、ＭＯＳＦＥＴ５４をオンにするためのハイレベルのゲート電圧をＭＯＳＦＥＴ５４のゲートに供給し、コンパレータ５１の出力信号のレベルがローレベルであるとき、ＭＯＳＦＥＴ５４をオフにするためのローレベルのゲート電圧をＭＯＳＦＥＴ５４のゲートに供給する。ドライバ回路５５の出力信号において、ハイレベルはローレベルよりも電位が高い。

図７（ｂ）に、図７（ａ）のタイミング弁別回路１８［ｉ］における、信号Ｓ_Ｆ［ｉ］及び信号Ｓ_Ｇ［ｉ］の波形図並びにノードＮＤの電圧の波形図を、ＭＯＳＦＥＴ５４の状態と共に示す。放射線検出装置１の起動後、初回の双極性パルスがコンパレータ５１に入力される前において、ＭＯＳＦＥＴ５４はオフになっており、従って、正の参照電圧Ｖ_ＲＥＦがコンパレータ５１の反転入力端子に入力されてコンパレータ５１からローレベルの電圧信号が出力されているものとする。

その後、ＭＯＳＦＥＴ５４がオフである状態で信号Ｓ_Ｆ［ｉ］における双極性パルス信号の信号値を示す非反転入力端子の電圧が上昇して参照電圧Ｖ_ＲＥＦ（反転入力端子へ供給電圧）より大きくなると、コンパレータ５１の出力信号レベルがローレベルからハイレベルに切り替わり、結果、駆動回路５５を通じてＭＯＳＦＥＴ５４がオンとされることでノードＮＤの電圧が参照電圧Ｖ_ＲＥＦからゼロまで下降する。その後、信号Ｓ_Ｆ［ｉ］における双極性パルス信号の信号値が極大値をとってから下降に転じてゼロより小さくなる。この際、ゼロクロスタイミングを境に、コンパレータ５１の出力信号レベルがハイレベルからローレベルに切り替わり、結果、駆動回路５５を通じてＭＯＳＦＥＴ５４がオフとされることでノードＮＤの電圧がゼロから参照電圧Ｖ_ＲＥＦへと切り替わる。この状態は、次回の双極性パルス信号がタイミング弁別回路１８［ｉ］に入力されて次回の双極性パルス信号の信号値が参照電圧Ｖ_ＲＥＦ以上となるまで継続する。

実際には、光パルス波と雑音パルス波とを含んだパルス波の列が光検出器１１［１］〜１１［４］から前置増幅回路１２［１］〜１２［４］に入力されることになるので、タイミング弁別回路１８［ｉ］に入力される双極性パルス信号は、光パルス波に基づいている場合もあるし、雑音パルス波に基づいている場合もある。故に、タイミング弁別回路１８［ｉ］は、光パルス波又は雑音パルス波の前置増幅回路１２［ｉ］への入力タイミングの情報を含んだタイミング信号（Ｓ_Ｇ［ｉ］）を生成及び出力する、と言える。

同時計数回路２３は、タイミング弁別回路１８［１］〜１８［４］からのタイミング信号（Ｓ_Ｇ［１］〜Ｓ_Ｇ［４］）に基づき、即ち、タイミング弁別回路１８［１］〜１８［４］によるゼロクロスタイミングの検出結果に基づき、トリガ信号の出力制御を行う。

放射線の入射に基づくシンチレーション光が発生したときには、シンチレーション光に基づく光パルス波に応答した双極性パルス信号が微分回路１７［１］〜１７［４］の夫々から出力され、結果、タイミング弁別回路１８［１］〜１８［４］にて互いに同じゼロクロスタイミングが検出される。一方、雑音パルス波に応答した双極性パルス信号は微分回路１７［１］〜１７［４］間において独立に且つランダムに出力されるので、雑音パルス波に応答した双極性パルス信号については、タイミング弁別回路１８［１］〜１８［４］間で互いに同じゼロクロスタイミングが検出されることはない（但し、偶然に検出されることも稀にはある）。

同時計数回路２３は、タイミング弁別回路１８［１］〜１８［４］にて、互いに同じゼロクロスタイミングが検出された場合に限り、トリガ信号を出力する。タイミング弁別回路１８［１］〜１８［４］にて検出された４つのゼロクロスタイミングが同じであるとは、一定の幅を持った時間概念であり、それら４つのゼロクロスタイミングが一定の時間幅を持った同時期に属していることをも含む概念である。

つまり、同時計数回路２３は、タイミング信号Ｓ_Ｇ［１］〜Ｓ_Ｇ［４］の元となった信号Ｓ_Ｄ［１］〜Ｓ_Ｄ［４］に対応するパルス波（光パルス波又は雑音パルス波）が光検出器１１［１］〜１１［４］から前置増幅回路１２［１］〜１２［４］に対し同時期に入力されたものであるか否かを、タイミング信号（Ｓ_Ｇ［１］〜Ｓ_Ｇ［４］）に基づいて検出し、同時期に入力されたものであると検出した場合に限り、信号Ｓ_Ｄ［１］〜Ｓ_Ｄ［４］に対応するパルス波が光パルス波であると判定して、トリガ信号を出力する。同時期に入力されたものではないと判定された場合、信号Ｓ_Ｄ［１］〜Ｓ_Ｄ［４］に対応するパルス波は雑音パルス波であると判定されて、トリガ信号は非出力とされる。

信号（波形整形信号）Ｓ_Ｄ［１］〜Ｓ_Ｄ［４］に対応するパルス波が光検出器１１［１］〜１１［４］から前置増幅回路１２［１］〜１２［４］に対し同時期に入力されることを、便宜上、同時パルス波入力と称し、同時期に入力されないことを、非同時パルス波入力と称する。

より具体的には例えば、同時計数回路２３は、タイミング弁別回路１８［１］にてゼロクロスタイミングが検出されたとき、そのゼロクロスタイミングを中心とし且つ所定の時間幅を有する期間を設定して、その期間内に属するゼロクロスタイミングがタイミング弁別回路１８［２］〜１８［４］の夫々においても検出された場合に限り、同時パルス波入力があったと判定してトリガ信号を出力する。上記期間内に属するゼロクロスタイミングがタイミング弁別回路１８［２］〜１８［４］の内、１つでも検出されない場合には、同時パルス波入力はなかったと判定されて（非同時パルス波入力であったと判定されて）、トリガ信号は出力されない。

図６には、同時パルス波入力に対応したトリガ信号１１１８を含んだ、同時計数回路２３の出力信号Ｓ_Ｋの波形が示されている。図６では、タイミングＴ１における放射線の入射に基づくタイミング信号１１１７が生成されることが想定されており、タイミング信号１１１７は、タイミング弁別回路１８［１］〜１８［４］の夫々から同時期に出力される。即ち、タイミング弁別回路１８［１］〜１８［４］からの４つのタイミング信号１１１７のハイレベルからローレベルへの切り替わりタイミング（即ち４つのゼロクロスタイミング）は実質的に同一となるので、同時パルス波入力があったと判定されて、トリガ信号１１１８が同時計数回路２３から出力される。ここでは、各タイミング弁別回路１８［ｉ］にて検出されたゼロクロスタイミングから所定時間Δｔ２だけ遅延させたタイミングにおいてトリガ信号１１１８が出力されているが、所定時間Δｔ２はゼロでありうる。トリガ信号１１１８は、微分回路２２の出力信号のサンプリングタイミングを指定する信号であるが、詳細は後述の説明から明らかとなる。

同時パルス波入力があった場合においても タイミング弁別回路１８［１］〜１８［４］にて検出された４つのゼロクロスタイミングは、厳密には、互いに若干ずれうる。このため、例えば、同時パルス波入力があった場合、タイミング弁別回路１８［１］〜１８［４］の中から回路１８［１］を代表して用い、タイミング弁別回路１８［１］にて検出されたゼロクロスタイミングから所定時間Δｔ２だけ遅延させたタイミングにおいてトリガ信号１１１８を出力すれば良い。或いは例えば、同時パルス波入力があった場合、タイミング弁別回路１８［１］〜１８［４］による４つのゼロクロスタイミングの内、最も早い若しくは最も遅いゼロクロスタイミングを参照ゼロクロスタイミングに設定し、又は、２番目若しくは３番目に早いゼロクロスタイミングを参照ゼロクロスタイミングに設定し、参照ゼロクロスタイミングから所定時間Δｔ２だけ遅延させたタイミングにおいてトリガ信号１１１８を出力するようにしても良い。

加算回路２０は、バッファ回路１９［１］〜１９［４］を介して積分回路１４［１］〜１４［４］から供給される４つの信号Ｓ_Ｄ［１］〜Ｓ_Ｄ［４］を、アナログ信号として加算し、加算によって得られた信号（以下、加算信号とも称する）を出力する。図６を参照し、タイミングＴ１における放射線の入射に基づく信号１１１４が積分回路１４［１］〜１４［４］の夫々から出力されることになるので、積分回路１４［１］〜１４［４］からの各信号１１１４を足し合わせた信号１１２０が加算回路２０の出力信号Ｓ_Ｈに含まれることになる。

積分回路２１は、抵抗及びコンデンサから成るＲＣ積分回路を複数段直列に接続して構成される多段積分回路であり、多段積分回路にて加算信号Ｓ_Ｈを積分して、積分後の信号Ｓ_Ｉを出力する。積分回路２１において、多段積分回路を形成するＲＣ積分回路の段数は４段又は５段であるが、その段数は４段又は５段に限定されない。加算信号１１２０は、積分回路１４［１］〜１４［４］からの各電圧パルス信号１１１４を足し合わせて得られる電圧パルス信号であるので、各電圧パルス信号１１１４と同様の疑似ガウス形状を有する（図６参照）。結果、加算信号（電圧パルス信号）１１２０を積分して得られる信号であって且つ信号Ｓ_Ｉに含まれる電圧パルス信号１１２１も、疑似ガウス形状を有する（図６参照）。但し、積分回路２０にて積分される分、電圧パルス信号にてピーク値をとるタイミングは、信号１１２１においての方が信号１１２０においてよりも後方にずれる。このずれ量は、多段積分回路におけるＲＣ積分回路を１段ずつ通過する度に、大きくなる。

微分回路２２は、抵抗及びコンデンサから成るＲＣ微分回路にて構成され、積分回路２１の出力信号Ｓ_Ｉを微分して、微分後の信号Ｓ_Ｊを出力する。信号Ｓ_Ｊをサンプリング対象信号と称する。微分回路２２におけるＲＣ微分回路での微分により、積分回路２１の出力信号Ｓ_Ｉの交流成分が抽出されるので、図６に示す如く、サンプリング対象信号Ｓ_Ｊには、電圧パルス信号１１２１の交流成分であるサンプリング用の双極性パルス信号１１２２が含まれるようになる。上述したように、双極性パルス信号において、信号値は、ゼロを起点として単調増大して極大値（正のピーク値）をとった後、単調減少してゼロを下回って極小値（負のピーク値）をとり、その後、単調増加を経てゼロに戻る。サンプリング対象信号Ｓ_Ｊに含まれるサンプリング用の双極性パルス信号１１２２の極大値（即ち正のピーク値）を、記号ＶＡＬｐにて表す。

積分回路２１及び微分回路２２は、サンプリング対象信号Ｓ_Ｊがシンチレータ１０の発光量に応じたピーク値を持つように加算信号Ｓ_Ｈからサンプリング対象信号Ｓ_Ｊを生成する。タイミングＴ１での放射線入射応答に関して言えば、タイミングＴ１での放射線入射に応答してシンチレータ１０が発光し、シンチレータ１０の発光量に応じた波高値を有する電流パルス信号１１１１（光パルス波）が光検出器１１［１］〜１１［４］の夫々にて発生することになるが、光検出器１１［１］〜１１［４］にて発生した４つの電流パルス信号１１１１の面積ＳＳの合計値が、サンプリング用の双極性パルス信号１１２２のピーク値ＶＡＬｐにて示されるように、積分回路２１及び微分回路２２は構成されている。これを実現すべく、微分回路１３［ｉ］、積分回路１４［ｉ］、積分回路２１及び微分回路２２において、電圧ΔＶ（図２、図６参照）の情報を保存しながら積分又は微分を行っていけば良い。具体的には、信号Ｓ_Ｃ［ｉ］及びＳ_Ｄ［ｉ］が各々に信号Ｓ_Ｂ［ｉ］の電圧ΔＶに比例する波高値を有するように微分回路１３［ｉ］及び積分回路１４［ｉ］を構成する。そうすると、信号Ｓ_Ｄ［１］〜Ｓ_Ｄ［４］を足し合わせることで形成される加算信号Ｓ_Ｈの波高値は、信号Ｓ_Ｂ［１］〜Ｓ_Ｂ［４］における４つの電圧ΔＶの和に比例する値を持つ。そして、信号Ｓ_Ｉの波高値及び信号Ｓ_Ｊのピーク値ＶＡＬｐが、加算信号Ｓ_Ｈの波高値に比例する値（従って信号Ｓ_Ｂ［１］〜Ｓ_Ｂ［４］における４つの電圧ΔＶの和に比例する値）を持つように積分回路２１及び微分回路２２を構成すれば良い。

サンプリング用の双極性パルス信号１１２２がピーク値ＶＡＬｐとるタイミングＴ１ｐは、タイミング信号生成用の双極性パルス信号１１１６のゼロクロスタイミングよりも遅い（図６参照）。つまり、サンプリング対象信号Ｓ_Ｊにおけるサンプリング用の双極性パルス信号１１２２がゼロクロスする前であって且つサンプリング対象信号Ｓ_Ｊがシンチレータ１０の発光量に応じたピーク値ＶＡＬｐをとる前に、タイミング弁別回路１８［１］〜１８［４］でのゼロクロスタイミングの検出が完了している。これは、サンプリング用の双極性パルス信号１１２２がピーク値ＶＡＬｐをとる前に同時パルス波入力があったのか否かを判定して、同時パルス波入力があった場合に確実にピーク値ＶＡＬｐをサンプリングするためであり、上記のタイミング関係が実現されるように、積分回路１６［ｉ］及び微分回路１７［ｉ］の時定数及び積分回路２１及び微分回路２２の時定数が設定されている。

具体的には、上記の目的が達成されるよう、積分回路２１の時定数は積分回路１６［ｉ］の時定数よりも大きくされ、これに連動して、微分回路２２の時定数は微分回路１７［ｉ］の時定数よりも大きくされる。結果、信号１１２１及び１１２２は、信号１１１５及び１１１６を、時間方向に伸長したような信号となる（図６参照）。積分回路２１の時定数と微分回路２２の時定数は互いに同じであって良く、積分回路１６［ｉ］の時定数と微分回路１７［ｉ］の時定数も互いに同じであって良い。

尚、積分回路２１を単一のＲＣ積分回路にて構成することも可能であり、その単一のＲＣ積分回路の時定数を十分に大きくすることでも、サンプリング対象信号Ｓ_Ｊがピーク値ＶＡＬｐをとる前にゼロクロスタイミングの検出を完了させることも可能ではある。但し、この場合には、積分回路２１を多段積分回路にて構成する場合よりも積分回路２１の出力信号１１２１の振幅が小さくなってシンチレータ１０の発光量の検出分解能が低下する。このため、積分回路２１を多段積分回路にて形成し、多段積分回路にて形成される積分回路２１の全体の時定数を積分回路１６［ｉ］の時定数よりも大きく設定すると良い。

同時計数回路２３は、サンプリング対象信号Ｓ_Ｊがピーク値ＶＡＬｐをとるタイミングにてサンプリング対象信号Ｓ_Ｊの信号値がサンプリングされてデジタル値へと変換されるよう、信号Ｓ_Ｋにトリガ信号を含める。ＡＤ変換回路２４は、トリガ信号にて指定されたタイミングにてサンプリング対象信号Ｓ_Ｊの信号値をサンプリングし、サンプリングした信号値をデジタル値に変換して出力する。

図６のタイミング信号１１１７に基づくトリガ信号１１１８に関して言えば、サンプリング対象信号Ｓ_Ｊに含まれるサンプリング用の双極性パルス信号１１２２が正のピーク値ＶＡＬｐをとるタイミングにて、サンプリング対象信号Ｓ_Ｊの信号値をサンプリングするように指定するトリガ信号１１１８が同時計数回路２３からＡＤ変換回路２４に出力され、結果、ピーク値ＶＡＬｐがＡＤ変換回路２４にてサンプリング及びデジタル変換されてデジタル値として出力される。信号Ｓ_Ｆ［ｉ］に含まれるタイミング信号生成用の双極性パルス信号１１１６のゼロクロスタイミングを起点として、トリガ信号１１１８の出力タイミングを定める時間Δｔ２は、回路１２［ｉ］〜１８［ｉ］及び回路２０〜２２の特性（主として、微分回路１３［ｉ］及び積分回路１４［ｉ］の時定数、積分回路１６［ｉ］及び微分回路１７［ｉ］の時定数及び積分回路２１及び微分回路２２の時定数）から決定される。

放射線がシンチレータ１０に入射した場合には、図８（ａ）に示す如く、シンチレーション光に基づく光パルス波が光検出器１１［１］〜１１［４］にて同時に発生するため、タイミング弁別回路１８［１］〜１８［４］のゼロクロスタイミング検出結果を示すタイミング信号（Ｓ_Ｇ［１］〜Ｓ_Ｇ［４］）に基づき、同時計数回路２３にて、同時パルス波入力があったと判定されてトリガ信号が出力される。一方、雑音パルス波が発生した場合にもサンプリング対象信号Ｓ_Ｊに双極性パルス信号が含まれることになるが、雑音パルス波に対しては同時パルス波入力があったとは判断されずにトリガ信号が出力されないので（図８（ｂ）参照）、雑音パルス波についてのサンプリング対象信号Ｓ_ＪはＡＤ変換（アナログ／デジタル変換）の対象とならない。従って、ＡＤ変換回路２４にて取得されるデジタル値は、シンチレータ１０の発光量を示す情報を正確に示すことになる。また、サンプリング対象信号（Ｓ_Ｊ）は、４台の光検出器１１［１］〜１１［４］の出力に基づく４つの信号の加算を通じて生成されるため、シンチレータ１０の発光量を高精度（例えば１つの信号Ｓ_Ｄ［１］のみを積分回路２１に入力する場合と比べて高い精度）で検出することが可能となる。

放射線が入射して光パルス波が発生するイベントが次々と発生する場合には、イベントごとに、上述の如く、光パルス波に対応したトリガ信号及びサンプリング対象信号が生成されてトリガ信号に基づくタイミングにてＡＤ変換が行われることになる。

例えば、図４に示す如くタイミングＴ１及びＴ２にて放射線１１００及び１２００の入射に基づく光パルス波１１１１及び１２１１が順次発生する場合においては、シンチレーション光１１１０の光量を示す第１のサンプリング用の双極性パルス信号と、シンチレーション光１２１０の光量を示す第２のサンプリング用の双極性パルス信号とが、サンプリング対象信号Ｓ_Ｊに時系列に沿って独立して含まれることになり、一方で、タイミングＴ１から時間（Δｔ１＋Δｔ２）だけ経過したタイミングにサンプリングを行うべきことを指定する第１のトリガ信号と、タイミングＴ２から時間（Δｔ１＋Δｔ２）だけ経過したタイミングにサンプリングを行うべきことを指定する第２のトリガ信号とが順次、同時計数回路２３からＡＤ変換回路２４に出力される。サンプリング対象信号Ｓ_Ｊの信号値は、タイミングＴ１から時間（Δｔ１＋Δｔ２）だけ経過したタイミングにおいて極大値をとってシンチレーション光１１１０の光量を示し、タイミングＴ２から時間（Δｔ１＋Δｔ２）だけ経過したタイミングにおいて極大値をとってシンチレーション光１２１０の光量を示すため、第１のトリガ信号及び第２のトリガ信号に従うタイミングにサンプリング対象信号Ｓ_Ｊの信号値をサンプリングすることで、シンチレーション光１１１０及び１２１０の光量（タイミングＴ１及びＴ２でのシンチレータ１０の発光量）を個別に且つ正確に検出することが可能となる。

放射線検出装置１に設けられうる、ＡＤ変換回路２４の後段回路（不図示）は、ＡＤ変換回路２４の出力から、シンチレータ１０の放射線の入射の有無、シンチレータ１０に入射した放射線のエネルギ、放射線量（シンチレータ１０の吸収線量）などを検出及び導出することができる。

上述した放射線検出装置１の構成及び動作等を、便宜上、基本実施例と称する。以下、複数の実施例の中で、基本実施例に対する変形技術や応用技術を説明する。特に記述無き限り且つ矛盾無き限り、基本実施例に記載の事項が後述の各実施例に適用され、各実施例において基本実施例と矛盾する事項については、各実施例での記載が優先される。また矛盾無き限り、以下に述べる複数の実施例の内、任意の実施例に記載した事項を、他の任意の実施例に適用することもできる（即ち複数の実施例の内の任意の２以上の実施例を組み合わせることも可能である）。

＜＜第１実施例＞＞
第１実施例を説明する。第１実施例では、タイミング弁別回路１８［ｉ］の他の構成例について説明する。

まず、第１実施例にて説明するタイミング弁別回路の他の構成例の意義を明確化するべく、基本実施例にて示した図７（ａ）のタイミング弁別回路１８［ｉ］に関して、動作に関する具体的な数値例を図９（ａ）〜（ｃ）に示す。ここでは、コンパレータ５１及び駆動回路５５が５Ｖ（ボルト）を電源電圧として駆動する回路であることを想定し、それらの入力電圧及び出力電圧は０Ｖ以上であるとする。

図９（ａ）に示す如く、コンパレータ５１は、非反転入力端子における電圧が反転入力端子における電圧よりも高いときにはハイレベルの電圧信号を出力し、反転入力端子における電圧が非反転入力端子における電圧よりも高いときにはローレベルの電圧信号を出力する。コンパレータ５１において、非反転入力端子における電圧と反転入力端子における電圧とが等しいとき、コンパレータ５１の出力電圧レベルはハイレベル又はローレベルとなる（不定となる）。コンパレータ５１の出力に関し、ハイレベルとは４．２Ｖ以上且つ５．０以下の電圧を有し、ローレベルとは０Ｖ以上且つ０．８Ｖ以下の電圧を有する。

図９（ｂ）に示す如く、駆動回路５５は、自身への入力電圧が３．０Ｖ以上であるときにはハイレベルの電圧信号を出力し、自身への入力電圧が２．０Ｖ以下であるときにはローレベルの電圧信号を出力するものとする。駆動回路５５において、駆動回路５５への入力電圧が２．０Ｖよりも高いが３．０Ｖよりも小さいとき、駆動回路５５の出力電圧レベルはハイレベル又はローレベルとなる（不定となる）。駆動回路５５の出力に関し、ハイレベルとは４．２Ｖ以上且つ５．０以下の電圧を有し、ローレベルとは０Ｖ以上且つ０．８Ｖ以下の電圧を有する。

図９（ｃ）に示す如く、ＭＯＳＦＥＴ５４の閾値電圧は、仕様において１．２Ｖであるとする。従って、ＭＯＳＦＥＴ５４のゲート−ソース間電圧が１．２Ｖ未満であるとき、ロジック素子としてはＭＯＳＦＥＴ５４はオフとなり、ＭＯＳＦＥＴ５４のゲート−ソース間電圧が１．２Ｖより高いとき、ロジック素子としてはＭＯＳＦＥＴ５４はオンとなる。

上記数値例の下、基本実施例でのタイミング弁別回路１８［ｉ］において、コンパレータ５１の出力信号レベルがハイレベルであるときには、図１０（ａ）に示す如く、駆動回路５５よりハイレベルの電圧がＭＯＳＦＥＴ５４のゲートに供給されるため、ＭＯＳＦＥＴ５４は十分にオン状態となることが期待される。コンパレータ５１の出力信号レベルがローレベルであるときには、図１０（ｂ）に示す如く、駆動回路５５よりローレベルの電圧がＭＯＳＦＥＴ５４のゲートに供給されるため、ＭＯＳＦＥＴ５４の状態はロジック素子としてはオフ状態となる。

しかしながら、ＭＯＳＦＥＴ５４をアナログ素子として見た場合、ロジック素子としてはオフ状態にあっても、ＭＯＳＦＥＴ５４が完全にスイッチとしてオフ状態になりきれていないこともある。例えば、駆動回路５５がローレベルの信号を出力する場合であって且つ該信号のレベルが０．８Ｖ程度であるとき、０．８Ｖ程度のゲート電圧がＭＯＳＦＥＴ５４に加わる。そうすると、ＭＯＳＦＥＴ５４は、ロジック素子としてはオフ状態と言えるかもしれないものの、相応のドレイン電流が流れる状態となってアナログ素子としては無限とはみなせない抵抗値を持った抵抗のように振る舞う。結果、駆動回路５５の出力がローレベルであってもＭＯＳＦＥＴ５４が真にオフ状態になりきらず、結果、基本実施例で示したような理想的なＭＯＳＦＥＴ５４のオン／オフ制御が実現できない場合ある（ノードＮＤの電圧がゼロになった後、参照電圧Ｖ_ＲＥＦに正しく復帰できない場合がある）。

理想的なＭＯＳＦＥＴ５４のオン／オフ制御を実現できるか否かは、ＭＯＳＦＥＴ５４及び駆動回路５５の各仕様並びにＭＯＳＦＥＴ５４及び駆動回路５５の組み合わせに依存するが、それらに依存することなく、ＭＯＳＦＥＴ５４を確実に狙った通りにオン／オフ制御できることが望ましい。

図１１（ａ）は、これを考慮した、第１実施例に係るタイミング弁別回路１８Ｍ［ｉ］の回路図である。タイミング弁別回路１８Ｍ［ｉ］を、タイミング弁別回路１８［ｉ］として用いることができる。

タイミング弁別回路１８Ｍ［ｉ］は、基本実施例で示した図７（ａ）のタイミング弁別回路１８［ｉ］に対し、レベル調整回路５６を追加したものである。従って、タイミング弁別回路１８Ｍ［ｉ］は、図７（ａ）のタイミング弁別回路１８［ｉ］が有するものと同じコンパレータ（比較回路）５１、参照電圧源５２、抵抗５３、トランジスタ５４及び駆動回路５５を有し、更に、レベル調整回路５６を有する。図１１（ａ）の例でも、トランジスタ５４が、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成されているものとする。

コンパレータ５１と参照電圧源５２と抵抗５３と駆動回路５５とノードＮＤとの接続関係は基本実施例で説明した通りであり、第１実施例で特に述べない事項に関しては基本実施例の記載が第１実施例にも適用される。また、基本実施例と同様、タイミング弁別回路１８Ｍ［ｉ］において、コンパレータ５１の非反転入力端子には微分回路１７［ｉ］の出力信号Ｓ_Ｆ［ｉ］が供給され、コンパレータ５１の出力信号がタイミング弁別回路１８Ｍ［ｉ］の出力信号Ｓ_Ｇ［ｉ］として機能する。

タイミング弁別回路１８Ｍ［ｉ］において、ＭＯＳＦＥＴ５４のドレイン、ソースは、タイミング弁別回路１８［ｉ］と同様に、夫々、ノードＮＤ（即ちコンパレータ５１の反転入力端子）及びゼロボルトの電位を有する基準電位ライン（ゼロ電位ライン）に接続されているが、ＭＯＳＦＥＴ５４のゲートは、レベル調整回路５６を介して駆動回路５５の出力端子に接続されている。

レベル調整回路５６は、駆動回路５６の出力信号の電圧レベルを低電位側にシフトさせ、該シフト後の駆動回路５６の出力信号をＭＯＳＦＥＴ５４のゲートに供給するものであり、互いに直列接続されたダイオード５６Ｄ１及び５６Ｄ２と、抵抗５６Ｒとで構成されている。より具体的には、駆動回路５６の出力信号が現れる駆動回路５６の出力端子は、ダイオード５６Ｄ１のアノードに接続され、ダイオード５６Ｄ１のカソードはダイオード５６Ｄ２のアノードに接続され、ダイオード５６Ｄ２のカソードはＭＯＳＦＥＴ５４のゲートに接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴ５４のゲートは抵抗５６Ｒを介して基準電位ライン（ゼロ電位ライン）に接続されている。ダイオード５６Ｄ１及び５６Ｄ２の夫々において、順方向電圧は約０．７Ｖである。

レベル調整回路５６の有無は相違するものの、タイミング弁別回路の基本的な回路動作は、図７（ａ）のタイミング弁別回路１８［ｉ］及び図１１（ａ）のタイミング弁別回路１８Ｍ［ｉ］間で共通している。

即ち、タイミング弁別回路１８Ｍ［ｉ］に関し、図１１（ｂ）に示す如く、ＭＯＳＦＥＴ５４がオフである状態（従って参照電圧Ｖ_ＲＥＦがノードＮＤに印加されている状態）で、信号Ｓ_Ｆ［ｉ］における双極性パルス信号の信号値を示す非反転入力端子の電圧が上昇して参照電圧Ｖ_ＲＥＦ（反転入力端子へ供給電圧）より大きくなると、コンパレータ５１の出力信号レベルがローレベルからハイレベルに切り替わる。そうすると、コンパレータ５１からのハイレベルの出力信号に基づき、ＭＯＳＦＥＴ５４をオンするためのハイレベルの電圧信号が、駆動回路５５の出力端子からレベル調整回路５６を介してＭＯＳＦＥＴ５４のゲートに供給される。結果、ＭＯＳＦＥＴ５４の状態がオフからオンに切り替えられてノードＮＤの電圧（反転入力端子の電圧）が参照電圧Ｖ_ＲＥＦからゼロに切り替えられる。

その後、ＭＯＳＦＥＴ５４がオンである状態で、信号Ｓ_Ｆ［ｉ］における双極性パルス信号の信号値を示す非反転入力端子の電圧が下降してきて反転入力端子の電圧（即ちゼロボルト）より低くなると、双極性パルス信号のゼロクロスタイミングを境に、コンパレータ５１の出力信号レベルがハイレベルからローレベルに切り替わる。そうすると、コンパレータ５１からのローレベルの出力信号に基づき、ＭＯＳＦＥＴ５４をオフするためのローレベルの電圧信号が、駆動回路５５の出力端子からレベル調整回路５６を介してＭＯＳＦＥＴ５４のゲートに供給される。結果、ＭＯＳＦＥＴ５４の状態がオンからオフに切り替えられてノードＮＤの電圧（反転入力端子の電圧）がゼロから参照電圧Ｖ_ＲＥＦに切り替えられる。

但し、タイミング弁別回路１８Ｍ［ｉ］においては、駆動回路５６の出力信号を低電位側にシフトしたものがＭＯＳＦＥＴ５４のゲートに供給されるため、基本実施例のタイミング弁別回路１８［ｉ］を用いる場合と比べ、確実にＭＯＳＦＥＴ５４をオン／オフ制御できる。例えば、駆動回路５６がローレベルの信号として０．８Ｖの電圧信号を出力したとき、ダイオード５６Ｄ１及び５６Ｄ２の作用により、ＭＯＳＦＥＴ５４のゲートには、０．８Ｖよりも十分に小さな（実質的にゼロボルト）電圧しか加わらなくなるため、ＭＯＳＦＥＴ５４をアナログ素子としても十分にオフ状態にすることができる。

尚、図７（ａ）のタイミング弁別回路１８［ｉ］及び図１１（ａ）のタイミング弁別回路１８Ｍ［ｉ］において、駆動回路５５を削除することも可能である。図７（ａ）のタイミング弁別回路１８［ｉ］から駆動回路５５を削除する場合、コンパレータ５１の出力信号を、直接、ＭＯＳＦＥＴ５４のゲートに供給すれば良い。図１１（ａ）のタイミング弁別回路１８Ｍ［ｉ］から駆動回路５５を削除する場合、コンパレータ５１の出力信号を、直接、ダイオード５６Ｄ１のアノードに供給すれば良い。但し、信号Ｓ_Ｆ［ｉ］の電圧とノードＮＤの電圧との高低関係に基づくコンパレータ５１の出力信号レベル制御（コンパレータ５１の出力論理）を上述してきたものと逆にすることも可能であり、そのような構成では、論理反転を行う駆動回路５５が必須となる。様々な仕様に対応できるようにするために駆動回路５５があった方が好ましい。

また、図１１（ａ）の例では、レベル調整回路５６に２つのダイオードが含まれているが、駆動回路５５の出力端子とＭＯＳＦＥＴ５４のゲートとの間に直列に介在するダイオードの個数は１つであっても良いし、３つ以上であっても良い。ＭＯＳＦＥＴ５４にて所望のオン／オフが実現されるよう、駆動回路５５の出力特性とＭＯＳＦＥＴ５４の特性を考慮して最適なダイオード数を決定すれば良い。

半導体スイッチング素子としてのトランジスタ５４がＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴであることを想定したが、トランジスタ５４は、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ以外の半導体スイッチング素子であっても良い。例えば、トランジスタ５４がＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成されるようにタイミング弁別回路１８［ｉ］及び１８Ｍ［ｉ］の回路構成を変形しても良いし、トランジスタ５４としてＪＦＥＴ（接合型電界効果トランジスタ）又はバイポーラトランジスタを用いるようにしても良い。

何れにせよ、トランジスタ５４は、第１導通端子、第２導通端子及び制御端子を有し、制御端子への供給電圧に基づき、第１導通端子及び第２導通端子間の電路をオン（導通状態）又はオフ（非導通状態）とする半導体スイッチング素子である。トランジスタ５４が電界効果トランジスタとして形成されている場合、第１及び第２導通端子はドレイン及びソースであって且つ制御端子はゲートである。トランジスタ５４がバイポーラトランジスタとして形成されている場合、第１及び第２導通端子はコレクタ及びエミッタであって且つ制御端子はベースである。

トランジスタ５４は、第１又は第２導通端子の電位を基準として自身の制御端子への供給電圧が所定の第１電圧（例えば０．１Ｖ）であるときにオフとなり、第１電圧と異なる所定の第２電圧（例えば４Ｖ）であるときにオンとなるスイッチング素子であって、トランジスタ５４の閾値電圧（例えば１．２Ｖ）は第１電圧と第２電圧との間にある。

そして、コンパレータ５１の出力信号レベルに基づくトランジスタ５４をオフするための電圧信号がレベル調整回路５６内のダイオードを通じてトランジスタ５４の制御端子に供給される際において、トランジスタ５４をオフするための電圧信号の電圧レベルがレベル調整回路５６のダイオードにより第２電圧のレベルから第１電圧のレベルに向かう方向にシフトされるように、レベル調整回路５６のダイオードは配置されている。これにより、トランジスタ５４をオフすべきタイミングにおいて確実にトランジスタ５４をオフすることが可能となる。

図１１（ａ）の例では、トランジスタ５４をオフするための電圧信号の電圧レベルが低電位側にシフトされるようにレベル調整回路５６のダイオードが配置されているが、トランジスタ５４の種類を含むタイミング弁別回路１８Ｍ［ｉ］の回路構成によっては、高電位側にシフトされるようにレベル調整回路５６のダイオードが配置されることもありえる。

＜＜第２実施例＞＞
第２実施例を説明する。１つの捉え方として、放射線検出装置１を以下のように考えることもできる。

図１２を参照し、即ち、放射線検出装置１は、放射線の入射に基づくシンチレータ（１０）の発光に対応する光パルス波（Ｓ_Ａ［ｉ］）を各々に出力する複数の光検出器（１１［１］〜１１［４］）と、複数の光検出器からの複数の出力信号（Ｓ_Ａ［１］〜Ｓ_Ａ［４］）を個別に増幅及び波形整形することで複数の波形整形信号（Ｓ_Ｄ［１］〜Ｓ_Ｄ［４］）を生成する前段回路１０１と、複数の波形整形信号を加算して加算信号（Ｓ_Ｈ）を生成し、加算信号を波形整形することでサンプリング対象信号（Ｓ_Ｊ）を生成するサンプリング対象信号生成回路１０２と、前段回路１０１からの複数の波形整形信号に基づきトリガ信号（Ｓ_Ｋ）を出力可能なトリガ信号出力回路１０３と、トリガ信号出力回路１０３からトリガ信号が出力された際、その出力タイミングに応じたタイミングでサンプリング対象信号の信号値情報を取得することでシンチレータの発光情報を得る情報取得回路１０４と、を備えている、と考えることができる。

ここで、前段回路１０１は、回路１２［１］〜１２［４］、１３［１］〜１３［４］及び１４［１］〜１４［４］を含んで構成され、サンプリング対象信号生成回路１０２は、回路２０〜２２を含んで構成され、トリガ信号出力回路１０３は、回路１６［１］〜１６［４］、１７［１］〜１７［４］、１８［１］〜１８［４］及び２３を含んで構成され、情報取得回路１０４はＡＤ変換回路２４を含んで構成される、と考えることができる。ＡＤ変換回路２４の後段回路（不図示）も情報取得回路１０４に含まれる、と解しても良い。

＜＜第３実施例＞＞
第３実施例を説明する。電子と陽電子が対消滅する際、第１方向に５１１ｋｅＶ（キロエレクトロンボルト）のガンマ線が放出されると同時に、第１方向とは逆の第２方向に５１１ｋｅＶのガンマ線が放出される。

これらのガンマ線を検出するべく、第１方向に放出されるガンマ線が入射する位置に第１のシンチレータ１０を配置した第１の放射線検出装置１を設けると共に、第２方向に放出されるガンマ線が入射する位置に第２のシンチレータ１０を配置した第２の放射線検出装置１を設け、２つの放射線検出装置１の検出結果の相関を利用してガンマ線の検出を行うようにしても良い。この際、光パルス波の発生タイミングが第１及び第２の放射線検出装置１間で一致するように、ガンマ線の発生点から第１の放射線検出装置１のシンチレータ１０までの距離と同発生点から第２の放射線検出装置１のシンチレータ１０までの距離とを同じにしておくと良い。但し、それら２つの距離の間に多少の差（例えば数ｍ以下の差）があっても構わない。即ち、それら２つの距離の差をガンマ線の進行速度（約３０ｃｍ／ナノ秒）で割った値が、同時パルス波入力があったか否かを判別するために用いられる上記時間幅に対し、十分に小さければ、相関を利用したガンマ線の検出が問題なく可能となる。

上記のガンマ線を１台の放射線検出装置１にて検出するようにしても良い。上記のガンマ線を１台の放射線検出装置１にて検出するように構成された放射線検出装置１を特に放射線検出装置１Ａと称する。図１３は、放射線検出装置１Ａのブロック図である。放射線検出装置１Ａは、シンチレータ１０として第１のシンチレータ１０及び第２のシンチレータ１０を備えている点を除き、図１の放射線検出装置１と同様の構成を有する。第１のシンチレータ１０及び第２のシンチレータ１０は、対消滅よるガンマ線を発生させる試料ＳＭＰを挟み込むように対応配置される。

即ち、試料ＳＭＰから第１方向に放出されるガンマ線が入射する位置に第１のシンチレータ１０を配置すると共に試料ＳＭＰから第２方向に放出されるガンマ線が入射する位置に第２のシンチレータ１０を配置する。その上で、光検出器１１［１］及び１１［２］を第１のシンチレータ１０からのシンチレーション光を受ける位置に配置すると共に光検出器１１［３］及び１１［４］を第２のシンチレータ１０からのシンチレーション光を受ける位置に配置する。即ち、光検出器１１［１］及び１１［２］が、第１のシンチレータ１０における互いに共通の領域からのシンチレーション光（第１方向に放出されるガンマ線に基づくシンチレーション光）を同時に検出して各々に光パルス波を出力するように配置し、且つ、光検出器１１［３］及び１１［４］が、第２のシンチレータ１０における互いに共通の領域からのシンチレーション光（第２方向に放出されるガンマ線に基づくシンチレーション光）を同時に検出して各々に光パルス波を出力するように配置しておく。

このようにすれば、対消滅にてガンマ線が発生したとき、第１方向に放出されるガンマ線に基づき光検出器１１［１］及び１１［２］から光パルス波が出力され、その出力と同時に、第２方向に放出されるガンマ線に基づき光検出器１１［３］及び１１［４］から光パルス波が出力されるため、同時パルス波入力があったと判定されてＡＤ変換回路２４から第１及び第２のシンチレータ１０の発光量に関する情報（ひいては発生したガンマ線の情報）が得られる。尚、試料ＳＭＰ及び第１のシンチレータ１０間の距離と試料ＳＭＰ及び第２のシンチレータ１０間の距離とは同じとされる。但し、それら２つの距離の間に多少の差（例えば数ｍ以下の差）があっても構わない。即ち、それら２つの距離の差をガンマ線の進行速度（約３０ｃｍ／ナノ秒）で割った値が、同時パルス波入力があったか否かを判別するために用いられる上記時間幅に対し、十分に小さければ、相関を利用したガンマ線の検出が問題なく可能となる。

＜＜第４実施例＞＞
第４実施例を説明する。放射線検出装置１に４つの光検出器１１［ｉ］を設ける例を上述したが、放射線検出装置１に設けられる光検出器１１［ｉ］の個数（従って単位ブロック回路Ｕ［ｉ］の個数）は２以上であれば幾つでも良い。

＜＜第５実施例＞＞
第５実施例を説明する。ＡＤ変換回路２４を、トリガ信号の入力タイミングにおけるサンプリング対象信号Ｓ_Ｊの電圧値（即ちピーク値ＶＡＬｐ；図６参照）が所定の電圧範囲内に収まっているか否かを判定するウィンドウコンパレータ（不図示）に置換することも可能である。当該ウィンドウコンパレータの判定結果に基づけば特定のエネルギを有する放射線の入射があったか否かを判断可能であり、特定の放射線エネルギに対応した簡便な検出器を構成することが可能となる。

＜＜第６実施例＞＞
第６実施例を説明する。光検出器１１［ｉ］としてＭＰＰＣ（登録商標）を使用することを上述したが、光検出器１１［ｉ］は、自身に入射したシンチレーション光に応じた光パルス波を出力できるものであれば、ＭＰＰＣ（登録商標）に限定されない。

例えば、ガイガーモードとは異なるノーマルモードで動作するＡＰＤにより光検出器１１［ｉ］を構成しても良い。或いは例えば、ＳｉＰＩＮ（silicon P-intrinsic-N）フォトダイオードにより光検出器１１［ｉ］を構成しても良い。ＡＰＤ又はＳｉＰＩＮフォトダイオードは光半導体素子に属する。光半導体素子と異なる構成要素を用いて光検出器１１［ｉ］を構成するようにしても良く、例えば、光電子増倍管にて光検出器１１［ｉ］を構成しても良い。

尚、光電子増倍管は一般に数１００Ｖ程度の高電圧を必要とする。ＳｉＰＩＮフォトダイオードは、そのような高電圧が必要とならない分、利点を有するが、前置増幅回路及び波形整形増幅回路に対して高い性能が求められることが多い。光検出器にＡＰＤを用いた場合、ＳｉＰＩＮフォトダイオードを用いる場合と比べ、前置増幅回路及び波形整形増幅回路に対する要求性能の低減が期待される。特に、ＭＰＰＣ（登録商標）は、数１０Ｖ程度で動作可能である、出力信号が大きい且つ衝撃に強いといった有益な特徴を有しているため、光検出器１１［ｉ］としてＭＰＰＣ（登録商標）を用いることが望ましい。但し、ＭＰＰＣは固体素子であるため、熱励起によるノイズの影響を強く受ける。このため、上述してきたような放射線検出装置１の雑音除去機能が重要となる。

＜＜本発明の考察＞＞
本発明について考察する。

本発明に係る放射線検出装置Ｗは、放射線の入射に基づくシンチレータの発光に対応する光パルス波（Ｓ_Ａ［ｉ］）を各々に出力する複数の光検出器と、前記複数の光検出器からの複数の出力信号（Ｓ_Ａ［１］〜Ｓ_Ａ［４］）を個別に増幅及び波形整形することで複数の波形整形信号（Ｓ_Ｄ［１］〜Ｓ_Ｄ［４］）を生成する前段回路と、前記複数の波形整形信号を加算して加算信号（Ｓ_Ｈ）を生成し、前記加算信号を波形整形することでサンプリング対象信号（Ｓ_Ｊ）を生成するサンプリング対象信号生成回路と、前記前段回路からの前記複数の波形整形信号に基づきトリガ信号（Ｓ_Ｋ）を出力可能なトリガ信号出力回路と、前記トリガ信号出力回路から前記トリガ信号が出力された際、その出力タイミングに応じたタイミングで前記サンプリング対象信号の信号値情報を取得することで前記シンチレータの発光情報を得る情報取得回路と、を備えたことを特徴とする。

サンプリング対象信号生成回路とは別にトリガ信号出力回路を設け、トリガ信号出力回路に複数の波形整形信号を与えれば、複数の波形整形信号に基づき、各光検出器の出力がシンチレータの発光に由来するものであるのか、雑音に由来するものであるのかを区別することができる。そして、シンチレータの発光に由来すると判断された場合にトリガ信号を出力するようにすることで、雑音の影響が低減される。結果、シンチレータの発光情報（ひいては放射線の入射情報）を正確に検出することが可能となる。

具体的には例えば、放射線検出装置Ｗにおいて、前記光パルス波と雑音パルス波とを含んだパルス波の列が各検出器から前記前段回路に入力され、前記トリガ信号出力回路は、前記波形整形信号ごとに、当該波形整形信号に対応する前記光パルス波又は前記雑音パルス波の前記前段回路への入力タイミングの情報を含んだタイミング信号（Ｓ_Ｇ［ｉ］）を生成し、前記複数の波形整形信号に基づく複数のタイミング信号（Ｓ_Ｇ［１］〜Ｓ_Ｇ［４］）に基づき前記複数の波形整形信号に対応する複数のパルス波が全光検出器から前記前段回路に同時期に入力されたか否かを検出して、同時期に入力されたと検出した場合に前記トリガ信号を出力すると良い。

光パルス波の発生時には、複数の波形整形信号に対応する複数のパルス波が全光検出器から前段回路に同時期に入力されることが期待される。一方、雑音パルス波については複数の光検出器間で相関が無いため、同時期の入力は期待されない。これを利用して上述の如くトリガ信号を生成すれば、雑音の影響を低減することが可能となる。

より具体的には例えば、放射線検出装置Ｗにおいて、前記サンプリング対象信号生成回路は、前記サンプリング対象信号（Ｓ_Ｊ）が前記シンチレータの発光量に応じたピーク値を持つように前記加算信号（Ｓ_Ｈ）から前記サンプリング対象信号を生成し、前記トリガ信号出力回路は、前記複数の波形整形信号に対応する複数のパルス波が全光検出器から前記前段回路に同時期に入力されたと検出した場合、前記サンプリング対象信号がピーク値をとるタイミングにて前記サンプリング対象信号の信号値情報が取得されるように前記トリガ信号を出力すると良い。

これにより、シンチレータの発光量に関する情報を正確に検出することが可能となる。

更に具体的には例えば、放射線検出装置Ｗにおいて、各光検出器から前記前段回路への入力パルス波に基づく電圧信号が前記前段回路にて微分及び積分されることで各波形整形信号（Ｓ_Ｄ［ｉ］）が生成され、前記トリガ信号出力回路は、前記波形整形信号ごとに、前記波形整形信号を積分及び微分することで得た双極性パルス信号（Ｓ_Ｆ［ｉ］）のゼロクロスタイミングを検出することで前記タイミング信号（Ｓ_Ｇ［ｉ］）を生成するタイミング弁別回路（１８［ｉ］）を有していると良い。

更に具体的には例えば、放射線検出装置Ｗにおいて、前記サンプリング対象信号生成回路は、前記加算信号（Ｓ_Ｈ）を積分及び微分することで、前記サンプリング対象信号を双極性信号として生成し、前記双極性信号としての前記サンプリング対象信号がゼロクロスする前であって且つ前記サンプリング対象信号が前記シンチレータの発光量に応じたピーク値をとる前に、前記トリガ信号出力回路での前記ゼロクロスタイミングの検出が完了するよう、前記トリガ信号出力回路における積分及び微分の時定数並びに前記サンプリング対象信号生成回路における積分及び微分の時定数が設定されると良い。

サンプリング対象信号がシンチレータの発光量に応じたピーク値をとる前にゼロクロスタイミングの検出を完了するよう、時定数が定められているため、ゼロクロスタイミングの検出結果に基づくトリガ信号を、サンプリング対象信号がピーク値をとるタイミングにあわせて出力することが可能となる。結果、シンチレータの発光量に関する情報を正確に且つ確実に検出することが可能となる。

また例えば、放射線検出装置Ｗに関し、前記タイミング弁別回路において、前記複数の波形整形信号から生成される複数の双極性パルス信号の夫々について、電圧信号としての前記双極性パルス信号を受ける第１入力端子、及び、第２入力端子を有し、前記第１入力端子及び前記第２入力端子の電圧の比較結果を示す信号を出力する比較回路と、前記比較回路の出力信号に基づいて、前記第２入力端子の電圧をゼロとは異なる参照電圧（Ｖ_ＲＥＦ）又はゼロに切り替える切替回路と、が設けられ、前記比較回路の出力信号にて前記タイミング信号が形成され、各双極性パルス信号について、前記切替回路は、前記第２入力端子とゼロ電位ラインとの間に直列に設けられた半導体スイッチング素子と、前記半導体スイッチング素子がオフのときに前記参照電圧を前記第２入力端子に供給する電圧源と、を有し、前記半導体スイッチング素子は制御端子を有して該制御端子の供給電圧に応じてオン又はオフし、前記比較回路の出力信号がダイオードを通じて前記半導体スイッチング素子の制御端子に供給されると良い。

シンチレータの発光に基づく光検出器からの光パルス波に所定の信号処理を施すことで、双極性パルス信号を生成することができる。双極性パルス信号のゼロクロスタイミングは、シンチレーション光の前段回路（前置増幅回路を含む）への入力タイミングに関するタイミング情報を含んでいるため、当該ゼロクロスタイミングを検出することで当該タイミング情報を抽出できる。シンチレーション光の前段回路への入力タイミングが分かれば、光パルス波を増幅及び波形整形して得られる信号よりシンチレータの発光量情報を正確に抽出することが可能となる。このため、双極性パルス信号のゼロクロスタイミングを正確に検出することは肝要である。

上記の如く、比較回路の出力信号がダイオードを通じて半導体スイッチング素子の制御端子に供給されるようにすることで、半導体スイッチング素子を所望通りにオン／オフ制御することが可能となる。つまり、第２入力端子の電圧を所望通りに切り替えることが可能となるため、双極性パルス信号のゼロクロスタイミングを正確に検出することが可能となる。

具体的には例えば、放射線検出装置Ｗに関し、前記タイミング弁別回路において、各双極性パルス信号について、前記半導体スイッチング素子がオフである状態で前記双極性パルス信号の信号値を示す前記第１入力端子の電圧が前記参照電圧を示す前記第２入力端子の電圧よりも大きくなると、前記比較回路の出力信号レベルが第１レベル（例：ローレベル）から第２レベル（例：ハイレベル）に変化し、前記比較回路の出力信号レベルに基づく前記半導体スイッチング素子をオンするための電圧信号が前記ダイオードを通じて前記半導体スイッチング素子の制御端子に供給され、これによって前記第２入力端子の電圧が前記参照電圧からゼロへと切り替えられ、その後、前記半導体スイッチング素子がオンである状態で前記双極性パルス信号の信号値を示す前記第１入力端子の電圧が前記第２入力端子の電圧よりも小さくなると、前記比較回路の出力信号レベルが前記第２レベル（例：ハイレベル）から前記第１レベル（例：ローレベル）に変化し、前記比較回路の出力信号レベルに基づく前記半導体スイッチング素子をオフするための電圧信号が前記ダイオードを通じて前記半導体スイッチング素子の制御端子に供給され、これによって前記第２入力端子の電圧がゼロから前記参照電圧へと切り替えられると良い。

より具体的には例えば、放射線検出装置Ｗに関し、前記半導体スイッチング素子は、自身の制御端子への供給電圧が所定の第１電圧（例：０．１Ｖ）であるときにオフとなり、前記第１電圧と異なる所定の第２電圧（例：４Ｖ）であるときにオンとなるスイッチング素子であって、前記半導体スイッチング素子の閾値電圧（例：１．２Ｖ）は前記第１電圧と前記第２電圧との間にあり、前記比較回路の出力信号レベルに基づく前記半導体スイッチング素子をオフするための電圧信号が前記ダイオードを通じて前記半導体スイッチング素子の制御端子に供給される際において、前記半導体スイッチング素子をオフするための電圧信号の電圧レベルが前記ダイオードにより前記第２電圧のレベルから前記第１電圧のレベルに向かう方向にシフトされるよう、前記ダイオードは配置されると良い。

これにより、“比較回路の出力信号レベルに基づく半導体スイッチング素子をオフするための電圧信号”の電圧が、閾値電圧に近い場合などにおいても、半導体スイッチング素子を介した電流の流れを確実に遮断することが可能となる。つまり、半導体スイッチング素子を所望通りにオン／オフ制御することが可能となる。

また例えば、放射線検出装置Ｗにおいて、前記複数の光検出器は、前記シンチレータにおける互いに共通の領域からの発光を同時に検出して各々に前記光パルス波を出力するものであって良い。

尚、本発明の実施形態は、特許請求の範囲に示された技術的思想の範囲内において、適宜、種々の変更が可能である。以上の実施形態は、あくまでも、本発明の実施形態の例であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以上の実施形態に記載されたものに制限されるものではない。上述の説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。

１ 放射線検出装置
１０ シンチレータ
１１［ｉ］ 光検出器
１２［ｉ］ 前置増幅回路
１３［ｉ］、１７［ｉ］、２２ 微分回路
１４［ｉ］、１６［ｉ］、２１ 積分回路
１８［ｉ］ タイミング弁別回路
２０ 加算回路
２３ 同時計数回路
２４ ＡＤ変換回路
１０１ 前段回路
１０２ サンプリング対象信号生成回路
１０３ トリガ信号出力回路
１０４ 情報取得回路

Claims (6)

1. 放射線の入射に基づくシンチレータの発光に対応する光パルス波を各々に出力する複数の光検出器と、
   前記複数の光検出器からの複数の出力信号を個別に増幅及び波形整形することで複数の波形整形信号を生成する前段回路と、
   前記複数の波形整形信号を加算して加算信号を生成し、前記加算信号を波形整形することでサンプリング対象信号を生成するサンプリング対象信号生成回路と、
   前記前段回路からの前記複数の波形整形信号に基づきトリガ信号を出力可能なトリガ信号出力回路と、
   前記トリガ信号出力回路から前記トリガ信号が出力された際、その出力タイミングに応じたタイミングで前記サンプリング対象信号の信号値情報を取得することで前記シンチレータの発光情報を得る情報取得回路と、を備えた
   ことを特徴とする放射線検出装置。
2. 前記光パルス波と雑音パルス波とを含んだパルス波の列が各検出器から前記前段回路に入力され、
   前記トリガ信号出力回路は、
   前記波形整形信号ごとに、当該波形整形信号に対応する前記光パルス波又は前記雑音パルス波の前記前段回路への入力タイミングの情報を含んだタイミング信号を生成し、
   前記複数の波形整形信号に基づく複数のタイミング信号に基づき前記複数の波形整形信号に対応する複数のパルス波が全光検出器から前記前段回路に同時期に入力されたか否かを検出して、同時期に入力されたと検出した場合に前記トリガ信号を出力する
   ことを特徴とする請求項１に記載の放射線検出装置。
3. 前記サンプリング対象信号生成回路は、前記サンプリング対象信号が前記シンチレータの発光量に応じたピーク値を持つように前記加算信号から前記サンプリング対象信号を生成し、
   前記トリガ信号出力回路は、前記複数の波形整形信号に対応する複数のパルス波が全光検出器から前記前段回路に同時期に入力されたと検出した場合、前記サンプリング対象信号がピーク値をとるタイミングにて前記サンプリング対象信号の信号値情報が取得されるように前記トリガ信号を出力する
   ことを特徴とする請求項２に記載の放射線検出装置。
4. 各光検出器から前記前段回路への入力パルス波に基づく電圧信号が前記前段回路にて微分及び積分されることで各波形整形信号が生成され、
   前記トリガ信号出力回路は、前記波形整形信号ごとに、前記波形整形信号を積分及び微分することで得た双極性パルス信号のゼロクロスタイミングを検出することで前記タイミング信号を生成するタイミング弁別回路を有する
   ことを特徴とする請求項３に記載の放射線検出装置。
5. 前記サンプリング対象信号生成回路は、前記加算信号を積分及び微分することで、前記サンプリング対象信号を双極性信号として生成し、
   前記双極性信号としての前記サンプリング対象信号がゼロクロスする前であって且つ前記サンプリング対象信号が前記シンチレータの発光量に応じたピーク値をとる前に、前記トリガ信号出力回路での前記ゼロクロスタイミングの検出が完了するよう、前記トリガ信号出力回路における積分及び微分の時定数並びに前記サンプリング対象信号生成回路における積分及び微分の時定数が設定される
   ことを特徴とする請求項４に記載の放射線検出装置。
6. 前記複数の光検出器は、前記シンチレータにおける互いに共通の領域からの発光を同時に検出して各々に前記光パルス波を出力する
   ことを特徴とする請求項１〜５の何れかに記載の放射線検出装置。

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